CN101454958A - 电力控制装置和具有该电力控制装置的车辆 - Google Patents

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CN101454958A CNA2007800199564A CN200780019956A CN101454958A CN 101454958 A CN101454958 A CN 101454958A CN A2007800199564 A CNA2007800199564 A CN A2007800199564A CN 200780019956 A CN200780019956 A CN 200780019956A CN 101454958 A CN101454958 A CN 101454958A
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Abstract

本发明提供一种电力控制装置和具有该电力控制装置的车辆，电子控制单元(60)基于来自电压传感器(74)的电压(VAC)来检测工业电源(90)的电压的有效值和相位。另外，电子控制单元(60)基于该检测到的有效值和相位以及对蓄电装置(B)的充放电电力指令值(PR)，生成与工业电源(90)的电压同相的电流指令(IR)，该电流指令(IR)是在电力线(NL1、NL2)中流动的电流(IAC)的指令值。由此，电子控制单元(60)基于该生成的电流指令(IR)来控制电容(30)的零相电压。

Description

电力控制装置和具有该电力控制装置的车辆
技术领域
本发明涉及电力控制装置和具有该电力控制装置的车辆，特别涉及在工业电源与搭载于车辆的蓄电装置之间接收供给电力的电力控制装置和具有该电力控制装置的车辆。
背景技术
日本特开平4-295202号公报公开了一种可在车辆外部的交流电源和车载直流电源之间接收供给电力的电动机驱动装置。该电动机驱动装置具有：蓄电池、变换器(inverter，逆变器)IA、IB、感应电动机MA、MB和控制单元。感应电动机MA、MB分别具有被星形连接(Y形连线)的绕组(winding)CA、CB。在绕组CA、CB的中性点NA、NB上经由EMI滤波器与输入/输出端口相连接。变换器IA、IB分别对应于感应电动机MA、MB设置，并分别与绕组CA、CB相连接。变换器IA、IB与蓄电池并联连接。
在该电动机驱动装置中，当处于再充电模式时，能够将从与输入/输出端口相连接的单相电源施加给绕组CA、CB的中性点NA、NB之间的交流电转换为直流电来对蓄电池充电。此外，在中性点NA、NB之间产生了被调整了正弦波的交流电，将该产生的交流电输出给与输入/输出端口相连接的外部装置。
但是，上述的日本特开平4-295202号公报中公开的电动机驱动装置，在再充电模式中必须使感应电动机MA、MB的驱动停止。此外，感应电动机MA、MB的驱动控制中(驱动模式中)不能进行再充电模式时的控制。
进而，在上述公报中，虽然公开了为了有效地实现电池充电而从单相电源进行功率因数为1的电池充电，但是，还需要更高精度的控制以实现更有效的电池充电或者向外部装置供电。
发明内容
因此，本发明就是为了解决上述课题而完成的，其目的在于提供一种如下所述的电力控制装置以及具有该电力控制装置的车辆：该电力控制装置经由两个交流电动机的中性点与交流电源之间接收供给电力以不干涉电动机的驱动控制的方式接收供给电力。
此外，本发明的另一目的在于提供一种如下所述的电力控制装置以及具有该电力控制装置的车辆：该电力控制装置经由两个交流电动机的中性点可与交流电源之间接收供给电力，并且可更有效地接收供给电力。
根据本发明，电力控制装置可执行从车辆外部的交流电源向搭载在车辆上的蓄电装置充电以及从所述蓄电装置向所述交流电源供电中的任一种，该电力控制装置具有：第一交流旋转电机和第二交流旋转电机、第一变换器和第二变换器、电力线对、第一电压检测装置、电流指令生成部和变换器控制部。第一交流旋转电机具有作为定子绕组的星形连接的第一多相绕组。第二交流旋转电机具有作为定子绕组的星形连接的第二多相绕组。第一变换器与第一多相绕组相连接，在第一交流旋转电机和蓄电装置之间进行电力变换。第二变换器与第二多相绕组相连接，在第二交流旋转电机和蓄电装置之间进行电力变换。电力线对连接第一多相绕组的第一中性点和第二多相绕组的第二中性点，构成可在第一和第二中性点与交流电源之间接收供给电力。第一电压检测装置检测交流电源的电压。电流指令生成部基于来自第一电压检测装置的电压检测值，检测交流电源的电压的有效值和相位，并且基于该检测到的有效值和相位以及对蓄电装置的充放电电力指令值，生成对交流电源的电压调整了相位的电流指令值，该电流指令值是在电力线对中流动的电流的指令值。变换器控制部基于由电流指令生成部所生成的电流指令值，来控制第一变换器和第二变换器中的至少一方的零相电压。
优选为电流指令生成部生成与交流电源的电压同相的电流指令值。
优选为电流指令生成部包括有效值运算部、相位检测部、正弦波生成部和运算部。有效值运算部基于电压检测值来运算交流电源的电压的有效值。相位检测部基于电压检测值来检测交流电源的电压的相位。正弦波生成部生成对于由相位检测部所检测到的相位进行了相位调整的正弦波。运算部将充放电电力指令值除以有效值，将其运算结果乘以来自正弦波生成部的正弦波，来生成电流指令值。
进一步优选为正弦波生成部生成与相位检测部所检测到的相位同相的正弦波。
优选为变换器控制部基于电流指令值来控制第一变换器和第二变换器中的任一方的零相电压，将另一方的变换器的零相电压控制为固定值。
进一步优选为在与一方的变换器对应的中性点的电位比与另一方的变换器对应的中性点的电位高的情况下，变换器控制部使另一方的变换器的各相臂的上臂关断且使下臂导通；在与一方的变换器对应的中性点的电位比与另一方的变换器对应的中性点的电位低的情况下，变换器控制部使另一方的变换器的各相臂的上臂导通且将下臂关断。
此外，进一步优选为当从交流电源对蓄电装置充电时，变换器控制部使另一方的变换器的各相臂的上臂和下臂关断
此外，进一步优选为变换器控制部基于电流指令值将控制零相电压的变换器在第一变换器和第二变换器之间周期性地更替。
进一步优选为变换器控制部基于电流指令值来控制第一变换器和第二变换器的零相电压，以使第二变换器的零相电压为使第一变换器的零相电压的符号反转得到的电压。
进一步优选为根据预定的载波与基于电流指令值生成的第一信号波之间的大小关系，变换器控制部生成用于开关控制第一变换器的第一驱动信号；根据载波与使第一信号波进行符号反转得到的第二信号波之间的大小关系，变换器控制部生成用于开关控制第二变换器的第二驱动信号。
此外，进一步优选为根据预定的第一载波与基于电流指令值生成的信号波之间的大小关系，变换器控制部生成用于开关控制第一变换器的第一驱动信号；根据使第一载波进行符号反转得到的第二载波与信号波之间的大小关系，变换器控制部生成用于开关控制第二变换器的第二驱动信号。
此外，进一步优选为变换器控制部，根据预定的载波与基于电流指令值生成的信号波之间的大小关系，生成用于开关控制第一变换器的第一驱动信号，并且生成用于开关控制第二变换器的第二驱动信号，该第二驱动信号与第一驱动信号互补地变化。
优选为电力控制装置还具有第一电流检测装置，该第一电流检测装置检测在电力线对中流动的电流。变换器控制部包括电流控制部和驱动信号生成部。电流控制部基于来自第一电流检测装置的电流检测值与电流指令值之间的偏差，生成第一变换器和第二变换器的零相电压指令。驱动信号生成部根据该生成的零相电压指令，生成用于驱动第一变换器和第二变换器的驱动信号。
优选为电力控制装置还具有多个第二电流检测装置。多个第二电流检测装置检测在第一交流旋转电机和第二交流旋转电机各自的各相中流动的电流。变换器控制部包括多个电流控制部和驱动信号生成部。多个电流控制部对应于第一交流旋转电机和第二交流旋转电机各自的各相而设置，基于来自相对应的第二电流检测装置的电流检测值与将电流指令值均等地分配给各相的各相电流指令值之间的偏差，生成相对应的变换器中的相对应的相的电压指令。驱动信号生成部根据该生成的各相电压指令，生成用于驱动第一变换器和第二变换器的驱动信号。
优选为电流控制部或者多个电流控制部各自具有内部模型补偿部。内部模型补偿部采用与电流指令值相对应的正弦波函数来算出控制补偿量。
进一步优选为内部模型补偿部包括第一和第二平均值运算部以及运算部。第一平均值运算部算出电流指令值或者各相电流指令值的大小的平均值。第二平均值运算部算出电流检测值的大小的平均值。运算部将来自第一平均值运算部的输出与来自第二平均值运算部的输出之间的偏差乘以增益，进一步将其运算结果乘以与交流电源同相位的正弦波函数，来算出控制补偿量。
此外，优选为电流控制部或多个电流控制部各自具有反复控制部。反复控制部基于交流电源的1周期前的偏差，针对交流电源的每个相位逐次算出零相电压指令或者各相电压指令。
优选为电力控制装置还具有第二电压检测装置。第二电压检测装置检测被施加给第一变换器和第二变换器的直流电压。电流指令生成部具有电压控制部。电压控制部基于来自第二电压检测装置的电压检测值与直流电压的目标电压之间的偏差，来校正充放电电力指令值，以将直流电压控制为目标电压。
