CN101257289A - 一种低功耗双电容驰张型cmos振荡器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种低功耗的双电容驰张型CMOS振荡器,包括双电容电路、RS触发器和比较电路。比较电路由比较器Comp3和D触发器构成,双电容电路的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端,比较器的反相输入端接参考电压,比较器的输出端接D触发器的触发沿,D触发器的二个输出端分别接RS触发器的R、S端,RS触发器的二个输出端分别接双电容电路的二个输入端,D触发器的其中一个输出端作为总输出端。与现有的技术相比,比较器Comp3和比较器Comp1(或Comp2)所消耗的电流相当,但是因为D触发器中的所以管子都处于开关状态,并且不需要偏置电路,所以它比比较器Comp2(或Comp1)的静态功耗要小很多。本发明的电路结构简单,占用版图面积小、功耗低、效率高。
Description
技术领域
本发明属于开关电源技术,具体为一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器,是一种结构简单、低功耗的CMOS振荡器,尤其适用于便携式设备中。
背景技术
振荡器电路在许多电子电路应用中都可以看到。目前电子技术的发展,如DC/DC变换器、电容性的传感器、音频接收器和FM(频率调制)发生器等,正朝着小体积、高度集成的方向发展。作为这些设备必不可少的振荡器电路,也在朝着占用更少版图面积即更加有利于集成的方向发展。振荡器电路的好坏直接影响到开关电源***的性能,所以对振荡器电路的要求也越来越高。
振荡器大致可以分为调谐振荡器和非调谐振荡器两大类。调谐振荡器产生近似于正弦波的输出,非调谐振荡器的输出通常为方波和三角波。由于非调谐振荡器不需要很多的分立元件而非常适合于集成电路中。非调谐振荡器大致有两种构成方式:一种是利用比较器来实现;另一种是通过CMOS构成的振荡环路利用自激机制实现。驰张型振荡器就是利用比较器来实现的,它具有良好的频率线性控制能力。低功耗、高效率是开关电源和便携式设备的一个趋势,所以,如何降低功耗、提高效率也是驰张型振荡器所面临的一个挑战。
图1描述了一种典型的双电容驰张型振荡器的电路原理图。双电容电路1是为了交替的控制比较电路2的输出,振荡器的频率是由恒流源I0确定。但是该图所示的振荡器电路的功耗较大,而且对比较电路2中的比较器Comp1和比较器Comp2要求很高,否则将会出现逻辑时序上的紊乱。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器,该振荡器结构简单,可以减小功耗,提高效率。
本发明提供的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器,包括双电容电路和RS触发器;其特征在于:它还包括比较电路,比较电路由比较器Comp3和D触发器构成,双电容电路的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端INP1、INP2,比较器的反相输入端INN接参考电压Vref,比较器的输出端Cout接D触发器的触发沿,D触发器的二个输出端Q1、Q1~分别接RS触发器的二个输入端R、S,RS触发器的二个输出端Q2、Q2~分别接双电容电路的二个输入端,D触发器的其中一个输出端Q1~作为总输出端Vout。
本发明的比较电路与现有的技术相比,具有低功耗、高效率的优点。本发明中的比较电路是由一个比较器和一个D触发器构成的,而在现有的技术中,比较电路是由两个比较器构成的。比较器Comp3所消耗的电流与比较器Comp1和Comp2所消耗的电流差别不大,但本发明的比较电路中的D触发器是一个数字单元,它里面的晶体管都是工作在开关状态,静态电流很小,而且无需任何偏置电路,所以功耗很低。而比较器Comp1和比较器Comp2中的晶体管都是工作在饱和区,而且需要额外的偏置电路。总之,本发明的双电容驰张型振荡器电路结构新颖、简单,与现有的技术相比,大大降低了功耗、提高了效率。
附图说明
图1为现有的双电容驰张型振荡器的电路原理图;
