CN101247375B - 一种进行载波频率偏移估计的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种进行载波频率偏移估计的方法及装置。基站对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数；根据最小二乘原则以及所述向量泛数对载波频率偏移进行估计，适用于任意子载波分配方案下的载波频率偏移进行估计，对用户间的子载波分配方式无要求，不再像现有技术中必须为用户分配连续子载波，对子载波的规则分配和非规则分配均适用。由于本发明提供的实施例支持子载波的无规则分配方式，因此，***可以根据信道情况为用户分配较好的子载波即传输信道，以获得更多的频率分集增益，进一步降低误码率，增大传输速率。

Description

一种进行载波频率偏移估计的方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别是指一种进行载波频率偏移(CarrierFrequency Offset，CFO)估计的方法及装置。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)传输技术不仅具有较高的频谱效率，而且能够有效对抗频率选择性衰落，适合于宽带传输，被广泛应用于各种无线宽带通信***中。OFDM是一种特殊的多载波调制方式，其主要思想就是在频域内将总的信道划分成多个子信道，不同的子信道使用不同的子载波进行调制，各子载波之间彼此重叠且保持相互正交，并行进行传输。这样能够有效对抗由于多径时延造成的频率选择性衰落。

由于OFDM信号的各子载波是相互正交的，因此，OFDM***能够有效利用频谱资源，大大提高数据传输的性能和速率。但是，实际应用中，由于载波频率偏移及多普勒效应，破坏了OFDM信号的正交性，造成子载波之间的相互干扰，导致整个***的性能严重下降，因此，对载波频率偏移进行估计、进而根据载波频率偏移估计值进行补偿是非常必要的。

正交频分复用接入(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access，OFDMA)是以OFDM为基础的一种多址接入技术，OFDMA***与OFDM***具有相同的优势，如高频谱利用率、支持高速传输和良好的抗多径衰落能力。OFDMA***与OFDM***相同，同样对载波频率偏移非常敏感，频率载波频率偏移及多普勒效应使子载波之间的正交性遭到破坏，导致OFDMA***的性能变差，

OFDMA***中，由于是多用户接入，需要对子载波进行划分，将其划分成若干个子信道，然后将这些子信道分配给各用户使用。划分子信道的方式主要有三种。第一种方式是基于子带进行划分，将整个带宽划分成几个连续的子带，每个子带上的子载波与一个子信道相对应，这种方式实现简单，并且相邻子信道干扰较少，但是在利用频率分集方面效果较差。第二种方式是交织的子载波分配，即每个子信道的子载波等间隔分布在频域上，这种方式虽然能够获得比较好的频率分集增益，但是却会导致子信道之间的干扰较为敏感。第三种方式是对第二种方式的改进，不同子信道包含的子载波以伪随机的方式交织，每个子信道的子载波随机地分布在频域上，通过不同的基站使用不同的序列码来减少基站之间的干扰。

目前，OFDMA***中，多基于子载波连续分配的情况进行载波频率偏移估计。将整个子载波划分成若干个子带，并且每个子带的子载波是连续的，不同用户在接入时占用不同的子带。用户在连续两个OFDMA符号的相同子带位置上发送相同的训练符号。3个用户的情况下，如图1所示，每个用户的训练符号都在频域上占用了连续的子载波。用户终端收到时域信号后，通过傅立叶变换，可恢复出训练符号的频域值。由于受到载波频率偏移的影响，该训练符号的频域值与实际发送的值产生偏差，且连续两个OFDMA符号中的序列符号的偏差值是不一样的，这样，可根据序列符号在连续两个OFDMA符号中所占用的子载波和相位关系来对每个用户的载波频率偏移进行估计。由于该处理方式必须为每个用户分配连续的子载波，这就使得子载波的分配极不灵活，无法有效利用频率分集来提高OFDMA***的性能，并且由于每个用户需要占用连续两个OFDMA符号发送训练符号，使得***开销比较大。而对于子载波不连续分配的情况，目前还没有相应的载波频率偏移估计方案。

