JP4567749B2 - 結合処理を使用したチップレベル等化を実施する方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信受信機に関する。より詳細には、本発明は、時空間送信ダイバシティ（ＳＴＴＤ）と、送信アダプティブアンテナ用の閉ループ送信ダイバシティと、オーバーサンプリングを用いた受信ダイバシティと、結合処理（ｊｏｉｎｔ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を使用した高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ベースのチップレベル等化（ｃｈｉｐ ｌｅｖｅｌ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ：ＣＬＥ）とを処理する受信機に関する。

ＣＬＥは、下りリンク高速パケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）などの高データレートサービスを対象とする無線通信システムの改良型受信機で使用される候補技術である。無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）で使用される受信機などＣＬＥベースの受信機は、それらの優れた性能の故に、改良型受信機での使用頻度がＲＡＫＥ受信機よりも高くなっている。

２つ以上の受信アンテナを使用する受信ダイバシティは、信号の受信品質を改善することによって高い性能を実現する。タイミングエラーまたはサンプリングエラーに起因する性能劣化を緩和することによって受信性能を改善するために、オーバーサンプリングも使用される。さらに、フェーディングに起因する信号劣化を改善し、したがって受信機のデータ検出性能を改善し、システムスループットを高めるために、送信アダプティブアンテナも使用される。

等化機能を実装する従来の受信機では、１つのアンテナに対応する各チャネルの等化が、他のアンテナに対応する他のチャネルとは無関係に行われる。しかしながら、これらのタイプの受信機では通常、アンテナ同士のチャネル間干渉を解消またはキャンセルすることができない故に、大幅な性能劣化が経験される。したがって、チャネル間干渉が低減または解消されるＣＬＥを実装した受信機が必要とされている。

本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機と複数の受信アンテナを有する受信機とを使用して性能およびシステムスループットを高めるために、結合処理を使用したＣＬＥを実施する方法および装置に関するものである。送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル応答行列（ｃｈａｎｎｅｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｍａｔｒｉｘ）が形成され、当該チャネル応答行列のブロックＦＦＴ（Ｂ−ＦＦＴ）分解を使用して、送信アンテナと受信アンテナとの間の結合チャネル相関行列（ｊｏｉｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｍａｔｒｉｘ）が生成される。最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）および結合チャネル相関行列を使用して各送信アンテナからの送信チップシーケンスの推定値が生成され、合成される。合成された送信チップシーケンスの推定値は、送信データが復元されるまで逆拡散される。

例示的な好ましい一実施形態に関する以下の説明を添付の図面と併せて読めば、本発明のより詳細な理解が得られるであろう。

ここで、添付の図面を参照しながら本発明について説明する。添付の図面の全体を通じて同様の参照番号は同様の要素を表す。

以下では、「ＷＴＲＵ」という用語は、それだけに限らないが、ユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定または移動加入者ユニット、ページャー、または無線環境で動作可能な他の任意のタイプのデバイスを含む。

本発明の諸特徴は、集積回路（ＩＣ）に組み込むことも、複数の相互接続コンポーネントを含む回路の形で構成することもできる。

本発明は、ＣＬＥおよび結合処理を使用する改良型無線受信機を実装する方法および装置を提供する。結合処理は、チャネル間干渉を解消または低減し、データ検出性能およびシステムスループットを高める。本発明による結合処理ベースのＣＬＥは、送信ダイバシティと、オーバーサンプリングを用いた受信ダイバシティとを利用する。オーバーサンプリングは、チップレートの２倍であることが好ましいが、サンプリングレートは、任意のレートであってよい。個々の等化器が１つのアンテナ専用で使用される受信機とは対照的に、結合処理ベースのＣＬＥは、アンテナ間の相互干渉を考慮に入れ、結合的なアプローチを使用して相互干渉を解消する。さらに、本発明による結合処理ベースのＣＬＥは、Ｂ−ＦＦＴ技法を使用して効率的な実装も実現する。本発明のＢ−ＦＦＴおよび結合処理ベースのＣＬＥは、結合処理を伴わない従来技術の受信機と比較した場合、ＦＦＴ演算の回数は同じである。

図１は、個別物理チャネル（ＤＰＣＨ）送信用の閉ループモード送信ダイバシティをサポートする、本発明による送信機１００のブロック図である。閉ループモード送信ダイバシティでは、ＷＴＲＵは、それ自体の受信電力を最大化するために、ＵＭＴＳ地上無線接続網（ＵＴＲＡＮ）に対してフィードバックシグナリングメッセージ（ＦＳＭ）を送信する。２つの異なる閉ループモード（閉ループモード１および２）が定義されている。これら２つの閉ループモードの使用は、上位レイヤのシグナリングを介して制御される。

