CN101292445A - 使用联合处理来执行码片级均衡的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种使用联合处理来执行码片级均衡(CLE)以使用具有多个发射天线的发射机和具有多个接收天线的接收机来增强性能和***吞吐量的方法和设备。在发射天线和接收天线之间形成信道响应矩阵，以使用信道响应矩阵的块FFT(B－FFT)分解来产生该发射天线和接收天线之间的联合信道相关矩阵。将使用最小均方误差(MMSE)以及联合信道相关矩阵而产生的来自每个发射天线的发射码片序列的估计进行组合。组合的发射码片序列的估计被解扩以恢复发射的数据。

Description

使用联合处理来执行码片级均衡的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信接收机。更具体来说，本发明涉及处理空时发射分集(STTD)、用于发射自适应天线的闭环发射分集以及使用联合处理的具有过采样和基于快速傅立叶变换(FFT)的码片级均衡(CLE)的接收机分集的接收机。

背景技术

CLE是在无线通信***用于例如高速下行链路分组接入(HSDPA)的高数据速率服务的高级接收机中使用的候选。与瑞克(Rake)接收机相比，基于CLE的接收机，例如在无线发射/接收单元(WTRU)中使用的那些接收机，由于其出众的性能而更多地用于高级接收机中。

使用两个或更多接收天线的接收分集通过改善信号的接收品质而提供高的性能。过采样也被通过矫正定时误差和采样误差所引起的性能恶化来改善接收性能。此外，发射自适应天线被用来改善衰落所引起的信号恶化，并因此改善在接收机处的数据检测性能以及提高***吞吐量。

在实施均衡的常规接收机中，对应于天线的每个信道被独立于对应于其他天线的其他信道来均衡。然而，这些类型的接收机通常经历由于从一个天线到另一个天线的不能被消除或抵消的交互信道干扰而引起的显著性能恶化。因此，需要一种执行CLE的接收机，从而降低或消除交互信道干扰。

发明内容

本发明涉及一种使用联合处理来执行CLE以使用具有多个发射天线的发射机和具有多个接收天线的接收机来增强性能和***吞吐量的方法和设备。在发射天线和接收天线之间形成信道响应矩阵，以使用信道响应矩阵的块FFT(B-FFT)分解来产生该发射天线和接收天线之间的联合信道相关矩阵。将使用最小均方误差(MMSE)以及联合信道相关矩阵而产生的来自每个发射天线的发射码片序列的估计进行组合。组合的发射码片序列的估计被解扩以恢复发射的数据。

附图说明

从以下关于优选实施例的描述中可以更详细地了解本发明，这些优选实施例是作为实例给出的，并且是结合附图而被理解的，其中：

图1是根据本发明的用于支持针对专用物理信道(DPCH)传输的闭环模式发射分集的发射机的框图；

图2A和图2B结合起来是根据本发明的以码片速率的两倍采用具有发射分集和接收分集的联合处理来实现基于B-FFT的CLE的接收机的示例性框图；

图3示出了用于正交相移键控(QPSK)的空时发射分集(STTD)编码器；

图4示出了用于16正交幅度调制(16QAM)的STTD编码器；以及

图5A和图5B结合起来是根据本发明的使用STTD中的联合处理以及具有过采样的接收分集来实现基于B-FFT的CLE的接收机的示例性框图。

具体实施方式

将参考附图来描述本发明，其中全文中相同的数字表示相同的元素。

在下文中，术语(WTRU)包括但不限于用户设备(UE)、移动站、固定或移动用户单元、寻呼机或任何能够在无线环境中操作的其他类型的设备。

本发明的特征可以结合在集成电路(IC)中或可以配置在包括多个互连组件的电路中。

本发明提供一种用于使用CLE和联合处理来实现高级无线接收机的方法和设备。该联合处理消除或降低了交互信道干扰并增强了数据检测性能和***吞吐量。根据本发明的基于联合处理的CLE利用具有过采样的接收分集和发射分集。该过采样优选为码片速率的两倍，但是采样速率可以是任何速率。与使用单独均衡器的接收机相比，其中每个均衡器专用于一个天线，基于CLE的联合处理考虑天线之间的交互干扰并使用联合方法来消除该交互干扰。而且，根据本发明的基于联合处理的CLE使用B-FFT技术来实现有效实施。与没有联合处理的现有技术的接收机相比，在本发明中，B-FFT和基于联合处理的CLE具有相同数量的FFT操作。