另外，在OFDMA***的上行链路中，基站需要同时处理多个用户的上行信号，会产生用户间干扰，使得性能进一步恶化，因此，根据载波频率偏移估计值进行载波频率偏移补偿就是非常重要的。一种处理方式是，基站对收到的信号直接乘以每个用户的载波频率偏移估计值，进行载波频率偏移补偿，但是，这样会存在多址间干扰，为了减小多址间干扰，需要在每个用户的子带之间***保护间隔，以减少干扰，而且这种处理方式只适用于为每个用户分配连续子载波的情况，使得子载波的分配极不灵活，无法有效利用频率分集来提高OFDMA***的性能。由于不同用户所处位置不同、移动速度不同等因素，使得不同用户与基站之间的载波频率偏移和多普勒效应各不相同，这对载波频率偏移补偿提出了更高的要求。另一种处理方式采用基站反馈法进行载波频率偏移补偿，即基站根据收到的信号对各个用户的上行链路进行载波频率偏移估计，然后向各用户终端返回载波频率偏移估计值，用户终端根据收到的载波频率偏移估计值，对发射信号的载波频率进行调整，以实现载波频率偏移补偿，减少由于载波频率偏移而造成的干扰。虽然，目前的方案能够对载波频率偏移进行补偿，但没有考虑用户间干扰，使得载波频率偏移补偿效果不佳。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种进行载波频率偏移估计的方法及装置，灵活分配子载波，以有效利用频率分集来提高***性能。进一步地，本发明实施例提供了载波频率偏移补偿方案，有效消除用户间干扰。

本发明实施例提供的进行载波频率偏移估计的方法包括：基站对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数；根据最小二乘原则和所述向量泛数对载波频率偏移进行估计。

本发明实施例提供的进行载波频率偏移估计的装置包括载波频率偏移估计单元，用于对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则及所述向量泛数对载波频率偏移进行估计，得到载波频率偏移估计值。

本发明提供的实施例中，基站对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则及向量泛数对载波频率偏移进行估计，适用于任意子载波分配方案下的载波频率偏移进行估计，对用户间的子载波分配方式无要求，不再像现有技术中必须为用户分配连续子载波，对子载波的规则分配和非规则分配均适用。由于本发明提供的实施例支持子载波的无规则分配方式，因此，***可以根据信道情况为用户分配较好的子载波即传输信道，以获得更多的频率分集增益，进一步降低误码率，增大传输速率。

附图说明

图1为现有技术中训练符号频域分布示意图；

图2为本发明实施例中用户占用子载波频域分布示意图；

图3为本发明实施例中任意子载波分配方式下用户占用子载波情况示意图；

图4为本发明实施例中载波频率偏移估计流程图；

图5为本发明实施例中基站接收机结构示意图；

图6为本发明实施例中CFO估计单元结构示意图；

图7为本发明实施例中载波频率偏移补偿流程图；

图8为本发明实施例中CFO补偿单元结构示意图；

图9为本发明实施例中干扰消除单元结构示意图。

具体实施方式

本发明提供的实施例中，基站对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则及向量泛数对载波频率偏移进行估计。

下面结合附图对本发明提供的实施例的具体实现方案进行详细描述。

f_c为载波中心频率，ΔF为子载波间隔，K个用户占用2M个数据子载波，2M个数据子载波被划分成Q个无交集的子信道，可记为M_q，其中，q＝0，1，…，Q-1。每个子信道是为用户分配子载波的最小单位。划分得到的集合满足 $M=\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\∪}}{M}_q,$ 且当q≠q′时，M_q∩M_q′为空集，即2M个数据子载波均被划分至子信道中，并且各子信道中包含的子载波不得有重复。每个用户所占用的子载波的数量和位置可根据各用户所处的环境进行最佳分配。如图2所示，可任意为用户分配子载波，分配给用户的子载波可以不是连续的，3个用户的情况下，只要保证各用户占用的子载波没有重合即可，一个用户占用的子载波无需连续，大大提高了子载波分配的灵活性，进而获得更多的频率分集增益。图3为5个接入用户的子载波分配示意，其中，实线为数据子载波，不同的箭头形状表示相应子载波被不同用户占用，虚线表示虚拟子载波，该子载波不进行传输。

第k个用户占用p^(k)个子载波，占用的子载波序号 $C^{\left(k\right)}=\{C_0^{\left(k\right)},C_1^{\left(k\right)},\·\·\·,C_{p^{\left(k\right)}-1}^{\left(k\right)}\}.$ 每个用户的信号经子载波映射后扩展成N点的频域信号，X^(k)(n)为第k个用户发送的、且经四相移频键控(Quaternary Phase Shift Keying，QPSK)或正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)调制的频域信号，其中n∈{1，2，…，N}。X^(k)(n)只在第k个用户所占用的子载波上有值，其他位置均为0，具体可参见图2。第k个用户的载波频率分配表为 $A^{\left(k\right)}=[A_0^{\left(k\right)},A_1^{\left(k\right)},\·\·\·,A_{N-1}^{\left(k\right)}],$ 其中

本发明提供的实施例中，A^(k)中取值为1的位置可连续，也可不连续。X^(k)(n)经N点快速傅立叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)变换后变为x^(k)(n)。无线信道是多径衰落信道，可采用时域冲击响应来描述，这样，第k个用户与基站之间的信道时域冲击响应h^(k)＝[h^(k)(0)，h^(k)(1)，…，h^(k)(L^(k))]^T，这是对无线信道的表述，其中L^(k)为冲击响应长度，对应于载波频率分配表A^(k)，信道时域冲击响应存在取值的位置在子载波的任意位置上，可以连续，也可以不连续。

