CN101378378A

CN101378378A - 估计及补偿采样时钟偏移的装置与方法

Info

Publication number: CN101378378A
Application number: CNA2008101700104A
Authority: CN
Inventors: 王忠俊; 冨沢方之
Original assignee: Wipro Techno Centre Singapore Pte Ltd
Current assignee: Webb Networks Pte Ltd
Priority date: 2008-05-07
Filing date: 2008-09-25
Publication date: 2009-03-04
Anticipated expiration: 2028-09-25
Also published as: US20110122979A1; US20090279421A1; US7843806B2; US8416676B2; CN101378378B

Abstract

本发明揭露了一种估计及补偿采样时钟偏移(SCO)的装置与方法，具有较低的复杂度与较强的抗干扰能力。该装置包括：定时调整模块，前移或后移已传输OFDM符号的符号定时；离散傅立叶变换(DFT)处理器，对定时调整模块的输出进行离散傅立叶变换；信道估计器，基于DFT处理器输出中的信道估计序列进行信道频率响应(CFR)估计；SCO相位旋转器，接收DFT处理器输出的帧头及净荷并对其OFDM符号执行相移；SCO估计单元，根据SCO相位旋转器的导频子载波相关输出以及来自信道估计器的CFR估计进行SCO估计；以及SCO补偿分配单元，将SCO估计划分为整数部分与小数部分，然后将该整数部分与小数部分分别分配给定时调整模块与SCO相位旋转器。

Description

估计及补偿采样时钟偏移的装置与方法

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM)通信***中采样时钟偏移(SCO)的估计和补偿方法及相应的装置，特别是涉及超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)通信***中SCO的估计和补偿方法及相应的装置。

背景技术

2002年，美国联邦通信委员会向超宽带(UWB)器件开放了7.5GHz的使用频段(从3.1GHz至10.6GHz)，从而大大激发了人们对开发UWB通信***的兴趣。在UWB通信***从实验室环境发展为现实的***设计的过程中，技术人员利用多带正交频分复用(OFDM)技术解决了计算复杂度、功耗、成本以及灵活性等设计问题，从而发展出了基于多带OFDM的超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***。OFDM-UWB***以其较高的信道占有率而获得了业界的极大关注，其于短距离的无线通信上具有低成本和高速率的优势。例如，OFDM-UWB技术为消费类电子产品和多媒体应用提供了无线连接，其于高速率情况下，可以用作无线通用串行总线(USB)的物理层，从而实现高达每秒480兆比特(480Mbps)的传输速率。详细请参考以下文献：[1]“A.Batra，J.Balakrishnan，G.R.Aiello，J.R.Foerster，and A.Dabak，“Design of a multibandOFDM system for realistic UWB channel environments，”IEEE Trans.MicrowaveTheory and Techniques，vol.52，no.9，pp.2123-2138，Sept.2004.”；[2]“WiMediaMBOA，MultiBand OFDM Physical Layer Specification，ver.1.1.5，July 14，2006.”。

但是，在OFDM-UWB***的设计中，构建超宽带信号处理模块是一个很具挑战性的问题，特别是对于一些关键的接收模块的设计，例如符号定时、载波频偏(CFO)、采样时钟偏移(SCO)补偿以及信道频率响应估计(CFR)等模块。SCO问题是由于发射机与接收机之间采样时钟频率不匹配而造成的。由于UWB设备以非常高的采样速率(至少528Mbps)工作，即使很小的SCO也会导致所有子载波上已接收的频域复数数据中产生相移。若不进行适当的追踪与补偿，该相移积累一定时间后，会变得相当大而严重降低***的性能。然而，作为一种常用的跟踪方法，类似文献[3]“P.-Y.Tsai，H.-Y.Kang，and T.-D.Chiueh，“Joint weighted least-squares estimation of carrier-frequency offset and timing offsetfor OFDM systems over multipath fading channels，”IEEE Trans.Veh.Technol.，vol.54，no.1，pp.211-223，Jan.2005.”；和文献[4]“J.Liu and J.Li，“Parameterestimation and error reduction for OFDM-based WLANs，”IEEE Trans.Mobile.Computing，vol.3，no.2，pp.152-163，April-June 2004”中所述的最大似然(ML)相位跟踪方法却因其高复杂度而无法适用于OFDM-UWB***设计。此外，在文献[3]中还使用了时域内插器来补偿SCO，然而，其在高速处理的情况下实现成本较高。

