CN101326717A - 发射极开关结构的驱动电路 - Google Patents

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CN101326717A CNA2005800522922A CN200580052292A CN101326717A CN 101326717 A CN101326717 A CN 101326717A CN A2005800522922 A CNA2005800522922 A CN A2005800522922A CN 200580052292 A CN200580052292 A CN 200580052292A CN 101326717 A CN101326717 A CN 101326717A
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Abstract

本发明涉及一种用于晶体管(BJT，MOS)的发射极开关结构(21)的驱动电路(30)，该发射极开关结构(21)具有与驱动电路(30)连接的至少一个第一控制端子和一个第二控制端子(X1，X2)以形成接着具有相应的集电极、源极和栅极端子(C，S，G)的受控发射极开关器件(35)。所述驱动电路(30)包括至少一个***在所述集电极端子(C)和电容器(C1)的第一端之间的IGBT器件(22)，该电容器(C1)的第二端与所述第一控制端子(X1)相连，该IGBT器件(22)接着具有通过第一电阻性元件(R1)与所述栅极端子(G)连接的第三控制端子(X3)，和***在该栅极端子(G)和该第二控制端子(X2)之间的第二电阻性元件(R2)。该驱动电路(30)还包括附加电源(Va)，该附加电源***在电容器(C1)的第一端和第二端之间以保证其正确偏置。

Description

发射极开关结构的驱动电路
技术领域
本发明涉及一种发射极开关结构的驱动电路，所述发射极开关结构由双极型和MOS晶体管构成并且具有与所述驱动电路连接的至少一个第一和一个第二控制端子以构成反过来具有相应的集电极、源极和栅极端子的受控发射极开关类型器件。
背景技术
如众所周知的，所谓的发射极开关电路结构包括具有高击穿电压的双极型晶体管和具有低压的功率MOSFET晶体管的连接。
图1示意性地显示了这样的结构，整体指示为1。发射极开关结构1包含双极型晶体管T1和MOS晶体管M1，两者彼此串联***在第一和第二参考电压之间，尤其是电源电压Vcc和地GND之间。
发射极开关结构1规定双极型晶体管T1为HV(高压)型、即具有高击穿电压的晶体管，而MOS晶体管M1为LV(低压)型、即具有低击穿电压的晶体管。
双极型晶体管T1的集电极端子通过电感负载L1与电源参考电压Vcc相连，并且控制或基极端子与驱动电路2相连。
MOS晶体管M1反过来具有与驱动电路2相连的控制或栅极端子。
驱动电路2包括：
第一电阻性元件RB，与双极型晶体管T1的基极端子相连并且通过齐纳二极管DZ与地GND相连；
第二电阻性元件RG，与MOS晶体管M1的栅极端子相连并且通过电压脉冲发生器G1与地GND相连；以及
电解电容器CB，与齐纳二极管DZ并联并且在其端部具有等于VB的电压值。
尤其是，电解电容器CB具有在双极型晶体管T1的关断期间存储能量的功能，以便在晶体管自身的后继导通和导电步骤期间再次使用，而齐纳二极管防止双极型晶体管T1的基极电压值超出预定的阈值。
发射极开关结构1和驱动电路2的集合构成了受控的发射极开关类型器件5。
本领域技术人员长期以来已知的，发射极开关结构是当前特别引起关注的，因为在市场上存在在电流几乎为峰值并且电压等于击穿电压BVCES[击穿电压集电极-发射机短路]、基极端子与发射极端子短路时集电极和发射极端子之间的电压时，具有方形RBSOA[反向偏置安全工作区域]的双极型二极管(在发射极开关结构中)，以及当导电[导通状态]时具有非常低的漏极-源极电阻值RDSON因而基本等同于理想开关的功率MOS晶体管。
如周所周知的，发射极开关结构的主要优点是(双极型晶体管典型的)非常低的导通电压降以及高的关断速度。
