CN114629750A - 信道估计的增强方法、装置、设备及介质 - Google Patents

信道估计的增强方法、装置、设备及介质 Download PDF

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CN114629750A CN202011454606.4A CN202011454606A CN114629750A CN 114629750 A CN114629750 A CN 114629750A CN 202011454606 A CN202011454606 A CN 202011454606A CN 114629750 A CN114629750 A CN 114629750A
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Abstract

本发明实施例公开了一种信道估计的增强方法、装置、设备及介质。该方法包括：采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。上述技术方案提高了信道估计的精度，保护了信道估计的边缘特征，降低了误比特率。

Description

信道估计的增强方法、装置、设备及介质
技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种信道估计的增强方法、装置、设备及介质。
背景技术
在基于正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术的无线通信***中，为了保证通信***在无线信道环境中具有良好的性能，需要对信道进行准确地估计。信道估计一般需要借助已知的导频信息，即借助一定数量的导频子载波对无线信道进行估计，考虑到信道估计的精度将直接影响整个无线通信***的性能，信道估计的增强始终是无线通信技术应用中的重要议题。
目前，关于信道估计的增强，通常是对获取到的信道估计直接进行滤波处理，导致增强后的信道估计的边缘特征损失严重，误比特率增加，对无线通信***的接收性能造成影响。因此，如何提高信道估计的精度，保护信道估计的边缘特征，降低误比特率是亟待解决的问题。
发明内容
本发明实施例提供一种信道估计的增强方法、装置、设备及介质，以提高信道估计的精度，保护信道估计的边缘特征，降低误比特率。
第一方面，本发明实施例提供了一种信道估计的增强方法，包括：
采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
第二方面，本发明实施例还提供了一种信道估计的增强装置，包括：
频域信道估计初始值获取模块，设置为采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
频域信道估计延展值获取模块，设置为对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
频域信道估计增强值获取模块，设置为对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
第三方面，本发明实施例还提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如本发明任意实施例所述的信道估计的增强方法。
第四方面，本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如本发明任意实施例所述的信道估计的增强方法。
本发明实施例提供的技术方案中，采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值，然后对频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值，通过对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值，提高了信道估计的精度，保护了信道估计的边缘特征，降低了误比特率。
附图说明
图1a是现有技术中的频域信道估计值示意图；
图1b是现有技术中的时域信道估计值示意图；
图1c是现有技术中的增强后的时域信道估计值示意图；
图1d是现有技术中的增强后的频域信道估计值示意图；
图1e是现有技术中的信道均衡后的业务数据信号示意图；
图1f是现有技术中的信道均衡后的业务数据信号对应的粒度示意图；
图1g是现有技术中的信道均衡后的业务数据信号对应的星座示意图；
图2是本发明实施例一中的一种信道估计的增强方法的流程示意图；
图3是本发明实施例二中的一种信道估计的增强方法的流程示意图；
图4a是本发明实施例三中的一种信道估计的增强方法的流程示意图；
图4b是本发明实施例三中的频域信道估计增强值示意图；
图4c是本发明实施例三中的采用现有技术的频域信道估计增强值示意图；
图4d是本发明实施例三中的信道均衡后的业务数据信号对应的星座示意图；
图4e是本发明实施例三中的采用现有技术的信道均衡后的业务数据信号对应的星座示意图；
图5是本发明实施例四中的一种信道估计的增强装置的结构示意图；
图6是本发明实施例五中的一种电子设备的硬件结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。
在更加详细地讨论示例性实施例之前应当提到的是，一些示例性实施例被描述成作为流程图描绘的处理或方法。虽然流程图将各项操作(或步骤)描述成顺序的处理，但是其中的许多操作可以被并行地、并发地或者同时实施。此外，各项操作的顺序可以被重新安排。当其操作完成时所述处理可以被终止，但是还可以具有未包括在附图中的附加步骤。所述处理可以对应于方法、函数、规程、子例程、子程序等等。
为了便于理解，将本发明实施例的主要发明构思进行简述。