因此，业界迫切地需要一种简单高效的SCO估计与补偿技术来有效地改善OFDM-UWB***的性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种对超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***中的采样时钟偏移(SCO)进行估计的方法，使其具有较低的复杂度以及较强的抗干扰能力，且即使在低信噪比(SNR)的环境下仍具有较好的鲁棒性。

本发明所要解决的另一技术问题是提供一种SCO补偿方法，使其在高速运转环境下具有较低的应用成本且易于实现。

为解决以上技术问题，本发明提供一种OFDM-UWB***的采样时钟恢复装置，其包括：定时调整模块，其接收已传输的正交频分复用(OFDM)符号，并且前移或后移该OFDM符号的符号定时；离散傅立叶变换(DFT)处理器，对定时调整模块的输出进行离散傅立叶变换；信道估计器，根据DFT处理器输出的信道估计序列中的OFDM符号进行信道频率响应(CFR)估计；采样时钟偏移(SCO)相位旋转器，接收DFT处理器的输出并对其帧头及净荷中的OFDM符号执行相移；采样时钟偏移(SCO)估计单元，根据SCO相位旋转器的导频子载波相关输出以及来自信道估计器的CFR估计进行SCO估计；以及采样时钟偏移(SCO)补偿分配单元，将上述SCO估计划分为整数部分与小数部分，然后将该整数部分与小数部分分别分配给定时调整模块与SCO相位旋转器。

本发明另提供一种对多个已传输的正交频分复用(OFDM)符号进行采样时钟偏移(SCO)估计的方法，其用于超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***中，其对已传输的OFDM符号进行分组，以m进行编号，m＝0，1，2，...；每组各有K个OFDM符号，以i进行编号，且i＝0，1，...，K-1；而同一组的K个OFDM符号可在多个频带中传输，将该多个频带以r进行编号；各OFDM符号具有R个导频子载波，按升序编号为{p(0)，p(1)，...，p(R-1)}，该方法利用第m组中的第i个OFDM符号的累积归一化SCO(ANSCO)估计

来获得第(m+1)组中的第i个OFDM符号的ANSCO估计包括如下步骤：

将R个导频子载波分为Q个导频对，其中各导频对{p(l₁)，p(l₂)}具有一分隔因子β(l₁，l₂)；

获取子带r上的信道频率响应(CFR)估计h_r；

获取一N点离散傅立叶逆变换(IDFT)处理器的导频子载波相关输入以及一N点离散傅立叶变换(DFT)处理器的导频子载波相关输出；

获取一与残留SCO估计相关的量值其是利用某一导频对{p(l₁)，p(l₂)}相应的IDFT处理器的导频子载波相关输入、该导频对相应的DFT处理器的导频子载波相关输出以及该导频对相应的CFR估计获得的，其中所述导频对是指利用第m组中的第i个OFDM符号的R个导频子载波所构成的Q个导频对中的一个；

累加与第m组中的第i个OFDM符号的Q个导频对相应的Q个与残留SCO估计相关的量值，得到一OFDM符号级、与残留SCO估计相关的量值

利用K个OFDM符号级、与残留SCO估计相关的量值

获得一组合残留SCO估计

其中

分别从第m组的K个OFDM符号中获得；

根据上述组合残留SCO估计

以及第m组中的第i个OFDM符号的ANSCO估计

来获取ANSCO估计

本发明另提供一种超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***的采样时钟偏移(SCO)补偿方法，包括：获取已传输的正交频分复用(OFDM)符号的累积归一化SCO(ANSCO)估计；将该ANSCO估计划分为整数部分与小数部分；在时域中基于采样周期间隔移动采样定时，其移动量为所述ANSCO估计的整数部分的模；以及在频域中利用一旋转因子修正相移，其中该旋转因子与所述ANSCO估计的小数部分相对应。

综上所述，本发明所提供的OFDM-UWB***的采样时钟恢复装置及相应的SCO估计与补偿方法利用对当前OFDM符号组中OFDM符号的ANSCO估计来完成对下一组OFDM符号的ANSCO估计，并将此估计划分为整数部分与小数部分进行SCO补偿，具有较低的复杂度以及较强的抗干扰能力，且即使在低信噪比(SNR)的环境下仍具有较好的鲁棒性；而且在高速运转环境下具有较低的应用成本且易于实现。

