CN206523802U - 电压调节电路 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种电压调节电路，电压调节电路所涉及的调压器包括第一电压反馈电路、第二反馈电路，以及反馈信号自适应电路。第一电压反馈电路包括放大器，该放大器被配置为根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号，而第二电压反馈电路包括比较器，该比较器被配置为生成PWM脉冲以驱动开关电路，其中该比较器在反馈电压低于补偿信号时启动PWM脉冲，并且在反馈信号和斜坡信号之和超过补偿信号和阈值信号之和时结束PWM脉冲。反馈信号自适应电路根据调压器的输入电压和控制信号的变化来修改反馈信号。

Description

电压调节电路
相关专利申请的交叉引用
本申请要求由Gang CHEN发明的、提交于2016年1月11日的名称为“ADAPTIVEFEEDBACK CONTROL SYSTEM AND METHOD FOR VOLTAGE REGULATORS”(用于调压器的自适应反馈控制***和方法) 的美国临时申请No.62/277112的优先权，该申请以引用方式并入本文，并据此要求该申请的共同主题的优先权。
技术领域
本实用新型的各方面涉及调压器，具体地讲，涉及用于调压器的自适应反馈控制***和方法和相应的电压调节电路。
背景技术
调压器(voltage regulator)通常用于为电源提供稳定的电压。一种具体类型的调压器包括开关式调压器，此开关式调压器使用一个或多个开关来控制调压器的输出电压，这些开关以与调压器的输出端测得的输出电压成比例的占空比来接通和断开。这些开关通常包括受到开关电路控制的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)装置，所述开关电路诸如根据输出电压的变化来调节脉冲宽度的脉冲宽度调制(PWM)电路，或脉冲宽度在根据输出电压的变化调节脉冲之间的持续时间内保持恒定的恒定导通时间 (COT)电路。
实用新型内容
根据一个方面，一种调压器包括第一反馈电路、第二反馈电路和反馈信号自适应电路。第一电压反馈电路包括放大器，该放大器被配置为根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号，而第二电压反馈电路包括比较器，该比较器被配置为生成PWM脉冲以驱动开关电路，其中该比较器在反馈信号低于补偿信号时启动PWM脉冲，并且在反馈信号和斜坡信号之和超过补偿信号和阈值信号之和时结束PWM脉冲。反馈信号自适应电路根据调压器的输入电压和控制信号的变化来修改反馈信号。
根据一个实施例，提供一种电压调节电路，其特征在于包括：第一电压反馈电路，所述第一电压反馈电路包括放大器，所述放大器被配置为根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号；第二电压反馈电路，所述第二电压反馈电路包括比较器，所述比较器被配置为生成 PWM脉冲以驱动开关电路，所述比较器在所述反馈信号低于所述补偿信号时发起所述PWM脉冲，并且在所述反馈信号和斜坡信号之和超过所述补偿信号和阈值信号之和时结束所述PWM脉冲；以及反馈信号自适应电路，所述反馈信号自适应电路根据所述调压器的输入电压和控制信号的变化来修改所述反馈信号。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于所述反馈信号自适应电路包括第一电阻电容电路，所述第一电阻电容电路具有第一电容器和第一电阻器，所述第一电容器被配置为根据所述PWM脉冲接通时间内的所述输入电压来充电，并且根据所述控制信号来放电，其中所述反馈信号自适应电路根据所述第一电阻器两端电压的变化来修改所述反馈信号。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于与所述第一电阻电容电路相关的第一时间常数大于所述PWM脉冲的时间段。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于所述反馈信号自适应电路还包括第二电阻电容电路，所述第二电阻电容电路具有第二电容器和第二电阻器，所述第二电容器阻止在所述反馈信号自适应电路中来自所述反馈电路的直流偏置，所述直流偏置跨所述第二电阻器和偏移电压生成。