CN101257289A

CN101257289A - 一种低功耗双电容驰张型cmos振荡器

Info

Publication number: CN101257289A
Application number: CNA2008100471837A
Authority: CN
Inventors: 陈晓飞; 邹雪城; 余国义; 雷鑑铭; 刘占领; 唐仙; 曾子玉; 刘嘉; 李高; 邵超
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2008-03-28
Filing date: 2008-03-28
Publication date: 2008-09-03
Anticipated expiration: 2028-03-28
Also published as: CN101257289B

Abstract

本发明公开了一种低功耗的双电容驰张型CMOS振荡器，包括双电容电路、RS触发器和比较电路。比较电路由比较器Comp₃和D触发器构成，双电容电路的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端，比较器的反相输入端接参考电压，比较器的输出端接D触发器的触发沿，D触发器的二个输出端分别接RS触发器的R、S端，RS触发器的二个输出端分别接双电容电路的二个输入端，D触发器的其中一个输出端作为总输出端。与现有的技术相比，比较器Comp₃和比较器Comp₁(或Comp₂)所消耗的电流相当，但是因为D触发器中的所以管子都处于开关状态，并且不需要偏置电路，所以它比比较器Comp₂(或Comp₁)的静态功耗要小很多。本发明的电路结构简单，占用版图面积小、功耗低、效率高。

Description

一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器

技术领域

本发明属于开关电源技术，具体为一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，是一种结构简单、低功耗的CMOS振荡器，尤其适用于便携式设备中。

背景技术

振荡器电路在许多电子电路应用中都可以看到。目前电子技术的发展，如DC/DC变换器、电容性的传感器、音频接收器和FM(频率调制)发生器等，正朝着小体积、高度集成的方向发展。作为这些设备必不可少的振荡器电路，也在朝着占用更少版图面积即更加有利于集成的方向发展。振荡器电路的好坏直接影响到开关电源***的性能，所以对振荡器电路的要求也越来越高。

振荡器大致可以分为调谐振荡器和非调谐振荡器两大类。调谐振荡器产生近似于正弦波的输出，非调谐振荡器的输出通常为方波和三角波。由于非调谐振荡器不需要很多的分立元件而非常适合于集成电路中。非调谐振荡器大致有两种构成方式：一种是利用比较器来实现；另一种是通过CMOS构成的振荡环路利用自激机制实现。驰张型振荡器就是利用比较器来实现的，它具有良好的频率线性控制能力。低功耗、高效率是开关电源和便携式设备的一个趋势，所以，如何降低功耗、提高效率也是驰张型振荡器所面临的一个挑战。

图1描述了一种典型的双电容驰张型振荡器的电路原理图。双电容电路1是为了交替的控制比较电路2的输出，振荡器的频率是由恒流源I₀确定。但是该图所示的振荡器电路的功耗较大，而且对比较电路2中的比较器Comp₁和比较器Comp₂要求很高，否则将会出现逻辑时序上的紊乱。

发明内容

本发明的目的在于提供一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，该振荡器结构简单，可以减小功耗，提高效率。

本发明提供的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，包括双电容电路和RS触发器；其特征在于：它还包括比较电路，比较电路由比较器Comp₃和D触发器构成，双电容电路的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端IN_P1、IN_P2，比较器的反相输入端IN_N接参考电压V_ref，比较器的输出端C_out接D触发器的触发沿，D触发器的二个输出端Q₁、Q₁~分别接RS触发器的二个输入端R、S，RS触发器的二个输出端Q₂、Q₂~分别接双电容电路的二个输入端，D触发器的其中一个输出端Q₁~作为总输出端V_out。