图1是根据本发明的用于支持针对专用物理信道(DPCH)传输的闭环模式发射分集的发射机100的框图。在闭环模式发射分集中，WTRU向UMTS陆地无线接入网络(UTRAN)发送反馈信令消息(FSM)以最大化WTRU的接收功率。定义了两种不同的闭环模式(闭环模式1和2)。通过更高层信令来控制两种闭环模式的使用。

如图1所示，通过经由乘法器106将DPCH数据序列102与扩展码和扰码104相乘而对DPCH数据序列102(包括专用物理控制信道(DPPCH)数据序列和专用物理数据信道(DPDCH)数据序列)进行解扩和去扰，从而产生扩展的复数值信号108。该扩展的复数值信号108被馈送到乘法器110、112，每个乘法器将该扩展的复数值信号108分别与第一天线特定权重因子114w1和第二天线特定权重因子116w2相乘。该权重因子114、116是复数值信号(即w_i＝a_i+jb_i)，它们是由权重产生器118基于来自上行链路DPCCH的反馈信息(FBI)消息120产生的。

如图1所示，从乘法器110、112输出的结果信号122、124分别通过相应的加法器130、132与相应的公共导频信道(CPICH)126、128相加，从而产生由相应天线138、140进行发射的发射信号134、136。

权重因子对应于闭环模式1中的相位调节以及闭环模式2种的相位/幅度调节。对于闭环模式1，DPCCH中不同的(优选为正交的)专用导频符号由天线138、140来发射。对于闭环模式2，DPCCH中相同的专用导频符号由天线138、140来发射。

发射机100使用从天线138和天线140发射的CPICH信号126、128来计算将要应用到UTRAN上的相位调节，以最大化包括图2A和图2B中接收机200的WTRU的接收功率。在每个时隙中，接收机200为天线140计算最佳相位调节φ，然后φ被量化为具有如下两个可能值的φ_Q：

方程式(1)

其中

${\mathrm{\φ}}_r\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& i=\mathrm{0,2,4,6,8,10,12,14}\\ \mathrm{\π}/2,& i=\mathrm{1,3,5,7,9,11,13}\end{array}\right.$ 方程式(2)

如果φ_Q＝0，则使用FSM_ph字段将命令‘0’发送到UTRAN，而如果φ_Q＝π，则使用FSM_ph字段将命令‘1’发送到UTRAN。

由于在闭环模式1中WTRU处星座的旋转，UTRAN根据表1来解释接收到的命令，该表1显示了相位调节φ_i和针对每个上行链路时隙的接收到的反馈命令之间的映射。

表1

然后在2个连续时隙上通过对接收到的相位求平均而计算权重116，w2，如下：

$w_2=\frac{\underset{i=n-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\φ}}_i\right)}{2}+j\frac{\underset{i=n-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left({\mathrm{\φ}}_i\right)}{2}$ 方程式(3)

其中φ_i∈{0，π，π/2，-π/2}，对于天线1，w1是常数 $w_1=1/\sqrt{2}.$

在闭环模式2中对相位和幅度二者进行调节。该调节基于在FSM中接收到的命令，并且在表2和表3中分别总结了用于功率和相位调节。

表2

表3

天线138使用权重系数w₁ ^(k)112来发射数据符号，而天线140利用针对第k个信号化码的权重系数w₂ ^(k)116来发射数据符号。

接收到的信号可以表示为如下：

$\underset{\‾}{r}=H_1\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_1^{\left(k\right)}{\underset{\‾}{s}}_k\right)+H_2\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_2^{\left(k\right)}{\underset{\‾}{s}}_k\right)+\underset{\‾}{n}$ 方程式(4)

其中，H1和H2是分别对应于第一和第二(分集)发射天线的信道响应矩阵。所发射的码片序列针对第K个码由扩展码矩阵C相关 ${\underset{\‾}{s}}_k=C_k{\stackrel{\→}{d}}_k.$ 加权的合成码片序列是 ${\stackrel{\→}{t}}_1=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_1^{\left(k\right)}{\underset{\‾}{s}}_k$ 以及 ${\stackrel{\→}{t}}_2=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_2^{\left(k\right)}{\underset{\‾}{s}}_k.$ 方程式(4)可以重新表示如下：

$\underset{\‾}{r}=H_1{\stackrel{\→}{t}}_1+H_2{\stackrel{\→}{t}}_2+\underset{\‾}{n}$ 方程式(5)