図１に示されるように、ＤＰＣＨデータシーケンス１０２（個別物理制御チャネル（ＤＰＣＣＨ）データシーケンスおよび個別物理データチャネル（ＤＰＤＣＨ）データシーケンスを含む）は、乗算器１０６を介してそれ自体に拡散符号およびスクランブル符号１０４が乗じられることによって逆拡散され、スクランブル解除され、拡散複素数値信号１０８が生成される。拡散複素数値信号１０８は、乗算器１１０、１１２に供給され、乗算器１１０、１１２はそれぞれ、当該拡散複素数値信号１０８に、第１のアンテナに特有の重み因子１１４に相当する「ｗ₁」と第２のアンテナに特有の重み因子１１６に相当する「ｗ₂」とを乗じる。重み因子１１４、１１６は、上りリンクＤＰＣＣＨからのフィードバック情報（ＦＢＩ）メッセージ１２０に基づいて重み生成器１１８によって生成される複素数値信号（すなわち、ｗ_i＝ａ_i＋ｊｂ_i）である。

図１に示されるように、上記の結果得られる乗算器１１０、１１２からの各出力信号１２２、１２４はそれぞれ、各アンテナ１３８、１４０から送信される送信信号１３４、１３６を生成するために、各加算器１３０、１３２を介してそれぞれの共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）１２６、１２８と加算される。

重み因子１１４、１１６は、それぞれ閉ループモード１の位相調整値および閉ループモード２の位相／振幅調整値に対応する。閉ループモード１では、アンテナ１３８、１４０からＤＰＣＣＨ内で異なる（好ましくは直交する）個別パイロットシンボルが送信される。閉ループモード２では、アンテナ１３８、１４０からＤＰＣＣＨ内で同じ個別パイロットシンボルが送信される。

送信機１００は、アンテナ１３８およびアンテナ１４０から送信されるＣＰＩＣＨ信号１２６、１２８を使用して、図２Ａおよび図２Ｂの受信機２００を含めたＷＴＲＵの受信電力を最大化するためにＵＴＲＡＮに適用すべき位相調整値を計算する。受信機２００は、各時間スロット毎にアンテナ１４０にとって最適な位相調整値φを計算した後、当該位相調整値を、次の２つの可能な値を有するφ_Qに量子化する。

φ_Q＝０である場合には、ＦＳＭ_phフィールドを使用してコマンド「０」がＵＴＲＡＮに送信され、φ_Q＝πである場合には、ＦＳＭ_phフィールドを使用してコマンド「１」がＵＴＲＡＮに送信される。

閉ループモード１のＷＴＲＵではコンステレーションの循環が生じる故に、ＵＴＲＡＮは、各上りリンクスロット毎の位相調整値φｉと受信されるフィードバックコマンドとの間のマッピングを示す以下の表１に従って、受信されるコマンドを解釈する。

次いで、２つの連続するスロットの間に受信された位相の平均をとることによって、重み１１６に相当する「ｗ₂」が次式のように計算される。

上式で、φ_i∈｛０，π，π／２，−π／２｝である。アンテナ１では、ｗ₁は定数

となる。

位相および振幅はいずれも閉ループモード２で調整される。この調整値は、ＦＳＭの形で受信されるコマンドに基づくものであり、その概要をそれぞれ電力および位相調整値に関する以下の表２および表３に示す。

Ｋ番目のチャネル化符号に関して、アンテナ１３８は、重み係数

１１２を使用してデータシンボルを送信し、アンテナ１４０は、重み係数

１１６を使用してデータシンボルを送信する。

受信信号は、次式のように表すことができる。

上式で、Ｈ₁およびＨ₂は、それぞれ第１および第２の（ダイバシティ）送信アンテナに対応するチャネル応答行列である。Ｋ番目の符号に関する送信チップシーケンスは、次の拡散符号行列Ｃによって関係付けられる。