本发明的比较电路与现有的技术相比，具有低功耗、高效率的优点。本发明中的比较电路是由一个比较器和一个D触发器构成的，而在现有的技术中，比较电路是由两个比较器构成的。比较器Comp₃所消耗的电流与比较器Comp₁和Comp₂所消耗的电流差别不大，但本发明的比较电路中的D触发器是一个数字单元，它里面的晶体管都是工作在开关状态，静态电流很小，而且无需任何偏置电路，所以功耗很低。而比较器Comp₁和比较器Comp₂中的晶体管都是工作在饱和区，而且需要额外的偏置电路。总之，本发明的双电容驰张型振荡器电路结构新颖、简单，与现有的技术相比，大大降低了功耗、提高了效率。

附图说明

图1为现有的双电容驰张型振荡器的电路原理图；

图2为图1中比较器的具体电路图；

图3为本发明的双电容驰张型振荡器的电路原理图；

图4为对应于图3中比较器的第一种实施方式的电路图；

图5为对应与图3中比较器的第二种实施方式的电路图；

图6为对应于图3的一种具体实施方式的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明作进一步详细的说明。

如图3所示，本发明双电容驰张型振荡器由双电容电路1、比较电路3和RS触发器构成。其中，比较电路3由比较器Comp₃和D触发器构成，双电容电路1的二个输出端分别接比较器Comp₃的二个同相输入端IN_P1和IN_P2，比较器Comp₃的反相输入端IN_N接参考电压V_ref，比较器Comp₃的输出端C_out接D触发器的触发沿，D触发器的输出端Q₁和Q₁~分别接RS触发器的输入端R、S，RS触发器的输出端Q₂和Q₂~分别接双电容电路1的二个输入端，D触发器的输出端Q₁~作为总输出端V_out。

上述电路中，双电容电路1中的电容的充、放电是由RS触发器的输出端Q₂和Q₂~来控制的。当Q₂输出高电平“1”、Q₂~输出低电平“0”时，NMOS管MN₁截止、MN₂导通，PMOS管MP₁导通、MP₂截止，这时，恒流源I₀通过PMOS管MP₁对电容C₁进行充电，电容C₂通过NMOS管MN₂进行放电。而放电的过程很快，主要依赖于放电管的宽长比。因此，当V₂下降到参考电压V_ref以下时，V₁还不能上升到参考电压V_ref，所以这个时候比较器Comp₃输出低电平“0”。随着V₁的继续上升，当V₁超过参考电压V_ref时，比较器Comp₃就会翻转输出高电平“1”，这相当于给D触发器一个上升沿，使得D触发器的Q₁端翻转输出高电平“1”，Q₁~端翻转输出低电平，从而RS触发器输出端Q₂翻转输出为低电平“0”、Q₂~翻转输出为高电平“1”。于是NMOS管MN₁导通、MN₂截止，电容C₁通过NMOS管MN₁放电，恒流源I₀通过PMOS管MP₂对电容C₂进行充电。从而，电压V₁开始下降，电压V₂开始上升。因为放电过程很快，所以V₁下降到参考电压V_ref以下时，V₂还不能上升到参考电压V_ref，于是Comp₃翻转输出为低电平“0”，使得RS触发器输出端Q₂再次翻转输出为高电平“1”、Q₂~再次翻转输出为低电平“0”。如此周而复始，就会在输出端V_out处得到一个准确的占空比为50％的方波。值得注意的是，电容电压V₁(或V₂)上升到参考电压V_ref后，并不会立即下降，它会因为传播延迟Td而继续上升一段时间。这里所说的传播延迟Td是指在电容电压V₁(或V₂)达到参考电压V_ref与触发器在导通和断开之间进行转换期间，所存在的延迟。传播延迟Td的产生是由电子元件本身所固有的延迟造成的，例如比较电路3中的比较器Comp₃对输入信号进行比较时所花费的时间、用于D触发器和RS触发器中的状态转换所花费的时间，以及PMOS管MP₁和MP₂与NMOS管MN₁和MN₂在导通与关断之间进行转换时所花费的时间等。