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于与所述第二电阻电容电路相关的第二时间常数大于所述PWM脉冲的时间段。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于所述控制信号耦接至所述调压器的输出端。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于所述控制信号耦接至所述开关电路的输出端。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于所述控制信号耦接至参考电压源，所述调压器的输出端跟踪参考电压。
根据上述电路的一个单独实施例，其特征在于还包括：阈值生成器，所述阈值生成器生成与所述控制信号成比例的阈值电压；以及斜坡生成器，所述斜坡生成器生成具有与所述输入电压成比例的转换速率的所述斜坡信号。
根据另一个实施例，提供一种电压调节电路，其特征在于包括：阈值生成器电路，所述阈值生成器电路被配置为根据控制信号生成阈值信号；斜坡生成器电路，所述斜坡生成器电路被配置为生成具有与调压器的输入电压成比例的转换速率的斜坡信号；第一电压反馈电路，所述第一电压反馈电路包括放大器，所述放大器被配置为根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号；以及第二电压反馈电路，所述第二电压反馈电路包括比较器，所述比较器被配置为生成PWM脉冲以驱动开关电路，所述比较器在所述反馈信号低于所述补偿信号时发起所述PWM脉冲，并且在所述反馈信号和所述斜坡信号之和超过所述补偿信号和所述阈值信号之和时结束所述PWM脉冲；以及反馈信号自适应电路，其包括：第一电阻电容电路，所述第一电阻电容电路具有第一电容器和第一电阻器，所述第一电容器被配置为根据所述PWM脉冲接通时间内的所述输入电压来充电，并且根据所述控制信号来放电，其中所述反馈信号自适应电路根据所述第一电阻器两端电压的变化来修改所述反馈信号，其中与所述第一电阻电容电路相关的第一时间常数实质上大于所述PWM脉冲的时间段；以及第二电阻电容电阻电容电路，所述第二电阻电容电路具有第二电容器和第二电阻器，所述第二电容器阻止在所述反馈信号自适应电路中来自所述反馈电路的偏置，所述直流偏置是跨所述第二电阻器和偏移电压生成，其中与所述第二电阻电容电路相关的第二时间常数实质上大于所述 PWM脉冲的时间段。
附图说明
通过下文对如附图所示的那些技术的具体实施方案的描述，本实用新型的技术的各种特征和优点将变得显而易见。应当注意，附图未必按比例绘制；而是重点在于举例说明技术概念的原理。另外，在附图中，相似的参考标号在各种不同视图中可指代相同的部件。附图仅描绘本实用新型的典型实施方案，并因此不应认为是对本实用新型的范围的限制。
图1示出了根据本实用新型一个实施方案的可设置有自适应反馈控制的示例性开关式调压器。
图2示出了根据本实用新型一个实施方案的可设置有自适应反馈控制的另一个示例性开关式调压器。
图3示出了根据本实用新型一个实施方案的可设置有自适应反馈控制的又一个示例性开关式调压器。
具体实施方式
本文所述的控制电路拓扑结构的各方面提供一种用于使用以下各项进行电压调节的电路和方法：提供对输出电压的精确静态控制的第一反馈电路；提供对输出电压的动态控制的第二反馈电路；以及反馈信号自适应电路，该电路调整第二反馈电路根据输入电压和/或控制输入的变化而动态地控制调压器的方式。控制输入可耦接至任何合适源，诸如耦接至调压器的输出端，以增强对负载瞬态变化的控制；耦接至外部信号，以提供前馈控制；或耦接至开关电路的输出端，以用于其中可能不容易获得对输出电压的直接感测的具体实施。
开关式调压器是一种特定类型的调压器，其使用开关电路来控制输出电压，所述开关电路以与调压器的测得的输出电压成比例的占空比来接通和断开。这些开关式调压器可包括生成具有固定开关频率的PWM信号的电路，或它们可包括经由非稳态多谐振荡器操作生成PWM信号的电路 (例如，PWM信号根据调压器中的一个或多个静止感测点而接通或断开)。根据非稳态多谐振荡器拓扑结构起作用的这些开关式调压器可能比其他类型的调压器拓扑结构更具有成本效益，因为除了别的之外，它们通常可用更少的部件实现。