在对接收信号中的导频信号进行最小二乘(Least Square，LS)信道估计后，可以得到如附图1a所示的与接收信号中的导频信号对应的频域信道估计值，其中，附图1a中展示的仅为截取全部导频信号中的前1600个频点对应的频域信道估计值，横坐标表示导频信号的离散频点个数(单位为个)，纵坐标表示频点对应的幅度(单位为db)，在增强频域信道估计值时通常采用如下方式：
首先，对频域信道估计值进行补零处理，并通过快速傅里叶反变换(Inverse FastFourier Transform，IFFT)，得到与频域信道估计值对应的时域信道估计值，考虑到频域信道估计值在进行时频域变换时，可能会改变原始的信号幅度，故可以在频域信道估计值经过快速傅里叶反变换之后进行增益调整，以得到如附图1b所示的更准确的时域信道估计值，其中，横坐标表示导频信号的采样点索引，纵坐标表示导频信号对应的功率(单位为db)，矩形方框内的即为与频域信道估计值对应的时域信道估计值；然后，根据快速傅里叶反变换后得到的时域信道估计值，计算导频信号的冲击响应功率谱及噪声功率，从而可以确定与导频信号的时域信道估计值对应的功率滤波门限，并根据功率滤波门限对时域信道估计值进行时域滤波处理，以得到增强后的时域信道估计值，其中，由于接收数据中的导频信号可能存在多个，故可以将时域信道估计值进行功率时延谱(Power Delay Profile，PDP)估计后再进行时域滤波处理，从而得到如附图1c中所示的增强后的时域信道估计值，其中，横坐标表示导频信号的采样点索引纵坐标表示导频信号对应的功率(单位为db)；最后，在通过快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)将增强后的时域信道估计值由时域变换回频域，截断补零频点并调整增益，得到如附图1d所示的增强后的频域信道估计值，其中，横坐标表示导频信号的离散频点个数(单位为个)，纵坐标表示频点对应的幅度(单位为db)。
将增强后的频域信道估计值(附图1d)和与去噪前的频域信道估计值(附图1a)对比可以发现，对频域信道估计值中的噪声进行了有效压制，但由于在去噪过程中，每一个频点的修正都需要依赖于与其对应的前后频点，虽然对频域信道估计值的中间部分不会产生影响，但会影响频域信道估计值两端的边缘特征，如附图1d所示，增强后的频域信道估计值的边缘能量(幅度)大幅降低，也就是说，在对接收数据中的业务数据信号进行信道均衡后，其边缘特征不具有平滑性，即如附图1e所示的信道均衡后的业务数据信号，其中，横坐标表示信道均衡后的业务数据信号的离散频点个数(单位为个)，纵坐标表示各频点对应的幅度(单位为db)。为了更明显观察期边缘特征的不平滑性，可以将信道均衡后的业务数据信号展示在如附图1f所示的粒度图中，其中，横坐标表示信道均衡后的业务数据信号的离散频点个数(单位为个)，纵坐标表示信道均衡后的业务数据信号的强度分布(单位为db)，可以看出边缘的不平滑现象严重；进一步的，也可以将信道均衡后的业务数据信号展示在如附图1g所示的星座图(I-Q平面)中，其中，横坐标表示信道均衡后的业务数据信号的同相分量(单位为db)，纵坐标表示信道均衡后的业务数据信号的正交分量(单位为db)，可以看出与信道均衡后的业务数据信号对应的各个点在标准星座点(图中箭头指示处)附近发散，导致接收数据的误比特率上升，从而对无线通信***的接收性能产生影响。
目前，为了提高信道估计的精度，保护信道估计的边缘特征，使其更加平滑，通常是在经过快速傅里叶变换得到的增强后的频域信道估计值之后，再对其增强后的频域信道估计值的频域边缘进行平滑处理，一般是直接截断增强后的频域信道估计值中边缘能量(幅度)大幅降低的估计值，如将附图1d中幅度在30dB以下的部分直接截断，虽然采用这种方式可以解决信道估计的边缘特征不平滑问题，但是由于边缘特征中也包含有效的频域信道估计值，尤其是在多径信道的不平滑问题较为严重的情况下，直接截断处理会降低边缘载波的性能，产生较高的误比特率，进而对无线通信***的接收性能产生影响。
基于上述思考，发明人针对信道估计的边缘特征损失严重，误比特率增加，对无线通信***的接收性能造成影响的问题，创造性地提出了一种信道估计的增强方法，具体包括：
采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
实施例一
图2是本发明实施例一提供的一种信道估计的增强方法的流程图，本发明实施例可适用于平滑接收信号的频域信道估计值的情况，该方法可以由本发明实施例提供的信道估计的增强装置来执行，该装置可采用软件和/或硬件的方式实现，并一般可集成在电子设备中。
如图2所示，本实施例提供的信道估计的增强方法，具体包括：
S110、采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值。
预设算法，指的是可以用于计算接收信号中的导频信号对应的信道估计值的任一算法，例如，可以采用LS算法进行导频信号的信道估计，本发明实施例对此不做具体限定。
接收信号，指的是无线通信***中接收端接收到的由发送端发送出来的信号，其中，接收信号可以包括导频信号和业务信号。
导频信号，指的是在无线通信***中为测量或监控的目的而发送的信号，导频信号通常为单一频率，在接收信号中可以包括多种不同频率的导频信号，并且导频信号根据无线通信***中运行的协议，仅存在于规定的子载波上。
信道估计，指的是从接收数据中将假定的某个信道模型的模型参数估计出来的过程。在通信***中，由于多径衰落和噪声等影响，接收端接收到的信号往往发生了严重的失真，为了有效的恢复出发送端发送的原始信息，需要进行信道估计。
频域信道估计初始值，指的是采用预设算法对接收信号中的导频信号进行信道估计后，确定的与接收信号中的导频信号对应的频域信道估值。
采用预设算法对接收信号中的导频信号进行信道估计，可以得到与接收信号中的导频信号对应的频域信道估计初始值。