附图说明

图1为本发明一实施例中OFDM-UWB帧结构示意图；

图2为本发明一实施例中时频码的一种实现方式(TFC＝1)；

图3为本发明一实施例的采样时钟恢复装置的结构图；

图4为图3中SCO估计单元28所采用的估计方法的示意图；

图5为图4中第(6m+i)个OFDM符号的计算单元的实现示意图；

图6为SCO跟踪曲线仿真截图，其中轨迹的突变表示该ANSCO整数部分的补偿，且在仿真中考虑了ε＝0.0029的归一化残留载波频偏；

图7为采用图3中的采样时钟恢复装置所达成的优良***性能的仿真曲线图。

具体实施方式

为使本发明的目的、特征更明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。

如图1所示，在超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***中，每一个OFDM-UWB帧由帧前缀信号(frame preamble)，帧头(frame header)13以及净荷(payload)14组成。帧前缀信号包括30个OFDM符号，其中前24个符号构成帧同步序列11，后K(在本实施例中，K＝6)个符号构成信道估计序列12，据以实现信道估计。帧头13由2K个OFDM符号组成，其传递了当前帧的构成信息。净荷14由M个OFDM数据符号组成，其中M为K的整数倍，即M＝KP，其中P为正整数，在本实施例中以

标记有限整数集{P₁，P₁+1，...，P₂}。每个OFDM符号的持续时间为0.3125μs，故帧前缀信号，帧头13和净荷14的持续时间分别为9.375μs，3.75μs和M×0.3125μs。为了方便讨论，后续提及的OFDM符号以n进行编号，其中且n＝0表示第一个信道估计OFDM符号。将OFDM符号分组，并以m进行编号，且每一OFDM符号组包括K个连续的OFDM符号，其中，

且m＝0表示该组的K个OFDM符号用于信道估计。

同一组的K个OFDM符号可在多个频带中传输，将该多个频带以r进行编号(在本实施例中，共有3个频带)。且每个OFDM符号的传输中心频率由时频码(TFC)规定。图2示出了时频码的一种实现方式(对应于文献[2]中TFC＝1时的情形)：第m个OFDM符号组中，第一个OFDM符号在子带#1(r＝1，3168-3696MHz)上传输；第二个OFDM符号在子带#2(r＝2，3696-4224MHz)上传输；第三个OFDM符号在子带#3(r＝3，4224-4752MHz)上传输；第四个OFDM符号在子带#1上传输，以此类推。不失一般性，以下叙述中，仍以TFC＝1的情况为例。

每个OFDM符号利用N＝128个子载波进行调制，其包括Q₁＝112个子载波组成的实频段(携带有用信息)、Q₂＝10个子载波组成的保护频段以及Q₃＝6个子载波组成的虚频段。相邻子载波频率间隔为Δf_sp＝4.125MHz，在实频段的Q₁个子载波中，R＝12个子载波被规定为导频信号，即作为导频子载波。考虑第n个OFDM符号的产生(n＝mK+i，

)，且令

s_{m}^{(i)} = {[s_{m}^{(i)} (0), s_{m}^{(i)} (1), . . ., s_{m}^{(i)} (N - 1)]}^{T} - - - (1)

其为一N维复数数据符号组成的列向量，其中(.)^T表示向量转置，且

为用于调制第k个子载波的数据符号。定义一个R维列向量，即p＝[p(0)，p(1)，...，p(R-1)]^T＝[5，15，25，35，45，55，73，83，93，103，113，123]^T。令Q₀＝(Q₁+Q₂)/2，若

则

可由四相相移键控(QPSK)星座图获得，以±c±jc来表示，其中

j = \sqrt{- 1},

c = \sqrt{2} / 2 .

特别地，若

k &Element; {p (l)}_{l = 0}^{R - 1},

则

在接收端(对应导频)已知。另外，当时，

s_{m}^{(i)} (k) = 0 .