图2为图1中比较器的具体电路图;
图3为本发明的双电容驰张型振荡器的电路原理图;
图4为对应于图3中比较器的第一种实施方式的电路图;
图5为对应与图3中比较器的第二种实施方式的电路图;
图6为对应于图3的一种具体实施方式的电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实例对本发明作进一步详细的说明。
如图3所示,本发明双电容驰张型振荡器由双电容电路1、比较电路3和RS触发器构成。其中,比较电路3由比较器Comp3和D触发器构成,双电容电路1的二个输出端分别接比较器Comp3的二个同相输入端INP1和INP2,比较器Comp3的反相输入端INN接参考电压Vref,比较器Comp3的输出端Cout接D触发器的触发沿,D触发器的输出端Q1和Q1~分别接RS触发器的输入端R、S,RS触发器的输出端Q2和Q2~分别接双电容电路1的二个输入端,D触发器的输出端Q1~作为总输出端Vout。
上述电路中,双电容电路1中的电容的充、放电是由RS触发器的输出端Q2和Q2~来控制的。当Q2输出高电平“1”、Q2~输出低电平“0”时,NMOS管MN1截止、MN2导通,PMOS管MP1导通、MP2截止,这时,恒流源I0通过PMOS管MP1对电容C1进行充电,电容C2通过NMOS管MN2进行放电。而放电的过程很快,主要依赖于放电管的宽长比。因此,当V2下降到参考电压Vref以下时,V1还不能上升到参考电压Vref,所以这个时候比较器Comp3输出低电平“0”。随着V1的继续上升,当V1超过参考电压Vref时,比较器Comp3就会翻转输出高电平“1”,这相当于给D触发器一个上升沿,使得D触发器的Q1端翻转输出高电平“1”,Q1~端翻转输出低电平,从而RS触发器输出端Q2翻转输出为低电平“0”、Q2~翻转输出为高电平“1”。于是NMOS管MN1导通、MN2截止,电容C1通过NMOS管MN1放电,恒流源I0通过PMOS管MP2对电容C2进行充电。从而,电压V1开始下降,电压V2开始上升。因为放电过程很快,所以V1下降到参考电压Vref以下时,V2还不能上升到参考电压Vref,于是Comp3翻转输出为低电平“0”,使得RS触发器输出端Q2再次翻转输出为高电平“1”、Q2~再次翻转输出为低电平“0”。如此周而复始,就会在输出端Vout处得到一个准确的占空比为50%的方波。值得注意的是,电容电压V1(或V2)上升到参考电压Vref后,并不会立即下降,它会因为传播延迟Td而继续上升一段时间。这里所说的传播延迟Td是指在电容电压V1(或V2)达到参考电压Vref与触发器在导通和断开之间进行转换期间,所存在的延迟。传播延迟Td的产生是由电子元件本身所固有的延迟造成的,例如比较电路3中的比较器Comp3对输入信号进行比较时所花费的时间、用于D触发器和RS触发器中的状态转换所花费的时间,以及PMOS管MP1和MP2与NMOS管MN1和MN2在导通与关断之间进行转换时所花费的时间等。
如图4所示,本发明中的比较器Comp3的第一种实施电路包括偏置电路4、NMOS管MN7、MN8、MN9、MN10和MN11,以及PMOS管MP7、MP8和MP10。偏置电路4包括NMOS管MN11和PMOS管MP11。NMOS管MN11的栅极、漏极与PMOS管MP11的漏极共连,源极接地。PMOS管MP11的栅极接偏置电路4的输入偏置电压VB,源极接电源电压VDD,漏极接NMOS管MN11的漏极。NMOS管MN7、MN8和MN9的栅极分别作为比较器Comp3的反相输入端INN、同相输入端INP1和INP2;它们的源极共连,接在NMOS管MN12的漏极;NMOS管MN7的漏极接PMOS管MP7的漏极,NMOS管MN8和MN9的漏极共连,接在PMOS管MP8的漏极。PMOS管MP7和MP8的栅极与PMOS管MP7的漏极共连,接在NMOS管MN7的漏极;它们的源极共连,接在电源电压VDD上;PMOS管MP8的漏极接NMOS管MN8和MN9的漏极。PMOS管MP10的栅极接PMOS管MP8的漏极,源极接电源电压VDD,漏极作为比较器Comp3的输出端Cout。NMOS管MN12和MN10的栅极共连,接NMOS管MN11的栅极;它们的源极也共连,接地;NMOS管MN12的漏极接NMOS管MN7的源极,NMOS管MN10的漏极接比较器Comp3的输出端Cout。
