CN101277061A - 用于同步升压变换器的同步整流器控制 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于同步升压变换器的同步整流器控制。根据本发明的一种同步升压DC/DC变换***，包括：输入，用于接收DC输入电压；输出，用于产生DC输出电压；功率开关，可控制为调节变换***的输出信号；以及电感器，耦合到输入。同步整流器可配置为在电感器和输出之间建立传导路径以提供电感器放电。提供控制电路，以便随着输入电压接近输出电压来控制同步整流器，从而在电感器的放电时间段中调节传导路径的平均阻抗。

Description

用于同步升压变换器的同步整流器控制

技术领域

本公开的主题涉及电源电路，更具体地涉及用于控制同步升压变换器中的同步整流器的电路和方法。

背景技术

在传统的升压变换器中，其输出处的电压Vout一般远远大于其输入处的电压Vin。脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)用于控制变换器的功率开关以调节输出电压Vout。在稳态操作中，功率开关的占空比D由下式给出：

$D=\frac{\mathrm{Vout}-\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}.$

随着输入电压Vin接近输出电压Vout，占空比D减小到零。然而，实际上，所有的实际变换器具有一些有限的最小导通时间。在电压模式控制中，可以使最小导通时间非常小，但是在电流模式控制中，最小导通时间一般比较长，这是因为其包括电流感测PWM比较器的消隐时间段和延迟时间段。典型地，在电流模式控制中，最小导通时间至少是50ns，通常是100ns或者更长。最终，当Vin接近Vout时，最小导通时间变得太大以致于不能产生所需要的占空比。这时，升压变换器将开始突发脉冲串(bursting)导通和关断以通过使没有开关的时间段和接近最小占空比开关的时间段交替来在平均上实现所需要的小占空比。然而，由于输入-输出电压的差非常小，所以电感器在同步整流器的导通时间中几乎不放电。其结果是，电感器电流在功率开关的每一个接近最小导通时间的脉冲期间建立，但是在该时间段的其余时间仅轻微地放电。经过脉冲串中的几个开关周期过程，电感器电流显著增大，然后在脉冲串的非开关部分期间对输出放电。这导致大的电感器电流漂移和显著的输出电压纹波。

图1A～1D图解了低开销(overhead)操作中具有这种突发脉冲串行为的传统同步升压变换器的仿真。在该例子中，Vin＝3.95V，Vout＝4.00V。变换器的其它参数选择如下：电感器的电感等于4μH，输出电容器的电容等于4.7μF，开关频率是1MHz，最小导通时间段是90ns。在图的左边缘，输出电压Vout(图1A)从大于4.0V的调节电压开始，逐渐下降到低于调节电压。这时，误差放大器的输出处的电压Vcomp(图1C)急剧地倾斜上升，功率开关开始导通接近最小导通时间90ns的短持续时间，如图1B中的开关电压Vsw所示。几个周期之后，电感器电流I_L(图1D)由于电感器放电非常小的斜率而基本建立(这是由于在该开关时间段的这部分期间电感器上的电压仅仅为50mV)。最终，增大的电感器电流驱动输出电压上升，而误差放大器的输出减小。当功率开关的指令导通时间下降到90ns(最小导通时间)以下时，所有的开关动作停止并且电感器将其建立的电流放电到输出，使得输出电压基本上超过调节电压。这种行为通常导致不期望的大的输出电压纹波。

这种行为的起始点取决于功率开关的最小导通时间、电感器放电路径的总的串联电阻(电感器电阻和同步整流器电阻)和开关频率。较高的串联电阻通过在放电阶段提供较大的反向电压以复原(reset)电感器电流来改善这种情况。较高的开关频率增大了这个问题的可能性，这是因为相同的最小导通时间转变为给出较短的开关时间段的较大占空比。

目前，当开销电压(Vout-Vin)小于某个小的阈值电压(例如200mV)时，本申请的受让人凌力尔特公司(Linear Technology Corporation)制造的一些同步升压DC/DC变换器通过完全使同步整流器无效来消除该问题。将该阈值选择为在最坏的情况下仍提供充分复原电感器电流的开销电压。在使同步整流器无效的情况下，电感器上的反向电压被显著增加，使得在每一个周期期间产生充分的电感器放电来消除不期望的突发脉冲串行为。另外，在使同步整流器无效的情况下，有效输出电压更大，从而需要变换器以大于最小导通时间的占空比工作。这种方法的缺点是在使同步整流器无效的情况下，导致效率急剧降低。