S120、对频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值。
边缘延展，指的是对频域信道估计初始值的边缘处进行插值处理，以在频域信道估计初始值的基础上，得到其他若干个等间隔位置处的信道响应估计值，实现对频域信道估计初始值的边缘处进行向外延伸。
频域信道估计延展值，指的是对频域信道估计初始值进行边缘延展后得到的频域信道估计值。
对频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值，以在对其进行滤波处理时，减少边缘特征的损坏，是滤波处理后得到的信道估计值的边缘特征更加光滑。
S130、对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
变换域滤波，指的是利用傅里叶变换分析信号的特性，将信号在时域和频域之间进行变换，并在时域和/或频域中实现对信号的滤波处理。在本发明实施例中，可以将频域信道估计延展值变换至时域，然后采用时域滤波方式进行去噪处理，再将去噪后的信道估计延展值变换回频域，从而得到频域信道估计增强值。
频域信道估计增强值，指的是对频域信道估计延展值进行滤波处理，使频域信道估计延展值中的噪声干扰被有效压制后而得到的频域信道估计值。
在得到频域信道估计延展值之后，对其进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值，从而实现对接收信号中的导频信号对应的频域信道估计值的滤波处理，提高频域信道估计值的精确度。
作为一种可选的实施方式，在对频域信道估计延展值进行变换域滤波之前，还可以包括：如果频域信道估计延展值涉及的频点数小于导频信号对应的导频点数，则补充频域信道估计延展值涉及的频点，以使补充后的频点数与导频点数相等；对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值，可以包括：对频域信道估计延展值进行快速傅里叶反变换以及增益调整，得到时域信道估计延展值；确定功率滤波门限，并根据功率滤波门限，对时域信道估计延展值进行滤波处理，得到时域信道估计增强值；对时域信道估计增强值进行快速傅里叶变换，截取处理以及增益调整，得到频域信道估计增强值。
补充频域信道估计延展值涉及的频点，指的是当频域信道估计延展值涉及的频点数小于导频信号对应的导频点数时，将频域信道估计延展值补零至与导频信号对应的导频点数。
增益调整，指的是对频域信道估计延展值进行快速傅里叶反变换后得到的信号增幅进行调高或调低处理。在对信道估计值进行时域和频域变换后，可能会导致信道估计值到的信号强度发生波动，在这种情况下，需要在信道估计值进行变换域处理后，调整信道估计值的增益大小，以使其信号强度恢复至变换域之前的信号强度。
时域信道估计延展值，指的是对频域信道估计延展值进行快速傅里叶反变换以及增益调整后得到的在时域中的信道估计延展值。
功率滤波门限，指的是在对时域信道估计延展值进行滤波处理时，噪声干扰功率的大小所对应的一个门限值，通过该门限值可以识别出时域信道估计延展值中的噪声干扰，并进一步地根据该门限值滤除噪声干扰。其中，功率滤波门限可以通过计算时域信道估计延展值的冲击响应功率谱与噪声功率获得。
时域信道估计增强值，指的是对时域信道估计延展值进行滤波处理，使时域信道估计延展值中的噪声干扰被有效压制后而得到的时域信道估计值。
截取处理，指的是将时域信道估计增强值进行快速傅里叶变换后得到的信道估计值中的两端边缘延展部分删除，以得到频域信道估计增强值。
在对频域信道估计延展值进行变换域滤波之前，如果频域信道估计延展值涉及的频点数小于导频信号对应的导频点数，则补充频域信道估计延展值涉及的频点，即将频域信道估计延展值补零至与导频信号对应的导频点数，以使补充后的频点数与导频点数相等，然后再对频域信道估计延展值进行快速傅里叶反变换及增益调整，得到时域信道估计延展值，之后确定功率滤波门限，并根据功率滤波门限，对时域信道估计延展值进行滤波处理，从而得到时域信道估计增强值，最后对时域信道估计增强值进行快速傅里叶变换，并通过截取处理及增益调整，得到频域信道估计增强值。
进一步的，在得到频域信道估计增强值之后，可以根据得到的频域信道估计增强值对接收数据中的业务数据进行信道均衡处理，即将业务数据除以频域信道估计增强值，从而可以获得信道估计处理后对应的业务数据，提高接收数据中业务数据的准确度。
本发明实施例提供的技术方案，采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值，然后对频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值，在现有技术中，在变换域滤波之后是采用截断增强后的频域信道估计值中边缘能量(幅度)大幅降低的估计值的方式来平滑信道估计值的边缘特征，降低了边缘载波的性能，并且产生了较高的误比特率，而在本发明实施例提供的技术方案中，在变换域滤波处理之前，根据信道的本质特点，即滤波过程中存在的记忆效应，采用对信道估计值进行适当的边缘延展的方式来保护其边缘特征，从而达到了无损滤波的效果，提高了信道估计的精度，保护了信道估计的边缘特征，降低了误比特率。
实施例二
图3是本发明实施例二提供的一种信道估计的增强方法的流程图。本实施例在上述实施例的基础上进行具体化，其中，可以将对频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值，具体为：
确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值；
根据频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，生成频域信道估计延展值。
进一步的，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，可以包括：