在图4所示的比较器Comp3中,偏置电路4为其它部分提供偏置信号。其中,NMOS管MN12和MN10就是通过电流镜像作用从偏置电路中得到的镜像电流,来为NMOS管MN7、MN8、MN9和MN10提供偏置电流。输入端INN是比较器Comp3的反相端,输入端INP1和INP2是比较器Comp3的两个同相端。PMOS管MP7和MP8分别是比较器输入管的有源负载,以提高第一级电路的输出阻抗,并同时把双端信号转化为单端信号,输送到PMOS管MP10的栅极。当同相端输入信号INP1(或INP2)大于反相输入端信号INN时,输出Cout就为高电平;当同相端输入信号INP1和INP2都小于反相输入端信号INN时,输出Cout就为低电平。
如图5所示,本发明中的比较器电路Comp3的第二种实施电路包括偏置电路5、NMOS管MN20、MN21、MN22、MN23、MN24和MN26,以及PMOS管MP21、MP22、MP23和MP24。偏置电路5包括PMOS管MP25和NMOS管MN25。PMOS管MP25的源极接电源电压VDD,栅极接比较器Comp3的输入偏置电压VB,漏极接NMOS管MN25的漏极;NMOS管MN25的源极接地,栅极、漏极和PMOS管MP25的漏极共连。NMOS管MN21、MN22和MN20的栅极分别作为比较器Comp3的反相输入端INN、同相输入端INP1和INP2;它们的源极共连,接NMOS管MN26的漏极;NMOS管MN21的漏极接PMOS管MP21的漏极,NMOS管MN22和MN20的漏极共连,接PMOS管MP22的漏极。NMOS管MN26的栅极接NMOS管MN25的栅极,源极接地,漏极接NMOS管MN21的源极。NMOS管MN23和MN24的源极共连,接地;栅极与NMOS管MN23的漏极共连,接PMOS管MP23的漏极;NMOS管MN24的漏极作为比较器Comp3的输出端Cout。PMOS管MP21的栅极、漏极与PMOS管MP23的栅极共连,接NMOS管MN21的漏极;它们的源极共连,接电源电压VDD;PMOS管MP23的漏极接NMOS管MN23的漏极。PMOS管MP22的栅极、漏极与PMOS管MP24的栅极共连,接NMOS管MN22的漏极;它们的源极也共连,接电源电压VDD;PMOS管MP24的漏极接比较器Comp3的输出端Cout。
在图5所示的比较器Comp3中,偏置电路5的作用与图4所示的比较器Comp3中的偏置电路4的作用一样。
从图3可以得到,电容C1(或C2)的充电时间为:
上式中,VH指电容电压V1(或V2)的高电平,等于参考电压Vref;VL指电容电压V1(或V2)的低电平,等于0;C指电容C1(等于C2)的值;I0指恒流源I0的值。因此,振荡器的输出频率:
其中,tr为电容的充电时间,td为传播延迟时间。
比较图1和图3可以看出,图3所示的双电容驰张型振荡器电路原理中,比较电路3中的一个比较器Comp3和D触发器取代了图1中的比较电路2中的两个比较器Comp1和Comp2。比较电路2和比较电路3所占用的版图面积大体相当。从图2和图4可以看出,比较器Comp3仅比比较器Comp1(或Comp2)多处一个NMOS管,所以,比较器Comp1(或Comp2)与比较器Comp3所消耗的电流几乎是一样的。但是,比较电路3中的D触发器是一个简单的数字电路,它的所有MOS管都工作在开关状态,而且无需任何偏置电路,所以它的静态功耗非常小。而比较器Comp1(或Comp2)中的MOS管都必须工作在饱和区,各自都需要偏置电路才能正常工作。所以比较器Comp1(或Comp2)的功耗比D触发器大很多。
总之,图3与图1相比,虽然增加了一个D触发器电路,但是减少了一个比较器电路,这使得图3占用版图面积和图1几乎一样的情况下,大大减小了功耗提高了效率。
下面举例对本发明作进一步详细的分析。