应当指出，上述突发脉冲串行为类似于DC/DC变换器在轻负载下以不连续传导模式工作时的脉冲跳跃(pulse skipping)行为。然而，在变换器以不连续传导模式工作的情况下，由于轻负载而不是由于输入电压接近于输出电压而达到最小导通时间。此外，在不连续传导操作时，由于电感器电流在每一个开关时间段完全复原并且不能像在低开销操作中那样建立，因此脉冲跳跃行为不产生显著的输出电压纹波。通常，与升压变换器在低开销工作时的突发脉冲串行为不同，由于深度不连续操作而产生的脉冲跳跃不是严重的性能问题。

因此，希望消除升压变换器的低电压开销突发脉冲串行为及其相关联的电流和电压纹波，同时仍保持高效率的工作。

发明内容

根据本公开，一种同步升压DC/DC变换***包括：输入，用于接收DC输入电压；输出，用于产生DC输出电压；功率开关，可控制为调节变换***的输出信号；以及电感器，耦合到输入。当功率开关导通时，输出与输入隔离，输入电压对电感器充电，增大流过电感器的电流。同步整流器可被配置为当功率开关关断时在电感器和输出之间提供传导路径以使电感器放电。提供控制电路，用于当输入电压接近和超过输出电压时控制同步整流器，以便在电感器的放电时间段中调节传导路径的平均阻抗。

具体地，随着输入电压接近和超过输出电压，控制电路可以连续或者递增地减小平均阻抗。

根据本公开的一个方面，控制电路可以根据输出电压和输入电压之间的差调节平均阻抗。

根据本公开的另一个方面，控制电路可以根据功率开关的传导时间段调节平均阻抗。

同步整流器可以包括提供在电感器和输出之间的同步开关。控制电路随着输入电压接近和超过输出电压而可以逐渐减小同步开关的传导时间段。

如果同步开关包含MOS元件，则控制电路随着输入电压接近和超过输出电压而可以逐渐减小MOS元件的栅源电压。

如果同步开关包含P沟道MOSFET元件，则控制电路可以使开关在周期的一部分中导通。在周期的其余时间，可以连接MOSFET元件的栅极以接收输入电压，以这种方式保证充分的电压降来复原电感器电流。

根据本公开的实施例，控制电路可以向同步开关提供脉宽调制(PWM)信号，以便随着输入电压接近和超过输出电压而减小同步开关的传导时间段。

具体地，控制电路可以包括脉宽调制器，所述脉宽调制器用于产生具有随着阈值电压可变的占空比的PWM信号，该阈值电压对应于输入电压和输出电压之间的差。阈值电压可以与输入电压和输出电压及第一偏移电压的和之间的差成比例。控制电路可以包括跨导放大器，所述跨导放大器用于产生与阈值电压成比例的输出电流。

脉宽调制器可以包括比较器，所述比较器用于比较锯齿信号和与阈值电压相对应的信号，以产生用于控制同步整流器的信号。

根据另一个实施例，控制电路可以包括根据输出电压和输入电压之间的差而可控的多开关元件。可以根据查找表中的数据来控制开关元件，所述查找表包含与输出电压和输入电压之间的预先确定的差值相对应的控制值。

根据又一个实施例，控制电路可以使同步整流器在与功率开关的传导时间段相对应的持续时间中无效。具体地，同步整流器可以在与功率开关的传导时间段和预先设置的时间段之间的差成比例的持续时间中无效。