与常规调压器相比，使用开关式调压器可通过减少或限制调压器中的某些控制元件两端的电压降来提高效率。也就是说，开关式调压器通过将一个或多个开关以一定占空比交替地接通(例如，逻辑“高”)或断开 (例如，逻辑“低”)来调节其输出，所述占空比足以维持调节，同时使开关在它们的接通或断开状态下保持在饱和状态或接近饱和状态。然而，为确保能够恰当操作，使用开关式调压器需要克服若干挑战。例如，由于提供一种具有最小数量的部件的开关式调压器是有益的，因此很多当前可用的开关式调压器通常由集成电路(IC)芯片提供，其中开关式调压器的一个或多个部件被集成到单个封装中。然而，通常需要具有许多外部部件的外部补偿网络来确保开关式调压器在操作条件的较大变化(例如，瞬态负载条件、输入电压的变化等)下保持稳定。另外，通常很难实现在大范围的输出条件(例如，无载至满载)下保持足够的效率。在很多情况下，开关式调压器针对很多操作因素(诸如电流消耗、瞬态性能、带宽限制、部件数量和整体部件成本)而设计，这通常可能需要增加更多的部件。
为解决这些问题中的一些而引入的一种具体类型的拓扑结构包括 V2控制电路拓扑结构。V2控制电路拓扑结构一般包括两个反馈通道，其中第一反馈通道包括误差放大器以提供精确的输出控制，第二反馈通道用于校正开关式调压器的输出电压的瞬态变化。然而，V2控制电路拓扑结构不容易适应等效串联电阻(ESR)较低的电容器(例如，陶瓷电容器、钽电容器等)的负载。V2控制电路的稳定性也对滤波器变化和印刷电路板(PCB)布局敏感。
图1示出了根据本实用新型一个实施方案的可设置有自适应反馈控制的示例性开关式调压器100。在这种特定情况下，开关式调压器100为将输入电压(Vin)变换成输出电压(Vout)的同步降压变换器。在其他实施方案中，任何合适类型的开关式调压器可设置有自适应反馈控制，诸如升压变换器、升降压变换器或其他类型的开关式调压器。开关式调压器100包括门驱动电路102、开关电路104、电感器106、第一反馈电路108、第二反馈电路110、反馈信号自适应电路112和斜坡生成电路114。虽然示出了一种特定类型的开关式调压器100，但应当理解，其他实施方案可包括与本文所示和所描述的情况更多的、更少的或不同的部件和/或电路，而不脱离本实用新型的精神和范围。
第二反馈电路110生成PWM信号，该PWM信号经由驱动电路 102馈送至开关电路104，以选择性地将电能从输入端(Vin)施加至输出端 (Vout)，此输出端可耦接至负载118和电容器120。第二反馈电路110通常包括多输入比较器122和最短关断时间电路124。比较器122对阈值电压 (Vth)、由斜坡电路114提供的斜坡信号、反馈(FB)信号以及由第一反馈电路108提供的补偿(COMP)信号作出响应，以交替地从接通状态(例如，逻辑“高”)变为断开状态(例如，逻辑“低”)，从而经由门驱动电路102来切换开关电路104。此外，脉冲宽度调制(PWM)脉冲在反馈电压低于COMP 信号时启动，并且在反馈FB信号和斜坡信号之和超过补偿信号和阈值信号之和时结束。
提供最短关断时间电路124以确保PWM信号持续在接通状态与断开状态之间切换，诸如在输出电压(Vout)上发生相对大的负载条件时。也就是说，最短关断时间电路124确保在每个接通时间的持续时间比最小值更长后，在PWM信号中发生关断时间。对于在PWM信号的接通时间内不能固有地感测过载条件的基于低端开关的门驱动器和电流感测电路的操作来说，这种行为可能是良好的。然而，如果开关式调压器100的恰当操作不需要最短关断时间电路124，则可省去该最短关断时间电路。最短关断时间电路124包括以指定持续时间(例如，100纳秒)生成脉冲的单稳态生成器。此脉冲用于选通来自第二反馈电路110的PWM信号，使得在比较器 122被驱动到持续接通状态的情况下，PWM信号仍继续在接通状态与断开状态之间切换。
第一反馈电路108包括误差放大器126、参考电压源128和补偿网络(诸如电阻电容电路(RC)130)。误差放大器126监测反馈(FB)信号与电压参考(Vref)信号之间的差异以提供补偿(COMP)信号。RC电路130提供低通滤波，使得误差放大器126在由输出负载和输入电压波动引起的大范围频率扰动内保持稳定。