可以利用MMSE解决方案来解调加权的合成码片序列

和

从而

$\underset{\‾}{\overset{^}{t}}={(H^{H}H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{H}^H\underset{\‾}{r}$ 方程式(6)

向量是估计的合成码片序列，并且表示为 $\widehat{\stackrel{\→}{t}}={[{\stackrel{\→}{t}}_1,{\stackrel{\→}{t}}_2]}^T.$

当存在接收分集和过采样的时候，信道响应矩阵H可以表示为如下：

$H=\left[\begin{array}{c}{H}_{1,o}\\ H_{1,e}\\ H_{2,o}\\ H_{2,e}\end{array}\right]$ 方程式(7)

其中，H_i，o和H_i，e，i＝1，...，N分别是第i个接收天线针对奇数和偶数采样序列的信道响应矩阵。通常，对于接收分集N＝2并且使用两倍的码片速率采样。然而，N可以是任何数目并且采样速率可以是任何速率。为简化和示意的目的，在后文中本发明将参考N＝2和两倍码片速率采样来进行解释。当存在具有两倍码片速率过采样的接收分集(N＝2)和发射自适应天线时，信道响应矩阵H可以表示为如下：

$H=\left[\begin{array}{cc}{H}_{1,o}^{\left(1\right)}& H_{1,o}^{\left(2\right)}\\ H_{1,e}^{\left(1\right)}& H_{1,e}^{\left(2\right)}\\ H_{2,o}^{\left(1\right)}& H_{2,o}^{\left(2\right)}\\ H_{2,e}^{\left(1\right)}& H_{2,e}^{\left(2\right)}\end{array}\right]$ 方程式(8)

其中，H_i，o ^(j)和H_i，e ^(j)分别是第i个接收天线和第j个发射天线针对奇数和偶数采样序列的信道响应矩阵。

可以简单地通过将均衡的复合码片速率乘以两个天线的权重的复数共轭，将它们相加并对相加结果进行解扩而获得估计的数据符号

和

如下：

$d_k=C_k^H(w_1^{{\left(k\right)}^{*}}{\stackrel{\→}{t}}_1+w_2^{{\left(k\right)}^{*}}{\stackrel{\→}{t}}_2).$ 方程式(9)

B-FFT用于实现联合处理。H_i，o表示第i个接收天线的信道响应矩阵以及针对两个发射天线的奇数采样序列，H_i，o可以表示如下：

$H_{i,o}=\left[\begin{array}{cc}{H}_{i,o}^{\left(1\right)}& H_{i,o}^{\left(2\right)}\end{array}\right].$ 方程式(10)

信道响应矩阵H_i，o可以根据信道系数而进一步详细地表示如下：

方程式(11)

H_i，o通过具有信道矩阵预排序的列的信道系数来表示，以将原始矩阵变换为用于信道响应矩阵H的块循环矩阵并支持高效的B-FFT计算。类似地，H_2.o、H_1，e和H_2，e可以以支持B-FFT的相同形式来表示。

每个块定义如下：H_i＝[h_1，ih_2，i]i＝0，1，2，...，W-1。然后H_1，o可以表示如下：

方程式(12)

其中每个H_i是1乘2大小的矩阵。

F_(P)和F_(K)分别是大小为P×P和K×K的B-FFT矩阵。矩阵H_1，o可以通过扩展的方式由B-FFT分解为：

$H_{1,o}=F_{\left(P\right)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_H{F}_{\left(K\right)}$ 方程式(13)

其中

$F_{\left(P\right)}=F_L\⊗I_P$ 方程式(14)

以及

$F_{\left(K\right)}=F_L\⊗I_K;$ 方程式(15)

其中F_L是L点FFT矩阵，I_P和I_K分别是大小或P和K的单位矩阵，

是kronecker乘积。例如，L＝256或512，P＝1并且K＝2。应当注意的是，前述数字仅作为示例来提供并且以任何数字来实现。L是可缩放的以实现更高效的实现。Λ_H是块对角线矩阵，其对角线块为F_(K)H(:，1:K)。

Λ_H＝diag(F_(K)H(:，1:K)).                  方程式(16)

而且 $H_{1,o}^H=F_{\left(K\right)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_H^{*}{F}_{\left(P\right)};$ 方程式(17)

$H_{1,o}^H{H}_{1,o}=F_{\left(K\right)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_H^{*}{\mathrm{\Λ}}_H{F}_{\left(K\right)};$ 方程式(18)