实际上在关断期间，从发射极开关结构的双极型晶体管的基极端子流出的电流等于这个晶体管的集电极端子的电流，即具有非常高数值的电流。这决定了存储时间和下降时间两者的急剧缩减，允许发射极开关结构也可以工作在高达150KHz的频率。
在导通阶段发射极开关结构1中电流为零或者关于额定值非常小的所有情况下，通过驱动电路2执行的驱动是非常有用和有效的。
然而为了使这种驱动有效，需要关断阶段的基极电流值IBOFF乘以存储时间tstorage的数值仅次于导通阶段的基极电流值IBON乘以导通时间ton的数值，即：
IBOFF*tstorage＞＞IBON*tON    (1)
条件(1)通常出现在以相对高的频率工作并且无过高的电流时，或者更好地当双极型晶体管的增益数值Hfe不是过低时。
实际上在这种情况下，导通所需的驱动能量关于关断阶段期间恢复的能量仅仅是稍高的。因而用非常小的功率为基极端子供电以取代不可避免的损耗是只够的。
图2显示了MOS晶体管M1的栅极和源极端子之间的电压数值VGS、双极型晶体管T1的集电极端子和MOS晶体管M1的源极端子之间的电压数值VCS、以及双极型晶体管T1关于回扫变换器的基极和集电极电流的图形，所述回扫变换器工作在100KHz的频率并且由于变换器以非连续方式工作而具有零值导通电流。
当以器件导通时的电流值不为零并且在相对高的频率(＞60kHz)必须涉及双极型器件的应用进行工作时，动态VCESAT现象变得显著。这种现象存在于导通时在达到静态电压数值VCESAT之前存在一定的延迟，因而需要由载波尽可能迅速地将双极型晶体管的基极区域注满，以便使电压数值VCESAT下降并且尽可能快地达到稳定数值。
由于此原因，使用图1的驱动电路2在导通时将获得过分消耗，因为电压降VCE将占用相对长的时间(≥2μs)以达到饱和数值。
关于图1的受控发射极开关器件5，通常VB的上升将仅仅部分地降低动态VCESAT问题，但这将极大地恶化关断时的性能。
适合于导通时具有非零集电极电流的应用的驱动电路已经由相同申请人提交的欧洲专利申请No.03425140.5提出，其示意性地显示在附图3中，整体指示为12。驱动电路12适合于与发射极开关结构1相连以构成受控的发射极开关类型器件15。
驱动电路12恰当地对基极电流进行建模，优化了开关步骤并且允许在可能的最短时间内获得VCESAT的最小数值。在附图4中，所记录的波形涉及工作于110KHz频率的前向类型的修改，其中可以观察基极电流的调制。
在引用的专利申请中广泛讨论了详细的操作和驱动电路12的分级。
尽管从多个角度看是优点，已知的是驱动电路导入了缺陷，在需要面对具有宽范围可变数值集电极电流的应用中这些缺陷是突出的。
在这些应用中，如上面指出的欧洲专利申请所描述的，驱动电路12实际上必须考虑到最紧迫的工作条件、即最高集电极电流进行调整。
因而必须通过恰当地选择双极型晶体管T1的基极电压数值Vb’为最高电流数值保证正确的饱和水平，但如此处理后，对于低的集电极电流数值，器件工作在过饱和的状态，获得非常长的存储时间。
这意味着关断时的过度消耗以及微小精确性的控制，因为事实上器件的有效关断延迟发生于控制器提供的信号。
也可以使用更加复杂的解决方案，包括使用附加电路通过基极电流的调制来控制存储时间tstorage。
然而在这种情况下，将提供基极驱动电路的特殊设计。这样获得的电路难于与高电流数值一起使用，并且其不允许在半桥式电路和全桥式电路结构中的集电极和源极端子之间连接回流二极管(recirculationdiode)。
实际上，在这种情况下感应回流电流进入通过电源容量的基极回路，对其放电然后流入基极-集电极连接点，而不是流入阳极与源极相连、阴极与集电极相连的回流二极管。
本发明的主要技术问题是提供发射极开关结构的驱动电路，以控制集电极电流在宽范围可变的应用中的饱和水平，能够满足上面所述的需要，即饱和水平适合于任何工作状态，同时以简单有效的方式克服关于现有技术提到的所有缺陷。
发明内容
本发明的主要方案设想是，在高压类型IGBT器件和发射极开关结构之间使用达林顿类型连接，恰当地改变以利用发射极开关结构的双极型晶体管的基本饱和性质，以这种方式保证导通状态的低电压降、以及关断期间基极能量至少部分的恢复。