基于维纳插值方法，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
如图3所示，本实施例提供的一种信道估计的增强方法，具体包括：
S210、采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值。
S220、基于维纳插值方法，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
边缘延展频点，指的是对频域信道估计值进行边缘延展处理时，延展部分对应的各个频点。
对频域信道估计初始值进行边缘延展时，可以基于维纳插值方法，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，即确定延展处位置的子载波的信道估计值，其中，维纳插值是运用信道的相关统计信息来求取频域信道估计值的一种方法，通过信道的频域响应可以确定信道响应的相关函数。
其中，S220可以具体包括如下S221-S224操作：
S221、确定导频信号对应的功率时延谱。
其中，功率时延谱与频域相关系数互为傅里叶变换对，通过功率时延谱可以确定频域相关系数，用于频域信道估计中。
S222、根据功率时延谱的能量分布选取多个点进行快速傅里叶变换，得到频域相关值序列。
频域相关值序列，指的是选取的多个点进行快速傅里叶变换后确定的频域相关系数序列。
根据功率时延谱的能量分布选取多个频点进行快速傅里叶变换，得到频域相关值序列。例如，在功率时延谱中以能量最大处为中心，前后总共选取M点，即中心前选取K点，中心后选取P点，其中，中心前后选取的点数可以不同，根据选取的总点数在频域信道估计初始值的两端边缘处各延展M点，然后对两端边缘处各自延展的M个点进行快速傅里叶变换，从而得到对应的频域相关值序列。
S223、根据频域相关值序列，确定频域插值系数矩阵。
其中，频域插值系数矩阵是与每一个边缘延展频点对应的频域插值系数构成的矩阵，通过频域插值系数矩阵可以确定延展出位置的子载波的信道估计值。
可选的，根据所述频域相关值序列，确定频域插值系数矩阵，可以包括：根据频域相关值序列，确定频域自相关矩阵和频域互相关矩阵；将所述频域互相关矩阵与频域自相关矩阵的逆矩阵的乘积作为频域插值系数矩阵。
假设频域相关值序列可以表示为R[k]，其中，k表示子载波索引，则确定频域自相关矩阵φFD和频域互相关矩阵ΘFD。频域自相关矩阵φFD中的每个元素可以表示为：
Figure BDA0002828149000000131
其中，i、j分别表示频域自相关矩阵φFD的行标号和列标号，N0表示导频间隔。频域互相关矩阵ΘFD中的每个元素可以表示为：
Figure BDA0002828149000000132
Figure BDA0002828149000000133
其中，r表示天线序号，R(r)表示第r根天线上的自相关矩阵，
Figure BDA0002828149000000134
表示导频个数。将频域互相关矩阵与频域自相关矩阵的逆矩阵的乘积作为频域插值系数矩阵
Figure BDA0002828149000000135
即
Figure BDA0002828149000000136
根据频域相关值序列，确定频域自相关矩阵和频域互相关矩阵，然后将频域互相关矩阵与频域自相关矩阵的逆矩阵相乘即可获得频域插值系数矩阵。
S224、根据频域插值系数矩阵以及频域信道估计初始值，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
将频域插值系数矩阵与频域信道估计初始值相乘，即可确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
S230、根据频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，生成频域信道估计延展值。
根据频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，将各边缘延展频点对应的频域信道估计值与频域信道估计初始值拼接，可以生成频域信道估计延展值，实现了对频域信道估计初始值的边缘延展。
S240、对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
本实施例未尽详细解释之处请参见前述实施例，在此不再赘述。
上述技术方案，采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值，然后基于维纳插值方法确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，根据频域信道估计初始值及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值生成频域信道估计延展值，最后通过对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值，通过对频域信道估计初始值边缘延展后再进行变换域滤波处理，提高了信道估计的精度，保护了信道估计的边缘特征，降低了误比特率，提高了***的接收性能及数据传输的精确性。
实施例三
图4a是本发明实施例二提供的一种信道估计的增强方法的流程图。本实施例在上述实施例的基础上进行具体化，其中，可以将确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，具体为：
根据目标边界频点对应的频域信道估计值，以及与目标边界频点匹配的预配置外插向量，确定与目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值；
其中，预配置外插向量中各元素的累加和为1。
如图4a所示，本实施例提供的一种信道估计的增强方法，具体包括：
