CN101291311A - 多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法及***。其中，该同步实现方法包括以下步骤：S202，接收端构造本地训练序列如右式(1)，其中，0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1；S204，利用本地训练序列与接收端接收到的信号进行相关检测，其中，用于进行相关检测的定时同步函数为如右式(2)，其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列；以及S206，根据检测结果确定最佳定时位置以进行同步，其中，最佳定时位置通过以右公式计算如右式(3)。通过本发明，可以节省***资源。

Description

多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地涉及一种用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法及装置。

背景技术

由于正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，简称OFDM)技术具有较高的频谱利用率、抗频率选择性衰落、和窄带干扰等特点，所以广泛应用于众多宽带数据通信***和无线局域网标准WLAN IEEE802.11a/g中。另一方面，在平坦衰落信道条件下，MIMO技术可以提供分集增益和复用增益，能够增加***容量。由于OFDM技术可以将频率选择性衰落信道转化为一系列平坦衰落子信道，因此OFDM和多输入多输出(MultipleInput Multiple Output，简称MIMO)二者的结合被认为是下一代宽带无线移动通信***中最有希望的物理层技术。

但与单天线OFDM***对同步要求较为严格一样，MIMO-OFDM***对于同步参数也比较敏感。目前，在文献[vanZelst，A.；Schenk，T.C.W..“Implementation of a MIMO OFDM-basedwireless LAN system”.IEEE Transactions on Signal Processing，Volume 52，Issue 2，Feb.2004中，]对MIMO-OFDM***的同步方法进行了研究，但是进行定时同步时采用的仍为文献[T.M.Schmidland D.C.Cox，“Robust Frequency and Timing Synchronization forOFDM，”IEEE Trans.Commun.，pp.1613-1621，Dec 1997]中的方法(以下简称SC方法)，这种方法的一大缺点就是定时度量函数存在一个“峰值平台”，从而造成了定时位置的不准确。因此，将时间同步分为帧同步和符号同步两部分考虑。由于用于传统单发单收OFDM***的伪随机序列(例如，Gold序列、m序列)具有较强的自相关特性和较弱的互相关特性，所以在同步算法中常用于训练序列，但由于以下原因，这些序列并不适用于MIMO-OFDM***：一、这些序列不能直接被调制；二、由于这些序列的FFT变化不具有常幅度特性，因此不是最优的；三、这些序列再经过FFT变化之后，会失去彼此之间的正交性。此外，采用这些序列也不便于进行整数部分频偏估计。

由上可见，需要提供一种用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法及装置。

发明内容

鉴于以上的一个或多个问题，本发明提供了一种用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法及装置。

根据本发明的用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法包括以下步骤：

S202，构造本本地训练序列，本发明中可以使用周期为N_c的Chu序列，形式为： $c_n^{\left(r\right)}=\exp ({\mathrm{j\πrn}}^2/N_c),$ 0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1，其自相关特性满足： $R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子，这里取r＝N_c-1。

S204，利用本地训练序列与接收到的信号进行相关检测，其中，第j个接收天线上的定时同步函数为： $P_j\left(d\right)=\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(d\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(d\right)\right]}^{*},$ 其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列。

S206，确定最佳定时位置；最佳定时位置为： ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|P_j\left(d\right)\right|,$ 其中，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)表示第i个发送天线上对应的Chu序列。

根据本发明的用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现装置包括：训练序列构造模块，用于构造本地训练序列 $c_n^{\left(r\right)}=\exp ({\mathrm{j\πrn}}^2/N_c),$ 其中，0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1；相关检测模块，用于利用本地训练序列与接收端接收到的信号进行相关检测，其中，用于进行相关检测的定时同步函数为 $P_j\left(d\right)=\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(d\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(d\right)\right]}^{*},$ 其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列；同步模块，用于根据检测结果确定最佳定时位置以进行同步，其中，最佳定时位置通过以下公式计算 ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|P_j\left(d\right)\right|.$

其中，序列构造模块构造的本地训练序列的自相关特性满足： $R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子。

其中，在所有发射天线引入的定时偏差均相同且发送端的发射天线和接收端的接收天线数目确定的情况下，

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_i}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{P}_j\left(d\right)\right|$

$=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_i}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\right\{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(m\right)\right]\·\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(m\right){]}^{*}\right\}|.$