此外，优选为电力控制装置还具有升压转换器、第二电压检测装置和转换器控制部。升压转换器设置在蓄电装置与第一变换器和第二变换器之间。第二电压检测装置用于检测被施加给第一变换器和第二变换器的直流电压。转换器控制部基于来自第二电压检测装置的电压检测值，来控制升压转换器，以将直流电压控制为目标电压。
进一步优选为电力控制装置还具有第三电流检测装置。第三电流检测装置检测被输入到蓄电装置以及从蓄电装置输出的电流。转换器控制部具有：电压控制部和电流控制部。电压控制部构成为基于来自第二电压检测装置的电压检测值，将直流电压控制为目标电压。电流控制部构成为基于来自第三电流检测装置的电流检测值，将输入到蓄电装置以及从蓄电装置输出的电流控制为目标电流。
进一步优选为当电流检测值与目标电流之间的偏差超过阈值时，转换器控制部使升压转换器停止。
此外，根据本发明，车辆具有车轮和上述任一种电力控制装置，该车轮从第一交流旋转电机和第二交流旋转电机中的至少一方接收驱动转矩。
在本发明中，经由连接在第一中性点和第二中性点上的电力线对，在交流电源和蓄电装置之间接收供给电力。这样，电流指令生成部根据基于来自第一电压检测装置的电压检测值所检测到的交流电源的电压的有效值和相位以及对蓄电装置的充放电电力指令值，生成对交流电源的电压调整了相位的电流指令值，该电流指令值是流动于电力线对的电流的指令值。
即，电流指令生成部并不是基于具有包含高次谐波和变动成分的可能性的交流电源的检测电压波形，而是检测交流电源的电压有效值和相位，并利用作为基本波的正弦波波形生成电流指令值，因此不含有交流电源的高次谐波成分和变动成分，并且能够生成可针对交流电源以功率因数1进行充电或者供电的电流指令值。这样，变换器控制部基于其生成的电流指令值来控制第一变换器和第二变换器，因此抑制了高次谐波成分和变动成分导致的无功功率和高次谐波电流。
因此，根据本发明，能够有效地从交流电源对蓄电装置充电以及从蓄电装置向交流电源供电。此外，即使切换交流电源的电平，也能够确保与被设定的充放电电力指令值相当的电力。即、在工业电源的电平不同的各个国家，不用伴随***和设定的变更，就能够得到一定的充电电力和供电电力。进而，抑制了高次谐波以及变动成分所导致的损失以及无功功率的产生，因此能够实现高功率且小型的装置。
此外，变换器控制部基于电流指令值控制第一变换器和第二变换器中的至少一方的零相电压，因此该控制不会对第一交流旋转电机和第二交流旋转电机的转矩产生影响，因此，根据本发明，能够以不干涉第一交流旋转电机和第二交流旋转电机的转矩控制的方式进行与交流电源的电力控制。即、能够在驱动第一交流旋转电机和第二交流旋转电机的同时从交流电源对蓄电装置充电以及从蓄电装置向交流电源供电。
进而，在本发明中，当从交流电源对蓄电装置充电以及从蓄电装置向交流电源供电时，采用第一交流旋转电机和第二交流旋转电机的多相绕组和第一变换器以及第二变换器，因此不需要在交流电源和蓄电装置之间设置专门用于进行电力变换的电力变换装置。因此，根据本发明能够削减需要追加的部件数量。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所述的作为车辆一个例子示出的混合动力车辆的整体框图；
图2是图1所示的电子控制单元(ECU，electroni control unit)的功能性框图；
图3是图2所示的电流指令生成部的具体功能性框图；
图4是图2所示的变换器控制部的具体功能性框图；
图5是图1所示的变换器和电动发电机的零相等效电路图；
图6是在图5所示的零相等效电路中从工业电源对蓄电装置充电时实现功率因数1的相量图；
图7是在图5所示的零相等效电路中从蓄电装置向工业电源供电时实现功率因数1的相量图；
图8是表示工业电源的电压和电力线中流动的电流的方向与从工业电源向蓄电装置充电以及从蓄电装置向工业电源供电之间关系的图；
图9是表示从工业电源对蓄电装置充电时的电流流动的第一图；
图10是表示从工业电源对蓄电装置充电时的电流流动的第二图；
图11是表示从工业电源对蓄电装置充电时的电流流动的第三图；
图12是表示从工业电源对蓄电装置充电时的电流流动的第四图；
图13是表示从蓄电装置向工业电源供电时的电流流动的第一图；
图14是表示从蓄电装置向工业电源供电时的电流流动的第二图；
图15是实施方式2中的变换器控制部的具体功能性框图；
图16是通过图15所示的变换器控制部生成的信号和根据该信号在中性点之间产生的电压差的波形图；
图17是在实施方式2的变形例1中生成的PWM信号和根据该PWM信号在中性点之间产生的电压差的波形图；
图18是实施方式2的变形例2中生成的PWM信号和根据该PWM信号在中性点之间产生的电压差的波形图；
图19是表示实施方式3中的电流控制部的结构的控制框图；
图20是表示图19所示的内部模型补偿部的一结构例的控制框图；
图21是表示图19所示的内部模型补偿部的另一结构例的控制框图；
图22是表示由于变换器的死区时间(dead time)的影响而周期性地产生的波形失真的图；
图23是表示实施方式4的电流控制部的结构的控制框图；
图24是表示实施方式5的变换器控制部的具体功能性框图；
图25是表示实施方式6的电流指令生成部的具体功能性框图；
图26是本发明的实施方式7所述的作为车辆的一个例子示出的混合动力车辆的整体框图；
图27是图26所示的电子控制单元的功能性框图；
图28是图27所示的转换器控制部的具体功能性框图；
图29是实施方式8中的转换器控制部的具体功能性框图；
图30是实施方式9中的转换器控制部的具体功能性框图。
具体实施方式
以下参照附图详细说明本发明的实施方式。另外，图中对相同或者等同部分标注相同标号并省略重复说明。
【实施方式1】
图1是本发明的实施方式1所述的作为车辆一个例子示出的混合动力车辆的整体框图。参照图1，该混合动力车辆100具有发动机4、电动发电机MG1、MG2、动力分配机构3和车轮2。此外，混合动力汽车100还具有蓄电装置B、变换器20、30和电子控制单元(ECU)60。
进而，混合动力汽车100还具有：电容器C1、电源线PL1、接地线SL、U相线UL1、UL2、V相线VL1、VL2、W相线WL1、WL2、电压传感器72和电流传感器82、84。此外，混合动力车辆100还具有电力线NL1、NL2、连接器50、电容器C2、电压传感器74和电流传感器86。
该混合动力车辆100将发动机4和电动发电机MG2用作动力源来行驶。动力分配机构3与发动机4和电动发电机MG1、MG2结合以在它们之间分配动力。例如，动力分配机构3可采用行星齿轮机构，该行星齿轮机构具有太阳轮、行星架和齿圈的三个旋转轴。这三个旋转轴分别被连接于发动机4的旋转轴、电动发电机MG1的旋转轴和电动发电机MG2的旋转轴。例如，电动发电机MG1的转子设置成中空，且发动机4的曲轴***通过转子中央，从而将发动机4和电动发电机MG1、MG2机械连接到动力分配机构3。
而且，电动发电机MG2的旋转轴通过未图示的减速器或差动器(differential gear)而与车轮2相接合。此外，在动力分配机构3的内部还可组装有对于电动发电机MG2的旋转轴的减速器。
而且，电动发电机MG1组合在混合动力车辆100中，作为被发动机4驱动的发电机进行工作且作为可起动发动机4的电动机进行工作的部件；电动发电机MG2也组合在混合动力车辆100中，作为用于驱动车轮2的电动机进行工作。
蓄电装置B的正电极与电源线PL1相连接，负电极与接地线SL相连接。电容器C1连接在电源线PL1和接地线SL之间。变换器20包括U相臂22、V相臂24和W相臂26。U相臂22、V相臂24和W相臂26并联连接在电源线PL1和接地线SL之间。U相臂22包括串联连接的npn型晶体管Q11、Q12，V相臂24包括串联连接的npn型晶体管Q13、Q14，W相臂26包括串联连接的npn型晶体管Q15、Q16。在各npn型晶体管Q11～Q16的集电极-发射极之间，分别连接有电流从各发射极侧流向各集电极侧的二极管D11～D16。
而且，作为上述的npn型晶体管以及以下本说明书中的npn型晶体管，例如可以采用IGBT(绝缘栅型双极晶体管)，另外还可以采用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)等电源开关元件来代替npn型晶体管。
电动发电机MG1包含作为定子线圈的三相线圈12。构成三相线圈12的U相线圈U1、V相线圈V1和W相线圈W1的一端彼此相连而形成中性点N1，U相线圈U1、V相线圈V1和W相线圈W1的另一端分别连接到变换器20的U相臂22、V相臂24和W相臂26的各上下臂的连接点。
变换器30包含U相臂32、V相臂34和W相臂36。电动发电机MG2具有作为定子线圈的三相线圈14。变换器30和电动发电机MG2在结构上分别与变换器20和电动发电机MG1相同。
而且，电力线NL1的一端与三相线圈12的中性点N1相连接，其另一端与连接器50相连接。此外，电力线NL2的一端与三相线圈14的中性点N2相连接，其另一端与连接器50相连接。电容器C2连接在电力线NL1和电力线NL2之间。
蓄电装置B是可进行充电和放电的直流电源，由例如镍氢、锂离子等二次电池构成。蓄电装置B向电容器C1输出直流电，并且通过变换器20和/或30被充电。而且，蓄电装置B还可以采用大容量的电容器。
电容器C1使电源线PL1和接地线SL之间的电压波动平滑化。电压传感器72检测电容器C1的端子间电压，即检测电源线PL1相对于接地线SL的电压VDC，并将检测到的电压VDC输出给电子控制单元60。