理想情况下，即没有载波频率偏差、没有时间同步误差、没有基站的接收机噪声等情况下，第k个用户的信号x^(k)(n)经过信道后，基站得到的时域接收信号可表示为用户信号与信道时域冲击响应的卷积，可表示为 $r^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}}}{h}^{\left(k\right)}\left(l\right)x^{\left(k\right)}(n-l).$

当存在载波频率偏移时，ε^(k)为第k个用户的归一化载波频率偏移，即载波频率偏移与子载波间隔ΔF之比，在该归一化载波频率偏移下，每个时域采样间隔所对应的相位偏移量ω^(k)＝2πε^(k)/N，第n个采样点所对应的相位偏移量为nω^(k)，因此，基站收到的第k个用户的第n个采样点的信号为 $r^{\′\left(k\right)}\left(n\right)=e^{\mathrm{jn}{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}\underset{l=0}{\overset{L^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}}}{h}^{\left(k\right)}\left(l\right)x^{\left(k\right)}(n-l).$

由于多用户同时接入，因此，基站收到的第n个采样点的信号是所有用户的第n个采样点的信号及噪声的叠加，即基站收到的第n个采样点的信号为K个用户发送的信号与噪声之和，可表示为：

$r\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left\{e^{\mathrm{jn}{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}\underset{l=0}{\overset{L^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}}}{h}^{\left(k\right)}\left(l\right)x^{\left(k\right)}(n-l)\right\}+z\left(n\right)---\left(1\right)$

其中，z(n)为高斯白噪声。

将公式(1)表示为矩阵形式，得到

$r=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\text{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_k\right)A_k{\mathrm{\ξ}}_k+z---\left(2\right)$

其中，r＝[r(0)，r(1)，…，r(N-1)]^T，用于表示基站收到的时域信号在N个采样点位置上的值； $\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_k\right)=\mathrm{diag}(1,e^{{\mathrm{j\ω}}^{\left(k\right)}},\·\·\·,e^{j(N-1){\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}),$ 用于表示第k个用户时域信号不同采样点位置所对应的由载波频率偏移而产生的相位偏移量，这是因为相位偏移量与采用点位置和载波频率偏移均有关；A_k＝[A_k]_p，q＝x^(k)(|p-q|_N)，为公式(1)中第k个用户发送的信号x^(k)(n-l)的矩阵表示形式，p为A_k的行数，q为A_k的列数； ${\mathrm{\ξ}}_k=\left[\begin{array}{c}{h}^{\left(k\right)}\\ 0_{(N_{\mathrm{cp}}-L^{\left(k\right)})\×1}\end{array}\right],$ 为第k个用户所对应的信道时域冲击响应，需要在h^(k)的基础上填充N_cp-L^(k)个0；z＝[z(0)，z(1)，…，z(N-1)]^T，用于表示基站接收信号所对应的加性高斯白噪声。

公式(2)可进一步表示为：

r＝Q(ω)ξ+z(3)

其中，Q(ω)＝[Γ(ω₁)A₁，Γ(ω₂)A₂，…，Γ(ω_K)A_K]，用于表示已经预先包含了载波频率偏移但未经信道发送的信号，ω即为载波频率偏移；ξ＝[ξ₁，ξ₂，…，ξ_K]^T，用于表示与所有用户相对应的信道时域冲击响应。通过A_k能够表示出收发双方约定的导频信号。由于分配给用户终端的子载波可以连续也可以不连续，因此，导频信号所占用的子载波相应地连续或不连续，且分配给用户终端的子载波不连续时，分配给用户终端的各子载波之间的间隔可没有特定规律。

对于基站而言，载波频率偏移信息ω和信道信息h^(k)均是未知的，因此，利用二维联合最大似然估计可得：

$[\widetilde{\mathrm{\ω}},\widetilde{\mathrm{\ξ}}]=\arg \min \left\{{\left|\right|r-Q\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)\widetilde{\mathrm{\ξ}}\left|\right|}^2\right\}---\left(4\right)$

其中，

为ω的估计值，即载波频率偏移估计值；

为ξ的估计值；‖·‖用于表示向量泛数。

可将公式(4)理解为：将所有

的可能的取值均带入

找到使得最小的

值，即为最后需要的

估计值，最后得到的

即为载波频率偏移估计值。

在实际***中，通常情况下认为一个用户的ω在一帧数据长度内的变化是非常小的，因此，可假定

为固定值，又由于公式(4)中

均是未知的，如果直接计算，计算量将会非常大，因此，首先假设

是已知的，则只有

是未知的，此时，要使公式(4)的等号右边得到最小值，则根据最小二乘原则得到：

$\widetilde{\mathrm{\ξ}}\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)={\left[Q^H\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)Q\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)\right]}^{-1}{Q}^H\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)r---\left(5\right)$