S310、采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值。
S320、根据目标边界频点对应的频域信道估计值，以及与目标边界频点匹配的预配置外插向量，确定与目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值。
其中，预配置外插向量中各元素的累加和为1。
目标边界频点，指的是在频域信道估计初始值中位于两端边缘处的频点。
预配置外插向量，指的是预先设置的与每一个目标边界频点对应的线性外插系数构成的向量。
根据频域信道估计初始值中目标边界频点对应的频域信道估计值，以及与目标边界频点匹配的预配置外插向量，通过目标边界频点与预配置外插向量相乘，即可确定与目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值。
例如，在频域信道估计初始值左右两端边缘处各选择n个目标边界频点，预配置外插向量为
Figure BDA0002828149000000151
其中，
Figure BDA0002828149000000152
为左右两端边缘延展频点中外插第一点的向量系数，[η1…ηn]为左右两端边缘延展频点中外插第n点的向量系数，则与目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值为：
Figure BDA0002828149000000153
其中，
Figure BDA0002828149000000154
表示各目标边界频点对应的频域信道估计值，lL表示第L阶线性外插，
Figure BDA0002828149000000155
表示与各目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值。示例性地给出一种最简化的系数配置方式，在频域信道估计初始值左右两端边缘处各选择1个目标边界频点进行1阶线性外插处理，即n＝1，l1＝1，预配置外插向量设置为α1＝…＝η1＝1。
S330、根据频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，生成频域信道估计延展值。
S340、对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
附图4b为本发明实施例中对频域信道估计延展值进行变换域滤波后得到的频域信道估计增强值的示意图，附图4c为采用现有技术，即没有进行边缘延展处理，直接对频域信道估计进行变换域滤波处理后得到的频域信道估计增强值示意图，其中，附图4b及附图4c中的横坐标表示导频信号的离散频点个数(单位为个)，纵坐标表示频点对应的幅度(单位为db)，对比两张附图可以发现，附图4b中的两端边缘处更加平滑，而附图4c中的两端边缘处被强行截断，平滑性受到破坏，不利于保护信道估计值的边缘特征，而对频域信道估计初始值进行边缘延展后，再对频域信道估计延展值进行变换域滤波后得到的频域信道估计增强值的边缘特征更加平滑，提高了平滑性。
进一步的，将信道均衡后的业务信号展示在星座图中，附图4d为本发明实施例中采用对频域信道估计延展值进行变换域滤波后得到的频域信道估计增强值对业务数据进行信道均衡处理所得到的星座图，附图4e为采用现有技术，即采用截断增强后的频域信道估计值中边缘能量(幅度)大幅降低的估计值方式得到的频域信道估计增强值对业务数据进行信道均衡处理所得到的星座图，附图1g为没有进行任何边缘频带噪声抑制处理得到的频域信道估计增强值对业务数据进行信道均衡处理所得到的星座图，其中，附图4d及附图4e中的横坐标表示信道均衡后的业务数据信号的同相分量(单位为db)，纵坐标表示信道均衡后的业务数据信号的正交分量(单位为db)，对比三张星座图可以发现，采用截断增强后的频域信道估计值中边缘能量(幅度)大幅降低的估计值方式虽然也会抑制星座点的发散，但是与标准星座点(图4e中箭头指示处)相比仍有统计偏差，而采用对频域信道估计初始值进行边缘延展的方式不仅可以有效抑制星座点的发散，还可以使每个信号特征对应的星座点都能够收敛于标准星座点(图4d中白色实心圆圈处)周围，经过信道均衡处理后的业务数据对应的星座图与标准星座的的符合程度最好，提高了接收数据的精确度。
进一步的，采用对频域信道估计初始值进行边缘延展处理的方式、采用截断边缘能量(幅度)大幅降低的估计值方式以及没有进行任何边缘频带噪声抑制处理的方式所得到的三种频域信道估计增强值分别对业务数据进行信道均衡处理，然后计算三种信道均衡处理后的业务数据所对应的误差向量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)，以及在同等块差错率(Block Error Rate，BLER)下的信噪比(Signal Noise Ratio，SNR)，可以得到如下表所示的计算结果：
EVM SNR
没有进行任何边缘频带噪声抑制处理的方式 11.5％ 2dB(BLER＝10<sup>-2</sup>)
截断边缘能量(幅度)大幅降低的估计值方式 4.5％ -1.5dB(BLER＝10<sup>-2</sup>)
对频域信道估计初始值进行边缘延展处理的方式 2.5％ -2.2dB(BLER＝10<sup>-2</sup>)
从表格中的计算结中不难发现，采用对频域信道估计初始值进行边缘延展处理的方式所得到的信道均衡后的业务数据的误差向量幅度最小，并且在同等块差错率下，可以接收更低信噪比的业务数据，提高了***的接收性能，并且降低了数据传输过程中的误比特率，提高了数据传输的精确性。
本实施例未尽详细解释之处请参见前述实施例，在此不再赘述。