基于来自电子控制单元60的信号PWM1，变换器20将从电容器C1收到的直流电压转换为三相交流电压，并将该转换得到的三相交流电压输出给电动发电机MG1。此外，变换器20基于来自电子控制单元60的信号PWM1将电动发电机MG1接收发动机4的动力产生的三相交流电压转换为直流电压，并将该变换得到的直流电压输出给电源线PL1。
变换器30基于来自电子控制单元60的信号PWM2，将从电容器C1接收的直流电压转换为三相交流电压，并将该转换得到的三相交流电压输出给电动发电机MG2。此外，在车辆的再生制动时，变换器30根据来自电子控制单元60的信号PWM2将由电动发电机MG2接收来自车轮2的旋转力产生的三相交流电压转换为直流电压，并将该变换得到的直流电压输出给电源线PL1。
这里，当从通过连接器92与连接器50相连接的工业电源90输入交流电时，变换器20、30通过后述的方法，将从工业电源90经由电力线NL1、NL2施加给中性点N1、N2的交流电变换为直流电输出给电源线PL1，以对蓄电装置B充电。此外，当要求从蓄电装置B向工业电源90供电时，变换器20、30通过后述的方法，将来自蓄电装置B的直流电转换为交流电，从中性点N1、N2经由电力线NL1、NL2输出给工业电源90。
电容器C2将对与连接器50相连接的工业电源90的脉动(ripple)的影响除去。电压传感器74检测电力线NL1、NL2之间的电压VAC，并将检测到的电压VAC输出给电子控制单元60。电流传感器86检测在电力线NL2中流动的电流IAC，并将检测到的电流IAC输出给电子控制单元60。而且，还可以通过电流传感器86检测在电力线NL1中流动的电流。
电动发电机MG1、MG2各自是三相交流旋转电机，由例如三相交流同步电动发电机构成。电动发电机MG1被变换器20驱动而进行再生，并将利用发动机4的动力产生的三相交流电压输出给变换器20。此外，当起动发动机4时，电动发电机MG1由变换器20驱动进行动力运行，从而使发动机4起转(cranking)。电动发电机MG2被变换器30驱动进行动力运行，从而产生用于驱动车轮2的驱动力。此外，当车辆进行再生制动时，电动发电机MG2被变换器30驱动而进行再生，从而将利用从车轮2接收的旋转力产生的三相交流电压输出给变换器30。
电流传感器82检测在电动发电机MG1的各相线圈中流动的电动机电流I1，并将检测到的电动机电流I1输出给电子控制单元60。电流传感器84检测在电动发电机MG2的各相线圈中流动的电动机电流I2，并将检测到的电动机电流I2输出给电子控制单元60。
电子控制单元60生成分别用于驱动变换器20、30的信号PWM1、PWM2，并将生成的信号PWM1、PWM2分别输出给变换器20、30。
这里，工业电源90的连接器92与连接器50相连接，当基于信号AC被要求从工业电源90对蓄电装置B充电时，电子控制单元60通过后述的方法控制变换器20、30，以将从工业电源90施加给中性点N1、N2的交流电转换为直流电以对蓄电装置B充电。
此外，工业电源90的连接器92与连接器50相连接，当基于信号AC被要求从蓄电装置B向工业电源90供电时，电子控制单元60通过后述的方法控制变换器20、30，以将来自蓄电装置B的直流电转换为交流电以从中性点N1、N2输出给工业电源90。
而且，信号AC是要求从工业电源90对蓄电装置B充电或者从蓄电装置B向工业电源90供电的信号，例如由使用者操作输入装置(未图示，以下相同)时根据其要求进行变化，该输入装置用于使用者指示对蓄电装置B充电或者向工业电源90供电。
图2是图1所示的电子控制单元60的功能性框图。参照图2，电子控制单元60包括电流指令生成部62和变换器控制部64。电流指令生成部62基于从车辆电子控制单元(未图示，以下相同)接收的充放电电力指令值PR和来自电压传感器74的电压VAC，生成相对于工业电源90以功率因数1进行对蓄电装置B充电或者向工业电源90供电的电流指令IR。这里，充放电电力指令值PR，根据其符号，可表示从工业电源90对蓄电装置B充电时的蓄电装置B的充电电力指令值和从蓄电装置B向工业电源90供电时的蓄电装置B的放电电力指令值。
变换器控制部64，基于从车辆电子控制单元接收的电动发电机MG1、MG2的转矩指令值TR1、TR2、来自电流传感器82、84的电动机电流I1与I2、来自电压传感器72的电压VDC、来自电流传感器86的电流IAC、信号AC以及来自电流指令生成部62的电流指令IR，生成用于使变换器20的npn型晶体管Q11～Q16导通/关断(截止)的信号PWM1和用于使变换器30的npn型晶体管Q21～Q26导通/关断的信号PWM2，并将生成的信号PWM1、PWM2分别输出给变换器20、30。
图3是图2所示的电流指令生成部62的具体功能性框图。参照图3，电流指令生成部62包括有效值运算部102、相位检测部104、正弦波生成部106、除法部108和乘法部110。有效值运算部102检测电压VAC的峰值电压，并基于该检测到的峰值电压算出电压VAC的有效值。相位检测部104检测电压VAC的零交叉点(zero-cross point)，基于检测到的零交叉点来检测电压VAC的相位。
正弦波生成部106基于由相位检测部104检测到的电压VAC的相位，生成与电压VAC同相的正弦波。正弦波生成部106例如可利用正弦波函数的表基于来自相位检测部104的相位生成与电压VAC同相的正弦波。
除法部108用来自有效值运算部102的电压VAC的有效值除充放电电力指令值PR，并将其运算结果输出给乘法部110。乘法部110将除法部108的运算结果乘以来自正弦波生成部106的正弦波，并将其运算结果作为电流指令IR输出。
这样生成的电流指令IR不含工业电源90的高次谐波成分和变动成分，因此当基于电流指令IR控制变换器20、30时，不会产生与工业电源90的高次谐波成分和变动成分相当的无功功率和高次谐波电流。此外，电流指令IR与工业电源90同相，相对于工业电源90的电压，功率因数为1。因此，可有效地进行从工业电源90对蓄电装置B充电或者从蓄电装置B向工业电源90供电。
而且，相对电压VAC来调整基于电压VAC的相位生成的正弦波相位，从而还可以附加用于控制无功功率的无功功率补偿功能。
图4是图2所示的变换器控制部64的具体功能性框图。参照图4，变换器控制部64包括电动机控制用相电压运算部112、114、减法部116、电流控制部118、加法部120和PWM控制部122、124。基于电动发电机MG1的转矩指令值TR1和电动机电流I1以及电压VDC，电动机控制用相电压运算部112算出施加给电动发电机MG1的各相线圈的电压指令，并将所算出的各相电压指令输出给加法部120。
减法部116将从电流指令生成部62接收的电流指令IR减去电流IAC，并将其运算结果输出给电流控制部118。当信号AC被激活(active)时，电流控制部118基于电流指令IR和电流IAC之间的偏差，生成用于使电流IAC跟踪电流指令IR的零相电压指令E0，并将所生成的零相电压指令E0输出给加法部120。该电流控制部118例如进行比例积分控制(PI控制)。而且，当信号AC非被激活(inactive)时，电流控制部118非被激活，从而将零相电压指令E0以0输出。
加法部120将来自电动机控制用相电压运算部112的各相电压指令加上来自电流控制部118的零相电压指令E0，并将其运算结果输出给PWM控制部122。PWM控制部122基于来自加法部120的电压指令，生成实际上用于使变换器20的各npn型晶体管Q11～Q16导通/关断的信号PWM1，并将所生成的信号PWM1输出给变换器20的各npn型晶体管Q11～Q16。
而且，来自电流控制部118的零相电压指令E0被与各相电压指令相加，所以该零相电压E0自身对电动发电机MG1的转矩没有影响。因此，可以不干涉基于来自电动机控制用相电压运算部112的各相电压指令的电动发电机MG1的转矩控制，来进行从工业电源90对蓄电装置B充电的控制或者从蓄电装置B向工业电源90供电的控制。
基于电动发电机MG2的转矩指令值TR2和电动机电流12以及电压VDC，电动机控制用相电压运算部114算出被施加给电动发电机MG2的各相线圈的电压指令，并将所算出的各相电压指令输出给PWM控制部124。
根据来自电动机控制用相电压运算部114的各相电压指令，PWM控制部124生成实际上用于使变换器30的各npn型晶体管Q21～Q26导通/关断的信号PWM2，并将所生成的信号PWM2输出给变换器30的各npn型晶体管Q21～Q26。
而且，在上述说明中，零相电压指令E0被与来自电动机控制用相电压运算部112的各相电压指令相加，所以与变换器20相对应的三相线圈12的中性点N1的电位根据零相电压指令E0相应地变动。
此外，在上述说明中，零相电压指令E0还可以与来自电动机控制用相电压运算部114的各相电压指令相加。在该情况下，与变换器30相对应的三相线圈14的中性点N2的电位根据零相电压指令E0相应地变动，但在该情况下，零相电压指令E0对电动发电机MG2的转矩也没有影响。因此，可以不干涉基于来自电动机控制用相电压运算部114的各相电压指令的电动发电机MG2转矩控制，来进行从工业电源90对蓄电装置B充电的控制或者从蓄电装置B向工业电源90供电的控制。
图5是图1所示的变换器20、30以及电动发电机MG1、MG2的零相等效电路图。电源150由变换器20、30形成，电压V表示中性点N1、N2之间的电压。电压E表示工业电源90的电压。此外，阻抗152表示电动发电机MG1、MG2的漏阻抗和工业电源90侧的阻抗之和，其大小表示为X。电流I表示在变换器20、30和工业电源90之间流动的电流，相当于上述的电流IAC。