将该符号列向量

输入至一N点离散傅里叶逆变换(IDFT)处理器而输出一N维时域列向量，定义该时域列向量为

(如图2中所示的

和)。为了消除时域多径色散信道造成的符号间干扰(ISI)，在每个时域列向量

之后添加N_g点零填充(ZP)后缀，从而形成图2所示的OFDM符号。

图3为本发明一实施例的采样时钟恢复装置2的结构示意图。如图所示，采样时钟恢复装置2包括定时调整模块21，其接收已发送的OFDM符号，并将处理结果输出至载波频偏(CFO)补偿模块22。CFO补偿模块22首先利用已接收到的帧前缀OFDM符号进行CFO估计，然后据此CFO估计对该帧的其它OFDM符号进行补偿。经CFO补偿模块22补偿后的OFDM符号被输入至一保护间隔去除器中。在本实施例中该保护间隔去除器为ZP去除器23，其利用叠加加法(overlap-and-add)去除各OFDM符号的N_g点ZP后缀，其中采用叠加加法的目的是将线性卷积转化为循环卷积。而后，ZP去除器23的输出结果经过N点离散傅里叶变换(DFT)处理器24后实现时域至频域的转换。信道估计器25提取DFT处理器24输出结果中帧前缀信号中的信道估计序列，从而完成对信道频率响应(CFR)的估计。采样时钟偏移(SCO)相位旋转器26提取DFT处理器24输出结果中帧头和净荷中的OFDM符号信息，藉以修正SCO所致的相移。

在OFDM-UWB***中，UWB信道可模拟为一个N_h阶的有限冲击响应滤波器，其在子带r上的脉冲响应记为：

其中，上标^(t)代表时域；子带r上相应的信道频率响应(CFR)h_r＝[h_r(0)，h_r(1)，...，h_r(N-1)]^T由

h_{r} = F_{N_{h}} h_{r}^{(t)}

得到，其中

为N点离散傅立叶变换(DFT)矩阵的首N_h列。

本发明中，假设UWB信道在一个OFDM帧的传输期间保持不变。由此，利用接收到的帧前缀信号中的信道估计序列，信道估计器25在一帧中执行一次CFR估计。定义所获得的估计h_r为

{\hat{h}}_{r} = {[{\hat{h}}_{r} (0), {\hat{h}}_{r} (1), . . ., {\hat{h}}_{r} (N - 1)]}^{T},

假设在OFDM-UWB***中出现的CFO和SCO分别为εΔf_sp和δT_s(其中，T_s为接收信号采样间隔)，并假设N_h≤N_g，则第n个接收到的OFDM符号经DFT处理器的输出(即，第m组中的第i个OFDM符号)为

y_{m}^{(i)} (k) = s_{m}^{(i)} (k) h_{r} (k) e^{j (θ_{m}^{(i)} + φ_{m}^{(i)} (k))} + v_{r} (k) - - - (3)

r＝|i|₃+1，且其中，|.|₃表示模3运算，且v_r(k)为子带r上的信道噪声，其可在频域中表示为方差为

的零均值高斯随机变量。令

χ_{m}^{(i)} = (mK + i) (N + N_{g}),

且

η_{m}^{(i)} = χ_{m}^{(i)} δ

表示接收第(mK+i)个OFDM符号时所积累的SCO(由T_s归一化，且若未得到补偿)。参照文献[3]，可知：

θ_{m}^{(i)} \approx 2 π / N \cdot ϵ (1 + δ) χ_{m}^{(i)} - - - (4)

以及

显然，常被称为公共相位误差(CPE)的相移

主要与CFO相关，且与子载波编号k无关；而由SCO造成的

与k成比例关系。需要指出的是，在推导以上公式(3)、(4)和(5)的过程中，ε和δ被假定为足够小。具体地，本论述中，假定已使用帧前缀信号对CFO进行估计，然后在所有随后的OFDM符号中进行补偿。换言之，ε实际上代表初始补偿后的残余CFO(由子载波间隔归一化)。在这种情况下，通常可假设|ε|<0.02。进一步地，由公式(3)、(4)以及(5)可知，对CPE及SCO所造成的相位误差可分别进行处理。

为了实现上述对CPE及SCO所造成的相位误差的分别处理，装置2还包括CPE消除模块及SCO消除模块。CPE消除模块包括CPE估计单元30与CPE修正单元31。CPE估计单元30接收SCO相位旋转器26的输出结果，从中提取出导频向量(即导频子载波上的向量)，并根据该导频向量与CFR估计进行CPE估计。CPE修正单元31利用CPE估计单元30的CPE估计结果对N点DFT处理器24的输出进行补偿。随后，将经CPE修正单元31补偿的OFDM符号依次输入均衡器32和解码器33作进一步的处理。