以及 $H_{1,o}^H{\stackrel{\→}{r}}_{1,o}=F_{\left(K\right)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_H^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{1,o}.$ 方程式(19)

通过下列方程式可以对发射的数据序列s求解：

$\underset{\‾}{y}={\mathrm{\Λ}}_H^H{F}_{\left(P\right)}\underset{\‾}{r}$ 方程式(20)

$\underset{\‾}{y}={\mathrm{\Λ}}_H^H{\mathrm{\Λ}}_H\underset{\‾}{x}$ 以及                                          方程式(21)

$\underset{\‾}{t}=F_{\left(K\right)}^{-1}\underset{\‾}{x}$ 方程式(22)

通常，可以使用Cholesky分解来逐块地求解X。考虑到由于这里块的大小非常小(仅为2×2)，所以可以执行每个块的直接矩阵求逆而无需使用Cholesky分解。也可以使用时域信道相关矩阵R＝H^HH来衍生类似的方法。

相关矩阵R可以通过B-FFT来分解，如下：

$R=F_{\left(P\right)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}_H{F}_{\left(K\right)}$ 方程式(23)

其中Λ_R是块对角线矩阵，其对角线块为F_(K)R(:，1:K)。

上述过程是针对H_1，o、H_2，o、H_1，e和H_2，e来执行的，从而衍生出联合处理的整体解决方案，并且B-FFT用于实现用于发射自适应天线和接收分集的联合处理。

使用联合处理而检测的两个发射数据序列的数据符号如下：

$\stackrel{\→}{t}={[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(H_{i,o}^H{H}_{i,o}+H_{i,e}^H{H}_{i,e})+{\mathrm{\σ}}^{2}I]}^{-1}\·[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{i,o}^H{\stackrel{\→}{r}}_{i,o}+H_{i,e}^H{\stackrel{\→}{r}}_{i,e}]$ 方程式(24)

使用B-FFT的联合处理的实现如下：

$\stackrel{\→}{t}=F_{\left(K\right)}^{-1}{[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,e})+{\mathrm{\σ}}^{2}I]}^{-1}\·[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,e}]$ 方程式(25)

让T和

表示如下：

$T=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,e})+{\mathrm{\σ}}^{2}I$ 方程式(26)

以及

$\stackrel{\‾}{y}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,e}$ 方程式(27)

方程式(25)可以重新表示如下：

$T\·F_{\left(K\right)}\stackrel{\→}{t}=\stackrel{\→}{y}.$ 方程式(28)

由方程式(22)得出 $\stackrel{\→}{x}=F_{\left(K\right)}\stackrel{\→}{t}.$ 因此，方程式(27)可以重新表示如下：

$T\stackrel{\→}{x}=\stackrel{\→}{y}.$ 方程式(29)

首先求解未知的

一旦求解了

则对执行反FFT以获取将要被估计的合成码片序列，如下

$\stackrel{\→}{t}=F_{\left(k\right)}^{-1}\stackrel{\→}{x}.$ 方程式(30)

F_(k) ^-1与F_(K)之间是可交换的，如下：

$F_{\left(K\right)}^{-1}=\frac{1}{L}{F}_{\left(K\right)}^{*}.$ 方程式(31)

图2A和图2B结合起来是根据本发明的以码片速率的两倍采用具有发射分集和接收分集的联合处理来实现基于B-FFT的CLE的接收机200的示例性框图。如前所述，可以使用任何数量的发射和接收天线以及任何采样速率。在此实例中，对于接收信号r，从两个接收天线(未示出)产生四个采样流202₁-202₄。从这四个采样流202₁-202₄中，由信道估计器(未示出)产生第一发射天线和两个接收天线之间的针对偶数和奇数采样序列

的信道响应以及第二发射天线和两个接收天线之间的针对偶数和奇数采样序列

的信道响应。

采样流202₁-202₄分别被FFT单元204₁-204₄处理以转化为频域数据。信道响应向量206₁-206₈分别由FFT单元208₁-208₈进行处理以产生频域信道响应向量210₁-210₈。频域信道响应向量210₁-210₈的复数共轭214₁-214₈分别由复数共轭单元212₁-212₈产生。频域信道响应向量210₁-210₈的复数共轭214₁-214₈和频域采样流216₁-216₄分别通过以元素为单元的(element-wise)乘法器相乘。对于第一发射天线220₁-220₄的乘积结果通过组合器222₁进行组合，而对于第二天线220₅-220₈的乘积结果通过组合器222₂进行组合。组合结果y(1)、y(2)(224₁，224₂)对应于方程式(20)(或方程式(27))的输出。