图6是在图5所示的零相等效电路中从工业电源90对蓄电装置B充电时实现功率因数1的相量图(phasor diagram)。参照图6，矢量E表示工业电源90的电压相量。矢量I表示在变换器20、30与工业电源90之间流动的电流相量。矢量jωXI表示阻抗152的电压相量。此外，矢量V表示中性点N1、N2之间的电压相量。
通过将中性点N1、N2间的电压V控制为相对工业电源90的电压E相位延迟，从而进行从工业电源90获得电力的充电动作。而且，根据该相量关系，通过将中性点N1、N2间的电压V控制为相对工业电源90的电压E相位延迟σ，从而能够相对于工业电源90以功率因数为1进行充电。
图7是在图5所示的零相等效电路中从蓄电装置B向工业电源90供电时实现功率因数1的相量图。参照图7，通过将中性点N1、N2间的电压V控制为相对工业电源90的电压E相位提前，从而进行向工业电源90输出电力的供电动作。而且，根据该相量关系，通过将中性点N1、N2间的电压V控制为相对工业电源90的电压E相位提前σ，从而能够针对工业电源90以功率因数为1进行供电。
接着，对从工业电源90对蓄电装置B充电时以及从蓄电装置B向工业电源90供电时的电流的流动进行说明。
图8是表示在工业电源90的电压VAC和电力线NL1、NL2中流动的电流IAC的方向和从工业电源90对蓄电装置B充电和从蓄电装置B向工业电源90供电之间的关系的图。参照图8，当电力线NL1的电位高于电力线NL2的电位时，电压VAC为正。此外，当电流从中性点N1向电力线N1流动时(电流从电力线NL2向中性点N2流动时)，电流IAC为正。
当电压VAC和电流IAC都为正时，处于向工业电源90供给电力的状态(供电)，以下称为“第一象限”。当电压VAC为负、电流IAC为正时，处于从工业电源90获得电力的状态(充电)，以下称为“第二象限”。
此外，电压VAC和电流IAC都为负时，处于向工业电源90供给电力的状态(供电)，以下称为“第三象限”。而且，当电压VAC为正、电流IAC为负时，处于从工业电源90获得电力的状态(充电)，以下称为“第四象限”。
图9～图12是表示当从工业电源90对蓄电装置B充电时的电流流动的图。在图9～图12以及表示从蓄电装置B向工业电源90供电时的电流流动的后述的图13、图14中，表示图1所示的变换器20、30和电动发电机MG1、MG2的零相等效电路。而且，在零相等效电路中，可看作各变换器20、30中上臂的三个晶体管处于彼此相同的开关状态(全部导通或关断)，能够看作下臂的三个晶体管也处于彼此相同的开关状态，因此，在图9～图14中，变换器20的npn型晶体管Q11、Q13、Q15总体表示为上臂20A，变换器20的npn型晶体管Q12、Q14、Q16总体表示为下臂20B。此外，变换器30的npn型晶体管Q21、Q23、Q25总体表示为上臂30A，变换器30的npn型晶体管Q22、Q24、Q26汇集表示为下臂30B。
在图9和图10中表示图8所示的第四象限时的电流流动。参照图9，在本实施方式1中，如图4所示，基于零相电压指令E0使变换器20进行PWM动作，变换器30未接收零相电压指令E0，因此，在该零相等效电路中，变换器30处于常时(normally)关断状态。
当变换器20的上臂20A关断且下臂20B导通时，电流从工业电源90经由中性点N1、下臂20B、接地线SL、变换器30的下臂30B和中性点N2进行流动。
参照图10，当变换器20的下臂20B关断而上臂20A导通时，存储在阻抗152(电动发电机MG1、MG2的漏阻抗)中的存储能量被释放，电流经由上臂20A流向蓄电装置B。
图11、图12表示图8所示的第二象限时的电流流动。参照图11，当变换器20的上臂20A导通而下臂20B关断时，电流从工业电源90经由中性点N2、变换器30的上臂30A、电源线PL1、上臂20A和中性点N1进行流动。
参照图12，当变换器20的上臂20A关断而下臂20B导通时，存储在阻抗152中的存储能量被释放，电流经由变换器30的上臂30A流向蓄电装置B。
而且，在上述说明中，未接收零相电压指令E0的变换器30为常时关断，但在第四象限时，也可以将下臂30B导通(上臂30A关断)，在第二象限时，也可以将上臂30A导通(下臂30B关断)。
图13和图14是表示从蓄电装置B向工业电源90供电时的电流流动。图13表示图8所示的第一象限时的电流流动。参照图13，在该第一象限时，变换器30的上臂30A关断而下臂30B导通。于是，变换器20基于零相电压指令E0进行PWM动作，电流从蓄电装置B经由变换器20的上臂20A流向工业电源90。
图14表示图8所示的第三象限时的电流流动。参照图14，在该第三象限时，变换器30的上臂30A导通而下臂30B关断。于是，变换器20基于零相电压指令E0进行PWM动作，电流从蓄电装置B经由变换器30的上臂30A流向工业电源90。
而且，虽然未特别图示，同样也可以对基于零相电压指令E0使变换器30进行PWM动作的情况进行说明。
而且，基于零相电压指令E0进行PWM动作的变换器可以在变换器20、30之间周期性地更替。例如，可以基于电压VAC的周期(例如每当数周期)进行更替。由此，可以防止负载集中在一个变换器上。
如上所述，在本实施方式1中，通过电流指令生成部62，生成不含工业电源90的高次谐波成分和变动成分且相对于工业电源90以功率因数1进行充电或者供电的电流指令IR。于是，变换器控制部64基于该电流指令IR进行电流控制，因此抑制了高次谐波成分和变动成分导致的无功功率和高次谐波电流的产生。
因此，根据本实施方式1，可有效地从工业电源90对蓄电装置B充电以及从蓄电装置B向工业电源90供电。此外，即使切换工业电源90的电平，也能够确保与充放电电力指令值PR相当的一定电力。即，工业电源90的电平在各个国家不同，但根据本实施方式1，不需要针对各国改变***和设定，就能够得到一定的充电电力和供电电力。进而，由于抑制了高次谐波和变动成分导致的损失和无功功率的产生，因此能够实现高效率且小型化。
此外，变换器控制部64基于电流指令IR控制变换器20的零相电压，因此该控制不会影响电动发电机MG1、MG2的转矩。因此，根据本实施方式1，能够在不干涉电动发电机MG1、MG2的转矩控制的情况下进行与工业电源90间的电力控制。即，可驱动电动发电机MG1、MG2并从电源90对蓄电装置B充电以及从蓄电装置B向工业电源90供电。
而且，变换器控制部64基于电流指令IR仅控制变换器20的零相电压，因此与控制变换器20、30双方的零相电压的情况相比，可降低开关损失。此外，控制逻辑也可得以简化。
此外，在本实施方式1中，采用电动发电机MG1、MG2的三相线圈12、14和变换器20、30进行与工业电源90间的电力接收供给，因此不需要另外准备专用的电力转换装置。因此，根据本实施方式1，可削减需追加的部件数量。其结果是，可有助于混合动力车辆100的低成本化、轻量化、低能耗化等。
【实施方式2】
实施方式1基于零相电压指令E0仅使变换器20(或者30)进行PWM动作，但本实施方式2使变换器20、30双方都进行PWM动作。
本实施方式2与实施方式1相比，变换器控制部的结构不同，其他结构与实施方式1相同。
图15是本实施方式2中的变换器控制部的具体功能性框图。参照图15，该变换器控制部64A在图4所示的实施方式1中的变换器控制部64的结构的基础上还具有乘法部126、128和减法部130。
乘法部126将来自电流控制部118的零相电压指令E0乘以1/2，并将其运算结果输出给加法部120。接着，加法部120将来自电动机控制用相电压运算部112的各相零电压指令加上来自乘法部126的输出，并将其运算结果输出给PWM控制部122。
乘法部128将来自电流控制部118的零相电压指令E0乘以1/2，并将其运算结果输出给减法部130。接着，减法部130从来自电动机控制用相电压运算部114的各相零电压指令减去来自乘法部128的输出，并将其运算结果输出给PWM控制部124。于是，PWM控制部124基于来自减法部130的电压指令，生成实际上用于使变换器30的各npn型晶体管Q21～Q26导通/关断的信号PWM2，并将该生成的信号PWM2输出给变换器30的各npn型晶体管Q21～Q26。
即，在该变换器控制部64A中，来自电流控制部118的零相电压指令E0乘以1/2所得的指令被施加给变换器20的PWM控制部122，施加给变换器20的PWM控制部122的指令的符号反转所得的指令，被施加给变换器30的PWM控制部124。换句话说，变换器20和变换器30分担基于来自电流控制部118的零相电压指令E0在中性点N1、N2之间产生电压差时的电压负担。
图16是由图15所示的变换器控制部64A所生成的信号PWM1、PWM2以及根据信号PWM1、PWM2在中性点N1、N2之间产生的电压差的波形图。而且，在该图16中表示不进行电动发电机MG1、MG2的转矩控制的情况。
参照图16，三角波信号k1是载波信号，具有预先设定的载波频率。此外，三角波信号k1的振幅根据来自电压传感器72的电压VDC确定。曲线k2是施加给与变换器20相对应的PWM控制部122的零相电压指令。虚线所示的曲线k3是施加给与变换器30相对应的PWM控制部124的零相电压指令。如上所述，曲线k3是将曲线k2的符号反转(颠倒，sign-inverted)而得到的。