根据本公开的方法，执行以下步骤，以便使用功率开关、电感器和同步整流器将DC输入电压变换为DC输出电压：

-控制功率开关以调节输出电压，以及

-随着输入电压接近输出电压，在电感器的放电时间段中调节同步整流器的平均阻抗。

可以根据输出电压和输入电压之间的差调节平均阻抗。

可替选地，可以根据功率开关的传导时间段调节平均阻抗。

可以调节平均阻抗，以便随着输入电压接近和超过输出电压而连续或者递增地减小平均阻抗。具体地，可以随着输入电压接近和超过输出电压而逐渐减小同步整流器的传导时间段。

根据下面的详细说明，本公开的其它优点和方面对本领域技术人员将变得很明显，其中，仅通过对用于实践本公开所期望的最佳模式进行说明来示出并描述本公开的实施例。如将要描述的，本公开能够实现其它和不同的实施例，可以对其几个细节在各种明显的方面上进行变形而不脱离本公开的精神。因此，将附图和说明书视为本质上是说明性的，而非限制性的。

附图说明

结合下面的附图阅读时可以更好地理解下面对本公开的实施例的详细说明，其中，特征不必按照比例绘制，而是绘制成最佳地示出相关的特征，其中：

图1A～1D示出在低开销状态中工作的传统升压变换器的仿真。

图2示出根据本公开的示例性同步升压DC/DC变换器的框图。

图3A～3C示出说明根据本公开的升压变换器的操作的波形。

图4示出用于控制根据本公开的同步整流器的电路的示例性实施例。

图5示出用于控制根据本公开的同步整流器的电路的另一个示例性实施例。

图6示出用于控制根据本公开的同步整流器的电路的又一个示例性实施例。

图7示出说明图6中的控制电路的操作的波形。

图8A和8B示出与传统的升压变换器相比，本公开的升压变换器性能的改进。

图9A～9C示出本公开的升压变换器响应输入电压从3.95V改变到3.7V而进行的操作。

图10A～10C示出本公开的升压变换器响应输入电压从3.95V改变到3.5V而进行的操作。

图11A和11B示出升压变换器响应电感器放电路径的串联电阻的变化而进行的操作。

具体实施方式

使用用于当输入电压接近和超过输出电压时控制同步升压变换器中的同步整流器的传导的电路的具体例子来进行本公开。然而，显而易见的是本公开的构思可以应用于用于控制开关电路中的同步整流器的平均阻抗的任何电路。

图2示出本公开的同步升压DC/DC变换器10的构思的框图，同步升压DC/DC变换器10响应提供到其输入的输入电压Vin而在其输出处产生输出电压Vout。升压变换器10包括主功率开关SW1、同步整流器SW2、电感器L和输出电容器C。反馈控制电路U1控制主功率开关SW1，反馈控制电路U1调节SW1的占空比以便调节或者控制输出电压。例如，控制电路U1可以使用电压模式控制或者电流模式控制来调节变换器10的输出信号。同步整流器SW2可以是设置在电感器L和输出之间的开关，以在升压变换器10的电感器放电电路上提供低电阻传导路径，从而提高其功率变换效率。主开关SW1和同步整流器SW2可以使用诸如MOSFET晶体管、DMOS晶体管和双极型晶体管的可控元件来实现。例如，主功率开关SW1可以是N沟道MOSFET开关，同步整流器SW2可以是P沟道MOSFET开关。

阻抗Z1可以并联连接到同步整流器SW2。当同步整流器SW2处于传导状态时，阻抗Z1可以大于同步整流器SW2的阻抗。如果SW2被实现为P沟道MOSFET元件，则Z1可以是MOSFET元件的体二极管。此外，Z1可以实现为固定电阻、电子开关、各个阻抗的组合，如与电阻串联的二极管、或者当同步整流器SW2处于传导状态时提供具有大于同步整流器SW2的阻抗的电流路径的任何其它分流器。

可替选地，变换器10可以在没有阻抗Z1的情况下工作。具体地，如果SW2被实现为P沟道MOSFET，则可以配置为在SW2的关断时间期间将其栅极连接到Vin。以这种方式，SW2本身而不是外部路径提供高阻抗放电路径以复原电感器电流。