将公式(5)代入公式(4)，消去

得到：

$\widetilde{\mathrm{\ω}}=\underset{\widetilde{\mathrm{\ω}}}{\arg \max }\left\{{\left|\right|P_Q\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)r\left|\right|}^2\right\}---\left(6\right)$

其中， $P_Q\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)=Q\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right){\left[Q^H\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)Q\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right)\right]}^{-1}{Q}^H\left(\widetilde{\mathrm{\ω}}\right),$ 根据的表达式可知，要使存在，则在使用循环前缀减少码间干扰时，应该保证(1+N_cp)K≤N，其中N_cp为循环前缀长度，不使用循环前缀时，应该保证K≤N。

另外，如果用户终端在发射信号之前为了减少码间干扰而增加了循环前缀，则基站收到信号后，在进行载波频率偏移估计之前，会先去除循环前缀。

根据公式(6)就可得到每个用户的载波频率偏移估计。但是，由于公式(6)需要计算的是包含K个载波频率偏移的表达式求最值的问题，计算复杂度非常大，因此本发明实施例通过迭代算法得到K个载波频率偏移，具体处理流程如图4所示：

步骤401：设置

的初始值，如初始值为0，即设置

均为0。

的初始值可根据所有可能的取值进行设置，理想状况下是没有载波频率偏移的，因此本实施例中将

的初始值设置为0。

步骤402：k＝1时，将

作为变量，除

以外的其余

均取初始值，如

均取0，将的取值代入公式(6)，得到

的取值。得到

取值的具体处理过程可为：根据载波频率偏移可能取值的范围，依次以步长为单位，搜索到能够使

最大的

步骤403：令k＝k+1，将

作为变量，除以外，

的取值均为各自的更新值，的取值均取初始值，将除

以外的其余

的取值代入公式(6)，得到的取值。得到

取值的具体处理过程可为：根据载波频率偏移可能取值的范围，确定初始值，然后依次以步长为单位，搜索到能够使

最大的

步骤404：判断k是否等于K，如果是，则继续执行步骤405；否则，返回执行步骤403。

步骤405：判断

是否收敛，即各的取值是否逐渐趋向于一个取值，如果是，则完成载波频率偏移

的估计；否则，继续执行步骤406。判断是否收敛可通过本次迭代过程得到的

与上次迭代过程得到的

之间的差值是否小于设定值来实现，如果本次迭代过程得到的与上次迭代过程得到的

之间的差值小于设定值，则表明

收敛。如果本次迭代为第一次迭代，则上次迭代过程得到的

可取初始值。

步骤406：令k＝1，将

作为变量，除

以外的其余均取上次迭代过程中得到的各

的值，即

的取值为上次迭代过程得到的值，将除

外的其余

的取值代入公式(6)，得到

的取值。得到

取值的具体处理过程可为：根据载波频率偏移可能取值的范围，确定初始值，然后依次以步长为单位，搜索到能够使

最大的

步骤407：令k＝k+1，将

作为变量，除

以外，

的取值均为各自的更新值，

的取值为上次迭代过程得到的值，将除

以外的其余

的取值代入公式(6)，得到

的取值。得到

取值的具体处理过程可为：根据载波频率偏移可能取值的范围，确定初始值，然后依次以步长为单位，搜索到能够使

最大的

步骤408：判断k是否等于K，如果是，则返回执行步骤405；否则，返回执行步骤407。

如图4所示的迭代过程，虽然需要多步迭代才能够得到收敛的

，但每次的运算量都比较小，采用迭代法进行载波频率偏移估计通常比直接进行最大似然进行载波频率偏移估计要大大节省运算时间，通过仿真得到二者所需运算时间的比值大概为1:15，而且，一般只需3到5次的循环过程就能够得到收敛的

