CN101552559B

CN101552559B - 具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平dc-dc变换器

Info

Publication number: CN101552559B
Application number: CN2009100208140A
Authority: CN
Inventors: 石勇
Original assignee: XI'AN AIKE ELECTRONICS CO Ltd
Current assignee: Xi'an Actionpower Electrical Co.,Ltd.
Priority date: 2009-01-06
Filing date: 2009-01-06
Publication date: 2011-08-10
Anticipated expiration: 2029-01-06
Also published as: CN101552559A

Abstract

本发明是一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器。它由直流电源V_in、箝位电容1、主变换器2、变压器T₁、整流器3和LC滤波器4连接构成，其中主变换器由两个半桥路构成，在各桥臂上设有一个开关管；变压器由两个原边绕组和一个次边绕组构成。本发明利用电容箝位开关管，使开关管的电压应力减小为V_in/2；同时，变压器的两个原边绕组共用一个磁路，等效提高了磁芯的工作频率，减小了变压器的体积；本发明又利用变压器的倍频输出同样减小了LC滤波器体积。因此，本发明在同样减小开关器件电压应力和LC滤波器体积的条件下，又减小了变压器的体积，所以，优于已有二极管箝位式三电平DC-DC变换器。

Description

具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种三电平DC-DC变换器，具体地说，它是一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器。

背景技术

在已有技术中，有一种已被应用的二极管箝位式三电平DC-DC变换器，如图23所示，其中的主变换器2’由一个桥路构成，在该桥路的每个桥臂上设有两个串联的开关管，在每个桥臂的中点设有一个箝位二极管。由控制电路按照图24～31中的时序分别控制桥路中开关管S1～S8的导通与截止，其变换的工作状态如下：

工作状态1：开关S₁’、S₂’和开关S₇’、S₈’导通，变压器T₁原边绕组N₁两端承受的电压为V_in；通过箝位二极管D_b2将开关S₅’、S₆’的电压箝位至V_in/2，并通过D_b3将S₃、S₄的电压箝位至V_in/2。

工作状态2：开关S₂’，D_b1和开关S₇’、S₈’导通，变压器T₁原边绕组N₁’两端承受的电压为V_in/2；通过箝位二极管D_b2将开关S₅’、S₆’的电压箝位至V_in/2，并通过D_b3将S₃’、S₄’的电压箝位至V_in/2；并通过D_b1将S₁’的电压箝位至V_in/2。

工作状态3：开关S₃’、S₄’和开关S₅’、S₆’导通，变压器T₁原边绕组N₁两端承受的电压为-V_in；通过箝位二极管D_b1将开关S₁’、S₂’的电压箝位至V_in/2，并通过D_b4将S₇’、S₈’的电压箝位至V_in/2。

工作状态4：开关S₅’，D_b2和开关S₃’、S₄’导通，变压器T₁原边绕组N₁两端承受的电压为-V_in/2；通过箝位二极管D_b4将开关S₇’、S₈’的电压箝位至V_in/2，并通过D_b1将S₁’、S₂’的电压箝位至V_in/2；并通过D_b2将S₆’的电压箝位至V_in/2。

通过主变换器的变换，在变压器的原边可得到如图32所示的电压波形，经过整流后，可得到如图33所示的电压波形。

通过上述主变换器的工作状态可以看出，由于D_b1-D_b4的箝位作用，桥路中各开关管电压被箝位在V_in/2，从而使开关管的电压应力减小到V_in/2。从变压器的工作波形(图32)看出，变压器原边电压除了V_in和换流时出现的零电平外，还包含有V_in/2电平，但由于其脉宽比两电平变换的脉宽宽，因此，该输出电压的伏秒值没有因为V_in/2电平的加入而减小，所以变压器体积没有减小。从整流器输出的电压波形(图33)看出，其最大值到最小值的压差是V_in/2，而两电平换变的压差是V_in，因此，整流后输出电压的谐波因中间电平的加入而明显减小，所以可减小LC滤波器的体积。

综上所述，虽然该变换器与两电平换变器相比，达到了减少开关器件电压应力和减小LC滤波器体积的目的，但变压器的体积没有减小，还有待做到更好。

发明内容

本发明的目的是针对已有技术中的问题，提供一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器，使其能够减小变压器的体积。