根据本发明的同步实现装置还包括：频偏估计模块，用于利用本地训练序列进行频偏估计；信道估计模块，用于利用本地训练序列进行信道估计。

综上所述，该方法和装置具有定时同步函数尖锐、定时准确的特点，并且可以一步完成帧同步和符号同步，同时还可以直接利用该序列进行小数部分频偏估计，并且由于采用的训练序列的快速傅立叶变换具有常幅度特性，所以还可利用此训练序列进行信道估计，从而可以节省***资源。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是本发明实施例中用到的前导结构图；

图2是根据本发明实施例的用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法的流程图；

图3是图2所示方法的仿真效果图；以及

图4是根据本发明实施例的用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现装置的框图。

具体实施方式

下面参考附图，详细说明本发明的具体实施方式。

参考图1，说明本发明实施例中用到的前导结构。为了便于性能比较，采用图1中的2发2收OFDM***前导结构。其中的前导符号由周期为N_c的CAZAC序列重复组成，并且2N_c＝N成立。不同发送天线上采用移位正交的Chu序列进行标示，以便进行信道估计。假设第1个发送天线上的前导训练序列为c(n)，则第i个发送天线上的前导训练为

周期为N_c的Chu序列形式为： $c_n^{\left(r\right)}=\exp ({\mathrm{j\πrn}}^2/N_c),$ 0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1，其自相关特性满足： $R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子，这里取r＝N_c-1。

参考图2，说明根据本发明实施例的用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法。如图2所示，该同步实现方法包括以下步骤：S202，接收端构造本地训练序列 $c_n^{\left(r\right)}=\exp ({\mathrm{j\πrn}}^2/N_c),$ 其中，0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1；S204，利用本地训练序列与接收端接收到的信号进行相关检测，其中，用于进行相关检测的定时同步函数为 $P_j\left(d\right)=\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(d\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(d\right)\right]}^{*},$ 其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列；以及S206，根据检测结果确定最佳定时位置以进行同步，其中，最佳定时位置通过以下公式计算 ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|P_j\left(d\right)\right|.$ 其中，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)表示第i个发送天线上对应的Chu序列。其中，由于利用了训练序列尖锐的相关特性，所以利用步骤S206中的公式得到的定时同步目标函数峰值尖锐。其中，通过本地训练序列进行频偏估计和信道估计。

其中，本地训练序列的自相关特性满足： $R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子。

其中，在所有发射天线引入的定时偏差均相同且发送端的发射天线和接收端的接收天线数目确定的情况下，以下等式成立：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_i}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{P}_j\left(d\right)\right|$

$=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_i}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\right\{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(m\right)\right]\·\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(m\right){]}^{*}\right\}|.$

图3示出了2发2收MIMO-OFDM***利用改进的定时同步算法和传统定时算法在不同SNR条件多径衰落信道下的正确检测概率曲线。对于两发两收***，改进算法定时捕获概率要大于传统算法，特别是在低SNR条件下，性能更加优越。传统算法由于在粗定时同步时没有利用训练序列的相关特性而造成帧定时位置不准从而影响到细定时同步的检测概率，特别是在低SNR条件下。此外，如果收发天线个数已知，那么定时同步时还可以利用收发分集的作用，收发分集的引入能够使定时正确检测概率提高。

参考图4，说明根据本发明实施例的用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现装置。如图4所示，该同步实现装置包括：训练序列构造模块402，用于构造本地训练序列 $c_n^{\left(r\right)}=\exp ({\mathrm{j\πrn}}^2/N_c),$ 其中，0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1；相关检测模块404，用于利用本地训练序列与接收端接收到的信号进行相关检测，其中，用于进行相关检测的定时同步函数为 $P_j\left(d\right)=\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(d\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(d\right)\right]}^{*},$ 其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列；同步模块406，用于根据检测结果确定最佳定时位置以进行同步，其中，最佳定时位置通过以下公式计算

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|P_j\left(d\right)\right|.$

其中，序列构造模块构造的本地训练序列的自相关特性满足：

$R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子。

其中，在所有发射天线引入的定时偏差均相同且发送端的发射天线和接收端的接收天线数目确定的情况下，以下等式成立：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_i}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{P}_j\left(d\right)\right|$

$=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_i}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\right\{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(m\right)\right]\·\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(m\right){]}^{*}\right\}|.$