重み付け後の合成チップシーケンスは、

および

となる。式（４）は、次式のように書き直すこともできる。

重み付け後の合成チップシーケンス

および

は、ＭＭＳＥ解を使用して次式のように復調することができる。

ベクトル

は、推定から得られる合成チップシーケンスであり、次式のように表される。

受信ダイバシティおよびオーバーサンプリングの存在下で、チャネル応答行列Ｈは、次式のように書くことができる。

上式で、Ｈ_i,oおよびＨ_i,e（ｉ＝１，．．．，Ｎ）は、それぞれ奇数および偶数サンプルシーケンスを対象とするｉ番目の受信アンテナに関するチャネル応答行列である。典型的には、受信ダイバシティに関してＮ＝２とされ、チップレートの２倍のサンプリングレートが使用される。しかしながら、Ｎは任意の数であってよく、サンプリングレートも任意のレートであってよい。以下では説明を分かりやすくするために、Ｎ＝２とし、チップレートの２倍のサンプリングレートを想定して本発明を説明する。送信アダプティブアンテナおよびチップレートの２倍のレートのオーバーサンプリングを用いる受信ダイバシティ（Ｎ＝２）の存在下で、チャネル応答行列Ｈは、次式のように書くことができる。

上式で、

および

は、それぞれ奇数および偶数サンプルシーケンスを対象とするｉ番目の受信アンテナおよびｊ番目の送信アンテナに関するチャネル応答行列である。

推定から得られるデータシンボル

および

は、等化された合成チップシーケンスに両方のアンテナの重みの複素共役を乗じ、それらを合計し、その合計結果を次式のように逆拡散することによって容易に取得することができる。

結合処理は、Ｂ−ＦＦＴを使用して実現される。Ｈ_i,oは、ｉ番目の受信アンテナおよび奇数サンプルシーケンス、ならびに両方の送信アンテナに関するチャネル応答行列を表す。Ｈ_i,oは、次式のように表すことができる。

チャネル応答行列Ｈ_i,oはさらに、次式のチャネル係数によって詳細に表すこともできる。

Ｈ_i,oは、元の行列がチャネル応答行列Ｈのブロック循環行列（ｂｌｏｃｋ ｃｉｒｃｕｌａｒ ｍａｔｒｉｘ）に変換され、効率的なＢ−ＦＦＴ計算が可能となるようにチャネル行列の列を予め配列した、チャネル係数で表される。同様に、Ｈ_2,o、Ｈ_1,e、およびＨ_2,eも、Ｂ−ＦＦＴが使用可能となる同じ形式で表現することができる。

各ブロックは、次式のように定義される。

次いで、Ｈ_1,oを次式のように表すことができる。

上式で、各Ｈ_iは、１×２のサイズの行列である。

Ｆ_(P)およびＦ_(K)は、それぞれＰ×ＰおよびＫ×ＫのサイズのＢ−ＦＦＴ行列である。行列Ｈ_1,oは、次の拡張形式のＢ−ＦＦＴによって分解される。

上式で、Ｆ_Lは、ＬポイントのＦＦＴ行列であり、Ｉ_PおよびＩ_Kは、それぞれＰおよびＫのサイズの単位行列であり、

は、クロネッカー積である。例えば、Ｌ＝２５６または５１２、Ｐ＝１かつＫ＝２となる。上記の数は例示的なものであり、他の任意の数が実装されてもよいことに留意されたい。Ｌは、より効率的な実装形態では拡張可能である。∧_Hは、それ自体の対角ブロックをＦ_(K)Ｈ（：，１：Ｋ）とするブロック対角行列である。

送信データシーケンスｓは、次式から求めることができる。

一般に、ｘは、コレスキー分解を使用してブロック単位で求めることができる。ここで検討するブロックサイズは非常に小さい（２×２のサイズしかない）ので、コレスキー分解を使用せずに各ブロックの直接逆行列法（ｄｉｒｅｃｔ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｅ）を実施することもできる。時間領域のチャネル相関行列Ｒ＝Ｈ^HＨを使用して同様の解決策を開発することもできる。

相関行列Ｒは、Ｂ−ＦＦＴによって次のように分解することができる。

上式で、∧_Rは、それ自体の対角ブロックをＦ_(K)Ｒ（：，１：Ｋ）とするブロック対角行列である。

上記の手順は、結合処理の全体の解が求められるまでＨ_1,o、Ｈ_2,o、Ｈ_1,e、およびＨ_2,eについて実施され、送信アダプティブアンテナおよび受信ダイバシティに関する結合処理が、Ｂ−ＦＦＴを使用して実現される。

