CN101557208B - 调校电路,应用其的集成电路及信号滤波方法 - Google Patents

Abstract

一种适用于低通滤波器的调校电路，其包括：一分频器，对参考时钟信号分频；一计数器，根据分频的参考时钟信号来计数一输出频率；一搜寻控制器，耦接至该计数器，利用一搜寻机制以将计数结果转换成一数字位信号，该搜寻控制器根据该数字位信号而发出一重设信号至该计数器，以重设该计数器；一数字/模拟转换器，将该数字位信号转换成一模拟控制电压；以及一压控振荡器，受该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率。该模拟控制电压与该调校信号更自动调校该滤波器的品质因子与带宽。其中，该搜寻控制器还根据该数字位信号而发出一调校信号给该滤波器以及该振荡器，以调校该振荡器的该输出频率与该滤波器的该特征值。

Description

调校电路,应用其的集成电路及信号滤波方法

技术领域

本发明涉及一种适用于滤波器的调校电路，且特别是涉及一种调校电路，其能自动调校低通滤波器的品质因子。 

背景技术

无线通信技术的快速发展带给人们莫大便利。低耗电量，小尺寸，质轻与低成本，已成为移动装置等的主要需求。在无线通信***中，无线信号收发器扮演重要角色。无线信号收发器最好能够具有：高操作频率，高线性度，高信号噪声比(SNR)，高电路整合，低功率消耗与低失真。在无线信号收发器中，低通滤波器可将噪声过滤，以达到高线性度。如果此种滤波器能整合在单一芯片上的话，藉由缩减外在元件的数目，可显著降低重量与电路面积。 

低通滤波器的种类繁多，至少包括：主动式RC滤波器，切换电容式(switch capacitor)滤波器与转导-电容(Gm-C)式滤波器。可根据线性度、电路面积、噪声比与功率，来选择适当的滤波器类型。 

主动式RC滤波器可提供高线性度，但其会损及元件的精确性，且其功率消耗甚高。切换电容式滤波器具有高精确度及高线性度，但其噪声指数较高，且需要高频的操作时钟来进行取样。 

转导-电容式滤波器已广泛使用于CMOS工艺中。相比于其它类型的滤波器，转导-电容式滤波器的优点比如有：高操作频率与设计弹性度。转导-电容式滤波器的频率响应由其内部的Gm/C比值来决定。 

对于给定的频率响应，滤波器的转移函数乃是由品质因子(Q-factor，底下简称Q值)所决定。大部份的集成电路滤波器的Q值皆不高。然而，随着电路的操作频率愈来愈高，滤波器较好能具有高Q值且最好能避免因误差而导致Q值降低。 

故而，希望能有一种新调校电路，其能自动调校转导-电容(Gm-C)式滤波器的Q值与带宽。 

发明内容

本发明提供一种滤波器的调校电路，其可调校滤波器的Q值，以使得滤波器有较佳的导通频带平坦度。 

本发明提供一种滤波器的调校电路，通过Q值调校，可降低滤波器的转导值与电容值的误差，使得Gm-C滤波器的效能更佳。 

本发明提供一种滤波器的调校电路，其能高分辨率地调校Q值。 

本发明提供一种滤波器的调校电路，其能快速锁住频率，以提高Q值调校的速度。 

本发明提供一种滤波器的调校电路，其减少控制电压的突波，以提高准确度。 

本发明提供一种滤波器的调校电路，其不须要使用大面积的模拟回路滤波器(loop filter)，所以，其电路面积较小。 

本发明的范例的一提供一种滤波器的调校电路，在调校该调校电路的一输出频率时，自动调校该滤波器的一特征值。该调校电路包括：一分频器，将一第一参考时钟信号分频成一第二参考时钟信号；一计数器，耦接至该分频器，根据该第二参考时钟信号来计数该输出频率；一搜寻控制器，耦接至该计数器，利用一搜寻机制以将该计数器的一计数结果转换成一数字位信号，该搜寻控制器根据该数字位信号而发出一重设信号至该计数器，以重设该计数器；一数字/模拟转换器，将该数字位信号转换成一模拟控制电压；以及一振荡器，受该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率。其中，该模拟控制电压更调校该滤波器的该特征值，其中，该搜寻控制器还根据该数字位信号而发出一调校信号给该滤波器以及该振荡器，以调校该振荡器的该输出频率与该滤波器的该特征值。 