上述技术方案，采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值，然后根据目标边界频点对应的频域信道估计值，以及与目标边界频点匹配的预配置外插向量，确定与目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值，再根据频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，生成频域信道估计延展值，最后通过对频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值，通过对频域信道估计初始值边缘延展后再进行变换域滤波处理，提高了信道估计的精度，保护了信道估计的边缘特征，降低了误比特率，提高了***的接收性能及数据传输的精确性。
实施例四
图5是本发明实施例四提供的一种信道估计的增强装置的结构示意图，本发明实施例可适用于平滑接收信号的频域信道估计值的情况，该装置可采用软件和/或硬件的方式实现，并一般可集成在电子设备中。
如图5所示，该信道估计的增强装置具体包括：频域信道估计初始值获取模块410、频域信道估计延展值获取模块420和频域信道估计增强值获取模块430。其中，
频域信道估计初始值获取模块410，设置为采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
频域信道估计延展值获取模块420，设置为对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
频域信道估计增强值获取模块430，设置为对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
本发明实施例提供的技术方案，采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值，然后对频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值，在现有技术中，在变换域滤波之后是采用截断增强后的频域信道估计值中边缘能量(幅度)大幅降低的估计值的方式来平滑信道估计值的边缘特征，降低了边缘载波的性能，并且产生了较高的误比特率，而在本发明实施例提供的技术方案中，在变换域滤波处理之前，根据信道的本质特点，即滤波过程中存在的记忆效应，采用对信道估计值进行适当的边缘延展的方式来保护其边缘特征，从而达到了无损滤波的效果，提高了信道估计的精度，保护了信道估计的边缘特征，降低了误比特率。
可选的，频域信道估计延展值获取模块420包括：域信道估计值确定单元和频域信道估计延展值生成单元，其中，
频域信道估计值确定单元，设置为确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值；
频频域信道估计延展值生成单元，设置为根据所述频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，生成频域信道估计延展值。
在一种实施方式中，频域信道估计值确定单元，具体设置为：
基于维纳插值方法，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
进一步的，频域信道估计值确定单元包括：功率时延谱确定子单元、频域相关值序列生成子单元、频域插值系数矩阵生成子单元和频域信道估计值确定子单元，其中，
功率时延谱确定子单元，设置为确定所述导频信号对应的功率时延谱；
频域相关值序列生成子单元，设置为根据所述功率时延谱的能量分布选取多个点进行快速傅里叶变换，得到频域相关值序列；
频域插值系数矩阵生成子单元，设置为根据所述频域相关值序列，确定频域插值系数矩阵；
频域信道估计值确定子单元，设置为根据所述频域插值系数矩阵以及所述频域信道估计初始值，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
可选的，频域插值系数矩阵生成子单元，具体设置为：
根据所述频域相关值序列，确定频域自相关矩阵和频域互相关矩阵；
将所述频域互相关矩阵与所述频域自相关矩阵的逆矩阵的乘积作为所述频域插值系数矩阵。
在另一种实施方式中，频域信道估计值确定单元，具体设置为：
根据目标边界频点对应的频域信道估计值，以及与所述目标边界频点匹配的预配置外插向量，确定与所述目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值；
其中，所述预配置外插向量中各元素的累加和为1。
可选的，上述装置还包括频点数补充模块，其中，频点数补充模块设置为在对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波之前，如果所述频域信道估计延展值涉及的频点数小于所述导频信号对应的导频点数，则补充所述频域信道估计延展值涉及的频点，以使补充后的频点数与所述导频点数相等；
频域信道估计增强值获取模块430，具体设置为：
对所述频域信道估计延展值进行快速傅里叶反变换以及增益调整，得到时域信道估计延展值；
确定功率滤波门限，并根据所述功率滤波门限，对所述时域信道估计延展值进行滤波处理，得到时域信道估计增强值；
对所述时域信道估计增强值进行快速傅里叶变换，截取处理以及增益调整，得到所述频域信道估计增强值。
上述信道估计的增强装置可执行本发明任意实施例所提供的信道估计的增强方法，具备执行信道估计的增强方法相应的功能模块和有益效果。
实施例五
图6为本发明实施例五提供的一种电子设备的硬件结构示意图，如图6所示，该电子设备包括：
一个或多个处理器510，图6中以一个处理器510为例；
存储器520；
所述电子设备还可以包括：输入装置530和输出装置540。
所述车载终端设备中的处理器510、存储器520、输入装置530和输出装置540可以通过总线或者其他方式连接，图6中以通过总线连接为例。