，因此，节省了运算时间的同时还大大降低了运算量。

图5为本发明实施例中基站接收机结构示意图，如图5所示，基站接收机包括接收天线、下变频单元、模数(AD)变换单元、串并变换单元、傅立叶变换单元、CFO估计单元、CFO补偿单元、并串变换单元和星座点解映射单元。其中，接收天线用于接收用户终端发射的射频信号，并向下变频单元提供该射频信号；下变频单元用于对收到的射频信号进行下变频得到基带信号，并向AD变换单元提供该基带信号；AD变换单元用于对收到的基带信号进行A/D变换，得到离散数字信号，并向串并变换单元提供该离散数字信号；串并变换单元用于将串行数据变换为并行数据、即采样点信号，并向傅立叶变换单元和CFO估计单元分别提供采样点信号；傅立叶变换单元用于对收到的采样点信号进行傅立叶变换得到频域信号，并向CFO补偿单元提供该频域信号，傅立叶变换可通过离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)运算或快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)运算实现；CFO估计单元用于根据收到的接收信号和包含在接收信号中、收发双方约定的导频信号对载波频率偏移进行估计，然后向CFO补偿单元提供载波频率偏移估计值；CFO补偿单元用于根据收到的载波频率偏移估计值对收到的频域信号进行载波频率偏移补偿，还原出用户终端发射的信号，然后向并串变换单元提供该还原信号；并串变化单元用于对收到的信号进行并串变换，得到串行数据，然后向星座点解映射单元提供该串行数据；星座点解映射单元用于对收到的串行数据进行星座点解映射。AD变换单元与串并变换单元之间可进一步包括循环前缀去除单元，用于对收到的离散数字信号去除循环前缀，并向串并变换单元提供去除循环前缀的离散数字信号。CFO估计单元的具体处理为：对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则及所述向量泛数对载波频率偏移进行估计，得到载波频率偏移估计值。

图6为本发明实施例中CFO估计单元结构示意图，如图6所示，CFO估计单元包括生成器和估计器，其中，生成器用于生成载波频率偏移的可能取值范围及步长，并向估计器提供该取值范围及步长；估计器用于对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则，向量泛数、及载波频率偏移的可能取值范围和步长，对载波频率偏移进行估计，得到载波频率偏移估计值，然后向CFO补偿单元提供载波频率偏移估计值。理论上，载波频率偏移的取值范围可从负无穷到正无穷，但是，生成器可根据实际***的实现方式及对载波频率偏移估计值的精度要求，确定载波频率偏移的可能取值范围及步长，以降低计算复杂度。

根据以上描述可见，本发明提供的实施例可以适用于任意子载波分配方案下的载波频率偏移进行估计，对用户间的子载波分配方式没有任何要求，不再像现有技术中必须为用户分配连续子载波，对子载波的规则分配和非规则分配均适用。由于本发明提供的实施例支持子载波的无规则分配方式，因此，***可以根据信道情况为用户分配较好的子载波即传输信道，以获得更多的频率分集增益，进一步降低误码率，增大传输速率。

得到载波频率偏移估计值后，可进一步根据该载波频率偏移估计值进行载波频率偏移补偿。

如果不考虑噪声的影响，第k个用户的信号经过信道后，基站收到的信号可表示为：

$y^{\left(k\right)}=x^{\left(k\right)}\⊗h^{\left(k\right)}---\left(7\right)$

其中，x^(k)＝[x^(k)(0)，x^(k)(1)，…，x^(k)(N-1)]，h^(k)＝[h^(k)(0)，h^(k)(1)，…，h^(k)(L^(k))]^T，

表示圆周卷积，1≤k≤K。

用户终端在发射信号之前增加循环前缀时，基站去除循环前缀后，接收信号与用户信号之间的关系仍然如公式(7)所示。

这样，公式(1)可表示为： $r\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}^{\left(k\right)}\left(n\right)e^{\mathrm{jn}{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}+z\left(n\right),$ 其中，r(n)为K个用户发送的信号与噪声之和，经过傅立叶变换后得到：

$R=\mathrm{DFT}\left(r\right)=\mathrm{DFT}(\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}^{\left(k\right)}{c}^{\left(k\right)}+z)=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)}+Z---\left(8\right)$

其中，r＝[r(0)，r(1)，…，r(N-1)]^T， $y^{\left(k\right)}={[y_0^{\left(k\right)},y_1^{\left(k\right)},\·\·\·,y_{N-1}^{\left(k\right)}]}^T,$ $c^{\left(k\right)}=[1,e^{{\mathrm{j\ω}}^{\left(k\right)}},\·\·\·,e^{j(N-1){\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}]$ 为相位偏移量，即第k个用户的信号不同采样点位置所对应的由载波频率偏移而产生的相位偏移量，z＝[z(0)，z(1)，…，z(N-1)]^T，Y^(k)＝DFT(y^(k))，C^(k)＝DFT(c^(k))，Z＝DFT(z)。

公式(8)可进一步表示为：

$R=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)}+Z=Y^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)}+\underset{\underset{i\≠k}{i=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(i\right)}\⊗C^{\left(i\right)}+Z---\left(9\right)$

公式(9)包含三部分，分别为：第k个用户的信号

用户间干扰

和加性高斯白噪声z，这样，第k个用户的信号可表示为： $Y^{\′\left(k\right)}=Y^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)},$ 接着变换形式可得：

$Y^{\left(k\right)}=Y^{\′\left(k\right)}\⊗C^{\′\left(k\right)}---\left(10\right)$