基于这种方案设想，通过如前面所指出的以及在所附权利要求1中定义的驱动电路解决所述技术问题。
参考作为指示性而非限定性例子的方式给出的附图，根据下面实施例的描述，依照本发明的驱动电路的其它特性和优点将更加显而易见。
附图说明
在这些附图中：
图1示意性显示了依照现有技术实现的发射极开关结构驱动电路的第一实施例；
图2显示了包含图1所示已知驱动电路的非连续型回扫变换器的特征波形图；
图3示意性显示了依照现有技术实现的发射极开关结构驱动电路的第二实施例；
图4示意性显示了使用图3所示已知驱动电路获得的波形；
图5A显示了发射极开关结构理想的驱动电流-电压[I-V]特性；
图5B-5C显示了已知电子组件的电流-电压[I-V]特性图，分别对应IGBT和MOS；
图6示意性显示了依照达林顿电路连接实现的发射极开关结构的驱动电路；
图7显示了使用图6所示驱动电路获得的波形的进展；
图8示例性显示了依照本发明实现的发射极开关结构的驱动电路；
图9显示了使用依照本发明实现的以及图8所示的驱动电路获得的波形图；
图10以比较方式显示了依照本发明实现的以及图8所示的驱动电路的特性和已知电子组件的特性，分别对应IGBT和MOS；
图11A-11C显示了使用依照本发明实现的以及图8所示的驱动电路获得的波形图；
图12示意性显示了全桥式电路结构，其包含图8所示类型的驱动电路。
具体实施方式
本发明源于这样的考虑，在达林顿类型的电路连接中，发射极开关结构的驱动电路理想地应当具有图5A中所呈现类型的电流-电压[I-V]特性。
图5B和5C分别呈现了IGBT器件和高压MOS器件的实际I-V特性，根据上述理想特性和实际特性的比较，可以直观地确认这些器件无法满足所需的驱动条件。
尤其是，IGBT器件导通中的电压降对于获得所需的驱动特性来说无论如何都太高。
类似地，通过使用高压MOS器件，可以确认需要借助于大尺寸硅片的元件，其尺寸比实现发射极开关结构自身所需的硅片尺寸大十多倍。
然而值得注意的是，具有等于发射极开关结构1/3尺寸的IGBT器件在导通中达到的微分电阻值与所期望的驱动器件总电阻值一致。
源于这些考虑，可以设想一种简单地用于发射极开关结构21的驱动电路20，其包含作为驱动器的IGBT器件22，以达林顿类型与发射极开关结构21相连接，如图6中所示最终结构。尤其是，驱动电路20和发射极开关结构21彼此连接，从而实现受控的发射极开关类型器件25，具有集电极端子C、源极端子S和栅极端子G。
发射极开关结构21以已知的方式包括具有高击穿电压的双极型晶体管和低电压的功率MOSFET晶体管的级联连接，并且其***在集电极端子C和源极端子S之间。其还具有第一X1和第二控制端子X2，分别对应于双极型和MOSFET晶体管的控制端子，并且连接到驱动电路20。
驱动电路20包含IGBT器件22，其***在集电极端子C和发射极开关结构21的第一控制端子X1之间，并且反过来具有通过第一电阻性元件R1与栅极端子G连接的第三控制端子X3。
驱动电路20还包含第二电阻性元件R2，其***在栅极端子G和第二控制端子X2之间。
最后，驱动电路20包含第一二极管D1和第二二极管D2的串联，其***在第一控制端子X1和源极端子S之间。
大体上，驱动电路20包含作为驱动器的IGBT器件22的达林顿连接、和作为最后的发射极开关结构21。也可以考虑使用高压MOS晶体管来代替IGBT器件22。
从而这种驱动电路20具有非常简单的结构，其显示出许多优点，其中包括：
易于驱动；
兼容MOSFET和IGBT；
允许连接回流二极管。
然而遗憾的是，图6所示的驱动电路20由于达林顿连接自身而具有多个缺点，其中包括：
发射极开关结构21的双极性晶体管的基极-集电极结被反向偏置和因此该晶体管不饱和；
导通中具有高的电压降；
具有反向安全区域RBSOA的急剧减小；
不允许关断条件下任何的基极能量的恢复。
这些缺点根据图7所示的驱动电路20的I-V特性图是显而易见的，对于栅极端子G和源极端子S之间下降的电压值Vgs(曲线f1到f5)。