控制电路U2可以调节由同步整流器SW2在电感器L和输出之间建立的传导路径的平均阻抗以提供电感器L的放电。平均阻抗可以限定为电感器L的放电时间段中传导路径阻抗的平均值。如果阻抗Z1跨越SW2连接，则U2可以调节SW2和Z1的并联组合所提供的路径的平均阻抗。如稍后更详细讨论的，随着输入电压Vin接近和超过输出电压Vout，电路U2递增或者连续地增大点P1和P2(图2)之间的平均阻抗，以便保证足够的反向电压来复原电感器电流。可以以闭环或者开环方式进行阻抗调节。如果整流器SW2是MOSFET开关，则电路U2可以随着输入电压接近和超过输出电压而逐渐减小施加到MOSFET元件的栅源电压。

可替选地，同步整流器SW2可以持续关断足够复原电感器电流的时间，然后在时间段的其余时间导通。以这种方式，充分地复原电感器电流以消除突发脉冲串行为，但是同步整流器SW2最大程度地保持导通以使效率最大化。在图3A～3C中示出这种方法的开关波形。

在正常的操作中，当输入电压Vin远远小于输出电压Vout时(图3A)，变换器用作传统的升压变换器，同步整流器在整个放电阶段(除了开关SW1和SW2的非重叠(non-overlap)时间段期间可能非常短的持续时间之外)保持导通。当输入电压Vin接近于输出电压Vout时(图3B)，SW1的占空比开始接近SW1的最小导通时间。在这种情况下，同步整流器SW2在放电阶段的一部分中保持关断以便复原电感器电流，但是在放电时间段的其余时间导通以使效率最优化。当Vin变为等于Vout时(图3C)，同步整流器SW2在更长的持续时间中保持关断(通过元件Z1传导)以便仍然复原电感器电流。在这些情况中的每一种情况下，同步整流器SW2仅在复原电感器电流所需的开关周期的持续时间中关断，从而通过尽可能最大程度地保持同步整流器传导来优化效率。

控制电路U2的输出可以是控制SW2传导的时间段的数字信号。可替选地，电路U2可以产生直接控制整流器SW2的阻抗的模拟信号。如果变换器10以不连续传导模式(discontinuous conduction mode，DCM)工作，则电路U2可以通过SW2感测电流，并且当电流下降到可以设置在零电平附近的预定阈值以下时，使SW2无效。

为了使能稍后将要更详细地说明的控制SW2的各种方式，可以在控制电路U2和同步整流器SW2之间提供诸如NOR门的逻辑电路12。逻辑电路12可以具有连接到电路U2的输出的一个输入、连接到控制电路U1的输出的另一个输入和用于控制同步整流器SW2的输出。

根据图4所示的本公开的示例性实施例，控制电路U2可以基于输入电压Vin和输出电压Vout之间的差来提供同步整流器SW2的PWM控制。具体地，电路U2可以包括跨导放大器U3，跨导放大器U3具有提供有输入电压Vin的非反相输入和响应输出电压Vout的反相输入。可以在输出电压端和U3的反相输入之间***偏移电压源VOS1。跨导放大器U3产生与其输入处的电压差成比例的输出电流。

阈值电压Vthresh在耦合到跨导放大器U3的输出的电阻器R处产生。U3的输入处的电压差相对应的阈值电压Vthresh可以如下限定为：

$\mathrm{Vthresh}=\frac{\mathrm{Gm}}{R}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}+\mathrm{VOS}1),$

其中，Gm是跨导放大器U3的跨导，以及

R是电阻器R的电阻。

因此，阈值电压Vthresh随着输入电压Vin接近和超过输出电压Vout而增大。

高增益比较器U4可以耦合到U3的输出以执行脉冲宽度调制。可以在U4的非反相输入和U3的输出之间***偏移电压源VOS2。向U4的反相输入提供锯齿信号Vsaw。U4的输出产生具有随着阈值电压Vthresh变化的占空比的方波信号。

对于Vthresh＝0V，小的偏移电压VOS2保证U4的输出持续为低并且同步整流器SW2根本不失效。随着Vthresh增大到VOS2以上，同步整流器SW2的传导时间段逐渐减小，使得同步整流器SW2逐渐在越来越长的时间段内失效。当Vthresh超过锯齿信号Vsaw的峰值电压时，同步整流器SW2变为持续失效。当同步整流器SW2失效时，仅通过元件Z1，如可以用于实现SW2的P沟道MOSFET的体二极管，来提供点P1和P2(图2)之间的传导。