其中，C′^(k)＝DFT(c′^(k))， $c^{\′\left(k\right)}=[1,e^{-j{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}},\·\·\·,e^{-j(N-1){\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}],$ 是c^(k)相位偏移量的补偿量，通过对c^(k)进行共轭得到。

利用载波频率分配表为 $A^{\left(k\right)}=[A_0^{\left(k\right)},A_1^{\left(k\right)},\·\·\·,A_{N-1}^{\left(k\right)}]$ 和R，第k个用户的信号Y′^(k)可表示为：

Y′^(k)＝A^(k)R   (11)

将公式(11)、公式(9)均代入公式(10)可得： $Y^{\left(k\right)}=\left(A^{\left(k\right)}R\right)\⊗C^{\′\left(k\right)}=\left(A^{\left(k\right)}(Y^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)}+\underset{\underset{i\≠k}{i=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(i\right)}\⊗C^{\left(i\right)}+Z)\right)\⊗C^{\′\left(k\right)},$ 最后得到：

$Y^{\left(k\right)}=\left(A^{\left(k\right)}(Y^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)})\right)\⊗C^{\′\left(k\right)}+(A^{\left(k\right)}\underset{\underset{i\≠k}{i=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(i\right)}\⊗C^{\left(i\right)})\⊗C^{\′\left(k\right)}+\left(A^{\left(k\right)}Z\right)\⊗C^{\′\left(k\right)}---\left(12\right)$

公式(12)中， $\left(A^{\left(k\right)}(Y^{\left(k\right)}\⊗C^{\left(k\right)})\right)\⊗C^{\′\left(k\right)}$ 为第k个用户的信号， $(A^{\left(k\right)}\underset{\underset{i\≠k}{i=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(i\right)}\⊗C^{\left(i\right)})\⊗C^{\′\left(k\right)}$ 为用户间干扰，

是加性噪声。通过公式(12)可见，该公式并不能消除多用户干扰(Multi-User Interference，MUI)。本发明提供的实施例中，利用多用户检测和干扰消除理论，多次循环以进一步消除用户间干扰，Y^(k)，j表示第j次迭代时第k个用户的频域信号，具体处理流程如图7所示：

步骤701：j＝0时， $Y^{\left(i\right),0}=\left(A^{\left(i\right)}R\right)\⊗C^{\′\left(i\right)},$ 由于C′⁽ⁱ⁾与C⁽ⁱ⁾共轭，因此，通过A⁽ⁱ⁾R与补偿向量C′⁽ⁱ⁾的卷积可消除C⁽ⁱ⁾中载波频率偏移的影响，实现载波频率偏移补偿，其中，i＝1，2，…，K，从而对接收的K个用户中每个用户的信号进行载波频率偏移补偿。

单纯地进行了载波频率偏移补偿之后，用户间干扰仍然存在，因此，可进一步消除用户间干扰，具体处理过程见以下描述。

步骤702：令j＝j+1，根据得到的Y^(i)，j-1消除用户间干扰，即对于第k个用户而言，根据公式(9)可得 $Y^{\′\left(k\right),j}=R-\underset{\underset{i\≠k}{i=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Y}^{\left(i\right),j-1}\⊗C^{\left(i\right)},$ Y^(i)，j-1为j-1次迭代过程中接收的第k个用户的已经进行过载波频率偏移补偿的信号，Y′^(k)，j为本次、即第j次迭代过程中接收的第k个用户的未经载波频率偏移补偿的信号。

步骤703：根据得到的Y′^(k)，j重新估计第k个用户的接收信号，根据公式(12)的第一部分可得 $Y^{\left(k\right),j}=\left(A^{\left(k\right)}{Y}^{\′\left(k\right),j}\right)\⊗C^{\′\left(k\right)}.$

步骤704：判断Y^(k)，j是否收敛，如果是，则继续执行步骤705；否则，返回执行步骤702，进行再一次的迭代。判断Y^(k)，j是否收敛可采用期望最小化的方式得到，即E{‖Y^(k)，j-Y^(k)，j-1‖²}<Δ，其中，Δ为收敛精度，如Δ为1e-5、1e-6、1e-7等期望的值，如果满足条件时、即E{‖Y^(k)，j-Y^(k)，j-1‖²}<Δ成立时，则认为Y^(k)，j收敛，不再继续迭代过程；否则，继续进行迭代，即返回执行步骤702，直至得到满足条件的Y^(k)，j。