如图4所示，本发明中的比较器Comp₃的第一种实施电路包括偏置电路4、NMOS管MN₇、MN₈、MN₉、MN₁₀和MN₁₁，以及PMOS管MP₇、MP₈和MP₁₀。偏置电路4包括NMOS管MN₁₁和PMOS管MP₁₁。NMOS管MN₁₁的栅极、漏极与PMOS管MP₁₁的漏极共连，源极接地。PMOS管MP₁₁的栅极接偏置电路4的输入偏置电压V_B，源极接电源电压V_DD，漏极接NMOS管MN₁₁的漏极。NMOS管MN₇、MN₈和MN₉的栅极分别作为比较器Comp₃的反相输入端IN_N、同相输入端IN_P1和IN_P2；它们的源极共连，接在NMOS管MN₁₂的漏极；NMOS管MN₇的漏极接PMOS管MP₇的漏极，NMOS管MN₈和MN₉的漏极共连，接在PMOS管MP₈的漏极。PMOS管MP₇和MP₈的栅极与PMOS管MP₇的漏极共连，接在NMOS管MN₇的漏极；它们的源极共连，接在电源电压V_DD上；PMOS管MP₈的漏极接NMOS管MN₈和MN₉的漏极。PMOS管MP₁₀的栅极接PMOS管MP₈的漏极，源极接电源电压V_DD，漏极作为比较器Comp₃的输出端C_out。NMOS管MN₁₂和MN₁₀的栅极共连，接NMOS管MN₁₁的栅极；它们的源极也共连，接地；NMOS管MN₁₂的漏极接NMOS管MN₇的源极，NMOS管MN₁₀的漏极接比较器Comp₃的输出端C_out。

在图4所示的比较器Comp₃中，偏置电路4为其它部分提供偏置信号。其中，NMOS管MN₁₂和MN₁₀就是通过电流镜像作用从偏置电路中得到的镜像电流，来为NMOS管MN₇、MN₈、MN₉和MN₁₀提供偏置电流。输入端IN_N是比较器Comp₃的反相端，输入端IN_P1和IN_P2是比较器Comp₃的两个同相端。PMOS管MP₇和MP₈分别是比较器输入管的有源负载，以提高第一级电路的输出阻抗，并同时把双端信号转化为单端信号，输送到PMOS管MP₁₀的栅极。当同相端输入信号IN_P1(或IN_P2)大于反相输入端信号IN_N时，输出C_out就为高电平；当同相端输入信号IN_P1和IN_P2都小于反相输入端信号IN_N时，输出C_out就为低电平。

如图5所示，本发明中的比较器电路Comp₃的第二种实施电路包括偏置电路5、NMOS管MN₂₀、MN₂₁、MN₂₂、MN₂₃、MN₂₄和MN₂₆，以及PMOS管MP₂₁、MP₂₂、MP₂₃和MP₂₄。偏置电路5包括PMOS管MP₂₅和NMOS管MN₂₅。PMOS管MP₂₅的源极接电源电压V_DD，栅极接比较器Comp₃的输入偏置电压V_B，漏极接NMOS管MN₂₅的漏极；NMOS管MN₂₅的源极接地，栅极、漏极和PMOS管MP₂₅的漏极共连。NMOS管MN₂₁、MN₂₂和MN₂₀的栅极分别作为比较器Comp₃的反相输入端IN_N、同相输入端IN_P1和IN_P2；它们的源极共连，接NMOS管MN₂₆的漏极；NMOS管MN₂₁的漏极接PMOS管MP₂₁的漏极，NMOS管MN₂₂和MN₂₀的漏极共连，接PMOS管MP₂₂的漏极。NMOS管MN₂₆的栅极接NMOS管MN₂₅的栅极，源极接地，漏极接NMOS管MN₂₁的源极。NMOS管MN₂₃和MN₂₄的源极共连，接地；栅极与NMOS管MN₂₃的漏极共连，接PMOS管MP₂₃的漏极；NMOS管MN₂₄的漏极作为比较器Comp₃的输出端C_out。PMOS管MP₂₁的栅极、漏极与PMOS管MP₂₃的栅极共连，接NMOS管MN₂₁的漏极；它们的源极共连，接电源电压V_DD；PMOS管MP₂₃的漏极接NMOS管MN₂₃的漏极。PMOS管MP₂₂的栅极、漏极与PMOS管MP₂₄的栅极共连，接NMOS管MN₂₂的漏极；它们的源极也共连，接电源电压V_DD；PMOS管MP₂₄的漏极接比较器Comp₃的输出端C_out。