PWM控制部122将曲线k2与三角波信号k1相比，并生成根据曲线k2和三角波信号k1的大小关系改变电压值的脉冲状的PWM信号。而且，PWM控制部122将该生成的PWM信号作为信号PWM1输出给变换器20，变换器20的各相臂根据该信号PWM1相互同步地进行开关动作。
此外，PWM控制部124将曲线k3与三角波信号k1相比，生成根据曲线k3和三角波信号k1的大小关系改变电压值的脉冲状的PWM信号。而且，PWM控制部124将该生成的PWM信号作为信号PWM2输出给变换器30，变换器30的各相臂根据该信号PWM2相互同步地进行开关动作。
于是，中性点N1的电压VN1与中性点N2的电压VN2之间的电压差，如图示那样变化。该中性点N1、N2之间的电压差的波形，具有与如实施方式1那样仅使变换器20、30中的任一方PWM动作时相比为2倍的频率(当仅使变换器20、30中的任一方进行PWM动作时，中性点N1、N2之间的电压波形为与信号PWM1或者PWM2相同的波形)。
而且，在上述说明中，通过在乘法部126、128中分别使来自电流控制部118的零相电压指令E0乘以1/2，从而变换器20和变换器30均等地分担在中性点N1、N2之间产生电压差时的电压负担，但在变换器20、30的电压负担之间也可以存在差异。例如，在乘法部126中将来自电流控制部118的零相电压指令E0乘以k(0≤k≤1)，并且在乘法部128中乘以(1-k)，可以将值k设定为可减小与产生反电动势的电动发电机相对应的变换器的分担比例。
根据本实施方式2，由于中性点N1、N2之间的电压波形变得顺滑，因此能够降低电流IAC中的高次谐波电流成分。此外，还可以降低无功功率和噪音，使相对于蓄电装置B输入输出的电流也变得平滑。
【实施方式2的变形例1】
在上述说明中，分别向与变换器20相对应的PWM控制部122和与变换器30相对应的PWM控制部124施加符号相互反转的零相电压指令，但还可以是向PWM控制部122、124施加同符号的零相电压指令，并将PWM控制部122所采用的载波信号进行符号反转所得的信号作为载波信号用于PWM控制部124中。
图17是实施方式2的变形例1中的信号PWM1、PWM2和根据信号PWM1、PWM2在中性点N1、N2间产生的电压差的波形图。参照图17，关于生成信号PWM1的情形，与图16所示的实施方式2的情形相同。
三角波信号K4是与变换器30相对应的PWM控制部124中采用的载波信号，是将与变换器20相对应的PWM控制部122中采用的三角波信号k2进行符号反转所得到的信号。
而且，PWM控制部124将曲线k2与三角波信号k4相比，并生成根据曲线k2和三角波信号k4的大小关系改变电压值的脉冲状的PWM信号。于是，PWM控制部124将该生成的PWM信号作为信号PWM2输出给变换器30。
而且，本实施方式2的变形例1中的信号PWM2的波形，与图16所示的实施方式2中的PWM2的波形相同，因此中性点N1的电压VN1与中性点N2的电压VN2之间的电压差的波形，与实施方式2相同。
【实施方式2的变形例2】
本实施方式2的变形例2是使变换器20、30中的一个相对于另一个互补性地进行工作。更具体来讲，本变形例2将利用零相电压指令和载波信号生成的信号PWM1进行符号反转而生成信号PWM2。
图18是实施方式2的变形例2中的信号PWM1、PWM2以及根据信号PWM1、PWM2在中性点N1、N2之间产生的电压差的波形图。参照图18，关于生成与变换器20相对应的信号PWM1的情形，与图16所示的实施方式2的情形相同。与变换器30对应的信号PWM2，是将与变换器20相对应的信号PWM1的信号反转所得到的信号。
而且，还可以利用零相电压指令和载波信号生成信号PWM2，并将该生成的信号PWM2进行符号反转而生成信号PWM1。
在本实施方式2的变形例2中，信号PWM2是基于信号PWM1而生成的，从而可以减轻运算负荷。因此，根据本实施方式2的变形例2，将在中性点N1、N2之间生成电压差时的电压负担分担给变换器20、30，同时可使控制简单化。
【实施方式3】
为了控制量没有稳定偏差地跟踪目标输入，需要在控制系的闭环内包含目标输入的发生模型(内部模型原理)。因此，本实施方式3表示利用电流指令IR为正弦波函数这一情况，在电流控制系的闭环内包含电流指令IR的模型(内部模型)的结构。
本实施方式3在变换器控制部中的电流控制部的结构上与实施方式1或2不同，其他结构与实施方式1或2相同。
图19是表示本实施方式3中的电流控制部的结构的控制框图。参照图19，电流控制部118A包括PI控制部202、内部模型补偿部204、加法部206。
PI控制部202将来自电流指令生成部62的电流指令IR和来自电流传感器86的电流IAC之间的偏差作为输入信号进行比例积分运算，并将其运算结果输出给加法部206。
内部模型补偿部204由于电流指令IR为正弦波函数而相应地包含正弦波的模型。于是，内部模型补偿部204利用该正弦波模型来运算补偿信号，并将算出的补偿信号输出给加法部206。
加法部206将来自内部模型补偿部204的补偿信号与来自PI控制部202的输出信号相加，并将其运算结果作为零相电压指令E0输出。
在该电流控制部118，由于电流指令IR是正弦波函数而相应地在电流控制系的闭环内包含正弦波模型，因此PI控制部202的增益不会增高到相当程度，就可除去电流指令IR与电流IAC之间的偏差。
图20是表示图19所示的内部模型补偿部204的一结构例的控制框图。参照图20，内部模型补偿部204包含正弦波传递函数。这里，ω是电流指令IR的频率，具体来讲，与图3所示的电流指令生成部62的正弦波生成部106所生成的正弦波频率相同。此外，k是比例常数。
图21是表示图19所示的内部模型补偿部204的另一结构例的控制框图。参照图21，内部模型补偿部204包括平均值运算部402、404、减法部406、PI控制部408和乘法部410、412。
平均值运算部402算出电流指令IR的大小的平均值。例如，平均值运算部402运算电流指令IR的半周期(相位0～π或者π～2π)的平均值。或者，平均值运算部402将电流指令IR的绝对值用1周期或者数周期进行累计，并将其累计值除以抽样次数所得的值乘以变换系数，从而求出电流指令IR的大小的平均值。
平均值运算部404通过与平均值运算部402相同的方法，算出来自电流传感器86的电流IAC的大小的平均值。减法部406从平均值运算部402的输出减去平均值运算部404的输出，并将其运算结果输出给PI控制部408。PI控制部408将来自平均值运算部402的输出和来自平均值运算部404的输出之间的偏差作为输入信号进行比例积分运算，并将其运算结果输出给乘法部412。
乘法部410将与工业电源90的电压同相位的正弦波函数乘以
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并输出给乘法部412。这里，与工业电源90的电压同相位的正弦波函数，可从图3所示的电源指令生成部62的正弦波生成部106得到。而且，乘法部412将来自乘法部410的输出乘以来自PI控制部408的输出，并将其运算结果输出给加法部206。
这样，根据本实施方式3，由于电流指令IR由正弦波函数构成而相应地使内部模型补偿部204包含正弦波模型，所以能够实现相对电流指令IR无稳定偏差的电流控制。因此，相对于电流指令值的跟踪性得以提高，控制的稳定性和强有力性以及耐久性(robust)得以提高。其结果是，可实现抑制无功功率和高次谐波电流、高效率化且小型的装置。
此外，通过设置内部模型补偿部204，从而能够降低PI控制部202的控制增益，因此从这方面也可以提高电流控制的稳定性。
【实施方式4】
在变换器的开关控制中，一般设置有用于防止上臂和下臂同时导通的死区时间，由于该死区时间的影响，在电流IAC的零交叉点附近周期性地产生波形失真。特别是在混合动力车辆等电动车辆所采用的大功率变换器，大多将死区时间设定得较大，该情况下失真更加显著。因此，本实施方式4可抑制由于这种变换器的死区时间的影响而周期性地产生的波形失真。
图22是示出变换器20、30的死区时间的影响而周期性地产生的波形失真的图。参照图22，纵轴和横轴分别表示电流和时间，表示电流指令IR和作为实际值(actual value)的电流IAC的随时间变化。
由于变换器20、30的死区时间的影响，时刻t0、t3、t4的零交叉点附近电流IAC的波形周期性地失真，越离开零交叉点失真越小。在一般的PI控制等中，为了抑制零交叉点附近的失真而增大控制增益，则可能发生过调(overshoot)和振荡(游车，hunting)，控制变得不稳定。另一方面，当使控制增益下降时，不能充分控制零交叉点附近的失真。
因此，基于处在与某相位θac1对应的时刻t1的电流指令IR和电流IAC之间的偏差ΔI(θac1)，算出补偿量，并将该算出的补偿量在与1周期后的相位θac1相对应的时刻t5输出。此外，根据处于与某相位θac2对应的时刻t2的电流指令IR和电流IAC之间的偏差ΔI(θac2)(未图示)，算出补偿量，并将该算出的补偿量在与1周期后的相位θac2相对应的时刻t6输出。针对每个相位反复执行这种控制。
换言之，基于正好1周期前的电流指令IR和电流IAC之间的偏差，算出补偿量。这样，根据电流指令IR的相位θac反复执行该运算。即、该反复控制基于1周期前的偏差来确定下一周期的同相位的补偿量，因此有效地抑制通过变换器的死区时间的影响，在每个零交叉点附近产生的周期干扰。