步骤705：对第k个用户的信号进行输出。

以上过程是针对K个用户中的每个用户进行的。

通常，经过4至5次的迭代过程就能够得到收敛的Y^(k)，j。在上述迭代过程中引入了圆周卷积，一般认为圆周卷积的复杂性高于傅立叶变换处理，从表面上看增加了迭代过程的复杂性。但是在步骤702和步骤703中，Y^(k)，j和A^(k)Y′^(k)，j中最多只有p^(k)个非零元素，并且当归一化载波频率偏移ε^(k)较小时，如|ε^(k)|<0.5，C^(k)与C′^(k)中的大多数元素均非常小，可以用零来代替。如果C′^(k)＝{C′^(k)(0)，C′^(k)(1)，…，C′^(k)(N-1)}，则 $C^{\&prime;\left(k\right)}\left(m\right)=\frac{\sin \left\{\mathrm{\&pi;}(m+{\mathrm{\&epsiv;}}^{\left(k\right)})\right\}}{\sin \left\{\frac{\mathrm{\&pi;}(m+{\mathrm{\&epsiv;}}^{\left(k\right)}}{N}\right\}}\&CenterDot;e^{\frac{-\mathrm{j\&pi;}(N-1)(m+{\mathrm{\&epsiv;}}^{\left(k\right)})}{N}}.$ 由此可见，序列C′^(k)中，C′^(k)(N/2)附近的元素的值都接近于0，因此，W为序列C′^(k)中非零元素的数量，W为奇数时，可采用序列 ${\tilde{C}}^{\&prime;\left(k\right)}=\{C^{\&prime;\left(k\right)}\left(0\right),C^{\&prime;\left(k\right)}\left(1\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;{,C}^{\&prime;\left(k\right)}\left(\frac{W-1}{2}\right),0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,0,C^{\&prime;\left(k\right)}(N-\frac{W-1}{2}),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C^{\&prime;\left(k\right)}(N-1)\}$ 来替代C′^(k)，采用序列 ${\tilde{C}}^{\left(k\right)}=\{C^{\left(k\right)}\left(0\right),C^{\left(k\right)}\left(1\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C^{\left(k\right)}\left(\frac{W-1}{2}\right),0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,0,C^{\left(k\right)}(N-\frac{W-1}{2}),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C^{\left(k\right)}(N-1)\}$ 替代C^(k)；W为偶数时，可采用序列 ${\tilde{C}}^{\&prime;\left(k\right)}=\{C^{\&prime;\left(k\right)}\left(0\right),C^{\&prime;\left(k\right)}\left(1\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;{,C}^{\&prime;\left(k\right)}\left(\frac{W}{2}\right),0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,0,C^{\&prime;\left(k\right)}(N-\frac{W}{2}),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C^{\&prime;\left(k\right)}(N-1)\}$ 来替代C′^(k)，采用序列 ${\tilde{C}}^{\left(k\right)}=\{C^{\left(k\right)}\left(0\right),C^{\left(k\right)}\left(1\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C^{\left(k\right)}\left(\frac{W}{2}\right),0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,0,C^{\left(k\right)}(N-\frac{W}{2}),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C^{\left(k\right)}(N-1)\}$ 替代C^(k)。这样，大大降低了圆周卷积的复杂性。C^(k)(m)中非零的取值只有W个，因此，步骤702中只需要做W次乘法，又由于第k个用户只在p^(k)个子载波上传输数据，其他子载波上没有该用户的数据，因此，圆周卷积的乘法数大约是W·p^(k)，W很小时，运算量较小。

图8为本发明实施例中CFO补偿单元结构示意图，如图8所示，CFO单元对接收信号r进行傅立叶变换得到R，对所述r中的相位偏移量的补偿量进行傅立叶变换得到补偿向量C′⁽ⁱ⁾，根据补偿向量C′⁽ⁱ⁾和载波频率偏移估计值对收到的频域信号进行载波频率偏移补偿后，还可进一步用于根据经过频率偏移补偿的信号进行用户间干扰的消除，这样，CFO补偿单元包括补偿单元和干扰消除单元，其中，补偿单元用于对接收信号r进行傅立叶变换得到R，对所述r中的相位偏移量的补偿量进行傅立叶变换得到补偿向量C′⁽ⁱ⁾，根据所述补偿向量C′⁽ⁱ⁾和收到的载波频率偏移估计值对每个用户的信号进行载波频率偏移补偿，并向干扰消除单元提供经过载波频率偏移补偿的信号；干扰消除单元用于将收到的经过载波频率偏移补偿的信号经过迭代过程得到满足设定条件的已经进行过载波频率偏移补偿的信号。补偿单元收到的信号为r。

当干扰消除单元采用图7所示的迭代过程消除用户间干扰时，如图9所示，干扰消除单元包括消除单元、估计单元和判决单元，其中，消除单元用于根据收到的用户信号消除用户间干扰，并向估计单元提供消除用户间干扰的信号；估计单元用于根据收到的信号重新估计用户信号，并向判决单元提供该用户信号；判决单元用于确定收到的用户信号满足设定条件时，对用户信号进行输出，确定收到的用户信号不满足设定条件时，向消除单元提供该用户信号。消除单元第一次收到的用户信号来自于补偿单元，后续收到的用户信号则来自于判决单元。