結合処理を使用して、２つの送信データシーケンスに関して検出されるデータシンボルは、次式のとおりである。

Ｂ−ＦＦＴを使用した結合処理の実現は、次式のとおりである。

Ｔおよび

を次式のとおりとすると、

式（２５）は、次式のように書き直すことができる。

式（２２）から、

となる。したがって、式（２７）を次式のように書き直すことができる。

まず、未知数

が求められる。

が求められたときは、

のように推定される合成チップシーケンスを取得するために、

に対する逆ＦＦＴが実施される。

は、次式のようにＦ_(K)と置き換えることが可能である。

図２Ａおよび図２Ｂは、２枚１組の図面であり、２つの送信アンテナと２つの受信アンテナとを有し、チップレートの２倍の送受信ダイバシティを用いた結合処理を使用するＢ−ＦＦＴベースのＣＬＥが実装された、本発明による受信機２００の例示的なブロック図である。先に説明したように、任意の数の送信アンテナおよび受信アンテナならびに任意のサンプリングレートを使用することができる。この例では、２つの受信アンテナ（図示せず）から受信信号ｒに関する４つのサンプルストリーム２０２₁〜２０２₄が生成される。当該サンプルストリーム２０２₁〜２０２₄に基づいて、偶数および奇数サンプルシーケンス

２０６₁〜２０６₄を対象とする第１の送信アンテナと２つの受信アンテナとの間のチャネル応答と、偶数および奇数サンプルシーケンス

２０６₅〜２０６₈を対象とする第２の送信アンテナと２つの受信アンテナとの間のチャネル応答とが、チャネル推定器（図示せず）によって生成される。

サンプルストリーム２０２₁〜２０２₄は、それぞれＦＦＴユニット２０４₁〜２０４₄によって処理され、周波数領域データに変換されることになる。チャネル応答ベクトル２０６₁〜２０６₈は、それぞれＦＦＴユニット２０８₁〜２０８₈によって処理され、周波数領域チャネル応答ベクトル２１０₁〜２１０₈が生成される。周波数領域チャネル応答ベクトル２１０₁〜２１０₈の複素共役２１４₁〜２１４₈は、それぞれ複素共役ユニット２１２₁〜２１２₈によって生成される。周波数領域サンプルストリーム２１６₁〜２１６₄および周波数領域チャネル応答ベクトル２１０₁〜２１０₈の複素共役２１４₁〜２１４₈は、それぞれ要素単位乗算器（ｅｌｅｍｅｎｔ−ｗｉｓｅ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）２１８₁〜２１８₈によって乗算される。第１の送信アンテナ２２０₁〜２２０₄に関する乗算結果は、合成器２２２₁によって合成され、第２の送信アンテナ２２０₅〜２２０₈に関する乗算結果は、合成器２２２₂によって合成される。この合成結果ｙ⁽¹⁾、ｙ⁽²⁾（２２４₁、２２４₂）は、式（２０）（または式（２７））の出力に対応する。

周波数領域チャネル応答ベクトル２１０₁〜２１０₈および雑音変動値２３２は、結合チャネル相関生成器２３０に入力される。式（１８）は、周波数領域で発生するチャネル相関生成のための生成器２３０の関数を示す。プロセッサ２３０の関数は、線形システムを解くための式（１８）、（２０）、（２１）、および（２２）で示される。結合チャネル相関生成器２３０は、２つの送信アンテナと、２つの受信アンテナと、偶数および奇数サンプルストリームとの間の結合チャネル相関行列２３４₁〜２３４₄を生成する。結合チャネル相関行列２３４₁〜２３４₄は、合成器２３６によって合成され、式（２６）のＴに対応する合成された結合チャネル相関行列２３８は、プロセッサ２４０に入力される。

プロセッサ２４０は、合成された結合チャネル相関行列２３８と、２つの合成結果ｙ⁽¹⁾、ｙ⁽²⁾（２２４₁、２２４₂）とを入力として受け取り、式（２９）における２×２の線形システムを解くことによって送信チップシーケンスの推定値を生成する。送信チップシーケンスの推定値２４２₁、２４２₂は、それぞれ要素単位乗算器２１８₉および２１８₁₀により、複素共役ユニット２４６₁、２４６₂により生成された重み因子２４４₁、２４４₂の複素共役２４８₁、２４８₂と乗算されることによって、送信アダプティブアンテナ処理にかけられる。これらの２つの乗算器の出力２５０₁、２５０₂は、加算器２５２によってソフト合成（ｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｅ）され、合成された出力２５４は、ＩＦＦＴユニット２５６によって処理され、時間領域信号２５８に変換される。次いで、時間領域信号２５８は、逆拡散器２６０によって処理され、データシンボル推定値２６２が生成される。