在上述的调校电路范例中，该搜寻控制器是一二位搜寻控制器。 

在上述的调校电路范例中，当该数字位信号的高位皆为相同值(如皆为1或皆为0)时，该搜寻控制器发出该重设信号至该计数器。 

在上述的调校电路范例中，该滤波器的该特征值是一品质因子。 

在上述的调校电路范例中，该振荡器是一转导电容式振荡器，且该滤波器是一转导电容式滤波器。故而，该调校信号控制该转导电容式振荡器内的电流镜的导通数量；以及该调校信号控制该转导电容式滤波器内的电流镜的导通数量。 

本发明的另一范例提供一种信号滤波方法，适用于一滤波器。该方法包括：将一第一参考时钟信号分频成一第二参考时钟信号；根据该第二参考时钟信号来计数一输出频率；利用一二位搜寻树以将该计数结果转换成一数字位信号，并根据该数字位信号而产生一重设信号以重设该计数结果；根据该数字位信号以产生一调校信号，以调校该输出频率与该滤波器的一品质因子，进而调校该滤波器的一带宽；将该数字位信号转换成一模拟控制电压；根据该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率；利用该模拟控制电压来调校该滤波器的该带宽；根据调校后的该品质因子与该带宽，该滤波器进行信号滤波。 

在上述的方法范例中，所用的二位搜寻树是一种延伸式二位搜寻树。 

在上述的方法范例中，当该数字位信号的高位皆为相同值时，发出该重设信号。 

在上述的方法范例中，如果所用的滤波器是一种转导电容式滤波器，则该调校信号会控制该转导电容式滤波器内的电流镜的导通数量。 

本发明的又另一范例提供一种集成电路，包括：一转导电容式滤波器，用于进行信号滤波；以及一调校电路，耦接至该转导电容式滤波器，该调校电路用以调校该转导电容式滤波器的一品质因子。该调校电路包括：一分频器，将一第一参考时钟信号分频成一第二参考时钟信号；一计数器，耦接至该分频器，根据该第二参考时钟信号来计数该调校电路的一输出频率；一搜寻控制器，耦接至该计数器，利用一搜寻机制以将该计数器的一计数结果转换成一数字位信号，该搜寻控制器根据该数字位信号而发出一重设信号至该计数器，以重设该计数器；一数字/模拟转换器，将该数字位信号转换成一模拟控制电压；以及一转导电容式振荡器，受该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率；其中，该模拟控制电压更调校该转导电容式滤波器的一带宽，其中，该搜寻控制器还根据该数字位信号而发出一调校信号给该转导电容式滤波器以及该转导电容式振荡器，以调校该转导电容式振荡器的该输出频率与该转导电容式滤波器的该品质因子，进而调校该转导电容式滤波器的该带宽。 

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图，作详细说明如下。 

附图说明

图1显示根据本发明一实施例的调校电路，其可自动调校Gm-C滤波器的Q值。 

图2a显示2阶Gm-C式LPF的示意图。 

图2b显示2阶Gm-C式LPF的特征图。 

图3a显示Gm-C式电压控制振荡器的示意图。 

图3b显示Gm-C式电压控制振荡器的特征图。 

图4a显示出DAC 140的电压Vcnt l对位D的特征曲线图。 

图4b显示出VCO 150的输出频率Fosc对电压Vcntl的特征曲线图。 

图5a与5b显示本实施例中，如何达成对LPF的Q值的多频带调校。 

图6a显示没经过Q值调校的2阶LPF的特征曲线图。 

图6b显示经过Q值调校的2阶LPF的特征曲线图。 

图7a显示没经过Q值调校的6阶椭圆滤波器的特征曲线图。 

图7b显示经过Q值调校的6阶椭圆滤波器的特征曲线图。 

附图符号说明 

100：调校电路 

110：分频器 

120：计数器 

a：二位搜寻控制器 

140：数字/模拟转换器 

150：频率控制振荡器 

190：Gm-C滤波器 

201-204、301-302：Gm单元 

205-208、303-306：电容。 

实施方式 

以下的叙述将伴随着实施例的图示，来详细对本发明所提出的实施例进行说明。在各图示中所使用相同或相似的参考标号，是用来叙述相同或相似的部份。 

在设计Gm-C滤波器时，工艺变动将会影响到其效能。故而，本发明实施例能自动调校Q值，进而抵消工艺变动所带来的负面影响。如此，Gm-C滤波器的效能可获得改善。在底下，Q值的“调校”代表着，测量滤波器性能， 与标准值相比较，计算误差，并校正以减少误差。 