频域信道响应向量210₁-210₈和噪声方差值232进入联合信道相关发生器230。方程式(18)描述了用于发生在频域中的信道相关生成的发生器230的功能。在用于求解线性***的方程式(18)、(20)、(21)以及(22)中描述了处理器240的功能。该联合信道相关发生器230产生发射天线和两个接收天线之间的联合信道相关矩阵234₁-234₈以及偶数和奇数采样流。该联合信道相关矩阵234₁-234₈通过组合器236进行组合，而对应于方程式(26)中T的组合的联合信道相关矩阵238进入处理器240。

处理器240作为输入来接收组合的联合信道相关矩阵238以及两个组合结果y⁽¹⁾，y⁽²⁾224₁、224₂，并通过对方程式(29)的2×2线性矩阵求解而产生发射的码片序列的估计。发射的码片序列224₁、224₂的估计通过下列而经受发射自适应天线处理：由以元素为单元的乘法器218₉、218₁₀将该码片序列224₁、224₂分别与复数共轭单元246₁、246₂产生的权重因子244₁、244₂的复数共轭248₁、248₂相乘。这两个乘法器输出250₁、250₂通过加法器252进行软组合并且组合的输出254由IFFT单元256进行处理以转化为时域信号258。然后，由解扩器260对该时域信号258进行处理以产生数据符号估计262。

本发明可以以STTD来执行。对于STTD而言，第一天线发射

而第二天线发射其中和

是经STTD编码的数据序列。图3显示的是针对QPSK的经STTD编码的数据序列，如 ${\stackrel{\→}{d}}_1={\left[\begin{array}{cccc}{b}_0& b_1& b_2& b_3\end{array}\right]}^T$ 以及 ${\stackrel{\→}{d}}_2={\left[\begin{array}{cccc}{\stackrel{\‾}{b}}_2& b_3& b_0& {\stackrel{\‾}{b}}_1\end{array}\right]}^T.$ 图4显示了针对16QAM的经STTD编码的数据序列，如 ${\stackrel{\→}{d}}_1={\left[\begin{array}{cccccccc}{b}_0& b_1& b_2& b_3& b_4& b_5& b_6& b_7\end{array}\right]}^T$ 以及 ${\stackrel{\→}{d}}_2={\left[\begin{array}{cccccccc}{\stackrel{\‾}{b}}_4& b_5& b_6& b_7& b_0& {\stackrel{\‾}{b}}_1& b_2& b_3\end{array}\right]}^T.$

在接收机处接收到的信号表示如下：

r＝H₁ s ₁+H₂ s ₂+n                      方程式(32)

其中，H₁和H₂是分别对应于第一和第二分集天线的信道响应矩阵。码片和经STTD编码的符号序列通过扩展码矩阵C进行关联，如 ${\underset{\‾}{s}}_1=C{\stackrel{\→}{d}}_1$ 以及 ${\underset{\‾}{s}}_2=C{\stackrel{\→}{d}}_2.$

码片序列s ₁和s ₂可以使用MMSE在接收机处进行解调，从而：

$\underset{\‾}{\overset{^}{s}}={(H^{H}H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{H}^H\underset{\‾}{r}$ 方程式(33)

当存在接收分集和过采样的时候，可以通过方程式(7)来表示信道响应矩阵H，而当存在具有两倍码片速率过采样的接收分集(N＝2)和STTD发射分集时，可以通过方程式(8)来表示信道响应矩阵H。

可以简单地通过对均衡的码片序列进行解扩而获得经STTD编码的数据符号

和因为在经STTD编码的数据向量

和中均可检测到数据序列b_i，i＝0，1，2，...，7，所以使用STTD解码和软组合来获得分集增益并改善性能，例如：

d＝α₁·sign(b_i，ant1)+α₂·sign(b_i，ant2)                 方程式(34)

其中符号sign()表示根据STTD解码原则和调制类型，例如QPSK和16QAM，的符号变化。

对于QPSK，STTD解码的描述如下：

天线1：

sign(b_i，ant1)＝b_i，ant1，对于所有i

天线2

sign(b_i，ant2)＝b_i，ant2      如果i＝0，3

sign(b_i，ant2)＝-b_i，ant2    其他(或i＝1，2)