在本实施方式4中，变换器控制部中的电流控制部的结构与实施方式1或2不同，其他结构与实施方式1或2相同。
图23是表示本实施方式4中的电流控制部的结构的控制框图。参照图23，电流控制部118B包括电流偏差存储表212和增益表214。电流偏差存储表212从减法部116接收电流指令IR和来自电流传感器86的电流IAC之间的偏差，并接收电流指令IR的相位θac。而且，对于相位θac可采用图3所示的电流指令生成部62的相位检测部104所检测到的相位。
而且，电流偏差存储表212存储电流指令IR和电流IAC之间的偏差ΔI针对各相位(例如每1度)的值ΔI(0)～ΔI(359)。而且，电流偏差存储表212将各偏差ΔI(0)～ΔI(359)存储1周期之后，根据相位θac读出该被存储的值并输出给增益表214。
增益表214对各相位(例如每1度)存储PI控制增益。而且，增益表214根据相位θac将电流偏差存储表212的输出值乘以相对应的PI控制增益来运算补偿量，并将其运算结果作为零相电压指令E0输出。
而且，在上述说明中，针对各相位将电流指令IR和电流IAC之间的偏差ΔI存储起来，但还可以针对各相位存储电流指令IR，并从1周期后读出的电流指令减去电流IAC而输出给增益表214。
如上所述，根据本实施方式4，能够抑制变换器20、30的死区时间的影响和其它周期性产生的干扰所造成的电流波形失真。其结果是，电流控制的控制性能得以提高，可抑制无功功率和高次谐波电流的产生，因此能够有效地对蓄电装置B充电以及向工业电源90供电。
【实施方式5】
上述的实施方式1～4将由电流控制部生成的零相电压指令E0施加给变换器20或/和30的各相。即、变换器20或/和30由变换器控制部以3相一起(同步)的方式进行电流IAC控制。但是，当在电动发电机的各相阻抗产生不平衡的情况下，有可能在各相线圈中流动的电流生成不平衡，产生转矩。因此，在本实施方式5中，在针对变换器20、30各相设置电流控制部，以各相独立的方式进行电流控制，以使得各相线圈中流动的电流相互相等。
本实施方式5与实施方式1～4在变换器控制部的结构上不同，其他结构与实施方式1～4相同。
图24是本实施方式5中的变换器控制部的具体功能性框图。参照图24，该变换器控制部64B是在图4所示的实施方式1中的变换器控制部64的结构中代替减法部116和电流控制部118而包含乘法部222、减法部224、228、232以及电流控制部226、230、234。
乘法部222将电流指令IR乘以1/3并输出。减法部224从来自乘法部222的输出减去来自电流传感器82的U向电流Iu1并将其运算结果输出给电流控制部226。电流控制部部226基于来自减法部224的输出而产生用于使U相电流Iu1跟踪电流指令IR的1/3倍的指令的用于U相的零相电压指令E0u，并将该生成的U相的零相电压指令E0u输出给加法部120。
减法部228从乘法部222的输出减去来自电流传感器82的V相电流Iv1，并将其运算结果输出给电流控制部230。电流控制部230基于来自减法部228的输出，而产生用于使V相电流Iv1跟踪电流指令IR的1/3倍的指令的用于V相的零相电压指令E0v，并将该生成的V相的零相电压指令E0v输出给加法部120。
减法部232从乘法部222的输出减去来自电流传感器82的W相电流Iw1，并将其运算结果输出给电流控制部234。电流控制部234基于来自减法部232的输出，而产生用于使W相电流Iw1跟踪电流指令IR的1/3倍的指令的用于W相的零相电压指令E0w，并将该被生成的W相的零相电压指令E0w输出给加法部120。
而且，当信号AC被激活时，电流控制部226、230、234被激活，当信号AC非被激活时，分别将零相电压指令E0u、E0v、E0w以0输出。
而且，加法部120将来自电流控制部226、230、234的零相电压指令E0u、E0v、E0w分别加到来自电动机控制用相电压运算部112的U、V、W各相电压指令，并将其运算结果输出给PWM控制部122。
在该变换器控制部64B中，当控制电流IAC时，针对U、V、W各相分别设置电流控制部226、230、234，进行电流控制使得U、V、W各相电流分别跟踪电流指令IR的1/3倍的指令。由此，在生成电流IAC期间，在各相线圈中流动同量且同相的电流，从而电动发电机MG1中不会产生转矩。
而且，在上述说明中，各相电流控制部226、230、234可以由一般的PI控制构成，也可以与实施方式3、4中的电流控制部118A、118B同样地构成。此外，零相电压指令E0u、E0v、E0w还可以加到来自电动机控制用相电压运算部114的各相电压指令上。
如上所述，在本实施方式5中，在生成电流IAC期间，以各相独立的方式进行电流控制，因此即使电动发电机MG1的各相阻抗上产生不平衡，也会在各相线圈中流动同量且同相的电流。因此，根据本实施方式5，可确保防止在生成电流IAC期间在电动发电机MG1中产生转矩。
【实施方式6】
在上述实施方式1～5中，电压VDC未被控制。另一方面，通过将电压VDC控制为一定就能够以恒定电压对蓄电装置B进行充电，可以急速充电或根据蓄电装置B的状态设定电流图案。因此，本实施方式6附加了用于将电压VDC控制为目标值的电压控制***。
本实施方式6与实施方式1～5在电流指令生成部的结构上不同，其他结构与实施方式1～5相同。
图25是本实施方式6的电流指令生成部的具体功能性框图。参照图25，该电流指令生成部62A是在图3所示的实施方式1中的电流指令生成部62的结构中还包含变换器输入电压指令设定部252、减法部254、PI控制部256和加法部258。
变换器输入电压指令设定部252基于蓄电装置B的电压VB和工业电源90的电压VAC，设定电压VDC的目标电压VDCR。例如，变换器输入电压指令设定部252将目标电压VDCR设定为比电压VAC的峰值电压高且也比电压VB高的值。但是，如果目标电压VDCR过高的话，则变换器20、30处的损失变大，因此目标电压VDCR在考虑变换器20、30的损失的基础上设定为适当值。而且，蓄电装置B的电压VB由未图示的电压传感器检测。
减法部254从由变换器输入电压指令设定部252设定的目标电压VDCR减去电压VDC，并将其运算结果输出给PI控制部256。PI控制部256将来自减法部254的输出作为输入信号进行比例积分运算，并将其运算结果输出给加法部258。而且，加法部258将PI控制部256的运算结果加上充放电电力指令值PR，并将其运算结果输出给除法部108。
在该电流指令生成部62A中，校正充放电电力指令以使电压VDC跟踪(follow)目标电压VDCR，并基于该校正后的充放电电力指令算出电流指令IR。而且，通过提高PI控制部256的控制增益，可使电压控制系的响应性得以提高，但如果电压控制系的响应性过高，则充放电电力指令显著变动，其结果是，可能会产生高次谐波而需要留意。
如上所述，在本实施方式6中，由于附加了用于控制电压VDC的电压控制系，因此能够以恒定电压对蓄电装置B进行充电。因此，根据本实施方式6，可实现适于急速充电的控制。此外，可根据蓄电装置B的状态和工业电源90的电平来设定电流IAC的图案(pattern)，从而能够提高蓄电装置B的充电效率。进而，通过控制电压VDC，从而变换器20、30的控制性能得以提高，其结果还能够降低损失、高次谐波以及无功功率，以及能够实现蓄电装置B的劣化抑制。
【实施方式7】
实施方式7在蓄电装置B和变换器20、30之间设置升压转换器。而且，在考虑变换器20、30的控制性能和转换效率等的基础上，通过升压转换器将电压VDC控制为适当的电平。
图26是本发明实施方式7所述的作为车辆的一个例子的混合动力车辆的整体框图。参照图26，该混合动力车辆100A在图1所示的实施方式1所述的混合动力车辆100的结构中还具有升压转换器10、电源线PL2、电容器C3、电压传感器76和电流传感器88，另外还具有电子控制单元60A以代替电子控制单元60。
蓄电装置B的正电极和负电极分别与电源线PL2和接地线SL相连接。电容器C3连接在电源线PL2和接地线SL之间。升压转换器10包含电抗器L、npn型晶体管Q1、Q2以及二极管D1、D2。npn型晶体管Q1、Q2串联连接在电源线PL1和接地线SL之间。二极管D1、D2分别连接在各npn型晶体管Q1、Q2的集电极-发射极之间使得电流从发射极侧流向集电极侧。而且，电抗器L的一端连接在npn型晶体管Q1、Q2的节点上，其另一端与电源线PL2相连接。
升压转换器10基于来自电子控制单元60A的信号PWC，利用电抗器L将从蓄电装置B接收的直流电压升高，并将该被升高了的升压电压输出给电容器C1。具体来讲，升压转换器10基于来自电子控制单元60A的信号PWC，将根据npn型晶体管Q2的开关动作进行流动的电流作为磁场能量存储在电抗器L中，从而使来自蓄电装置B的直流电压升高。而且，升压转换器10将该升高了的升压电压与npn型晶体管Q2被关断的定时(时刻，timing)同步地经由二极管D1输出给电源线PL1。并且，升压转换器10基于来自电子控制单元60A的信号PWC，将从电源线PL1供给来的直流电压降低输出给电源线PL2，从而对蓄电装置B充电。