图1显示根据本发明一实施例的电路100，其可自动调校Gm-C滤波器190的Q值。此电路100比如为计数器式锁频回路(CBFLL，counter basedfrequency lock loop)。此电路100包括：分频器110，计数器120，二位搜寻(binary search)控制器130，数字/模拟转换器(DAC)140与频率控制振荡器(VCO)150。 

在说明电路100的动作之前，首先说明Gm-C滤波器190与频率控制振荡器150的原理。 

图2a显示2阶Gm-C式LPF的示意图，而图2b则显示其特征图。此2阶Gm-C式LPF包括：Gm单元(Gm cel l)201-204与电容205-208。 

当此2阶Gm-C式LPF没有被电压Vcnt l控制时，此2阶Gm-C式LPF的转移函数可表示如下： 

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{s{C}_2{G}_{m1}}{s^2{C}_1{C}_2+s{C}_2{G}_{m2}+G_{m3}{G}_{m4}}---\left(1\right)$

其中，Gm1-Gm4分别是Gm单元201-204的转导值。电容205与206的电容值为2C1。电容207与208的电容值为2C2。通常在设计时，会Gm3＝Gm4＝Gm与C1＝C2＝C。当此2阶Gm-C式LPF没有被电压Vcntl控制时，其-3dB带宽(-3dBBW)可表示成： 

-3dB BW＝Gm/C    (2) 

当此2阶Gm-C式LPF被电压Vcntl控制时，其转导值Gm’与-3dB带宽(-3dB BW)可表示成： 

G_m′＝G_mF(V)(3) 

-3dB BW＝G_mF(V)/C    (4) 

其中，F(V)代表以电压Vcnt l为变量的函数。 

如图2b所示，可利用电压Vcntl来控制-3dB带宽。 

此外，图3a显示Gm-C式电压控制振荡器的示意图，而图3b则显示其特征图。Gm-C式电压控制振荡器包括：Gm单元301-302与电容303-306。Gm5与Gm6分别是Gm单元301与302的转导值。电容305与306的电容值为2C1。电容303与304的电容值为2C2。通常在设计时，会Gm5＝Gm6＝Gm与C1＝C2＝C。 

当此2阶Gm-C式电压控制振荡器没有被电压Vcnt l控制时，此Gm-C式电压控制振荡器的输出频率Fosc可表示如下： 

F_osc＝G_m/C    (5) 

其中，Gm与C分别代表此2阶Gm-C式电压控制振荡器的转导值与电容值。 

当此2阶Gm-C式电压控制振荡器被电压Vcnt l控制时，此Gm-C式电压控制振荡器的输出频率Fosc可表示如下： 

F_osc＝G_mF(V)/C    (6) 

如图3b所示，可利用电压Vcntl来控制此Gm-C式电压控制振荡器的输出频率Fosc。 

观察方程式(4)与(6)可发现，Gm-C式电压控制振荡器的输出频率Fosc与2阶Gm-C式LPF的-3dB带宽具有关联性。也就是说，如果能利用电压Vcntl来控制Gm-C式电压控制振荡器的输出频率Fosc的话，也可利用电压Vcntl来控制2阶Gm-C式LPF的-3dB带宽。更进一步说，同样在电压Vcntl的控制下，如果Gm-C式电压控制振荡器能产生所需要的输出频率Fosc的话，则2阶Gm-C式LPF的-3dB带宽也是所需要的。 

故而，在本发明中，利用图1的架构来控制Gm-C式LPF的-3dB带宽与其Q值。Gm-C式LPF的Q值所代表意思为导通频带平坦度(pass bandflatness)。 

现请再次参考图1。电路100可用于锁住VCO 150的输出频率Fosc。 

分频器110用以将参考时钟信号Fref分频成另一参考时钟信号Fref’。比如，N值为2⁸。 

计数器120用于计算在参考时钟信号Fref’的一个时钟周期内有多少个输出频率Fosc。比如，当Fref＝66MHz、N值为2⁸且所需要的输出频率Fosc＝264MHz时，则理想上，Fosc＝4*Fref＝1024*Fref’。也就是说，当频率锁住时，计数器120在参考时钟信号Fref’的一个时钟周期内应该会计数到1024个输出频率Fosc的时钟周期。 

二位搜寻控制器130耦接至计数器120。二位搜寻控制器130接收计数器120的计数结果，并利用二位搜寻树来此计数结果转换成数字位D。如果后级的数字/模拟转换器140为10位DAC的话，则数字位D包括10位D9-D0，其中D9为最高位(MSB)而D0为最低位。 