因此，随着输入电压Vin接近和超过输出电压Vout，图4中的控制电路U2执行同步整流器SW2的PWM控制，以便在电感器放电时间段期间逐渐增大SW2的平均阻抗。

根据图5所示的本公开的另一个示例性实施例，控制电路U2可以包括并联连接在输入和输出之间的一组多个开关，所述输入响应输出电压Vout和输入电压Vin之间的差，所述输出产生用于控制同步整流器SW2的传导时间段的控制信号。例如，该组开关可以包括开关SW10、SW20、SW30和SW40。

可以提供查找表以保持用于控制开关SW10～SW40的值。对于Vout和Vin之间的差的特定范围，查找表可以包含使特定开关或者开关的组合导通的各个预编程的控制值，以产生所希望的同步整流器控制信号。可以针对特定的应用来选择Vout和Vin之间的差的范围。例如：

-如果(Vout-Vin)超过0.2V，则开关SW10导通以产生使同步整流器SW2在整个放电状态中保持导通状态的控制信号；

-如果(Vout-Vin)在0.2V和0.0V之间的范围内，则开关SW20导通以产生使SW2的传导时间段减小的控制信号，以便SW2在选择的预定时间段内无效以在开关周期期间最坏的情况下复原电感器电流；

-如果(Vout-Vin)在0.0V和-0.5V之间的范围内，则可以导通开关SW30以减小SW2的传导时间段，以便使SW2在开关周期期间更长的时间段内失效；

-如果(Vout-Vin)小于-0.5V，则可以导通开关SW40以产生持续使SW2无效的控制信号。

因此，随着输入电压Vin接近和超过输出电压Vout，图5的控制电路U2递增地减小SW2的传导时间段，以便在电感器放电时间段内逐渐增大SW2传导路径的平均阻抗。

根据图6所示的又一示例性实施例，控制电路U2基于功率开关SW1的导通时间段来控制同步整流器SW2。具体地，控制电路U2可以包括由反相器62和与(AND)门64构成的输入逻辑电路。与门64的第一输入耦合到提供有On信号的反相器62(图7)，On信号表示开关SW1的导通时间段，即开关SW1在开关周期期间导通的时间段。向与门64的第二输入供给Ton_min信号(图7)，Ton_min信号是从SW1的开关周期的开头开始的固定脉冲并具有预先确定的最小持续时间Tmin。Ton_min信号限定同步整流器SW2开始关断的占空比D。可以将持续时间Tmin设置为大于在最坏的情况下所预期的SW1的最小导通时间段的值。

与门64的输出控制将将电流源I1连接到电容器C1的开关SW100。电流源I2并联连接到电容器C1。电容器C1和电流源I2经由偏移电压源VOS3连接到比较器U5的非反相输入。U5的反相输入可以接地。

如图7中的波形所示，如果在Tmin之前功率开关SW1关断，则电容器C1开始以电流源I1设置的固定速率充电(电容器电压Vcap增大)。然后，在时间Tmin处，电容器C1开始以电流源I2设置的速率放电。在电压Vcap大于零的整个持续时间期间，同步整流器SW2被无效，并且仅经由诸如PMOS开关的体二极管的元件Z1传导。偏移电压VOS3对比较器U5提供轻微的偏移以当电容器C1对地放电时保持其低电平的输出。

当功率开关SW1的导通时间段大于Tmin时，电容器C1不充电，同步整流器SW2根本不失效。在这种情况下，同步整流器SW2在整个电感器放电周期中保持导通。

然而，如果SW1的导通时间段不超过Tmin，则同步整流器SW2在电感器放电周期的一部分时间内关断。随着Vin接近Vout，功率开关SW1的导通时间段变得更短，同步整流器SW2在电感器放电周期中更长的部分中关断。因此，在同步整流器SW2被无效期间的持续时间与Tmin和SW1的导通时间之间的差成比例。随着SW1的导通时间段变短，同步整流器SW2被无效期间的持续时间将变得更长，以防止SW1的导通时间段达到最小导通时间Tmin。电流I1和I2的值之间的比率确定同步整流器SW2的传导时间段与SW1的导通时间段短于Tmin的数量之间的关系。可以选择该比率以提供充分长的SW2的传导时间段，以便在考虑到SW1的最低功率电路串联电阻和最大的最小导通时间段的最坏的情况下复原电感器电流。