阈值电压(Vth)由阈值生成器132提供，此阈值生成器生成与输出电压(Vout)成比例的阈值电压Vth。斜坡生成器114产生具有与输入电压(Vin) 成比例的转换速率的斜坡信号。斜坡生成器114的输出端在使用PWM信号的PWM脉冲的接通时间内仅耦接至PWM比较器的反相输入端，所述 PWM信号使用晶体管134和反相器136选通斜坡信号。斜坡生成器114包括跨导装置(Gon)，此跨导装置生成与施加在电容器(Cramp)两端的输入电压 (Vin)成比例的电流。因此，斜坡信号的振幅与Vin电平和PWM信号的接通时间成比例，以获得PWM信号的自适应脉冲宽度控制。
反馈信号自适应电路112根据输入电压和控制信号的变化来修改 FB信号，在此具体实施方案中，控制信号耦接至开关式调压器100的输出端。反馈信号自适应电路112将交流电(AC)纹波电压注入FB信号中，以根据输入电压(Vin)的变化和控制信号来调整第二反馈电路110的反馈回路。反馈信号自适应电路112通常包括跨导装置(Gin)，此跨导装置由PWM信号选通以在PWM信号处于逻辑“高”状态时将电容器(Cripple)充电。反馈信号自适应电路112还包括跨导装置(Gout)，此跨导装置根据控制信号将电容器(Cripple)放电。电容器(Cripple)和电阻器(Rripple)形成RC电路，使得跨电容器(Cripple)充电的电压的周期性变化被施加于跨导装置(Gfb)的输入端。跨导装置(Gfb)响应于跨电阻器(Rripple)形成的周期性电压变化来生成AC纹波电流。因此，FB信号可被自适应地修改以补偿输入电压(Vin)和存在于控制信号上的电压的瞬态变化。
电容器(Cc)和电阻器(Rc)形成RC电路以用于将AC纹波电压注入 FB信号中。也就是说，电容器(Cc)阻止在反馈信号自适应电路112中由于 FB信号而发生直流(DC)偏置，其中DC偏置是跨电阻器(Rc)和偏移电压 (Vos)生成。开关式调压器100的稳定性和动态响应可由反馈电阻器(RFB1) 调整。在连续导通模式(CCM)下，跨导装置(Gin)在PWM接通时间内将电容器(Cripple)充电，而跨导装置(Gout)将电容器(Cripple)放电。电阻器 (Rripple)从Vos向Cripple提供DC偏置操作电压。跨导装置(Gfb)将电压差 (例如，VCripple-Vos)转换成通过电容器(Cc)耦接到FB节点中的电流。电阻器(Rc)从偏移电压(Vos)向电容器(Cc)提供DC偏置操作电压。在一个实施方案中，由电阻器(Rripple)和电容器(Cripple)形成的RC电路(例如， Rripple*Cripple)以及由电阻器(Rc)和电容器(Cc)形成的RC电路(例如，Rc*Cc)的时间常数(τ)大于或显著大于CCM切换周期。在另一个实施方案中，(Rripple*Cripple)和(Rc*Cc)的时间常数(τ)被设定成彼此相对平等。
本实用新型的实施方案可提供迄今为止尚未在常规开关式调压器拓扑结构中认识到的某些优点。例如，反馈信号自适应电路112的使用可缓解为了在变化的输入条件和输出条件下实现稳定性而补偿开关式调压器的反馈回路原本所需的额外部件的必要性。鉴于传统的开关式调压器拓扑结构通常需要相对大量的部件来提供补偿，反馈信号自适应电路112缓解了这种必要性。在很多情况下，可将开关式调压器的构成部件的一些或大多数集成到单个集成电路(IC)芯片中，从而只需最小数量的外部部件要求，此种实现是有益的。然而，常规的开关式调压器拓扑结构通常要求需要以分立部件实现的补偿电路，因而需要相对高的零部件数量。反馈信号自适应电路112容易集成在其他组件(例如，第一反馈电路108、第二反馈电路 110、门驱动电路102、斜坡生成器114等)所集成的相同单片衬底上，使得总的零部件数量可减至最少，同时为开关式调压器的稳定操作提供有效补偿。
图2示出了根据本实用新型一个实施方案的可设置有自适应反馈控制的另一个示例性开关式调压器200。一般来讲，开关式调压器200包括门驱动电路202、开关电路204、电感器206、第一反馈电路208、第二反馈电路210、反馈信号自适应电路212和斜坡生成电路214，它们在设计和构造上分别与上文结合图1所示和所述的门驱动电路102、开关电路104、电感器106、第一反馈电路108、第二反馈电路110、反馈信号自适应电路 112和斜坡生成电路114相似。然而，开关式调压器200的不同之处在于控制线不是耦接至输出电压(Vout)；而是所述控制线可用于连接到一些其他节点(如Vref)，这些其他节点可以是数字模拟转换器(DAC)的输出端。另外，如图1所示的Rfb2电阻器不需要从FB信号接地。开关式调压器200 可能尤其适用于DAC跟踪应用，此类应用可能使用输出可根据控制信号 Vref而变化的开关式调压器。