在图5所示的比较器Comp₃中，偏置电路5的作用与图4所示的比较器Comp₃中的偏置电路4的作用一样。

从图3可以得到，电容C₁(或C₂)的充电时间为：

t_{r} = \frac{V_{H} - V_{L}}{I_{0}} * C

上式中，V_H指电容电压V₁(或V₂)的高电平，等于参考电压V_ref；V_L指电容电压V₁(或V₂)的低电平，等于0；C指电容C₁(等于C₂)的值；I₀指恒流源I₀的值。因此，振荡器的输出频率：

f = \frac{1}{2 * (t_{r} + t_{d})}

其中，t_r为电容的充电时间，t_d为传播延迟时间。

比较图1和图3可以看出，图3所示的双电容驰张型振荡器电路原理中，比较电路3中的一个比较器Comp₃和D触发器取代了图1中的比较电路2中的两个比较器Comp₁和Comp₂。比较电路2和比较电路3所占用的版图面积大体相当。从图2和图4可以看出，比较器Comp₃仅比比较器Comp₁(或Comp₂)多处一个NMOS管，所以，比较器Comp₁(或Comp₂)与比较器Comp₃所消耗的电流几乎是一样的。但是，比较电路3中的D触发器是一个简单的数字电路，它的所有MOS管都工作在开关状态，而且无需任何偏置电路，所以它的静态功耗非常小。而比较器Comp₁(或Comp₂)中的MOS管都必须工作在饱和区，各自都需要偏置电路才能正常工作。所以比较器Comp₁(或Comp₂)的功耗比D触发器大很多。

总之，图3与图1相比，虽然增加了一个D触发器电路，但是减少了一个比较器电路，这使得图3占用版图面积和图1几乎一样的情况下，大大减小了功耗提高了效率。

下面举例对本发明作进一步详细的分析。

如图6所示，双电容电路1中的恒流源电路包括PMOS管MP₁₂、MP₁₃和MP₁₄，以及固定的偏置电流源I₁。除了恒流源电路外，双电容电路1还包括PMOS管MP₁和MP₂、NMOS管MN₁和MN₂，以及电容C₁和C₂。偏置电流源I₁负端接地，正端接PMOS管MP₁₂的漏极。PMOS管MP₁₂、MP₁₃和MP₁₄的源极共连，接电源电压V_IN；栅极也共连，接PMOS管MP₁₂的漏极；PMOS管MP₁₃和MP₁₄的漏极分别接PMOS管MP₁的源极和PMOS管MP₂的源极。NMOS管MN₁和MN₂的源极共连，接地；它们的漏极分别接PMOS管MP₁的漏极和MP₂的漏极，栅极分别接RS触发器的Q₂~输出端和Q₂输出端。PMOS管MP₁的栅极接NMOS管MN₁的栅极、漏极接NMOS管MN₁的漏极、源极接PMOS管MP₁₃的漏极。PMOS管MP₂的栅极接NMOS管MN₂的栅极、漏极接NMOS管MN₂的漏极、源极接PMOS管MP₁₄的漏极。电容C₁和C₂的下极板共连，接地；上极板分别接NMOS管MN₈和MN₉的栅极。

比较电路3中的比较器Comp₃的构成与图4所示的结构相同。其中，输入信号V_B和V_ref都是从别的模块接入的偏置电压。

比较电路3中的D触发器的电路结构可用现有的典型电路结构实现。它的上升沿触发的时钟输入信号CP接比较器Comp₃的输出端；输入端D和自身的输出端Q₁~共连，接振荡器的输出信号V_out；输出端Q₁接RS触发器的输入端R。