SCO消除模块包括SCO估计单元28，SCO补偿分配单元29，SCO相位旋转器26以及定时调整模块21中的相应处理。SCO估计单元28根据属于第m组OFDM符号的导频向量(SCO补偿之后)来估计第m+1组OFDM符号的SCO。因此，SCO估计单元28以预测模式执行SCO估计，如图中延迟单元27的延迟操作所示。SCO补偿分配单元29将所获得的SCO估计分为整数部分和小数部分，然后分别将它们分配给定时调整模块21和SCO相位旋转器26。于是，SCO补偿得以实现，即：定时调整模块21根据整数部分基于采样周期间隔前移或后移采样定时；SCO相位旋转器26根据小数部分修正相移。

图4为图3中SCO估计单元28所采用的估计方法的示意图。在本实施例中，假设第m组OFDM符号正在被处理。所进行的SCO估计是对累积的归一化SCO(ANSCO)

进行预测估计，而其ANSCO估计结果为

该SCO估计方法是基于嵌入在各OFDM符号中的R个导频子载波以及CFR估计

来实现。假定已经利用ANSCO估计

对第m组中的第i个OFDM符号(即第(mK+i)个OFDM符号)的ANSCO进行了补偿，接下来，首先对残留SCO(表示为

Δ η_{m}^{(i)} = η_{m}^{(i)} - {\hat{η}}_{m}^{(i)}

)进行估计。如图3，将SCO估计单元28的输入表示为

{\hat{y}}_{m}^{(i)} = {[{\hat{y}}_{m}^{(i)} (0), {\hat{y}}_{m}^{(i)} (1), . . ., {\hat{y}}_{m}^{(i)} (N - 1)]}^{T},

其与第(mK+i)个OFDM符号相关。在不考虑噪声的情况下，将

代入公式(3)，可得到

\begin{matrix} e^{j (θ_{m}^{(i)} + Δ φ_{m}^{(i)} (k))} = {\hat{y}}_{m}^{(i)} (k) / (s_{m}^{(i)} (k) {\hat{h}}_{r} (k)), & k &Element; {p (l)}_{l = 0}^{R - 1} \end{matrix} - - - (6)

其中，

Δ φ_{m}^{(i)} (k) = \{\begin{matrix} 2 πk / N \cdot Δ η_{m}^{(i)}, & k &Element; {p (l)}_{l = 0}^{R / 2 - 1} \\ 2 π (k - N) / N \cdot Δ η_{m}^{(i)}, & k &Element; {p (l)}_{l = R / 2}^{R - 1} \end{matrix} . - - - (7)

参考前述对于R个导频子载波的定义，将导频子载波分为若干对，表示为{p(l₁)，p(l₂)}，其中，

且

显然，在这种情况下，共获得

Q = Σ_{q = 1}^{R / 2} q = \frac{1}{8} R (R + 2)

(当R＝12时，Q＝21)个导频对，且每个导频对与一个分隔因子相关，该分隔因子表示为：

β(l₁，l₂):＝p(l₂)-N-p(l₁)＝10(l₂-R-l₁)，

且

由此，从公式(6)、(7)和(4)，可推导出：

其中，

d_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) = {| A_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) |}^{2},

并有

A_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) = {\hat{y}}_{m}^{(i)} (p (l_{1})) {\hat{h}}_{r} (p (l_{2}))

B_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) = {\hat{y}}_{m}^{(i)} (p (l_{2})) {\hat{h}}_{r} (p (l_{1}))

C_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) = s_{m}^{(i)} (p (l_{1})) {(s_{m}^{(i)} (p (l_{2})))}^{*} .