图8A和8B通过比较在低开销操作中的传统升压变换器和使用图6所示的同步整流器控制电路的类似升压变换器的仿真来示出由于本公开的同步整流器控制而获得的性能增强。两种变换器具有相同的电路参数(电感器L的电感等于4μH，输出电容器C的电容等于4.7μF，开关频率为1Mhz，负载电流I_LOAD为200mA，以及最小导通时间段为90ns)，并且两者都以低开销电压工作(Vin＝3.95V，Vout＝4.0V)。

如图8A和8B所示，根据本公开的对同步整流器传导时间段的控制导致突发脉冲串行为的完全消除，结果电感器电流I_L变化很小并且输出电压Vout的纹波明显减小。在这个例子中，同步整流器SW2在电感器放电周期期间保持关断的时间为大约450ns以便提供充分复原的电感器电流。然而，同步整流器SW2仍在电感器放电周期的相当一部分时间中导通。其结果是，与同步整流器被连续无效的变换器相比，充分地提高了功率变换效率。

图9A-9C示出表示具有图6所示的同步整流器控制电路U2的同步升压变换器10对输入电压从3.95V阶跃到3.7V的响应的仿真结果。当输入电压Vin阶跃到3.7V时，反向电压较大，同步整流器SW2不需要关断在Vin＝3.95V时的情况下那么长时间。该仿真示出，在输入电压降落时，电路通过使同步整流器SW2导通更长的持续时间来自动响应减小的输入电压。

图10A-10C示出表示当输入电压Vin从3.95V阶跃到3.5V时具有图6所示的同步整流器控制电路U2的同步升压变换器10的响应的仿真结果。在Vin＝3.5V的情况下，功率开关导通时间段等于170ns。在该例子中，Tmin可以设置为150ns，以便使能同步整流器SW2以在放电阶段的整个持续时间中保持导通，也就是说，输入-输出电压差足以复原电感器电流而根本不需要同步整流器SW2关断。

图11A和11B的仿真结果示出具有图6所示的同步整流器控制电路U2的同步升压变换器10自动补偿电感器放电路径的串联电阻的变化的能力。在第一仿真中，将电感器电阻RL设置为50mΩ。在第二仿真中，该参数增大为350mΩ。在具有更大电阻的电感器的情况下，需要更少的SW2的传导时间来复原电感器电流。控制电路U2通过减小在同步整流器SW2被无效期间的时间来自动响应电感器L的电阻的增大。

应当注意，在不连续传导模式(DCM)下，每当功率开关的导通时间小于Tmin时，图6中的控制电路U2可以使同步整流器SW2无效持续一些时间。其结果是，即使Vin大大低于Vout，同步整流器SW2也将被无效。显然，这是不期望的，因为会减小DCM操作期间的效率。为了解决这个问题，每当变换器10在DCM中工作时，可以使控制电路U2无效。可以通过修正控制电路U2来实现这种无效，使得如果电感器电流在最后一个周期期间达到零电流，则同步整流器SW2不受电路U2控制。应当注意，在DCM中，因为电感器电流在每一个周期中放电到零，所以电感器电流无法建立。因此，当变换器10在DCM中工作时，可以安全地使控制电路U2无效。

前述说明示出并描述了本发明的各个方面。另外，本公开仅仅示出并描述了优选实施例，但是根据前面所描述的，应当理解，能够在各种其它组合、变形和环境中使用本发明，并且能够在此所表述的发明构思、上述教授的等同方案和/或相关技术的技能和知识的范围内进行变化或者变形。

以上描述的实施例旨在进一步解释所知道的实施本发明的最佳模式，并且使得本领域技术人员能够以这些或者其它实施例以及通过本发明的特定应用或者使用所需的各种变形来利用本发明。

因此，本说明书不旨在将本发明限制于在此所公开的形式。此外，所附权利要求将被解释为包括可替选的实施例。

Claims (28)