RS触发器的电路结构可用现有的典型电路结构实现。它的输入端R接比较电路3中D触发器的Q₁输出端；输入端S接比较电路3中D触发器的输出端Q₁~；输出端Q₂接NMOS管MN₂的栅极；输出端Q₂~接NMOS管MN₁的栅极。

双电容电路1中的PMOS管MP₁₃和MP₁₄通过电流镜像得到恒定的电流I₀，分别给电容C₁和C₂充电。充电电流为B*I1，其中，B是一个常数，它表示PMOS管MP₁₃(或MP₁₄)与PMOS管MP₁₂的宽长比，I₁表示固定的偏置电流。若RS触发器的初始状态Q₂为高电平，Q₂~为低电平，则NMOS管MN₁截止、MN₂导通，PMOS管MP₁和MP₁₃导通、MP₂和MP₁₄截止。电容C₁充电、C₁放电。因为放电过程很快，所以，当V₂下降到参考电压V_ref以下时，V₁还不能上升到V_ref，所以这个时候比较器Comp₃仍然输出低电平。随着V₁的继续上升，就会达到V_ref，此时，比较器Comp₃就会翻转，输出高电平。D触发器的输入信号CP由低电平跳变到高电平时，输出端Q₁和Q₁~都会翻转，分别输出高电平和低电平。此时，振荡器的输出信号V_out也由原来的高电平翻转为低电平。于是，RS触发器的输出端Q₂和Q₂~就会跟着翻转，分别输出低电平和高电平。这使得NMOS管MN₁导通、MN₂截止。电容C₁放电、C₂充电。因为放电过程很快，所以V₁下降到参考电压V_ref时，V₂还不能上升到V_ref，此时比较器Comp₃会翻转输出低电平。当V₂上升到参考电压V_ref时，比较器Comp₃就会翻转输出高电平。使得D触发器的输出端Q₁和Q₁~同时翻转，分别输出低电平和高电平。此时，振荡器输出V_out再次翻转为高电平。于是，RS触发器的输出端Q₂和Q₂~也再次同时翻转成高电平和低电平。这又回到初始状态，如此反复，就可以得到占空比为50％的输出方波。

在现有的双电容驰张型振荡器中，如果由于电路或工艺的失调造成比较器Comp₁和比较器Comp₂不能很好的匹配，那么这两个比较器的输出就不能同时翻转，RS触发器的两个输入端就有可能会瞬间保持同一种电平“1”或“0”，这是双电容驰张型振荡器所不允许的。因此，现有的技术中，对比较器Comp₁和Comp₂电路的精度以及它们之间的匹配度要求非常高。而在本发明所采用的比较电路中，因为仅有一个比较器Comp₃，所以就不存在匹配性问题。这就降低了比较器Comp₃设计的难度，从而可以利用简单的电路结构以降低其功耗。在比较电路中，IN_N作为比较器Comp₃的反相输入端，IN_P1和IN_P2分别作为比较器Comp₃的同相输入端；C_out是比较器Comp₃的输出端。当比较器Comp₃的同相输入端信号IN_P1和IN_P2都小于反相输入端信号IN_N时，比较器Comp₃的输出端V_out就为低电平；当同相输入端信号IN_P1(或IN_P2)大于反相输入端信号IN_N时，比较器Comp₃的输出端C_out就为高电平。当比较器Comp₃的输出端V_out由低电平跳变为高电平时，就会给D触发器的CP输入端一个上升沿信号，使得D触发器的两个输出端Q₁和Q₁~发生翻转。另外，本发明的双电容驰张型振荡器中比较电路中的D触发器是一个现有的典型电路，它的静态功耗几乎为零。