这里，以

来代替是为了突出该ANSCO估计是与导频对{p(l₁)，p(l₂)}有关。

(x)与

分别表示x的实部与虚部，且(.)^*表示复数共轭。应注意，在推导公式(8)的过程中，已利用

{| s_{m}^{(i)} (p (l_{2})) |}^{2} = 1

这一特性。

由于在实际***中，残留SCO通常很小，因此可假定

| 2 πβ (l_{1}, l_{2}) Δ η_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) / N | < < 1,

因此将欧拉公式(Euler’s formula)

和

(当

时)应用于(8)，可得到

通过这一近似，避开了用于角度计算的三角运算。利用全部导频对，通过求平均值，可获得残留SCO估计

如下：

Δ {\hat{η}}_{m}^{(i)} = \frac{1}{Q} Σ_{l_{1} = 0}^{R / 2 - 1} Σ_{l_{2} = R / 2}^{R / 2 + l_{1}} Δ η_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) \approx \frac{1}{Q} Σ_{l_{1} = 0}^{R / 2 - 1} Σ_{l_{2} = R / 2}^{R / 2 + l_{1}} Δ {\hat{η}}_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2})

= \frac{N}{2 πQ} Σ_{l_{1} = 0}^{R / 2 - 1} Σ_{l_{2} = R / 2}^{R / 2 + l_{1}} \frac{{\overset{&OverBar;}{b}}_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2})}{d_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2})} = \frac{N}{2 π} \cdot \frac{Σ_{l_{1} = 0}^{R / 2 - 1} Σ_{l_{2} = R / 2}^{R / 2 + l_{1}} {\overset{&OverBar;}{b}}_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2})}{Σ_{l_{1} = 0}^{R / 2 - 1} Σ_{l_{2} = R / 2}^{R / 2 + l_{1}} d_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2})} - - - (10)

其中，

为与残留SCO估计相关的量值，由

{\overset{&OverBar;}{b}}_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) : = b_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) / β (l_{1}, l_{2})

得到。需要注意的是，公式(10)中的最后一个等式在不考虑噪声的情况下是成立的，这是由于采用了以下比例特性：即，若

\frac{x (0)}{y (0)} = \frac{x (1)}{y (1)} = \cdot \cdot \cdot = \frac{x (l)}{y (l)} = \cdot \cdot \cdot = \frac{x (Q - 1)}{y (Q - 1)},

则

\frac{x (l)}{y (l)} = \frac{Σ_{l = 0}^{Q - 1} x (l)}{Σ_{l = 0}^{Q - 1} y (l)} .

如此，获取估计值的过程将不再需要除法运算，下文将给以详细说明。事实上，在此所使用的比例特性在考虑噪声的情况下具有重要意义。由于

| s_{m}^{(i)} (p (l_{1})) | = 1,

从公式(6)可得到，

| {\hat{y}}_{m}^{(i)} (p (l_{1})) | = | {\hat{h}}_{r} (p (l_{1})) |,

进一步地，可以得到

d_{m}^{(i)} (l_{1}, l_{2}) = {| {\hat{h}}_{r} (p (l_{1})) |}^{2} {| {\hat{h}}_{r} (p (l_{2})) |}^{2} .

这样，公式(10)中的最后一个等式可改写为

其中，

D_{r} = \frac{1}{Q} Σ_{q_{1} = 0}^{R / 2 - 1} Σ_{q_{2} = R / 2}^{R / 2 + q_{1}} {| {\hat{h}}_{r} (p (q_{1})) |}^{2} {| {\hat{h}}_{r} (p (q_{2})) |}^{2} .

可见，在公式(10)中应用比例特性实际上等价于使用加权因子g(l₁，l₂)对由导频对{p(l₁)，p(l₂)}获得的残留SCO估计进行加权，所述加权因子g(l₁，l₂)为该导频对{p(l₁)，p(l₂)}上的两CFR幅值(平方)的归一化积。较大的g(l₁，l₂)意味着较高的载噪声比(CNR)，也就意味着利用该导频对{p(l₁)，p(l₂)}对残留SCO的估计更可靠，反之亦然。因此，公式(10)中的最后一个等式所进行的残留SCO估计是在CFR辅助下对由Q个导频对获得的残留SCO估计进行加权组合来完成，从而有效减小了由信道噪声所引起的估计误差。

尽管以上方法能减小信道噪声对残留SCO估计的损害，但当存在较大噪声，例如在信噪比(SNR)相当低的情况下，公式(10)(最后一个等式)中的估计容易出现大的偏差，以至对SCO的跟踪变得不稳定，其原因在于公式(10)中所能使用的导频对的数量有限。于是，下文提出一种非常简单且能进一步有效抑制估计误差的技术。