电容器C3使电源线PL2和接地线SL之间的电压变动平滑化。电压传感器76检测蓄电装置B的电压VB，并将该检测到的电压VB输出给电子控制单元60A。电流传感器88检测输入到蓄电装置B中和从蓄电装置B输出的电流IB，并将该检测到的电流IB输出给电子控制单元60A。
图27是图26所示的电子控制单元60A的功能性框图。参照图27，电子控制单元60A在图2所示的电子控制单元60的结构中进一步含有转换器控制部66。转换器控制部66基于从车辆电子控制单元接收的电动发电机MG1、MG2的转矩指令值TR1、TR2以及电动机转速MRN1、MRN2、来自电压传感器76的电压VB、来自电压传感器72的电压VDC、来自电压传感器74的电压VAC以及信号AC，生成用于使升压转换器10的npn型晶体管Q1、Q2导通/关断的信号PWC，并将该生成的信号PWC输出给升压转换器10。图28是图27所示的转换器控制部66的具体功能性框图。参照图28，转换器控制部66包括变换器输入电压指令运算部302、减法部304、FB控制部306以及门控制部308。
变换器输入电压指令运算部302当信号AC非被激活时，基于转矩指令值TR1、TR2以及电动机转速MRN1、MRN2，运算变换器输入电压的最佳值(目标值)VDCR，并将该运算出的电压指令VDCR输出给减法部304。
此外，变换器输入电压指令运算部302当信号AC被激活时，基于蓄电装置B的电压VB以及工业电源90的电压VAC，设定电压指令VDCR。例如，与实施方式6中的变换器输入电压指令设定部252同样地，变换器输入电压指令运算部302也将目标电压VDCR设定为比电压VAC的峰值电压高且比电压VB高的值。
减法部304从由变换器输入电压指令运算部302输出的电压指令VDCR减去电压VDC，并将其运算结果输出给FB控制部306。FB控制部306进行用于将电压VDC控制为电压指令VDCR的反馈运算(例如比例积分运算)，并将其运算结果输出给门控制部308。
门控制部308基于电压VB、VDC运算用于将电压VDC控制为电压指令VDCR的占空比(duty ratio)。而且，门控制部308基于该运算出的占空比，生成用于将升压转换器10的npn型晶体管Q1、Q2导通/关断的PWM信号，并将该生成的PWM信号作为信号PWC输出给升压转换器10的npn型晶体管Q1、Q2。
而且，通过增大升压转换器10的下臂的npn型晶体管Q2的导通占空(onduty)，电抗器L的电力(电能，power)存储变大，从而能够提高电压VDC。另一方面，通过使上臂的npn型晶体管Q1的导通占空变大，电压VDC降低。因此，通过控制npn型晶体管Q1、Q2的占空比，可将电压VDC控制为电压VB以上的任意电压。
如上所述，根据本实施方式7，由于设置了升压转换器10，将电压VDC控制为目标电压VDC，因此能够将变换器20、30的控制性能以及变换效率最佳化。其结果是，能够更有效地从工业电源90对蓄电装置B充电以及从蓄电装置B向工业电源90供电。
此外，根据本实施方式7，除了得到与实施方式6相同的效果，由于用于控制电流IAC的电流控制系和用于控制电压VDC的电压控制系相分离地构成，因此与实施方式6相比控制的自由度得以提高。
【实施方式8】
当相对于蓄电装置B输入输出的电流IB变动时，蓄电装置B的电阻成分和升压转换器10的电抗器L的电阻成分等中的损失增加，从而蓄电装置B的充放电效率降低。因此，本实施方式8在实施方式7的结构中附加了可抑制电流IB变动(脉动)的电流控制系。
本实施方式8与实施方式7在转换器控制部的结构方面不同，其他结构与实施方式7相同。
图29是本实施方式8中的转换器控制部的具体功能性框图。参照图29，该转换器控制部66A在图28所示的实施方式7中的转换器控制部66的结构中进一步还含有除法部310、加法部312、减法部314和PI控制部316。
除法部310用来自电压传感器76的电压VB除来自FB控制部306的输出。加法部312将相对于蓄电装置B输入输出的电流指令IBR加上来自除法部310的输出。而且，该电流指令IBR可用电压VB除充放电电力指令值PR等来求出。
减法部314从加法部312的输出减去来自电流传感器88的电流IB，并将其运算结果输出给PI控制部316。PI控制部316将来自减法部314的输出作为输入信号进行比例积分运算，并将其运算结果输出给门控制部308。
在该变换器控制部66A中，通过PI控制部316将电流IB控制为接近电流指令IBR。另一方面，当电流IB的控制性过高时(使PI控制部316的控制增益过高时)，电压VDC的控制性降低。但是，电容器C1的容量足够、通过电容器C1能够将电压VDC的电压变动抑制到某种程度时，提高电流IB的控制性这有助于提高充电装置B的充放电效率。
如上所述，根据本实施方式8，在转换器控制部中附加有用于将电流IB控制为目标电流的电流控制系，因此通过使电压VDC的控制性和电流IB的控制性适当，就可以进一步提高对于蓄电装置B的充放电效率。此外，通过控制电流IB的脉动，还有助于蓄电装置B的劣化抑制。进而，还能够抑制电容器C1的损失和劣化。
【实施方式9】
当升压转换器10的动作中发生什么异常，将设置在蓄电装置B和升压转换器10之间的***主继电器(未图示)关断时，通过释放出被存储在升压转换器10的电抗器L中的能量，从而在***主继电器中有过电流流过，有可能导致***主继电器的熔化。此外，当对升压转换器10施加有过电压时，npn型晶体管Q1、Q2也有可能被过电压破坏。因此，本实施方式9中，根据电流IB和电流指令IBR之间的偏差来检测异常，当检测到异常时，在使***主继电器关断之前使升压转换器10停止。
本实施方式9与实施方式8在转换器控制部的结构上不同，其他结构与实施方式8相同。
图30是本实施方式9中的转换器控制部的具体功能性框图。参照图30，该转换器控制部66B是在图29所示的实施方式8中的转换器控制部66A的结构中进一步包含异常检测部318。
异常检测部318判定来自减法部314的输出、即电流指令与来自电流传感器88的电流IB之间的偏差是否超出预先设定的预定值。于是，当异常检测部318判断为该偏差超过了预定值时，将断路(shut down)信号SDOWN激活输出给门控制部308。
门控制部308当来自异常检测部308的断路信号SDOWN被激活时，生成用于使升压转换器10的npn型晶体管Q1、Q2都关断的信号PWC并输出给升压转换器10。
这样，根据本实施方式9，当电流指令和电流实际值之间的偏差超过预定值时，判断为升压转换器10处于异常，就使升压转换器10立刻停止，因此能够防止***主继电器的熔化和升压转换器10的过电压破坏。此外，由于检测电流实际值并进行升压转换器10的故障检测，因此可能实现无应力(stress-free)的装置保护。
而且，在上述的各实施方式中，电动发电机MG1、MG2为三相交流旋转电机，但本发明也能够容易扩展而适用于三相以外的多相交流旋转电机。
此外，在上述的各实施方式中，混合动力车辆可通过动力分配机构3将发动机4的动力分给车轴和电动发电机MG1来进行传递的串/并联型，但本发明还适用这种车辆：使用发动机仅用于驱动电动发电机MG1，仅使由电动发动机MG1产生的电力的电动发动机MG2来产生车辆驱动力的串联型的混合动力车辆。
此外，在上述各实施方式中，作为本发明的车辆的一个例子对混合动力车辆的情况进行说明，本发明还可以适用于不搭载发动机4的电动机动车(电动汽车)和燃料电池车。
而且，在上述说明中，电动发电机MG1和电动发电机MG2分别对应于本发明中的“第一交流旋转电机”和“第二交流旋转电机”，三相线圈12和三相线圈14分别对应于本发明中的“第一多相绕组”和“第二多相绕组”。此外，变换器20和变换器30分别对应于本发明中的“第一变换器”和“第二变换器”，中性点N1和中性点N2分别对应于本发明中的“第一中性点”和“第二中性点”。另外，电力线NL1和电力线NL2对应于本发明中的“电力线对”，电压传感器74对应于本发明中的“第一电压检测装置”。
此外，电流传感器86对应于本发明中的“第一电流检测装置”，电流传感器82、84对应于本发明中的“多个第二电流检测装置”。此外，电流控制部118、118A、118B各自对应于本发明中的“电流控制部”，电流控制部226、230、234对应于本发明中的“多个电流控制部”。此外，PWM控制部122、124对应于本发明中的“驱动信号生成部”，电流控制部118B对应于本发明中的“反复控制部”。
此外，电压传感器72对应于本发明中的“第二电压检测装置”，变换器输入电压指令设定部252、减法部254以及PI控制部256形成本发明中的“电流指令生成部的电压控制部”。此外，电流传感器88与本发明中的“第三电流检测装置”对应，变换器输入电压指令运算部302、减法部304以及FB控制部306形成本发明中的“转换器控制部的电压控制部”。此外，加法部312、减法部314以及PI控制部316形成本发明中的“转换器控制部的电流控制部”。
本次公开的实施方式应该理解为都是例示而不是限制的内容。本发明的范围并不是由上述实施方式的说明而是由权利要求所示出的、且包含与权利要求等同的意思以及范围内的所有变更。

Claims (22)

1.一种电力控制装置，该电力控制装置能够执行从车辆外部的交流电源向搭载于车辆的蓄电装置充电以及从所述蓄电装置向所述交流电源供电中的任一种，
该电力控制装置具有：
第一交流旋转电机，其具有作为定子绕组的星形连接的第一多相绕组；
第二交流旋转电机，其具有作为定子绕组的星形连接的第二多相绕组；