根据本发明的同步实现装置还包括：频偏估计模块，用于利用本地训练序列进行频偏估计；信道估计模块，用于利用本地训练序列进行信道估计。

综上所述，传统的MIMO-OFDM定时同步算法是先在时域利用训练序列的重复特性，进行自相关运算获取帧同步信息，然后再由帧同步函数的相位获取频偏估计值，之后再利用训练序列的互相关特性进行精同步。也就是说传统算法由于SC方法的定时不准确，传统的定时同步要分两步进行。本发明的定时同步方法则是直接利用本地训练序列与接收到的信号进行相关检测，其目标函数尖锐，定时准确度高，同步算法只需一步完成。所以，通过本发明可以节省***资源。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

S202，接收端构造本地训练序列 $c_n^{\left(r\right)}=\exp ({\mathrm{j\πrn}}^2/N_c),$ 其中，

0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1；

S204，利用所述本地训练序列与所述接收端接收到的信号进行相关检测，其中，用于进行相关检测的定时同步函数为 $P_j\left(d\right)=\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(d\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(d\right)\right]}^{*},$ 其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列；以及

S206，根据检测结果确定最佳定时位置以进行同步，其中，最佳定时位置通过以下公式获得 ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|P_j\left(d\right)\right|.$

2.根据权利要求1所述的同步实现方法，其特征在于，所述本地训练序列的自相关特性满足：

$R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子。

3.根据权利要求1所述的同步实现方法，其特征在于，在所有发射天线引入的定时偏差均相同且发送端的发射天线和接收端的接收天线数目确定的情况下， ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{P}_j\left(d\right)\right|$

$=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\right\{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(m\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(m\right)\right]}^{*}\left\}\right|,$ 其中，

τ_est表示最佳定时位置，arg max表示最大相角，上角标*表示共扼转置算子。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的同步实现方法，其特征在于，通过所述本地训练序列进行频偏估计。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的同步实现方法，其特征在于，通过所述本地训练序列进行信道估计。

6.一种用于多输入多输出正交频分复用***的同步实现装置，其特征在于包括：

训练序列构造模块，用于构造本地训练序列 $c_n^{\left(r\right)}=\exp (j{\mathrm{\πrn}}^2/N_c),$ 其中，0≤n＜N_c，gcd(r，N_c)＝1；

相关检测模块，用于利用所述本地训练序列与所述接收端接收到的信号进行相关检测，其中，用于进行相关检测的定时同步函数为 $P_j\left(d\right)=\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(d\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(d\right)\right]}^{*},$ 其中，P_j(d)表示第j个接收天线在第d个抽样时刻的相关值，r_j(d+m)表示第j个接收天线在第d+m个抽样时刻的信号值，c_i(d)为第i个发送天线上对应的Chu序列；以及

同步模块，用于根据检测结果确定最佳定时位置以进行同步，其中，最佳定时位置通过以下公式获得 ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|P_j\left(d\right)\right|.$

7.根据权利要求6所述的同步实现装置，其特征在于，所述序列构造模块构造的本地训练序列的自相关特性满足：

$R_r\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n^{\left(r\right)}{c}_{n+\mathrm{\τ}}^{*\left(r\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{N}_c,& \mathrm{\τ}=0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ 0,& \mathrm{\τ}\≠0\left(\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right.,$ 其中，R为相关系数，τ为相关系数序号，c为Chu序列的项数，n为Chu序列的下角标序列号、r为Chu序列的上角标序列号，mod为求模算子。

8.根据权利要求6所述的同步实现装置，其特征在于，在所有发射天线引入的定时偏差均相同且发送端的发射天线和接收端的接收天线数目确定的情况下， ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{P}_j\left(d\right)\right|$

$=\underset{d}{\arg \max }\left|\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\right\{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m)c_i\left(m\right)\right]\·{\left[\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j^{*}(d+m+N_c)c_i\left(m\right)\right]}^{*}\left\}\right|$

9.根据权利要求6至8中任一项所述的同步实现装置，其特征在于，还包括：频偏估计模块，用于利用所述本地训练序列进行频偏估计。

10.根据权利要求6至8中任一项所述的同步实现装置，其特征在于，还包括：信道估计模块，用于利用所述本地训练序列进行信道估计。

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