本発明は、ＳＴＴＤを用いて実装することができる。ＳＴＴＤの場合では、第１のアンテナは

を送信し、第２のアンテナは

を送信し、ここで、

および

は、ＳＴＴＤ符号化データシーケンスである。図３は、

かつ

となるようなＱＰＳＫ用のＳＴＴＤ符号化データシーケンスを示す。図４は、

かつ

となるような１６ＱＡＭ用のＳＴＴＤ符号化データシーケンスを示す。

受信機の受信信号は、次式のように表すことができる。
ｒ＝Ｈ₁ ｓ ₁＋Ｈ₂ ｓ ₂＋ｎ 式（３２）
上式で、Ｈ₁およびＨ₂は、それぞれ第１および第２のダイバシティアンテナに対応するチャネル応答行列である。チップシーケンスとＳＴＴＤ符号化シンボルシーケンスとは、

および

のように拡散符号行列Ｃによって関係付けられる。

チップシーケンスｓ ₁およびｓ ₂は、受信機において

のように、ＭＭＳＥを使用して復調することができる。

受信ダイバシティおよびオーバーサンプリングの存在下では、チャネル応答行列Ｈは、式（７）で表すことができ、ＳＴＴＤ送信ダイバシティおよびチップレートの２倍のレートのオーバーサンプリングを用いる受信ダイバシティ（Ｎ＝２）の存在下では、チャネル応答行列Ｈは、式（８）で表すことができる。

ＳＴＴＤ符号化データシンボル

および

は、等化されたチップシーケンスを逆拡散することによって容易に取得することができる。データシーケンスｂ_i（ｉ＝０，１，２，．．．，７）は、ＳＴＴＤ符号化データベクトル

と、

の両方で検出されるので、ダイバシティ利得を達成し性能を高めるには、次式のようなＳＴＴＤ復号およびソフト合成が使用される。
ｄ＝α₁・ｓｉｇｎ（ｂ_i,ant1）＋α₂・ｓｉｇｎ（ｂ_i,ant2） 式（３４）
上式で、表記符号（）は、ＳＴＴＤの復号規則およびＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの変調タイプに従って当該符号が変化することを表す。

ＱＰＳＫの場合では、ＳＴＴＤ復号は次のように記述される。
アンテナ１：
すべてのｉについて、ｓｉｇｎ（ｂ_i，_ant1）＝ｂ_i,ant1となる。
アンテナ２：
ｉ＝０，３である場合には、ｓｉｇｎ（ｂ_i，_ant2）＝ｂ_i,ant2となり、
そうでない場合には（すなわちｉ＝１，２である場合には）、ｓｉｇｎ（ｂ_i，_ant2）＝−ｂ_i,ant2となる。

１６ＱＡＭの場合では、ＳＴＴＤ復号は次のとおりである。
アンテナ１：
すべてのｉについて、ｓｉｇｎ（ｂ_i，_ant1）＝ｂ_i,ant1となる。
アンテナ２：
ｉ＝０，２，３，５，６，７である場合には、ｓｉｇｎ（ｂ_i，_ant2）＝ｂ_i,ant2となり、
そうでない場合には（すなわちｉ＝１，４である場合には）、ｓｉｇｎ（ｂ_i，_ant2）＝−ｂ_i,ant2となる。

均等利得ソフト合成（ｅｑｕａｌ ｇａｉｎ ｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）の場合では、重み係数は、α₁＝α₂＝１となる。最大比合成（ＭＲＣ）の場合では、重み係数α_n（ｎ＝１，２）は、好ましくは次式のとおりである。

結合処理は、Ｂ−ＦＦＴを使用して実現される。例えば、ｉ番目の受信アンテナおよび偶数サンプルシーケンス、ならびに両方の送信アンテナに関するチャネル応答行列を表すＨ_i,oは、次式のように表すことができる。

チャネル応答行列Ｈ_i,oは、式（１１）のチャネル係数によって詳細に表すことも、式（１２）で表すこともできる。行列Ｈ_1,oは、式（１３）〜（１５）のＢ−ＦＦＴによって分解することができる。

送信データシーケンスｓは、次式で推定することができる。
ｙ＝Ｆ_(P) ｒ 式（３７）

一般に、ｘは、コレスキー分解を使用してブロック単位で求めることができる。ここで検討する例のブロックサイズは非常に小さい（２×２のサイズしかない）ので、コレスキー分解を使用せずに各ブロックの直接逆行列法を実施することもできる。時間領域のチャネル相関行列Ｒ＝Ｈ^HＨを使用して同様の解決策を開発することもできる。結合処理の全体の解が求められるまで、Ｈ_1,o、Ｈ_2,o、Ｈ_1,e、およびＨ_2,eについて同じ手順が実施され、ＳＴＴＤおよび受信ダイバシティに関する結合処理が、Ｂ−ＦＦＴを使用して実現される。