依照本发明有利的是，因而已经考虑通过利用Va指示的附加的D.C电源、使用IGBT器件22的导通阈值的补偿来解决上面指出的问题。从而获得图8所示的、整体指示为30的依照本发明的驱动电路。
如同前面图6的电路看到的，驱动电路30与发射极开关结构21相连接，从而实现受控的发射极开关类型器件35，其具有集电极端子C、源极端子S和栅极端子G。
以已知的方式，发射极开关结构21包含具有高击穿电压的双极型晶体管和低电压的功率MOSFET晶体管的级联结构，并且其***在集电极端子C和源极端子S之间。其还具有第一X1和第二控制端子X2，分别对应于双极型和MOSFET晶体管的控制端子并且与驱动电路30相连。
依照本发明有利的是，驱动电路30包含IGBT器件22，其***在集电极端子C和电容器C1的尤其是被负极性偏置的第一端之间，电容器C1的尤其是被正极性偏置的第二端接着与发射极开关结构21的第一控制端子X1相连。IGBT器件22具有第三控制端子X3，其通过第一电阻性元件R1连接到栅极端子G。
驱动电路30还包含第二电阻性元件R2，其***在栅极端子G和第二控制端子X2之间，而且第一二极管D1***在电容器C1的第一端和源极端子S之间。
有利的是，驱动电路30最后还包含附加的电源Va，其***在电容器C1的第一和第二端之间。恰当地应当注意，这个附加电源Va被连接到与IGBT器件22的导通电压相反的极性(与电容器C1的偏置一致)，以便利用其低导通微分电阻的优点并且保证电容器C1自身的正确偏置。
以此方式，驱动电路30允许获得发射极开关结构21的双极型晶体管的饱和状态的控制，不再通过调整基极-发射极回路中的电流，而是通过保持其基极-集电极结为几乎为零的电压值。尤其是，发射极开关结构21的双极型晶体管的控制发生在包含其与IGBT器件22和附加电源Va一起的回路中。
以此方式，关于在器件自身的集电极电流值Ic改变时为稳定存储时间tstorage所需的基本饱和状态，由此获得的受控发射极开关器件35的导通电压降减小到非常低的数值。
图8所示的驱动电路30解决了上面连同图6的电路指出的问题，并且其获得了多个优点，其中包括：
其仍然易于驱动
兼容MOSFET和IGBT
允许连接回流二极管
具有低的导通电压降
在集电极电流Ic改变时具有稳定存储时间tstorage
降低了导通状态的动态VCSsat，具有Ic＞0的集电极电流
在关断状态期间允许基极能量的部分恢复
优化了安全区域RBSOA
这些优点根据图9所示的驱动电路30的I-V特性图是显而易见的，对于栅极端子G和源极端子S之间降低的电压值Vgs(从f1到f5的曲线，对应于用于图7中所示特性的电压值Vgs)。
所有上面列出的优点必须用附加电源Va来“给予”。
在图10中，以比较的方式呈现了高压MOS晶体管(尤其是1000V-曲线fC)、快速IGBT器件(尤其是1200V-曲线fB)以及受控发射极开关器件35(曲线fA)的I-V特性。
根据这个比较，使用依照本发明的驱动电路30所获得的潜力是显而易见的。
尤其应当注意的是，依照本发明的驱动电路30如何能够在导通中获得非常低的损耗，尽管提供了可与MOS晶体管相比的以及关于IGBT器件的更好的开关速度。
注意这样的事实是恰当的，依照本发明的驱动电路30的工作原理是基于发射极开关结构21的双极型晶体管的基本饱和性质的利用。
尤其是，通过将基极-集电极电压始终保持低于其直流偏置、从未达到反向偏置，驱动电路30在集电极电流Ic变化时逐个时刻地获得基极电流Ib的连续控制。结果是存储时间tstorage在所有状态下真正稳定，如申请人自己实施的实验所显示的，结果显示在图11A-11C中。
尤其是，如图11A显示，在受控发射极开关器件35的导通期间，迫使IGBT器件22的电流路径通过发射极开关结构21的双极型晶体管的基极，因为二极管D1的阳极电势(等于+1V)高于电容器C1的第一端(负电极)的电势VC1(相对于地电势数值等于-1.5V，因为VC1＝-Va+Vbe+Vds，其中Va为所施加的补充电压、Vbe为双极型晶体管的基极-发射极电压以及Vds为发射极开关结构21的MOS晶体管的漏极-源极电压)。