存储器520作为一种非暂态计算机可读存储介质，可用于存储软件程序、计算机可执行程序以及模包，如本发明实施例中的信道估计的增强方法对应的程序指令/模包(例如，附图5所示的频域信道估计初始值获取模块410、频域信道估计延展值获取模块420和频域信道估计增强值获取模块430)。处理器510通过运行存储在存储器520中的软件程序、指令以及模包，从而执行电子设备的各种功能应用以及数据处理，即实现上述方法实施例中的信道估计的增强方法。
存储器520可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作***、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储根据计算机设备的使用所创建的数据等。此外，存储器520可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非暂态性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非暂态性固态存储器件。在一些实施例中，存储器520可选包括相对于处理器510远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至电子设备。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
输入装置530可用于接收输入的数字或字符信息，以及产生与电子设备的用户设置以及功能控制有关的键信号输入。输出装置540可包括显示屏等显示设备。
实施例六
本发明实施例六提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如本申请所有发明实施例提供的一种信道估计的增强方法：也即，该程序被处理器执行时实现：
采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
可以采用一个或多个计算机可读的介质的任意组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或者计算机可读存储介质。计算机可读存储介质例如可以是但不限于电、磁、光、电磁、红外线、或半导体的***、装置或器件，或者任意以上的组合。计算机可读存储介质的更具体的例子(非穷举的列表)包括：具有一个或多个导线的电连接、便携式计算机磁盘、硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦式可编程只读存储器(EPROM或闪存)、光纤、便携式紧凑磁盘只读存储器(CD-ROM)、光存储器件、磁存储器件、或者上述的任意合适的组合。在本文件中，计算机可读存储介质可以是任何包含或存储程序的有形介质，该程序可以被指令执行***、装置或者器件使用或者与其结合使用。
计算机可读的信号介质可以包括在基带中或者作为载波一部分传播的数据信号，其中承载了计算机可读的程序代码。这种传播的数据信号可以采用多种形式，包括但不限于电磁信号、光信号或上述的任意合适的组合。计算机可读的信号介质还可以是计算机可读存储介质以外的任何计算机可读介质，该计算机可读介质可以发送、传播或者传输用于由指令执行***、装置或者器件使用或者与其结合使用的程序。
计算机可读介质上包含的程序代码可以用任何适当的介质传输，包括但不限于无线、电线、光缆、RF等等，或者上述的任意合适的组合。
可以以一种或多种程序设计语言或其组合来编写用于执行本发明操作的计算机程序代码，所述程序设计语言包括面向对象的程序设计语言(诸如Java、Smalltalk、C++)，还包括常规的过程式程序设计语言(诸如“C”语言或类似的程序设计语言)。程序代码可以完全地在用户计算机上执行、部分地在用户计算机上执行、作为一个独立的软件包执行、部分在用户计算机上部分在远程计算机上执行、或者完全在远程计算机或服务器上执行。在涉及远程计算机的情形中，远程计算机可以通过任意种类的网络(包括局域网(LAN)或广域网(WAN))，连接到用户计算机，或者，可以连接到外部计算机(例如利用因特网服务提供商来通过因特网连接)。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (10)

1.一种信道估计的增强方法，其特征在于，包括：
采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值，包括：
确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值；
根据所述频域信道估计初始值，以及与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，生成频域信道估计延展值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，包括：
基于维纳插值方法，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，基于维纳插值方法，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，包括：
确定所述导频信号对应的功率时延谱；
根据所述功率时延谱的能量分布选取多个点进行快速傅里叶变换，得到频域相关值序列；
根据所述频域相关值序列，确定频域插值系数矩阵；
根据所述频域插值系数矩阵以及所述频域信道估计初始值，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，根据所述频域相关值序列，确定频域插值系数矩阵，包括：
根据所述频域相关值序列，确定频域自相关矩阵和频域互相关矩阵；
将所述频域互相关矩阵与所述频域自相关矩阵的逆矩阵的乘积作为所述频域插值系数矩阵。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，确定与各边缘延展频点对应的频域信道估计值，包括：