第一变换器，其与所述第一多相绕组相连接，在所述第一交流旋转电机和所述蓄电装置之间进行电力变换；
第二变换器，其与所述第二多相绕组相连接，在所述第二交流旋转电机和所述蓄电装置之间进行电力变换；
电力线对，其连接于所述第一多相绕组的第一中性点和所述第二多相绕组的第二中性点，构成为能够在所述第一和第二中性点与所述交流电源之间接收供给电力；
第一电压检测装置，其检测所述交流电源的电压；
电流指令生成部，其基于来自所述第一电压检测装置的电压检测值，检测所述交流电源的电压的有效值和相位，并且基于该检测到的有效值和相位以及对所述蓄电装置的充放电电力指令值，生成对于所述交流电源的电压调整了相位的电流指令值，该电流指令值是流动于所述电力线对的电流的指令值；以及
变换器控制部，其基于由所述电流指令生成部所生成的电流指令值，来控制所述第一变换器和第二变换器中的至少一方的零相电压。
2.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，所述电流指令生成部生成与所述交流电源的电压同相的电流指令值。
3.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，所述电流指令生成部包括：
有效值运算部，其基于所述电压检测值来运算所述交流电源的电压的有效值；
相位检测部，其基于所述电压检测值来检测所述交流电源的电压的相位；
正弦波生成部，其生成对于由所述相位检测部所检测到的相位进行了相位调整的正弦波；以及
运算部，其将所述充放电电力指令值除以所述有效值，将该运算的结果乘以来自所述正弦波生成部的正弦波，来生成所述电流指令值。
4.根据权利要求3所述的电力控制装置，其中，所述正弦波生成部生成与所述相位检测部所检测到的相位同相的正弦波。
5.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，所述变换器控制部基于所述电流指令值来控制所述第一变换器和第二变换器中的任一方的零相电压，将另一方的变换器的零相电压控制为固定值。
6.根据权利要求5所述的电力控制装置，其中，在与所述一方的变换器对应的中性点的电位比与所述另一方的变换器对应的中性点的电位高的情况下，所述变换器控制部使所述另一方的变换器的各相臂的上臂关断且使下臂导通；在与所述一方的变换器对应的中性点的电位比与所述另一方的变换器对应的中性点的电位低的情况下，所述变换器控制部使所述上臂导通且将所述下臂关断。
7.根据权利要求6所述的电力控制装置，其中，所述变换器控制部将基于所述电流指令值控制所述零相电压的变换器在所述第一变换器和第二变换器之间周期性地更替。
8.根据权利要求5所述的电力控制装置，其中，当从所述交流电源对所述蓄电装置充电时，所述变换器控制部使所述另一方的变换器的各相臂的上臂和下臂关断。
9.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，所述变换器控制部基于所述电流指令值来控制所述第一变换器和第二变换器的零相电压，以使所述第二变换器的零相电压为使所述第一变换器的零相电压的符号反转得到的电压。
10.根据权利要求9所述的电力控制装置，其中，根据预定的载波与基于所述电流指令值生成的第一信号波之间的大小关系，所述变换器控制部生成用于开关控制所述第一变换器的第一驱动信号；根据所述载波与使所述第一信号波进行符号反转得到的第二信号波之间的大小关系，所述变换器控制部生成用于开关控制所述第二变换器的第二驱动信号。
11.根据权利要求9所述的电力控制装置，其中，根据预定的第一载波与基于所述电流指令值生成的信号波之间的大小关系，所述变换器控制部生成用于开关控制所述第一变换器的第一驱动信号；根据使所述第一载波进行符号反转得到的第二载波与所述信号波之间的大小关系，所述变换器控制部生成用于开关控制所述第二变换器的第二驱动信号。
12.根据权利要求9所述的电力控制装置，其中，所述变换器控制部，根据预定的载波与基于所述电流指令值生成的信号波之间的大小关系，生成用于开关控制所述第一变换器的第一驱动信号，并且生成用于开关控制所述第二变换器的第二驱动信号，该第二驱动信号与所述第一驱动信号互补地变化。
13.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，
该电力控制装置还具有检测流动于所述电力线对的电流的第一电流检测装置，
所述变换器控制部包括：
电流控制部，其基于来自所述第一电流检测装置的电流检测值与所述电流指令值之间的偏差，生成所述第一变换器和第二变换器的零相电压指令；和
驱动信号生成部，其根据该生成的零相电压指令，生成用于驱动所述第一变换器和第二变换器的驱动信号。
14.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，
该电力控制装置还具有用于检测流动于所述第一交流旋转电机和第二交流旋转电机各自的各相的电流的多个第二电流检测装置，
所述变换器控制部包括：
多个电流控制部，其对应于所述第一交流旋转电机和第二交流旋转电机各自的各相而设置，基于来自相对应的所述第二电流检测装置的电流检测值与将所述电流指令值均等地分配给各相的各相电流指令值之间的偏差，生成相对应的变换器中的相对应的相的电压指令；和
驱动信号生成部，其根据该生成的各相电压指令，生成用于驱动所述第一变换器和第二变换器的驱动信号。
15.根据权利要求13或14所述的电力控制装置，其中，所述电流控制部或者所述多个电流控制部各自具有内部模型补偿部，该内部模型补偿部采用与所述电流指令值相对应的正弦波函数来算出控制补偿量。
16.根据权利要求15所述的电力控制装置，其中，所述内部模型补偿部包括：
第一平均值运算部，其算出所述电流指令值或者所述各相电流指令值的大小的平均值；
第二平均值运算部，其算出所述电流检测值的大小的平均值；和
运算部，其将来自所述第一平均值运算部的输出与来自所述第二平均值运算部的输出之间的偏差乘以增益，进而将该运算的结果乘以与所述交流电源同相位的正弦波函数，来算出所述控制补偿量。
17.根据权利要求13或14所述的电力控制装置，其中，所述电流控制部或所述多个电流控制部各自具有反复控制部，该反复控制部基于所述交流电源的1周期前的所述偏差，针对所述交流电源的每个相位逐次算出所述零相电压指令或者所述各相电压指令。
18.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，
该电力控制装置还具有第二电压检测装置，该第二电压检测装置检测被施加给所述第一变换器和第二变换器的直流电压，
所述电流指令生成部具有电压控制部，该电压控制部基于来自所述第二电压检测装置的电压检测值与所述直流电压的目标电压之间的偏差，来校正所述充放电电力指令值，以将所述直流电压控制为所述目标电压。
19.根据权利要求1所述的电力控制装置，其中，
该电力控制装置还具有：
升压转换器，其设置在所述蓄电装置与所述第一变换器和第二变换器之间；
第二电压检测装置，其检测被施加给所述第一变换器和第二变换器的直流电压；以及
转换器控制部，其基于来自所述第二电压检测装置的电压检测值，来控制所述升压转换器，以将所述直流电压控制为目标电压。
20.根据权利要求19所述的电力控制装置，其中，
该电力控制装置还具有第三电流检测装置，该第三电流检测装置检测被输入到所述蓄电装置以及从所述蓄电装置输出的电流，
所述转换器控制部具有：
电压控制部，其构成为基于来自所述第二电压检测装置的电压检测值，将所述直流电压控制为所述目标电压；和
电流控制部，其构成为基于来自所述第三电流检测装置的电流检测值，将输入到所述蓄电装置以及从所述蓄电装置输出的电流控制为目标电流。
21.根据权利要求20所述的电力控制装置，其中，当所述电流检测值与所述目标电流之间的偏差超过阈值时，所述转换器控制部使所述升压转换器停止。
22.一种车辆，其中，该车辆具有：
蓄电装置；和
电力控制装置，该电力控制装置能够执行从车辆外部的交流电源向所述蓄电装置充电以及从所述蓄电装置向所述交流电源供电中的任一种，
所述电力控制装置具有：
第一交流旋转电机，其具有作为定子绕组的星形连接的第一多相绕组；
第二交流旋转电机，其具有作为定子绕组的星形连接的第二多相绕组；
第一变换器，其与所述第一多相绕组相连接，在所述第一交流旋转电机和所述蓄电装置之间进行电力变换；
第二变换器，其与所述第二多相绕组相连接，在所述第二交流旋转电机和所述蓄电装置之间进行电力变换；
电力线对，其连接于所述第一多相绕组的第一中性点和所述第二多相绕组的第二中性点，构成为能够在所述第一和第二中性点与所述交流电源之间接收供给电力；
第一电压检测装置，其检测所述交流电源的电压；
电流指令生成部，其基于来自所述第一电压检测装置的电压检测值，检测所述交流电源的电压的有效值和相位，并且基于该检测到的有效值和相位以及对所述蓄电装置的充放电电力指令值，生成对于所述交流电源的电压调整了相位的电流指令值，该电流指令值是流动于所述电力线对的电流的指令值；以及
变换器控制部，其基于由所述电流指令生成部所生成的电流指令值，来控制所述第一变换器和第二变换器中的至少一方的零相电压，
所述车辆还具有车轮，该车轮从所述第一交流旋转电机和所述第二交流旋转电机中的至少一方接收驱动转矩。
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