根据公式(10)，定义

和

其中，

ρ_{m}^{(i)} > 0,

称为OFDM符号级，与残留SCO估计相关的量值，它的具体实施可参照图5来进行。而后，获取两个值

和

其中

表示K个

中满足

γ_{m}^{(i)} > 0

的的数量，

表示满足

γ_{m}^{(i)} < 0

的

的数量。令μ>0，其定义为一表示SCO小范围移动的***设计参数，其可设定为较小值，同时，定义

为一预先设定的非负整数K+1维向量，其满足

据此，公式(10)中对残留SCO的估计

可被改为，

其中，若x>0，则sgn(x)等于1，若x＝0，则sgn(x)等于0，否则sgn(x)等于-1。本实施例中，公式(14)将利用(10)中最后一个等式而独立获得的K个与第m组OFDM符号有关的SCO估计进行有效独特的组合。由于该组合估计无需使用公式(10)给出的

的具体值，而是涉及对一组估计值的近似与平均处理，因此该组合估计具有较好的鲁棒性和抗噪能力。该组合估计需要两个参数μ与

其具体设定取决于***最大允许SCO，OFDM-UWB帧的最大持续时间，以及***对残留SCO的容差能力，即对***性能损害影响可忽略不计的SCO的量值。前两个因子(最大允许SCO与最大持续时间)可从文献[2]中的OFDM-UWB***规范中获得，而最后一个因子(***容差)可通过仿真基于试错法评估得到。例如，本实施例中所采用的μ＝1/32、

以及K＝6，经过数字***明，其在各种***环境下可获得良好的SCO跟踪性能。当然，μ与的实际设置无需完全遵从本实施例，因为实际上该设置本身对***性能的影响并非十分敏感；因此，比较容易根据实际情况对其进行调节以满足不同实际设计的需求。

最后，利用已知的与第m组OFDM符号有关的ANSCO估计

(即，先前所获得的估计)和残留SCO估计

可获得与第(m+1)组OFDM符号有关的ANSCO估计

如下：

{\hat{η}}_{m + 1}^{(i)} = {\hat{η}}_{m}^{(K - 1)} + (i + 1) Δ {\hat{η}}_{m} + {\hat{η}}_{m}^{(i)} / m - - - (15)

其用于补偿第(m+1)组中的第i个OFDM符号。公式(15)中右边的最后一项是用于填补估计与补偿之间因一组OFDM符号的处理延迟所带来的额外估计偏差。

为了避免在高速处理环境下使用时域内插器(interpolator)所带来的不易实现的问题，本发明一实施例还提供了一种简单的SCO补偿方法，其于时域与频域中共同执行。请参考图3，将从SCO估计单元28获得的第(m+1)组中的第i个OFDM符号的ANSCO估计输入至SCO补偿分配单元29，则对应的ANSCO补偿方法包括如下步骤：

(1)利用SCO补偿分配单元29将ANSCO估计

划分为整数部分与小数部分

并获取与该ANSCO估计的小数部分相对应的相移

如下：

(2)利用定时调整模块21在时域上移动采样定时：移动大小根据的模值确定，即为

个采样间隔；移动方向根据

的符号确定，即若

进行前移；若

I ({\hat{η}}_{m + 1}^{(i)}) > 0,

进行后移；

(3)利用SCO相位旋转器26修正由ANSCO的小数部分

所造成的相移，其旋转器因子为

从而获得如下修正结果：

公式(17)中使用

而非

表明DFT处理器24的输出结果已经由执行步骤(2)而得以补偿。在利用公式(17)最终获得了已补偿的输出结果

后，整个采样时钟恢复环路得以闭合。重复以上采样时钟恢复环路的所有操作可处理随后的OFDM符号。

现通过一具体仿真实例来示范以上提出的采样时钟恢复环路的有效运行。图6示出了当SNR＝0dB时多径信道环境下对ANSCO的跟踪及补偿曲线。其中实际引入的SCO为采样时钟频率的百万分之四十(40ppm)。显然，以上提出的采样时钟恢复装置及方法可对实际SCO的整数部分与小数部分同时进行严密跟踪。