在本实施例中，二位搜寻控制器130所应用的二位搜寻树可为传统的二位搜寻树。或者，为更进一步提高本实施例的效能，二位搜寻控制器130所 应用的二位搜寻树可为延伸式二位搜寻树(extensive binary search tree)。 

所谓的延伸式二位搜寻树乃是指，在进行位搜寻时，将单位时钟周期延伸。如此一来，可在比较少的搜寻周期内完成位搜寻。更甚者，可以避免因为计数器的相位误差所导致的搜寻误差；而且可以更快速锁住所需的输出频率Fosc。比如，当决定好位D9-D3时，VCO 150的输出频率Fosc的频率误差甚至已经可以小于1％。 

此外，根据所搜寻出的数字位D9-D0，二位搜寻控制器130会发出重设信号RST给计数器120，以重设计数器120，如果须要的话。此外，根据所搜寻出的数字位D9-D0，二位搜寻控制器130发出Q值调校信号Q_TUNE给VCO150与滤波器190，以调校VCO 150的输出频率Fosc与滤波器190的Q值，进而调校滤波器190的-3dB BW(如上式公式所述)。至于如何产生重设信号RST与Q值调校信号Q_TUNE，将在底下描述。 

另外，为减少控制电压Vcnt l的突波(glitch)，以提高准确度，控制器130可将计数器120的初始前4个计数结果舍去，因为初始前4个计数结果可能不是很准确。 

数字/模拟转换器140接收由二位搜寻控制器130所搜寻出的数字位D9-D0，并将之转换成模拟控制电压Vcntl。数字/模拟转换器140所产生的模拟控制电压Vcnt l可输出至VCO 150与滤波器190，以调校VCO 150的输出频率Fosc与滤波器190的-3dB BW(如上式公式所述)。 

如所知般，VCO 150的输出频率Fos c会受到控制电压Vcntl的影响，使其升高或降低。但在本实施例中，VCO 150比如可为Gm-C式VCO。Gm-C式VCO的输出频率有关于其内部的电流镜数量。更进一步说，Gm-C式VCO的输出频率有关于其内部的导通电流镜的数量。 

所以，在本实施例中，如果VCO 150为Gm-C式VCO的话，则控制其内部的导通电流镜的数量，可以控制VCO 150的输出频率Fosc。而VCO 150内部的导通电流镜的数量可由Q值调校信号Q_TUNE来微调。至于如何通过调校Q值来调校VCO 150的输出频率Fosc将在底下描述。 

图4a显示出DAC 140的电压Vcntl对位D(D9-D0)的特征曲线图。图4a分别显示出当频率锁住(Fosc＝4*Fref)，频率过高/超前(Fosc＞4*Fref)与频率过低/落后(Fosc＜4*Fref)时，电压Vcntl的变化。 

图4b显示出VCO 150的输出频率Fosc对电压Vcntl的特征曲线图。图 4b分别显示出当频率锁住(Fosc＝4*Fref)，频率过高/超前(Fosc＞4*Fref)与频率过低/落后(Fosc＜4*Fref)时，输出频率Fosc的变化。 

综合图4a与4b可看出，在本实施例中，当输入位D的值愈小时，会导致电压Vcntl提高，进而提高输出频率Fosc。反之亦然。 

图5a与5b显示本实施例中，如何达成对LPF的Q值的多频带调校(multi-band calibration)。在图5a与5b中，将Q值分成3种情况：Q值较小，Q值较佳与Q值较大。理想情况是，通过M值(M代表VCO 150与滤波器190内的导通电流镜的数量)的调校，可将Q值调校为较佳值。另外，SS代表slow-slow，FF代表fast-fast与TT代表typical-typical。 

如图5a所示，首先，先讨论在SS(slow-slow)条件下，因应数字位D9-D0的变化，如何来调校Q值。Foscl代表的是，当M＝12且D9-D0都为0时，VCO150的输出频率。接着，将D9设为1且D8-D0仍为0(M＝12)，则VCO 150的输出频率会增高为Fosc2。接着，将D9与D8设为1且D7-D0仍为0(M＝12)，则VCO 150的输出频率会增高为Fosc 3。接着，将D9-D7设为1且D6-D0仍为0(M＝12)，则VCO 150的输出频率会增高为Fosc4。由图5a可看出，在M＝12的情况下，输出频率Fos c4所对应的Q值过小。所以，此时控制器130会输出Q值调校信号Q_TUNE至VCO 150与滤波器190，以将M值由12变成14；而且此时控制器130会输出重设信号RST给计数器120，以将计数器120重设。当计数器120被重设时，D9-D0会回到默认值(在此假设位D9-D0的默认值为(1，0，0，0，0，0，0，0，0，0))。所以，Fosc5代表的是，当M＝14且D9-D0回到默认值时，VCO 150的输出频率。 