为实现上述目的，本发明的第一技术方案如下：

它由一个直流电源V_in、箝位电容、主变换器、变压器T₁、整流器和LC滤波器连接构成，所述的箝位电容由两个电容C1、C2串联构成，该两个串联的电容并联在直流电源V_in的两端，其改进结构是：所述主变换器由两个桥路构成，每个桥路的桥臂上各设一个开关管，所述的第一桥路由开关管S₁、S₂、S₃、S₄连接构成，它的输入端与箝位电容C1并联，所述第二桥路由开关管S₅、S₆、S₇、S₈连接构成，它的输入端与箝位电容C2并联，所述的变压器T₁由两个原边绕组N₁、N₂及一个次边绕组N₃构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₁相接，所述第二桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₂相接，所述变压器T₁的次边绕组N₃与整流器的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器。

本发明的第二技术方案如下：

它由一个直流电源V_in、箝位电容、主变换器、变压器T₁₁、整流器和LC滤波器连接构成，其特征是：所述的箝位电容由四个串联的电容C₁₁、C₁₂、C₁₃、C₁₄构成，该四个串联的电容并联在直流电源V_in的两端，所述的主变换器(12)由两个半桥路构成，每个半桥路的桥臂上设一个开关管，所述的第一半桥路由开关管S₁₁、S₁₂串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C₁₁、C₁₂的两端，所述第二半桥路由开关管S₁₃、S₁₄串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C₁₃、C₁₄的两端，所述的变压器T₁₁由两个原边绕组N₁₁、N₁₂及一个次边绕组N₁₃构成，所述第一半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₁₁相接，所述第二半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₁₂相接，所述变压器T₁₁的次边绕组N₁₃与整流器的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器。

本发明与已有技术相比的特点如下：

一、本发明利用电容箝位开关器件，使开关器件的电压应力减小为V_in/2，达到了与已有技术相同的水平。

二、本发明变压器的两个原边绕组共用一个磁路，等效提高了磁芯的工作频率，减小了变压器的体积。

三、本发明利用变压器的倍频输出达到了与现有变压器相同的输出效果，同样减小了LC滤波器体积，达到与已有技术相同的水平。

因此，本发明在同样减小开关器件电压应力和LC滤波器体积的条件下，又减小了变压器的体积，所以，优于已有技术。

附图说明

图1、本发明的电路原理图之一。

图2、开关管S₁的控制信号时序图。

图3、开关管S₂的控制信号时序图。

图4、开关管S₃的控制信号时序图。

图5、开关管S₄的控制信号时序图。

图6、开关管S₅的控制信号时序图。

图7、开关管S₆的控制信号时序图。

图8、开关管S₇的控制信号时序图。

图9、开关管S₈的控制信号时序图。

图10、变压器原边绕组N₁的工作波形图。

图11、变压器原边绕组N₂的工作波形图。

图12、变压器次边绕组N₃的工作波形图。

图13、LC滤波前的工作波形图。

图14、本发明变压器原边绕组与已有变压器原边绕组工作波形的比较图。

图15、本发明LC滤波前与已有LC滤波前的工作波形比较图。

图16、本发明的电路原理图之二。

图17、图16中开关管S₁₁的控制信号时序图。

图18、图16中开关管S₁₂的控制信号时序图。

图19、图16中开关管S₁₃的控制信号时序图。

图20、图16中开关管S₁₄的控制信号时序图。

图21、图16中变压器原边绕组N₁₁、N₁₂耦合在一起的工作波形图。

图22、图16中LC滤波前的工作波形图。

图23、已有二极管箝位式三电平DC-DC变换器的电路原理图。

图24、图23中开关管S₁’的控制信号时序图。

图25、图23中开关管S₂’的控制信号时序图。

图26、图23中开关管S₃’的控制信号时序图。

图27、图23中开关管S₄’的控制信号时序图。

图28、图23中开关管S₅’的控制信号时序图。

图29、图23中开关管S₆’的控制信号时序图。

图30、图23中开关管S₇’的控制信号时序图。

图31、图23中开关管S₈’的控制信号时序图。

图32、图23中变压器原边绕组N₁’的工作波形图。

图33、图23中LC滤波前的工作波形图。

具体实施方式

实施例1

本例是一种主变换器为全桥结构的三电平DC-DC变换器。

参见图1，它由一个直流电源V_in、箝位电容1、主变换器2、变压器T₁、整流器3和LC滤波器4连接构成，所述的箝位电容2由两个电容C1、C2串联构成，它们并联在直流电源Vin的两端，所述的主变换器2由两个桥路构成，其中第一桥路由开关管S₁、S₂和开关管S₃、S₄先两两串联后再并联构成，它的输入端并接在箝位电容C₁上；所述第二桥路也是由开关管S₅、S₆和开关管S₇、S₈先两两串联后再并联构成，它的输入端并接在箝位电容C₂上；所述的变压器T₁由两个原边绕组N₁、N₂及一个次边绕组N₃构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₁相接，所述第二桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₂相接，所述变压器的次边绕组N₃与整流器3的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器4。其中整流器可以是全波整流器，也可以是半波整流器。