Claims

1、一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，包括双电容电路(1)和RS触发器；其特征在于：它还包括比较电路(3)，比较电路(3)由比较器和D触发器构成，双电容电路(1)的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端IN_P1、IN_P2，比较器的反相输入端IN_N接参考电压V_ref，比较器的输出端C_out接D触发器的触发沿，D触发器的二个输出端Q₁、Q₁~分别接RS触发器的二个输入端R、S，RS触发器的二个输出端Q₂、Q₂~分别接双电容电路(1)的二个输入端，D触发器的其中一个输出端Q₁~作为总输出端V_out。

2、根据权利要求1所述的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，其特征在于：所述比较器包括偏置电路(4)、NMOS管MN₇、MN₈、MN₉、MN₁₀和MN₁₂，以及PMOS管MP₇、MP₈和MP₁₀；

偏置电路4包括NMOS管MN₁₁和PMOS管MP₁₁；NMOS管MN₁₁的栅极、漏极与PMOS管MP₁₁的漏极共连，源极接地；PMOS管MP₁₁的栅极接比较器的输入偏置电压V_B，源极接电源电压V_DD，漏极接NMOS管MN_11的漏极；

NMOS管MN₇、MN₈和MN₉的栅极分别作为比较器的反相输入端IN_N、同相输入端IN_P1和IN_P2；它们的源极共连，接在NMOS管MN₁₂的漏极；NMOS管MN₇的漏极接PMOS管MP₇的漏极，NMOS管MN₈和MN₉的漏极共连，接在PMOS管MP₈的漏极；PMOS管MP₇和MP₈的栅极与PMOS管MP₇的漏极共连，接在NMOS管MN₇的漏极；它们的源极共连，接在电源电压V_DD上；PMOS管MP₈的漏极接NMOS管MN₈和MN₉的漏极；PMOS管MP₁₀的栅极接PMOS管MP₈的漏极，源极接电源电压V_DD，漏极作为比较器的输出端C_out；NMOS管MN₁₂和MN₁₀的栅极共连，接NMOS管MN₁₁的栅极；它们的源极也共连后接地；NMOS管MN₁₂的漏极接NMOS管MN₇的源极，NMOS管MN₁₀的漏极接比较器的输出端C_out。

3、根据权利要求1所述的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，其特征在于：比较器电路包括偏置电路₅、NMOS管MN₂₀、MN₂₁、MN₂₂、MN₂₃、MN₂₄和MN₂₆，以及PMOS管MP₂₁、MP₂₂、MP₂₃和MP₂₄；偏置电路(5)包括PMOS管MP₂₅和NMOS管MN₂₅；PMOS管MP₂₅的源极接电源电压V_DD，栅极接比较器的输入偏置电压V_B，漏极接NMOS管MN₂₅的漏极；NMOS管MN₂₅的源极接地，栅极、漏极和PMOS管MP₂₅的漏极共连；NMOS管MN₂₁、MN₂₂和MN₂₀的栅极分别作为比较器的反相输入端IN_N、同相输入端IN_P1和IN_P2；它们的源极共连，接NMOS管MN₂₆的漏极；NMOS管MN₂₁的漏极接PMOS管MP₂₁的漏极，NMOS管MN₂₂和MN₂₀的漏极共连，接PMOS管MP₂₂的漏极；NMOS管MN₂₆的栅极接NMOS管MN₂₅的栅极，源极接地，漏极接NMOS管MN₂₁的源极；NMOS管MN₂₃和MN₂₄的源极共连，接地；栅极与NMOS管MN₂₃的漏极共连，接PMOS管MP₂₃的漏极；NMOS管MN₂₄的漏极作为比较器的输出端C_out；PMOS管MP₂₁的栅极、漏极与PMOS管MP₂₃的栅极共连，接NMOS管MN₂₁的漏极；它们的源极共连，接电源电压V_DD；PMOS管MP₂₃的漏极接NMOS管MN₂₃的漏极；PMOS管MP₂₂的栅极、漏极与PMOS管MP₂₄的栅极共连，接NMOS管MN₂₂的漏极；它们的源极也共连，接电源电压V_DD；PMOS管MP₂₄的漏极接比较器的输出端C_out。