亦即，在SS状况下，如果数字位D的前几个位(如D9-D7)都为1的话，则很有可能导致LPF的Q值恶化(如Q值太小)。所以，如果控制器发现到此状况发生的话，会发出Q值调校信号Q_TUNE，以调校滤波器的Q值。如此一来，可尽量让Q值维持在适当范围内。 

如图5b所示，在此讨论在FF(fast-fast)条件下，因应数字位D9-D0的变化，如何来调校Q值。Fosc6代表的是，当M＝12且D9-D0都为1时，VCO 150的输出频率。。接着，将D9设为0且D8-D0仍为1(M＝12)，则VCO 150的输出频率会变为Fosc7。接着，将D9与D8设为0且D7-D0仍为1(M＝12)，则VCO 150的输出频率会变为Fosc8。接着，将D9-D7设为0且D6-D0仍为1(M＝12)，则VCO 150的输出频率会增高为Fosc9。由图5b可看出，在M＝12 的情况下，输出频率Fosc9所对应的Q值过大。所以，此时控制器130会输出Q值调校信号Q_TUNE至VCO 150与滤波器190，以将M值由12变成10；而且此时控制器130会输出重设信号RST给计数器120，以将计数器120重设。当计数器120被重设时，D9-D0会回到默认值(在此假设位D9-D0的默认值为(1，1，1，1，1，1，1，1，1，1))。所以，Fosc10代表的是，当M＝10且D9-D0回到默认值时，VCO 150的输出频率。 

亦即，在FF状况下，如果数字位D的前几个位(如D9-D7)都为0的话，则很有可能导致LPF的Q值恶化(如Q值太大)。所以，如果控制器发现到此状况发生的话，会发出Q值调校信号Q_TUNE，以调校滤波器的Q值。如此一来，可尽量让Q值维持在适当范围内。 

由图5a与5b可看出，通过调校M值，可令LPF的Q值尽量维持在较佳范围内，如此可使得LPF有较好的导通频带平坦度。 

也就是说，当控制器所输出的数字位D9-D0有可能使得LPF 190的平坦度不佳时(亦即导致Q值不佳时)，借由多频带调校，能改变VCO与滤波器内的导通电流镜的数量。如此，将能改善LPF的Q值。 

图6a显示没经过Q值调校的2阶LPF的特征曲线图，而图6b显示经过Q值调校的2阶LPF的特征曲线图。图7a显示没经过Q值调校的6阶椭圆滤波器的特征曲线图，而图7b显示经过Q值调校的6阶椭圆滤波器的特征曲线图。比较这些图后可发现，经过Q值调校后，滤波器的导通频带平坦度的确较佳。 

综上所述可知，根据本发明实施例，即使是因为工艺变动、供电电压变动或温度变动使得Gm-C滤波器的Gm值有所误差，通过Q值调校，可降低Gm值的误差，使得Gm-C滤波器的效能更佳。 

此外，根据本发明实施例，即使是因为工艺飘移而使得Gm-C滤波器的C值有所误差，通过Q值调校，可降低C值的误差，使得Gm-C滤波器的效能更佳。 

分频器与DAC的应用能增加Q值调校的分辨率。比如，当VCO的输出频率调校范围为200MHz且分频器的分频倍数为2⁸时，VCO的输出频率的调校分辨率为200MHz/2¹⁰＝0.2MHz。 

此外，本实施例的Q值调校乃是藉由电路自动达成，不须由人工手动调校，可提高Q值调校的速度与准确度。 

本实施例在锁住频率时，由于应用开放回路及延伸式二位搜寻树，故可增加频率锁住速度，提高Q值调校的速度。延伸式二位搜寻树更可避免因相位误差所导致的比较误差。 

另外，由于控制器130可将计数器120的尚未很准确的初始前几个计数结果舍去，故可减少控制电压Vcntl的突波，并提高准确度。 

相比于须要大面积回路滤波器(loopfilter)的纯模拟PLL电路，在本实施例中，计数器与控制器为数字电路，而DAC与VCO则为模拟电路。所以，本实施例的电路面积较小。 