对于16QAM，STTD解码的描述如下：

天线1：

sign(b_i，ant1)＝b_i，ant1，对于所有i

天线2

sign(b_i，ant2)＝b_i，ant2     如果i＝0，2，3，5，6，7

sign(b_i，ant2)＝-b_i，ant2    其他(或i＝1，4)

对于相等增益软组合，权重系数是α₁＝α₂＝1。对于最大比率组合(MRC)，权重系数α_n，n＝1，2优选为如下：

${\mathrm{\α}}_n=\sqrt{\frac{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{n,i}\right|}^2}{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{1,i}\right|}^2+\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{2,i}\right|}^2}},$ n＝1，2                     方程式(35)

使用B-FFT来实现联合处理。例如，表示针对第i个接收天线和奇数采样序列以及针对两个发射天线的H_i，o可以表示为如下：

$H_{i,o}=\left[\begin{array}{cc}{H}_{i,o}^{\left(1\right)}& H_{i,o}^{\left(2\right)}\end{array}\right]$ 方程式(36)

信道响应矩阵H_i，o可以通过方程式(11)并根据信道系数而进行详细表示，并且可以通过方程式(12)来表示。矩阵H_i，o可以由B-FFT通过方程式(13)-(15)来表示。

发射的数据序列s可以通过下列方程式来获得：

y＝F_(P) r；                           方程式(37)

${\mathrm{\Λ}}_H^H\underset{\‾}{y}={\mathrm{\Λ}}_H^H{\mathrm{\Λ}}_H\underset{\‾}{x};$ 方程式(38)

$\underset{\‾}{s}=F_{\left(K\right)}^{-1}\underset{\‾}{x}.$ 方程式(39)

通常，可以使用Cholesky分解来逐块地求解x。考虑到由于实例的块大小对于非常小(仅为2×2)，可以利用每个块的直接矩阵求逆的解决方案而不需使用Cholesky分解。也可以利用时域信道相关矩阵R＝H^HH来衍生类似的方法。针对H_1，o、H_2，o、H_1，e和H_2，e来重复相同的过程以衍生联合处理的整体解决方案，并且使用B-FFT来实现针对STTD和接收分集的联合处理。

使用联合处理的检测的两个发射数据序列的数据符号表示如下：

${\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{Tx}}={[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(H_{i,o}^H{H}_{i,o}+H_{i,e}^H{H}_{i,e})+{\mathrm{\σ}}^{2}I]}^{-1}\·[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{i,o}^H{\stackrel{\→}{r}}_{i,o}+H_{i,e}^H{\stackrel{\→}{r}}_{i,e}]$ 方程式(40)

使用B-FFT的联合处理的实现如下：

${\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{Tx}}=F_{\left(K\right)}^{-1}{[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,e})+{\mathrm{\σ}}^{2}I]}^{-1}\·[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,e}]$ 方程式(41)

让R_fft和

表示如下：

$R_{\mathrm{fft}}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{i,e})+{\mathrm{\σ}}^{2}I;$ 方程式(42)

以及

$\stackrel{\→}{y}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{i,o}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,o}+{\mathrm{\Λ}}_{i,e}^{*}{F}_{\left(P\right)}{\stackrel{\→}{r}}_{i,e},$ 方程式(43)

方程式(41)可以重新表示为如下：

$R_{\mathrm{fft}}{F}_{\left(K\right)}{\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{Tx}}=\stackrel{\→}{y}.$ 方程式(44)

而且，让 $\stackrel{\→}{x}=F_{\left(K\right)}{\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{Tx}},$ 获得线性***，从而：

$R_{\mathrm{fft}}\stackrel{\→}{x}=\stackrel{\→}{y}.$ 方程式(45)

在求解了未知的

之后，对

执行反FFT以获取将要被估计的数据符号，如下：

${\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{Tx}}=F_{\left(K\right)}^{-1}\stackrel{\→}{x}.$ 方程式(46)

F_(K) ^-1与F_(K)之间是可交换的，如下：

$F_{\left(K\right)}^{-1}=\frac{1}{L}{F}_{\left(K\right)}^{*}.$ 方程式(47)

图5A和图5B结合起来是根据本发明的使用STTD中的联合处理以及具有过采样的接收分集来实现基于B-FFT的CLE的接收机300的框图。如前所述，可以使用任何数量的发射和接收天线以及任何采样速率。在此实例中，对于接收信号r，从两个接收天线(未示出)产生四个采样流302₁-302₄。从这四个采样流302₁-302₄中，由信道估计器(未示出)产生第一发射天线和两个接收天线之间的针对偶数和奇数采样序列的信道响应以及第二发射天线和两个接收天线之间的针对偶数和奇数采样序列