根据目标边界频点对应的频域信道估计值，以及与所述目标边界频点匹配的预配置外插向量，确定与所述目标边界频点匹配的边缘延展频点的频域信道估计值；
其中，所述预配置外插向量中各元素的累加和为1。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波之前，还包括：
如果所述频域信道估计延展值涉及的频点数小于所述导频信号对应的导频点数，则补充所述频域信道估计延展值涉及的频点，以使补充后的频点数与所述导频点数相等；
对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值，包括：
对所述频域信道估计延展值进行快速傅里叶反变换以及增益调整，得到时域信道估计延展值；
确定功率滤波门限，并根据所述功率滤波门限，对所述时域信道估计延展值进行滤波处理，得到时域信道估计增强值；
对所述时域信道估计增强值进行快速傅里叶变换，截取处理以及增益调整，得到所述频域信道估计增强值。
8.一种信道估计的增强装置，其特征在于，包括：
频域信道估计初始值获取模块，设置为采用预设算法根据接收信号中的导频信号进行信道估计，得到频域信道估计初始值；
频域信道估计延展值获取模块，设置为对所述频域信道估计初始值进行边缘延展，得到频域信道估计延展值；
频域信道估计增强值获取模块，设置为对所述频域信道估计延展值进行变换域滤波，得到频域信道估计增强值。
9.一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现如权利要求1-7中任一所述的方法。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现如权利要求1-7中任一所述的方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115834303A (zh) * 2023-02-14 2023-03-21 南京创芯慧联技术有限公司 自适应频域信道估计方法、装置、通信设备和存储介质

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070020468A (ko) * 2004-05-28 2007-02-21 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 고 도플러 이동을 통해 ｏｆｄｍ 시스템에서의 채널 추정
CN101414986A (zh) * 2007-10-17 2009-04-22 华为技术有限公司 一种信道估计方法和装置
CN101707574A (zh) * 2009-11-27 2010-05-12 北京邮电大学 一种信道估计方法及装置
CN101997799A (zh) * 2009-08-20 2011-03-30 石强 基于滤波器组的ofdm信道估计方法
CN102006248A (zh) * 2010-11-26 2011-04-06 北京邮电大学 一种基于多载波的信道估计方法、装置及应用
CN102143115A (zh) * 2011-03-15 2011-08-03 东南大学 基于部分对称扩展离散傅立叶变换的信道估计方法
CN102571650A (zh) * 2011-12-20 2012-07-11 东南大学 一种应用于3gpp lte***的自适应信道估计方法
CN109525521A (zh) * 2018-11-22 2019-03-26 南京铁道职业技术学院 一种信道估计方法
CN110868369A (zh) * 2019-11-26 2020-03-06 武汉烽合智达信息技术有限责任公司 基于5g nr***的上行信道估计方法及装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070020468A (ko) * 2004-05-28 2007-02-21 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 고 도플러 이동을 통해 ｏｆｄｍ 시스템에서의 채널 추정
CN101414986A (zh) * 2007-10-17 2009-04-22 华为技术有限公司 一种信道估计方法和装置
CN101997799A (zh) * 2009-08-20 2011-03-30 石强 基于滤波器组的ofdm信道估计方法
CN101707574A (zh) * 2009-11-27 2010-05-12 北京邮电大学 一种信道估计方法及装置
CN102006248A (zh) * 2010-11-26 2011-04-06 北京邮电大学 一种基于多载波的信道估计方法、装置及应用
CN102143115A (zh) * 2011-03-15 2011-08-03 东南大学 基于部分对称扩展离散傅立叶变换的信道估计方法
CN102571650A (zh) * 2011-12-20 2012-07-11 东南大学 一种应用于3gpp lte***的自适应信道估计方法
CN109525521A (zh) * 2018-11-22 2019-03-26 南京铁道职业技术学院 一种信道估计方法
CN110868369A (zh) * 2019-11-26 2020-03-06 武汉烽合智达信息技术有限责任公司 基于5g nr***的上行信道估计方法及装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115834303A (zh) * 2023-02-14 2023-03-21 南京创芯慧联技术有限公司 自适应频域信道估计方法、装置、通信设备和存储介质

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