如图6所示,双电容电路1中的恒流源电路包括PMOS管MP12、MP13和MP14,以及固定的偏置电流源I1。除了恒流源电路外,双电容电路1还包括PMOS管MP1和MP2、NMOS管MN1和MN2,以及电容C1和C2。偏置电流源I1负端接地,正端接PMOS管MP12的漏极。PMOS管MP12、MP13和MP14的源极共连,接电源电压VIN;栅极也共连,接PMOS管MP12的漏极;PMOS管MP13和MP14的漏极分别接PMOS管MP1的源极和PMOS管MP2的源极。NMOS管MN1和MN2的源极共连,接地;它们的漏极分别接PMOS管MP1的漏极和MP2的漏极,栅极分别接RS触发器的Q2~输出端和Q2输出端。PMOS管MP1的栅极接NMOS管MN1的栅极、漏极接NMOS管MN1的漏极、源极接PMOS管MP13的漏极。PMOS管MP2的栅极接NMOS管MN2的栅极、漏极接NMOS管MN2的漏极、源极接PMOS管MP14的漏极。电容C1和C2的下极板共连,接地;上极板分别接NMOS管MN8和MN9的栅极。
比较电路3中的比较器Comp3的构成与图4所示的结构相同。其中,输入信号VB和Vref都是从别的模块接入的偏置电压。
比较电路3中的D触发器的电路结构可用现有的典型电路结构实现。它的上升沿触发的时钟输入信号CP接比较器Comp3的输出端;输入端D和自身的输出端Q1~共连,接振荡器的输出信号Vout;输出端Q1接RS触发器的输入端R。
RS触发器的电路结构可用现有的典型电路结构实现。它的输入端R接比较电路3中D触发器的Q1输出端;输入端S接比较电路3中D触发器的输出端Q1~;输出端Q2接NMOS管MN2的栅极;输出端Q2~接NMOS管MN1的栅极。
双电容电路1中的PMOS管MP13和MP14通过电流镜像得到恒定的电流I0,分别给电容C1和C2充电。充电电流为B*I1,其中,B是一个常数,它表示PMOS管MP13(或MP14)与PMOS管MP12的宽长比,I1表示固定的偏置电流。若RS触发器的初始状态Q2为高电平,Q2~为低电平,则NMOS管MN1截止、MN2导通,PMOS管MP1和MP13导通、MP2和MP14截止。电容C1充电、C1放电。因为放电过程很快,所以,当V2下降到参考电压Vref以下时,V1还不能上升到Vref,所以这个时候比较器Comp3仍然输出低电平。随着V1的继续上升,就会达到Vref,此时,比较器Comp3就会翻转,输出高电平。D触发器的输入信号CP由低电平跳变到高电平时,输出端Q1和Q1~都会翻转,分别输出高电平和低电平。此时,振荡器的输出信号Vout也由原来的高电平翻转为低电平。于是,RS触发器的输出端Q2和Q2~就会跟着翻转,分别输出低电平和高电平。这使得NMOS管MN1导通、MN2截止。电容C1放电、C2充电。因为放电过程很快,所以V1下降到参考电压Vref时,V2还不能上升到Vref,此时比较器Comp3会翻转输出低电平。当V2上升到参考电压Vref时,比较器Comp3就会翻转输出高电平。使得D触发器的输出端Q1和Q1~同时翻转,分别输出低电平和高电平。此时,振荡器输出Vout再次翻转为高电平。于是,RS触发器的输出端Q2和Q2~也再次同时翻转成高电平和低电平。这又回到初始状态,如此反复,就可以得到占空比为50%的输出方波。
在现有的双电容驰张型振荡器中,如果由于电路或工艺的失调造成比较器Comp1和比较器Comp2不能很好的匹配,那么这两个比较器的输出就不能同时翻转,RS触发器的两个输入端就有可能会瞬间保持同一种电平“1”或“0”,这是双电容驰张型振荡器所不允许的。因此,现有的技术中,对比较器Comp1和Comp2电路的精度以及它们之间的匹配度要求非常高。而在本发明所采用的比较电路中,因为仅有一个比较器Comp3,所以就不存在匹配性问题。这就降低了比较器Comp3设计的难度,从而可以利用简单的电路结构以降低其功耗。在比较电路中,INN作为比较器Comp3的反相输入端,INP1和INP2分别作为比较器Comp3的同相输入端;Cout是比较器Comp3的输出端。当比较器Comp3的同相输入端信号INP1和INP2都小于反相输入端信号INN时,比较器Comp3的输出端Vout就为低电平;当同相输入端信号INP1(或INP2)大于反相输入端信号INN时,比较器Comp3的输出端Cout就为高电平。当比较器Comp3的输出端Vout由低电平跳变为高电平时,就会给D触发器的CP输入端一个上升沿信号,使得D触发器的两个输出端Q1和Q1~发生翻转。另外,本发明的双电容驰张型振荡器中比较电路中的D触发器是一个现有的典型电路,它的静态功耗几乎为零。