由控制电路按照图2～9中的时序分别控制主变换器2中的开关管S₁～S₈的导通与截止，从而进行直-交变换。其工作状态如下：

工作状态1：开关S₁、S₄导通，变压器T₁原边绕组N₁两端承受的电压为V_in/2；通过C₁将开关S₃、S₂的电压箝位至V_in/2，并通过C₂将S₅、S₆、S₇及S₈的电压箝位至V_in/4。

工作状态2：开关S₂、S₃导通，变压器T₁原边绕组N₁两端承受的电压为-V_in/2；通过C₁将开关S₁、S₄的电压箝位至V_in/2，并通过C₂将S₅、S₆、S₇及S₈的电压箝位至V_in/4。

工作状态3：开关S₅、S₈导通，变压器T₁原边绕组N₂两端承受的电压为V_in/2；通过C₂将开关S₆、S₇的电压箝位至V_in/2，并通过C₁将S₁、S₂、S₃及S₄的电压箝位至V_in/4。

工作状态4：开关S₆、S₇导通，变压器T₁原边绕组N₂两端承受的电压为-V_in/2；通过C₂将开关S₅、S₈的电压箝位至V_in/2，并通过C₁将S₁、S₂、S₃及S₄的电压箝位至V_in/4。

通过上述开关控制，在变压器原边绕组N₁、N₂中可得到如图10、11所示的电压波形，同时，在变压器次边绕组N₃中感应输出如图12所示的电压波形，该电压经过整流器3的整流后输出如图13所示的电压波形。在变换期间，开关管承受的最大电压应力为V_in/2。

参见图14，从图中可以看出，本发明变压器T₁的伏秒面积是现有变压器的三分之一，留出双原边绕组的体积余量，本发明变压器的体积至少可比现有变压器小一倍。

参见图15，从图中可以看出，LC滤波前电压V_LC的最大值到最小值之间的压差为V_in/2，与现有变换器V_LC中的压差相同，因此，达到与已有变换器相同的输出效果，使其保持了减小LC滤波器体积的优势。

实施例2

本例是一种主变换器为半桥结构的三电平DC-DC变换器。

参见图16，与上例不同的结构是所述的箝位电容11由四个串联的电容C₁₁、C₁₂、C₁₃、C₁₄组成，所述的主变换器12包括两个半桥路，每个半桥路的桥臂上各设两个串联的开关管，所述的第一半桥路由开关管S₁₁、S₁₂串联构成，并且它们并联在串联电容C₁₁、C₁₂的两端，所述第二半桥路由开关管S₁₃、S₁₄串联构成，并且它们并联在串联电容C₁₃、C₁₄的两端，所述的变压器T₁₁由两个原边绕组N₁₁、N₁₂及一个次边绕组N₁₃构成，所述第一半桥路的输出端即电容C₁₁、C₁₂的串联点和开关管S₁₁、S₁₂的串联点与该变压器的原边绕组N₁₁相接，所述第二半桥路的输出端即电容C₁₃、C₁₃的二串联点和开关管S₁₃、S₁₄的串联点与该变压器的原边绕组N₁₂相接。

通过控制电路按照图17～20中的时序分别控制开关管S₁₁～S₁₄的导通与截止，则在变压器T₁₁的次边同样可以感应输出与上例相同的电压波形，如图21所示，经过整流器13的整流后，在LC滤波器14的输出端也得到与上例相同的电压波形，如图22所示，在此变换期二间，开关管承受最大的电压应力为V_in/2。

Claims

1.一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器，它由一个直流电源V_in、箝位电容(11)、主变换器(12)、变压器T₁₁、整流器(13)和LC滤波器(14)连接构成，其特征是：所述的箝位电容(11)由四个串联的电容C₁₁、C₁₂、C₁₃、C₁₄构成，该四个串联的电容并联在直流电源V_in的两端，所述的主变换器(12)由两个半桥路构成，每个半桥路的桥臂上设一个开关管，所述的第一半桥路由开关管S₁₁、S₁₂串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C₁₁、C₁₂的两端，所述第二半桥路由开关管S₁₃、S₁₄串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C₁₃、C₁₄的两端，所述的变压器T₁₁由两个原边绕组N₁₁、N₁₂及一个次边绕组N₁₃构成，所述第一半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₁₁相接，所述第二半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N₁₂相接，所述变压器T₁₁的次边绕组N₁₃与整流器(13)的输入端相接，整流器(13)的输出端接LC滤波器(14)。