的信道响应。

采样流302₁-302₄分别被FFT单元304₁-304₄处理以转化为频域数据。信道响应向量306₁-306₈分别由FFT单元308₁-308₈进行处理以产生频域信道响应向量310₁-310₈。频域信道响应向量310₁-310₈的复数共轭314₁-314₈分别由复数共轭单元312₁-312₈产生。频域信道响应向量310₁-310₈的复数共轭314₁-314₈和频域采样流316₁-316₄分别通过以元素为单元的乘法器频域相乘。对于第一发射天线320₁-320₄的乘积结果通过组合器322₁来组合，而对于第二天线320₅-320₈的乘积结果通过组合器322₂进行组合。组合结果y⁽¹⁾、y⁽²⁾(324₁，324₂)对应于方程式(48)的输出。

频域信道响应向量310₁-310₈和噪声方差值332进入联合信道相关发生器330。方程式(18)描述发生器330的功能。方程式(38)、(39)、以及(40)描述了处理器340的功能。该联合信道相关发生器330产生两个发射天线和两个接收天线之间的针对偶数和奇数采样流的联合信道相关矩阵334₁-334₄。该联合信道相关矩阵334₁-334₄通过组合器336进行组合，而对应于方程式(42)中R_fft所的组合的联合信道相关矩阵338进入处理器340。

处理器340作为输入来接收组合的联合信道相关矩阵338以及两个组合结果y⁽¹⁾，y⁽²⁾324₁，324₂，并通过对方程式(45)的2×2线性矩阵求解而产生发射的码片序列的估计。均衡的码片序列342₁、342₂是通过STTD解码器/软组合器350经STTD编码的并进行软组合的，如方程式(34)所示。经STTD解码和组合的码片序列352由IFFT单元354和解扩器356进行处理以产生发射数据358的估计。

虽然本发明的特征和元素在优选的实施方式中以特定的结合进行了描述，但每个特征或元素可以在没有所述优选实施方式的其他特征和元素的情况下单独使用，或在与或不与本发明的其他特征和元素结合的各种情况下使用。

Claims (32)

1.一种在包括具有多个发射天线的发射机和具有多个接收天线的接收机的无线通信***中，使用接收信号的联合处理来执行码片级均衡(CLE)的方法，该方法包括：

从接收信号中产生采样序列；

从所述采样序列中产生所述的多个发射天线和所述的多个接收天线之间的信道响应矩阵；

使用所述信道响应矩阵的块快速傅立叶变换(B-FFT)分解来产生所述发射天线和所述接收天线之间的联合信道相关矩阵；

使用最小均方误差(MMSE)和所述联合信道相关矩阵来产生来自每个发射天线的发射码片序列的估计；

将来自所述发射天线的发射码片序列的所述估计进行组合；以及

对所述组合的发射码片序列的估计进行解扩。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于执行了闭环模式发射分集。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于进一步包括：

将权重的复数共轭乘以发射码片序列的估计，所述权重在发射机处应用到发射码片序列以用于所述闭环模式发射分集。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述闭环模式发射分集是模式1或模式2。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在发射中执行了空时发射分集(STTD)。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于进一步包括：对发射码片序列的估计进行STTD解码的步骤。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过使用逐块的Cholesky分解来执行所述发射码片序列的估计。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过直接矩阵求逆来执行所述发射码片序列的估计。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收信号是过采样的。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述接收信号是以所述码片速率的两倍来过采样的。