結合処理を使用して、２つの送信データシーケンスに関して検出されるデータシンボルは、次式のとおりである。

Ｂ−ＦＦＴを使用した結合処理の実現は、次式のとおりである。

Ｒ_fftおよび

を次式のとおりとする。

式（４１）は、次式のように書き直すこともできる。

さらに、

とすることにより、次式のような線形システムが取得される。

未知数

が求められた後は、

のように推定されるデータシンボルを取得するために、

に対する逆ＦＦＴが実施される。

は、次式のようにＦ_(K)と置き換えることが可能である。

図５Ａおよび図５Ｂは、２枚１組の図面であり、ＳＴＴＤにおける結合処理およびオーバーサンプリングを用いた受信ダイバシティを使用するＢ−ＦＦＴベースのＣＬＥが実装された、本発明による受信機３００の例示的なブロック図である。先に説明したように、任意の数の送信アンテナおよび受信アンテナならびに任意のサンプリングレートを使用することができる。この例では、２つの受信アンテナ（図示せず）から受信信号ｒに関する４つのサンプルストリーム３０２₁〜３０２₄が生成される。当該サンプルストリーム３０２₁〜３０２₄に基づいて、偶数および奇数サンプルシーケンス

３０６₁〜３０６₄を対象とする第１の送信アンテナと２つの受信アンテナとの間のチャネル応答と、偶数および奇数サンプルシーケンス

３０６₅〜３０６₈を対象とする第２の送信アンテナと２つの受信アンテナとの間のチャネル応答とが、チャネル推定器（図示せず）によって生成される。

サンプルストリーム３０２₁〜３０２₄は、それぞれＦＦＴユニット３０４₁〜３０４₄によって処理され、周波数領域データに変換されることになる。チャネル応答ベクトル３０６₁〜３０６₈は、それぞれＦＦＴユニット３０８₁〜３０８₈によって処理され、周波数領域チャネル応答ベクトル３１０₁〜３１０₈が生成される。周波数領域チャネル応答ベクトル３１０₁〜３１０₈の複素共役３１４₁〜３１４₈は、それぞれ複素共役ユニット３１２₁〜３１２₈によって生成される。周波数領域サンプルストリーム３１６₁〜３１６₄および周波数領域チャネル応答ベクトル３１０₁〜３１０₈の複素共役３１４₁〜３１４₈は、それぞれ要素単位乗算器３１８₁〜３１８₈によって乗算される。第１の送信アンテナ３２０₁〜３２０₄に関する乗算結果は、合成器３２２₁によって合成され、第２の送信アンテナ３２０₅〜３２０₈に関する乗算結果は、合成器３２２₂によって合成される。この合成結果ｙ⁽¹⁾、ｙ⁽²⁾（３２４₁、３２４₂）は、式（４８）の出力に対応する。

周波数領域チャネル応答ベクトル３１０₁〜３１０₈および雑音変動値３３２は、結合チャネル相関生成器３３０に入力される。式（１８）は、生成器３３０の関数を示す。式（３８）、（３９）、および（４０）は、プロセッサ３４０の関数を示す。結合チャネル相関生成器３３０は、２つの送信アンテナと、２つの受信アンテナと、偶数および奇数サンプルストリームとの間の結合チャネル相関行列３３４₁〜３３４₄を生成する。結合チャネル相関行列３３４₁〜３３４₄は、合成器３３６によって合成され、式（４２）のＲ_fftに対応する結合チャネル相関行列３３８は、プロセッサ３４０に入力される。

プロセッサ３４０は、合成された結合チャネル相関行列３３８と、２つの合成結果ｙ⁽¹⁾、ｙ⁽²⁾（３２４₁、３２４₂）とを入力として受け取り、式（４５）における２×２の線形システムを解くことによって送信チップシーケンスの推定値を生成する。等化されたチップシーケンス３４２₁、３４２₂は、式（３４）に示されるようにＳＴＴＤ復号器／ソフト合成器（ＳＴＴＤ ｄｅｃｏｄｅｒ／ｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３５０によってＳＴＴＤ復号され、ソフト合成される。ＳＴＴＤ復号された合成チップシーケンス３５２は、ＩＦＦＴユニット３５４および逆拡散器３５６によって処理され、送信データ推定値３５８が生成される。

以上、好ましい諸実施形態の特定の組合せで本発明の諸特徴および諸要素を説明してきたが、各特徴または各要素は、好ましい諸実施形態の他の特徴および要素を伴わずに単独で使用されても、本発明の他の特徴および要素との様々な組合せで使用されても、それらと組み合わせずに使用されてもよい。