Claims (3)
1、一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器,包括双电容电路(1)和RS触发器;其特征在于:它还包括比较电路(3),比较电路(3)由比较器和D触发器构成,双电容电路(1)的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端INP1、INP2,比较器的反相输入端INN接参考电压Vref,比较器的输出端Cout接D触发器的触发沿,D触发器的二个输出端Q1、Q1~分别接RS触发器的二个输入端R、S,RS触发器的二个输出端Q2、Q2~分别接双电容电路(1)的二个输入端,D触发器的其中一个输出端Q1~作为总输出端Vout。
2、根据权利要求1所述的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器,其特征在于:所述比较器包括偏置电路(4)、NMOS管MN7、MN8、MN9、MN10和MN12,以及PMOS管MP7、MP8和MP10;
偏置电路4包括NMOS管MN11和PMOS管MP11;NMOS管MN11的栅极、漏极与PMOS管MP11的漏极共连,源极接地;PMOS管MP11的栅极接比较器的输入偏置电压VB,源极接电源电压VDD,漏极接NMOS管MN11的漏极;
NMOS管MN7、MN8和MN9的栅极分别作为比较器的反相输入端INN、同相输入端INP1和INP2;它们的源极共连,接在NMOS管MN12的漏极;NMOS管MN7的漏极接PMOS管MP7的漏极,NMOS管MN8和MN9的漏极共连,接在PMOS管MP8的漏极;PMOS管MP7和MP8的栅极与PMOS管MP7的漏极共连,接在NMOS管MN7的漏极;它们的源极共连,接在电源电压VDD上;PMOS管MP8的漏极接NMOS管MN8和MN9的漏极;PMOS管MP10的栅极接PMOS管MP8的漏极,源极接电源电压VDD,漏极作为比较器的输出端Cout;NMOS管MN12和MN10的栅极共连,接NMOS管MN11的栅极;它们的源极也共连后接地;NMOS管MN12的漏极接NMOS管MN7的源极,NMOS管MN10的漏极接比较器的输出端Cout。
3、根据权利要求1所述的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器,其特征在于:比较器电路包括偏置电路5、NMOS管MN20、MN21、MN22、MN23、MN24和MN26,以及PMOS管MP21、MP22、MP23和MP24;偏置电路(5)包括PMOS管MP25和NMOS管MN25;PMOS管MP25的源极接电源电压VDD,栅极接比较器的输入偏置电压VB,漏极接NMOS管MN25的漏极;NMOS管MN25的源极接地,栅极、漏极和PMOS管MP25的漏极共连;NMOS管MN21、MN22和MN20的栅极分别作为比较器的反相输入端INN、同相输入端INP1和INP2;它们的源极共连,接NMOS管MN26的漏极;NMOS管MN21的漏极接PMOS管MP21的漏极,NMOS管MN22和MN20的漏极共连,接PMOS管MP22的漏极;NMOS管MN26的栅极接NMOS管MN25的栅极,源极接地,漏极接NMOS管MN21的源极;NMOS管MN23和MN24的源极共连,接地;栅极与NMOS管MN23的漏极共连,接PMOS管MP23的漏极;NMOS管MN24的漏极作为比较器的输出端Cout;PMOS管MP21的栅极、漏极与PMOS管MP23的栅极共连,接NMOS管MN21的漏极;它们的源极共连,接电源电压VDD;PMOS管MP23的漏极接NMOS管MN23的漏极;PMOS管MP22的栅极、漏极与PMOS管MP24的栅极共连,接NMOS管MN22的漏极;它们的源极也共连,接电源电压VDD;PMOS管MP24的漏极接比较器的输出端Cout。
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