开关处于关断状态期间，在发射极开关结构21的MOS晶体管和IGBT器件22同时关断之后，对于所有的存储时间tstorage，关断基极电流IBoff流经电容器C1(以此方式对其充电，因而允许驱动能量的部分恢复)，然后借助于通常接地的源极端子S上的二极管D1闭合。
同样可以确认，包含依照本发明的驱动电路30的受控发射极开关器件35的基极电流Ib关于集电极电流Ic的上升以非线性方式上升，如图11B中所示。
尤其是可以直接确认，基极电流Ib跟随着发射极开关结构21的双极型晶体管的Hfe，后者在集电极电流Ic上升时下降。那么，为了保持双极型晶体管的基本饱和的状态，由依照本发明的驱动电路30产生的基极电流Ib应当随着逐渐升高的di/dt而上升，适合于受控发射极开关器件35的双极型晶体管Hfe的变化。
驱动电路30如何适合于所有工作状态的进一步例子发生在集电极电流为非零并且具有可变数值时反复导通的情况下。实际上在这种情况下，和调制到跟随各种情况相比，基极电流Ib也提供初始峰值，其允许器件迅速达到基本饱和(VCSsat动态的减小)，如图11C中示意性显示的。
总之，注意这样的事实是恰当的，包含依照本发明的驱动电路30的受控发射极开关器件35在具有连接到电感负载的回流二极管的全桥式电路结构中具有有益的应用，如图12中示意性显示的。
尤其是，全桥式电路结构包含四个受控的发射极开关器件35a-35d，它们的集电极和源极端子通过各自的回流二极管Da-Dd彼此连接。
已知的方案中在基极端子和参考地之间通常存在电源电容器，其允许电流通过发射极开关结构的双极型晶体管的基极-集电极结，与上述已知解决方案不同，在包含依照本发明的驱动电路的全桥式电路结构中，允许感应电流回流的唯一路径是流通与集电极Cd和源极Sb端子连接的回流二极管Dd和Db(如图12中由箭头A指示的)。类似地，当桥式电路闭合时，电流循环通过在集电极Ca和源极Sc端子之间连接的二极管Da和Dc(如图12中由箭头B指示的)。
总之，依照本发明的驱动电路允许在具有宽范围的可变集电极电流的应用中控制发射极开关结构的双极型晶体管的饱和水平，同时获得多个优点，其中包括MOSFET和IGBT的兼容性，与众不同的结构简单性无论如何都允许连接回流二极管以及低的导通电压降。依照本发明的驱动电路还保证集电极电流变化时稳定的存储时间tstorage以及关断状态期间VCSsat动态的减小和基极能量的部分恢复。
依照本发明有利的是，驱动电路30控制发射极开关结构21处于基本饱和并且能够使用回流二极管。

Claims (4)

1.一种用于晶体管(BJT，MOS)的发射极开关结构(21)的驱动电路(30)，所述发射极开关结构(21)具有与所述驱动电路(30)连接的至少一个第一控制端子和一个第二控制端子(X1，X2)以形成接着具有相应的集电极、源极和栅极端子(C，S，G)的受控发射极开关器件(35)，所述驱动电路(30)的特征在于其包括至少一个***在所述集电极端子(C)和电容器(C1)的第一端之间的IGBT器件(22)，该电容器(C1)的第二端与所述第一控制端子(X1)相连，所述IGBT器件(22)接着具有通过第一电阻性元件(R1)与所述栅极端子(G)连接的第三控制端子(X3)，以及***在所述栅极端子(G)和所述第二控制端子(X2)之间的第二电阻性元件(R2)，并且其特征在于进一步包括附加电源(Va)，该附加电源(Va)***在所述电容器(C1)的第一端和第二端之间以保证其正确偏置。
2.根据权利要求1的驱动电路(30)，其特征在于所述附加电源(Va)连接到与所述IGBT器件(22)的导通电压相反的极性。
3.根据权利要求1的驱动电路(30)，其特征在于所述电容器(C1)的所述第一端被负极性偏置并且所述电容器(C1)的所述第二端被正极性偏置。
4.根据权利要求1的驱动电路(30)，其特征在于进一步包括至少一个***在所述电容器(C1)的所述第一端和所述源极端子(S)之间的二极管(D1)。
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