11.一种在包括具有多个发射天线的发射机和具有多个接收天线的接收机的无线通信***中，使用接收信号的联合处理来执行码片级均衡(CLE)的设备，该设备包括：

采样单元，用于从接收信号中产生采样序列；

信道估计器，用于从所述采样序列中产生所述的多个发射天线和所述的多个接收天线之间的信道响应矩阵；

联合信道相关发生器，用于使用块快速傅立叶变换(B-FFT)来产生所述发射天线和所述接收天线之间的联合信道相关矩阵；

处理单元，用于使用最小均方误差(MMSE)和基于所述联合信道相关矩阵的B-FFT来产生来自每个发射天线的发射码片序列的估计；

软组合器，用于将来自每个发射天线的发射码片序列的所述估计进行组合；

反快速傅立叶变换(IFFT)单元，用于对来自所述组合器的组合的估计执行IFFT；以及

解扩器，用于将所述IFFT单元的输出解扩。

12.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述处理单元包括：

多个快速傅立叶变换(FFT)单元，用于对所述采样执行FFT；

多个FFT单元，用于对每个发射天线和每个接收天线之间的信道冲击响应执行FFT；

多个复数共轭发生器，用于产生信道冲击响应的FFT的复数共轭；

多个乘法器，用于将所述采样的FFT乘以信道冲击响应的FFT的复数共轭；

多个组合器，用于将对应于每个所述发射天线的乘积结果进行组合；以及

处理器，用于从所述组合器的结果以及所述联合信道相关矩阵中产生来自每个发射天线的发射码片序列的估计。

13.根据权利要求11所述的设备，其特征在于执行了闭环模式发射分集。

14.根据权利要求13所述的设备，其特征在于进一步包括：

多个复数共轭发生器，用于产生应用到用于闭环模式发射分集的发射天线的权重的复数共轭；以及

多个乘法器，用于分别将权重的复数共轭分别乘以对应于每个发射天线的发射码片序列的估计。

15.根据权利要求13所述的设备，其特征在于，所述闭环模式发射分集是模式1或模式2。

16.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，在发射中执行了空时发射分集(STTD)。

17.根据权利要求16所述的设备，其特征在于进一步包括STTD解码器，用于执行发射码片序列的估计的STTD解码。

18.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，通过使用逐块的Cholesky分解来执行所述发射码片序列的估计。

19.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，通过直接矩阵求逆来执行所述发射码片序列的估计。

20.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述接收信号是过采样的。

21.根据权利要求20所述的设备，其特征在于，所述接收信号是以所述码片速率的两倍来过采样的。

22.一种在包括具有多个发射天线的发射机和具有多个接收天线的接收机的无线通信***中，使用接收信号的联合处理来执行码片级均衡(CLE)的集成电路(IC)，该IC包括：

采样单元，用于从接收信号中产生采样序列；

信道估计器，用于从所述采样序列中产生所述的多个发射天线和所述的多个接收天线之间的信道响应矩阵；

联合信道相关发生器，用于使用块快速傅立叶变换(B-FFT)来产生所述发射天线和所述接收天线之间的联合信道相关矩阵；

处理单元，用于使用最小均方误差(MMSE)和基于所述联合信道相关矩阵的B-FFT来产生来自每个发射天线的发射码片序列的估计；

软组合器，用于将来自每个发射天线的发射码片序列的所述估计进行组合；

反快速傅立叶变换(IFFT)单元，用于对来自所述组合器的组合的估计执行IFFT；以及

解扩器，用于将所述IFFFT单元的输出解扩。

23.根据权利要求22所述的IC，其特征在于，所述处理单元包括：

多个快速傅立叶变换(FFT)单元，用于对所述采样执行FFT；

多个FFT单元，用于对每个发射天线和每个接收天线之间的信道冲击响应执行FFT；

多个复数共轭发生器，用于产生信道冲击响应的FFT的复数共轭；

多个乘法器，用于将所述采样的FFT乘以信道冲击响应的FFT的复数共轭；

多个组合器，用于将对应于每个所述发射天线的乘积结果进行组合；以及

处理器，用于从所述组合器的结果以及所述联合信道相关矩阵中产生来自每个发射天线的发射码片序列的估计。

24.根据权利要求22所述的IC，其特征在于执行了闭环模式发射分集。

25.根据权利要求24所述的IC，其特征在于进一步包括：

多个复数共轭发生器，用于产生应用到用于闭环模式发射分集的发射天线的权重的复数共轭；以及

多个乘法器，用于分别将权重的复数共轭分别乘以对应于每个发射天线的发射码片序列的估计。

26.根据权利要求24所述的IC，其特征在于，所述闭环模式发射分集是模式1或模式2。

27.根据权利要求22所述的IC，其特征在于，在发射中执行了空时发射分集(STTD)。

28.根据权利要求27所述的IC，其特征在于进一步包括STTD解码器，用于执行发射码片序列的估计的STTD解码。

29.根据权利要求22所述的IC，其特征在于，通过使用逐块的Cholesky分解来执行所述发射码片序列的估计。

30.根据权利要求22所述的IC，其特征在于，通过直接矩阵求逆来执行所述发射码片序列的估计。

31.根据权利要求22所述的IC，其特征在于，所述接收信号是过采样的。

32.根据权利要求31所述的IC，其特征在于，所述接收信号是以所述码片速率的两倍来过采样的。

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