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的申请专利范围所界定者为准。 

Claims (15)

1.一种滤波器的调校电路，在调校该调校电路的一输出频率时，自动调校该滤波器的一特征值，该调校电路包括：

一分频器，将一第一参考时钟信号分频成一第二参考时钟信号；

一计数器，耦接至该分频器，根据该第二参考时钟信号来计数该输出频率；

一搜寻控制器，耦接至该计数器，利用一搜寻机制以将该计数器的一计数结果转换成一数字位信号，该搜寻控制器根据该数字位信号而发出一重设信号至该计数器，以重设该计数器；

一数字/模拟转换器，将该数字位信号转换成一模拟控制电压；以及

一振荡器，受该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率；

其中，该模拟控制电压更调校该滤波器的该特征值，

其中，该搜寻控制器还根据该数字位信号而发出一调校信号给该滤波器以及该振荡器，以调校该振荡器的该输出频率与该滤波器的该特征值。

2.如权利要求1所述的调校电路，其中，该搜寻控制器是一二位搜寻控制器。

3.如权利要求1所述的调校电路，其中，当该数字位信号的高位皆为相同值时，该搜寻控制器发出该重设信号至该计数器。

4.如权利要求1所述的调校电路，其中，该滤波器的该特征值是一品质因子。

5.如权利要求1所述的调校电路，其中，该振荡器是一转导电容式振荡器，且该滤波器是一转导电容式滤波器。

6.如权利要求5所述的调校电路，其中，该调校信号控制该转导电容式振荡器内的电流镜的导通数量；以及该调校信号控制该转导电容式滤波器内的电流镜的导通数量。

7.一种信号滤波方法，适用于一滤波器，该方法包括：

将一第一参考时钟信号分频成一第二参考时钟信号；

根据该第二参考时钟信号来计数一输出频率；

利用一二位搜寻树以将该计数结果转换成一数字位信号，并根据该数字位信号而产生一重设信号以重设该计数结果；

根据该数字位信号以产生一调校信号，以调校该输出频率与该滤波器的一品质因子，进而调校该滤波器的一带宽；

将该数字位信号转换成一模拟控制电压；

根据该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率；

利用该模拟控制电压来调校该滤波器的该带宽；

根据调校后的该品质因子与该带宽，该滤波器进行信号滤波。

8.如权利要求7所述的方法，其中，该二位搜寻树是一延伸式二位搜寻树。

9.如权利要求7所述的方法，其中，当该数字位信号的高位皆为相同值时，发出该重设信号。

10.如权利要求7所述的方法，其中，该滤波器是一转导电容式滤波器，以及该调校信号控制该转导电容式滤波器内的电流镜的导通数量。

11.一种集成电路，包括：

一转导电容式滤波器，用于进行信号滤波；以及

一调校电路，耦接至该转导电容式滤波器，该调校电路用以调校该转导电容式滤波器的一品质因子，该调校电路包括：

一分频器，将一第一参考时钟信号分频成一第二参考时钟信号；

一计数器，耦接至该分频器，根据该第二参考时钟信号来计数该调校电路的一输出频率；

一搜寻控制器，耦接至该计数器，利用一搜寻机制以将该计数器的一计数结果转换成一数字位信号，该搜寻控制器根据该数字位信号而发出一重设信号至该计数器，以重设该计数器；

一数字/模拟转换器，将该数字位信号转换成一模拟控制电压；以及

一转导电容式振荡器，受该模拟控制电压的控制而振荡出该输出频率；

其中，该模拟控制电压更调校该转导电容式滤波器的一带宽，

其中，该搜寻控制器还根据该数字位信号而发出一调校信号给该转导电容式滤波器以及该转导电容式振荡器，以调校该转导电容式振荡器的该输出频率与该转导电容式滤波器的该品质因子，进而调校该转导电容式滤波器的该带宽。

12.如权利要求11所述的集成电路，其中，该搜寻控制器是一延伸式二位搜寻控制器。

13.如权利要求11所述的集成电路，其中，当该数字位信号的高位皆为相同值时，该搜寻控制器发出该重设信号至该计数器。

14.如权利要求11所述的集成电路，其中，该调校信号控制该转导电容式振荡器内的电流镜的导通数量。

15.如权利要求11所述的集成电路，其中，该调校信号控制该转导电容式滤波器内的电流镜的导通数量。

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