图3示出了根据本实用新型一个实施方案的可设置有自适应性反馈控制的另一个示例性开关式调压器300。开关式调压器300包括门驱动电路 302、开关电路304、电感器306、第一反馈电路308、第二反馈电路310、反馈信号自适应电路312和斜坡生成电路314，它们在设计和构造上分别与上文结合图1所示和所述的门驱动电路102、开关电路104、电感器106、第一反馈电路108、第二反馈电路110、反馈信号自适应电路112和斜坡生成电路114相似。然而，开关式调压器300的不同之处在于控制线耦接至开关电路304的输出端而不是输出电压(Vout)。对于可能不能方便地直接感测输出电压(Vout)的应用，这一特定拓扑结构可能是有益的。在这种情况下，输出电压(Vout)的估计电平可通过使用由电容器320和电阻器322形成的RC电路对开关(SW)信号进行滤波来实现。
尽管开关式调压器100、200和300示出了可用于为调压器提供自适应反馈控制的电路的示例性实施方案，但其他实施方案可具有其他拓扑结构而不脱离本实用新型的精神和范围。例如，其他实施方案可包括与本文所述相比更多的部件、更少的部件或不同的部件。另外，示例性开关式调压器100、200和300中每一者的某些部件可集成到单片电路芯片中，而其他部件使用分立电路来实现。
本实用新型因而提供了一种电压调节方法，包括：根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号；使用比较器生成PWM信号以驱动开关电路，所述比较器在所述反馈电压低于所述补偿信号时发起所述PWM脉冲，并且在所述反馈信号和斜坡信号之和超过所述补偿信号和阈值信号之和时结束所述PWM脉冲；以及根据所述调压器的输入电压和控制信号的变化来修改所述反馈信号。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，还包括：根据所述调压器在所述PWM信号的接通时间内的输入电压来将第一电阻电容(RC)电路的第一电容器充电；根据所述控制信号将所述第一电容器放电；以及根据所述第一RC电路的第一电阻器两端电压的变化修改所述反馈信号。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，其中与所述第一RC电路相关的第一时间常数大于所述PWM信号的时间段。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，还包括使用第二RC电路的第二电容器阻止跨所述第二RC电路的第二电阻器发生直流(DC)偏置，所述DC偏置是跨所述第二电阻器和偏移电压生成。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，其中与所述第二RC电路相关的第二时间常数大于所述PWM信号的时间段。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，其中所述控制信号耦接至所述调压器的所述输出端。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，其中所述控制信号耦接至所述开关电路的所述输出端。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，其中所述控制信号耦接至参考电压源，所述调压器的所述输出端跟踪所述参考电压源的所述电压。
根据上述电压调节方法的一个单独实施例，还包括：生成与所述控制信号成比例的阈值电压；以及生成具有与所述输入电压成比例的转换速率的斜坡信号。
可以相信，通过上文的描述将了解本实用新型及其许多相关优点，并且显而易见的是，可在不脱离所公开主题的前提下或在不牺牲所有其实质性优点的前提下，在部件的形式、结构和布置上作出各种改变。所描述的形式仅仅是解释性的，并且以下权利要求书旨在涵盖和包括这些改变。