1.一种同步升压DC/DC变换***，包括：

输入，用于接收DC输入电压，电感器耦合到所述输入；

输出，用于产生DC输出电压；

功率开关，可控制为调节变换***的输出信号；

同步整流器，可配置为在电感器和输出之间提供传导路径；以及

控制电路，用于当输入电压接近或者超过输出电压时控制同步整流器，以便在电感器的放电时间段中调节传导路径的平均阻抗。

2.根据权利要求1所述的***，其中，控制电路配置为随着输入电压接近输出电压而连续减小平均阻抗。

3.根据权利要求1所述的***，其中，控制电路配置为随着输入电压接近输出电压而递增地减小平均阻抗。

4.根据权利要求1所述的***，其中，控制电路配置为根据输出电压和输入电压之间的差来调节平均阻抗。

5.根据权利要求1所述的***，其中，控制电路配置为根据功率开关的传导时间段来调节平均阻抗。

6.根据权利要求1所述的***，其中，同步整流器包括设置在电感器和输出之间的同步开关。

7.根据权利要求6所述的***，其中，控制电路配置为随着输入电压接近输出电压而逐渐减小同步开关的传导时间段。

8.根据权利要求6所述的***，其中，同步开关包含MOS元件。

9.根据权利要求8所述的***，其中，控制电路配置为随着输入电压接近输出电压而逐渐减小MOS元件的栅源电压的幅值。

10.根据权利要求2所述的***，其中，控制电路配置为向同步开关提供脉宽调制(PWM)信号，以便随着输入电压接近输出电压而减小同步开关的传导时间段。

11.根据权利要求10所述的***，其中，同步开关并联连接到具有阻抗比同步开关在传导状态下的阻抗高的分流元件。

12.根据权利要求10所述的***，其中，同步开关包括具有栅极的P沟道MOSFET元件，所述栅极被配置为用于在开关周期的复原部分期间接收输入电压以提供反向电压，使得复原流过电感器的电流。

13.根据权利要求10所述的***，其中，控制电路包括脉宽调制器，所述脉宽调制器用于产生具有占空比随着阈值电压变化的PWM信号。

14.根据权利要求13所述的***，其中，阈值电压对应于输入电压和输出电压之间的差。

15.根据权利要求14所述的***，其中，阈值电压与输入电压和输出电压及第一偏移电压的和之间的差成比例。

16.根据权利要求14所述的***，其中，控制电路包括跨导放大器，用于产生与阈值电压成比例的输出电流。

17.根据权利要求14所述的***，其中，脉宽调制器包括比较器，用于将锯齿信号和与阈值电压相对应的信号进行比较以产生用于控制同步整流器的信号。

18.根据权利要求1所述的***，其中，控制电路包括根据输出电压和输入电压之间的差而可控的多个开关元件。

19.根据权利要求18所述的***，其中，控制电路配置为根据查找表中的数据来控制开关元件，所述查找表包含与输出电压和输入电压之间的预先确定的差值相对应的控制值。

20.根据权利要求1所述的***，其中，控制电路配置为使同步整流器在与功率开关的传导时间段相对应的持续时间中无效。

21.根据权利要求20所述的***，其中，控制电路配置为使同步整流器在与功率开关的传导时间段和预先设置的时间段之间的差成比例的持续时间中无效。

22.一种使用功率开关、电感器和同步整流器将DC输入电压变换为DC输出电压的方法，所述方法包括如下步骤：

控制功率开关以调节输出电压；以及

随着输入电压接近输出电压，在电感器的放电时间段中调节同步整流器的平均阻抗。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，根据输出电压和输入电压之间的差来调节平均阻抗。

24.根据权利要求22所述的方法，其中，根据功率开关的传导时间段来调节平均阻抗。

25.根据权利要求22所述的方法，其中，调节平均阻抗以便随着输入电压接近输出电压而连续地减小平均阻抗。

26.根据权利要求22所述的方法，其中，调节平均阻抗以便随着输入电压接近输出电压而递增地减小平均阻抗。

27.根据权利要求22所述的方法，其中，调节平均阻抗以便随着输入电压接近输出电压而减小同步整流器的传导时间段。

28.根据权利要求22所述的方法，其中，通过提供同步整流器的PWM控制来调节平均阻抗。

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