個別物理チャネル（ＤＰＣＨ）送信用の閉ループモード送信ダイバシティをサポートする、本発明による送信機のブロック図である。 チップレートの２倍の送受信ダイバシティを用いた結合処理を使用するＢ−ＦＦＴベースのＣＬＥが実装された、本発明による受信機の例示的なブロック図である。 チップレートの２倍の送受信ダイバシティを用いた結合処理を使用するＢ−ＦＦＴベースのＣＬＥが実装された、本発明による受信機の例示的なブロック図である。 直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）用の時空間送信ダイバシティ（ＳＴＴＤ）符号器の図である。 １６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）用のＳＴＴＤ符号器の図である。 ＳＴＴＤにおける結合処理およびオーバーサンプリングを用いた受信ダイバシティを使用するＢ−ＦＦＴベースのＣＬＥが実装された、本発明による受信機の例示的なブロック図である。 ＳＴＴＤにおける結合処理およびオーバーサンプリングを用いた受信ダイバシティを使用するＢ−ＦＦＴベースのＣＬＥが実装された、本発明による受信機の例示的なブロック図である。

Claims (32)

1. 複数の送信アンテナを有する送信機と複数の受信アンテナを有する受信機とを含む無線通信システムにおいて、受信信号の結合処理を使用したチップレベル等化（ＣＬＥ）を実施する方法であって、
   受信信号からサンプルシーケンスを生成するステップと、
   前記サンプルシーケンスから、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間のチャネル応答行列を生成するステップと、
   前記チャネル応答行列のブロック高速フーリエ変換（Ｂ−ＦＦＴ）分解を使用して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の結合チャネル相関行列を生成するステップと、
   最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）および前記結合チャネル相関行列を使用して、各送信アンテナからの送信チップシーケンスの推定値を生成するステップと、
   前記送信アンテナからの前記送信チップシーケンスの推定値を合成するステップと、
   前記合成された送信チップシーケンスの推定値を逆拡散するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 閉ループモード送信ダイバシティが実装されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記送信チップシーケンスの推定値に、前記閉ループモード送信ダイバシティのために送信機の送信チップシーケンスに適用される重みの複素共役を乗じるステップ
   をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記閉ループモード送信ダイバシティは、モード１またはモード２であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 送信時に時空間送信ダイバシティ（ＳＴＴＤ）が実装されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記送信チップシーケンスの推定値のＳＴＴＤ復号を行うステップをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記送信チップシーケンスの推定は、ブロック単位のコレスキー分解を使用することによって実施されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記送信チップシーケンスの推定は、直接逆行列法によって実施されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記受信信号は、オーバーサンプリングされることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記受信信号は、前記チップレートの２倍のレートでオーバーサンプリングされることを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 複数の送信アンテナを有する送信機と複数の受信アンテナを有する受信機とを含む無線通信システムにおいて、受信信号の結合処理を使用したチップレベル等化（ＣＬＥ）を実施する装置であって、
    受信信号からサンプルシーケンスを生成するサンプリングユニットと、
    前記サンプルシーケンスから、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間のチャネル応答行列を生成するチャネル推定器と、
    ブロック高速フーリエ変換（Ｂ−ＦＦＴ）を使用して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の結合チャネル相関行列を生成する結合チャネル相関生成器と、
    最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）およびＢ−ＦＦＴを使用し、前記結合チャネル相関行列に基づいて、各送信アンテナからの送信チップシーケンスの推定値を生成する処理ユニットと、
    各送信アンテナからの前記送信チップシーケンスの推定値を合成するソフト合成器と、
    前記合成器からの合成された推定値に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実施するＩＦＦＴユニットと、
    前記ＩＦＦＴユニットの出力を逆拡散する逆拡散器と
    を備えることを特徴とする装置。
12. 前記処理ユニットは、
    前記サンプルに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施する複数のＦＦＴユニットと、
    各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネルインパルス応答に対してＦＦＴを実施する複数のＦＦＴユニットと、
    チャネルインパルス応答に対する前記ＦＦＴの複素共役を生成する複数の複素共役生成器と、
    前記サンプルに対する前記ＦＦＴとチャネルインパルス応答に対する前記ＦＦＴの前記複素共役との乗算を行う複数の乗算器と、