虽然已结合各种实施方案描述了本实用新型，但应当理解，这些实施方案是示例性的，本实用新型的范围并不限于这些实施方案。许多变形、修改、添加和改进都是可能的。更一般地说，根据本实用新型的实施方案已在特定具体实施的语境中描述。在本实用新型的各种实施方案中，功能性可以不同的方式分离或组合成板块，也可以不同术语进行描述。这些和其他变化、修改、添加和改进可被涵盖在由以下权利要求书所限定的本实用新型的范围之内。

Claims (10)

1.一种电压调节电路，其特征在于包括：
第一电压反馈电路，所述第一电压反馈电路包括放大器，所述放大器被配置为根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号；
第二电压反馈电路，所述第二电压反馈电路包括比较器，所述比较器被配置为生成PWM脉冲以驱动开关电路，所述比较器在所述反馈信号低于所述补偿信号时发起所述PWM脉冲，并且在所述反馈信号和斜坡信号之和超过所述补偿信号和阈值信号之和时结束所述PWM脉冲；以及
反馈信号自适应电路，所述反馈信号自适应电路根据所述调压器的输入电压和控制信号的变化来修改所述反馈信号。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于所述反馈信号自适应电路包括第一电阻电容电路，所述第一电阻电容电路具有第一电容器和第一电阻器，所述第一电容器被配置为根据所述PWM脉冲接通时间内的所述输入电压来充电，并且根据所述控制信号来放电，其中所述反馈信号自适应电路根据所述第一电阻器两端电压的变化来修改所述反馈信号。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于与所述第一电阻电容电路相关的第一时间常数大于所述PWM脉冲的时间段。
4.根据权利要求2所述的电路，其特征在于所述反馈信号自适应电路还包括第二电阻电容电路，所述第二电阻电容电路具有第二电容器和第二电阻器，所述第二电容器阻止在所述反馈信号自适应电路中来自所述反馈电路的直流偏置，所述直流偏置跨所述第二电阻器和偏移电压生成。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于与所述第二电阻电容电路相关的第二时间常数大于所述PWM脉冲的时间段。
6.根据权利要求1所述的电路，其特征在于所述控制信号耦接至所述调压器的输出端。
7.根据权利要求1所述的电路，其特征在于所述控制信号耦接至所述开关电路的输出端。
8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于所述控制信号耦接至参考电压源，所述调压器的输出端跟踪参考电压。
9.根据权利要求1所述的电路，其特征在于还包括：
阈值生成器，所述阈值生成器生成与所述控制信号成比例的阈值电压；以及
斜坡生成器，所述斜坡生成器生成具有与所述输入电压成比例的转换速率的所述斜坡信号。
10.一种电压调节电路，其特征在于包括：
阈值生成器电路，所述阈值生成器电路被配置为根据控制信号生成阈值信号；
斜坡生成器电路，所述斜坡生成器电路被配置为生成具有与调压器的输入电压成比例的转换速率的斜坡信号；
第一电压反馈电路，所述第一电压反馈电路包括放大器，所述放大器被配置为根据来自调压器的输出端的反馈信号和参考电压生成补偿信号；以及
第二电压反馈电路，所述第二电压反馈电路包括比较器，所述比较器被配置为生成PWM脉冲以驱动开关电路，所述比较器在所述反馈信号低于所述补偿信号时发起所述PWM脉冲，并且在所述反馈信号和所述斜坡信号之和超过所述补偿信号和所述阈值信号之和时结束所述PWM脉冲；以及
反馈信号自适应电路，其包括：
第一电阻电容电路，所述第一电阻电容电路具有第一电容器和第一电阻器，所述第一电容器被配置为根据所述PWM脉冲接通时间内的所述输入电压来充电，并且根据所述控制信号来放电，其中所述反馈信号自适应电路根据所述第一电阻器两端电压的变化来修改所述反馈信号，其中与所述第一电阻电容电路相关的第一时间常数实质上大于所述PWM脉冲的时间段；以及
第二电阻电容电路，所述第二电阻电容电路具有第二电容器和第二电阻器，所述第二电容器阻止在所述反馈信号自适应电路中来自所述反馈电路的直流偏置，所述直流偏置是跨所述第二电阻器和偏移电压生成，其中与所述第二电阻电容电路相关的第二时间常数实质上大于所述PWM脉冲的时间段。
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