本发明所提出的采样时钟恢复方法具有较好的实用价值，其性能可通过下面的仿真结果作进一步验证。在仿真中，采用了数据传输率为80Mbps的OFDM-UWB***设置。在此，选用较低的数据传输率作为例子是为了证明本发明所提出的采样时钟恢复方法即使在低SNR的情况下也仍然有效。UWB信道模型采用了视距(LOS)环境的S-V多径传播模型(CM1)。对该S-V多径信道模型的具体描述可参见文献[1]。仿真中时频码选择为TFC＝1，且帧净荷的长度为1024字节。信道估计采用文献[5]：“L.Deneire，P.Vandenameele，L.V.d.Perre，B.Gyselinckx，and M.Engels，“A low complexity ML channel estimator forOFDM，”IEEE Trans.Commun.，vol.51，no.2，pp.135-140，Feb.2003.”中所提出的最大似然(ML)算法来进行，并设定N_h＝32。为了便于比较，假设其符号定时初始时处于理想状态，但是对CFO的估计与修正以及对CPE的跟踪与补偿则由一些具体的算法来完成。

仿真中，假设引入的SCO为40ppm，其对应于文献[2]中的OFDM-UWB***设定所定义的最差情况下的SCO。图7示出了采用以上实施例所提出的采样时钟恢复方法(估计与补偿)OFDM-UWB***的误帧率(FER)与SNR的关系曲线。图7还示出了假设没有SCO存在的情况下的曲线来做比较。从图中可以看出，采用本发明所提出的SCO估计与补偿方法在最差SCO情况下的***FER与不存在SCO的情况下的***FER相比，其性能差异是可以忽略不计的(FER＝10^-2下，约0.25dB)。考虑到这些结果是在较低SNR的条件下获得，可以说本发明所提出的采样时钟恢复方法在多带OFDM-UWB***中是行之有效的。

以上仅为举例，并非用以限定本发明，本发明的保护范围应当以权利要求书所涵盖的范围为准。

Claims

1.一种超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***的采样时钟恢复装置，其特征是，包括:

定时调整模块，其接收已传输的正交频分复用(OFDM)符号，并且前移或后移该OFDM符号的符号定时；

离散傅立叶变换(DFT)处理器，对定时调整模块的输出进行离散傅立叶变换；

信道估计器，根据DFT处理器输出的信道估计序列中的OFDM符号进行信道频率响应(CFR)估计；

采样时钟偏移(SCO)相位旋转器，接收DFT处理器的输出并对其帧头及净荷中的OFDM符号执行相移；

采样时钟偏移(SCO)估计单元，根据SCO相位旋转器的导频子载波相关输出以及来自信道估计器的CFR估计进行SCO估计；以及

采样时钟偏移(SCO)补偿分配单元，将上述SCO估计划分为整数部分与小数部分，然后将该整数部分与小数部分分别分配给定时调整模块与SCO相位旋转器。

2.根据权利要求1所述的采样时钟恢复装置，其特征是，还包括:

载波频率偏移(CFO)补偿模块，在定时调整模块的输出进入DFT处理器之前，对其进行CFO补偿。

3.根据权利要求2所述的采样时钟恢复装置，其特征是，还包括:保护间隔去除器，其位于CFO补偿模块与DFT处理器之间，去除上述OFDM符号的保护间隔。

4.根据权利要求1所述的采样时钟恢复装置，其特征是，还包括:延迟单元，位于SCO相位旋转器与SCO估计单元之间，辅助SCO估计单元以预测模式利用当前已接收的OFDM符号组的导频子载波相关输出来对下一接收的OFDM符号组中的SCO进行估计。

5.根据权利要求1所述的采样时钟恢复装置，其特征是，其中定时调整模块根据SCO估计单元估计的SCO的整数部分前移或后移定时调整模块所接收的OFDM符号的符号定时；且SCO相位旋转器根据上述SCO估计的小数部分修正相移。

6.一种对多个已传输的正交频分复用(OFDM)符号进行采样时钟偏移(SCO)估计的方法，其用于超宽带正交频分复用(OFDM-UWB)***中，其对已传输的OFDM符号进行分组，以m进行编号，m＝0，1，2，...；每组各有K个OFDM符号，以i进行编号，且i＝0，1，...，K-1；而同一组的K个OFDM符号可在多个频带中传输，将该多个频带以r进行编号；各OFDM符号具有R个导频子载波，按升序编号为{p(0)，p(1)，...，p(R-1)}，其特征是，该方法利用第m组中的第i个OFDM符号的累积归一化SCO(ANSCO)估计