    各前記送信アンテナに対応する前記乗算の結果を合成する複数の合成器と、
    前記合成器から得られた結果および前記結合チャネル相関行列に基づいて、各送信アンテナからの送信チップシーケンスの推定値を生成するプロセッサと
    を備えることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 閉ループモード送信ダイバシティが実装されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
14. 前記閉ループモード送信ダイバシティのために前記送信アンテナに適用される重みの複素共役を生成する複数の複素共役生成器と、
    各送信アンテナに対応する前記送信チップシーケンスの推定値に、それぞれある重みの複素共役を乗じる複数の乗算器と
    をさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載の装置。
15. 前記閉ループモード送信ダイバシティは、モード１またはモード２であることを特徴とする請求項１３に記載の装置。
16. 送信時に時空間送信ダイバシティ（ＳＴＴＤ）が実装されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
17. 前記送信チップシーケンスの推定値のＳＴＴＤ復号を実施するＳＴＴＤ復号器をさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
18. 前記送信チップシーケンスの推定は、ブロック単位のコレスキー分解を使用することによって実施されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
19. 前記送信チップシーケンスの推定は、直接逆行列法によって実施されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
20. 前記受信信号は、オーバーサンプリングされることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
21. 前記受信信号は、前記チップレートの２倍のレートでオーバーサンプリングされることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
22. 複数の送信アンテナを有する送信機と複数の受信アンテナを有する受信機とを含む無線通信システムにおいて、受信信号の結合処理を使用したチップレベル等化（ＣＬＥ）を実施する集積回路（ＩＣ）であって、
    受信信号からサンプルシーケンスを生成するサンプリングユニットと、
    前記サンプルシーケンスから、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間のチャネル応答行列を生成するチャネル推定器と、
    ブロック高速フーリエ変換（Ｂ−ＦＦＴ）を使用して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の結合チャネル相関行列を生成する結合チャネル相関生成器と、
    最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）およびＢ−ＦＦＴを使用し、前記結合チャネル相関行列に基づいて、各送信アンテナからの送信チップシーケンスの推定値を生成する処理ユニットと、
    各送信アンテナからの前記送信チップシーケンスの推定値を合成するソフト合成器と、
    前記合成器からの合成された推定値に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実施するＩＦＦＴユニットと、
    前記ＩＦＦＴユニットの出力を逆拡散する逆拡散器と
    を備えることを特徴とするＩＣ。
23. 前記処理ユニットは、
    前記サンプルに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施する複数のＦＦＴユニットと、
    各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネルインパルス応答に対してＦＦＴを実施する複数のＦＦＴユニットと、
    チャネルインパルス応答に対する前記ＦＦＴの複素共役を生成する複数の複素共役生成器と、
    前記サンプルに対する前記ＦＦＴとチャネルインパルス応答に対する前記ＦＦＴの前記複素共役との乗算を行う複数の乗算器と、
    各前記送信アンテナに対応する前記乗算の結果を合成する複数の合成器と、
    前記合成器から得られた結果および前記結合チャネル相関行列に基づいて、各送信アンテナからの送信チップシーケンスの推定値を生成するプロセッサと
    を備えることを特徴とする請求項２２に記載のＩＣ。
24. 閉ループモード送信ダイバシティが実装されることを特徴とする請求項２２に記載のＩＣ。
25. 前記閉ループモード送信ダイバシティのために前記送信アンテナに適用される重みの複素共役を生成する複数の複素共役生成器と、
    各送信アンテナに対応する前記送信チップシーケンスの推定値に、それぞれある重みの複素共役を乗じる複数の乗算器と
    をさらに備えることを特徴とする請求項２４に記載のＩＣ。
26. 前記閉ループモード送信ダイバシティは、モード１またはモード２であることを特徴とする請求項２４に記載のＩＣ。
27. 送信時に時空間送信ダイバシティ（ＳＴＴＤ）が実装されることを特徴とする請求項２２に記載のＩＣ。
28. 前記送信チップシーケンスの推定値のＳＴＴＤ復号を実施するＳＴＴＤ復号器をさらに備えることを特徴とする請求項２７に記載のＩＣ。
29. 前記送信チップシーケンスの推定は、ブロック単位のコレスキー分解を使用することによって実施されることを特徴とする請求項２２に記載のＩＣ。
30. 前記送信チップシーケンスの推定は、直接逆行列法によって実施されることを特徴とする請求項２２に記載のＩＣ。
31. 前記受信信号は、オーバーサンプリングされることを特徴とする請求項２２に記載のＩＣ。
32. 前記受信信号は、前記チップレートの２倍のレートでオーバーサンプリングされることを特徴とする請求項３１に記載のＩＣ。

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