因此，本发明实施例中提供的载波频率偏移补偿方案，不仅能够实现载波频率偏移的补偿，还能够消除用户间干扰。

以上提供的方案可适用于任何多载波***，如OFDM***、OFDMA***等。

本发明提供的实施例中，基站对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则及向量泛数对载波频率偏移进行估计，适用于任意子载波分配方案下的载波频率偏移估计，对用户间的子载波分配方式无要求，不再像现有技术中必须为用户分配连续子载波，对子载波的规则分配和非规则分配均适用。由于本发明提供的实施例支持子载波的无规则分配方式，因此，***可以根据信道情况为用户分配较好的子载波即传输信道，以获得更多的频率分集增益，进一步降低误码率，增大传输速率。

另外，本发明提供的实施例中，使用迭代的方式对各用户的载波频率偏移进行估计，大大降低了运算复杂度，缩短了运算时间。根据发明实施例提供的方案，用户的训练序列仅需要一个符号，节省了***开销。

此外，本发明提供的实施例中，基站根据载波频率偏移进行载波频率偏移补偿时，充分考虑了用户间干扰，不仅能够实现载波频率偏移的补偿，还能够消除用户间干扰，获得更准确的用户信号估计值。在消除用户间干扰过程中引入了参数W，降低了圆周卷积的复杂度，弥补了采用圆周卷积相对复杂的缺点，易于硬件的实现。本发明实施例提供的载波频率偏移补偿方案不仅适用于用户低速移动的情况，同样也适用于用户高速移动的情况。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (13)

1.一种进行载波频率偏移估计的方法，其特征在于，该方法包含：

基站对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，所述接收信号为r＝Q(ω)ξ+z，其中，Q(ω)为已经预先包含了载波频率偏移但未经信道发送的信号，ω为载波频率偏移，ξ为与所有用户相对应的信道冲击响应，z为基站接收信号所对应的噪声；所述信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数为 

其中， 为ω的估计值， 

为ξ的估计值；

对接收信号r进行最小二乘原则计算得到 

将上式代入所述向量泛数得到 

其中 其中， 

表示已经预先包含了载波频率偏移估计值但未经信道发送的信号；

根据所述 

确定用户的载波频率偏移；其中，根据所述 

确定用户的载波频率偏移，具体包括：

a1、设置 

的初始值，k＝1时，将 

作为变量，除 

以外的其余 

均取初始值，将除 

以外的其余 的取值代入 

得到 

的取值；

b1、k＝k+1时，将 

作为变量，除 

以外， 

均取各自的更新值， 

均取初始值，将除 

以外的其余 

的取值代入 

得到 

的取值；

c1、k等于用户数量K时，继续执行步骤d1，k小于用户数量K时，返回执行步骤b1；

d1、确定 

收敛时，得到用户的载波频率偏移 

结束本次迭代过程，确定 未收敛时，继续执行步骤e1；

e1、k＝1时，将 

作为变量，除 以外的其余 

均取上次迭代过程得到的 值，将除 

以外的其余 

的取值代入 

得到 

的取值；

f1、k＝k+1时，将 作为变量，除 以外， 

均取各自的更新值， 取上次迭代过程得到的值，将除 以外的其余 

的取值代入 

得到 

的取值；

g1、k等于用户数量K时，则返回执行步骤d1，k小于用户数量K时，返回执行步骤f1。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述得到 

的取值，包括：根据 

的取值范围，确定初始值，依次以步长为单位，搜索到能够使 

最大的 

3.根据权利要求1至2任一所述的方法，其特征在于，

所述基站接收信号，之前进一步包括：用户终端在发射信号之前加循环前缀；

所述基站对载波频率偏移进行估计，之前进一步包括：基站去除循环前缀。

4.根据权利要求1至2任一所述的方法，其特征在于，所述信道冲击响应存在取值的位置在子载波的任意位置上。

5.根据权利要求1至2任一所述的方法，其特征在于，所述对载波频率偏移进行估计，之后进一步包括，基站根据得到的载波频率偏移估计值进行载波频率偏移补偿：

对接收信号r进行傅立叶变换得到R；

对所述r中的相位偏移量的补偿量进行傅立叶变换得到补偿向量C′⁽ⁱ⁾；

根据所述载波频率偏移估计值和所述补偿向量C′⁽ⁱ⁾进行载波频率偏移补偿。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据载波频率偏移估计值和补偿向量C′⁽ⁱ⁾进行频率偏移补偿为 

其中，A⁽ⁱ⁾为分配给用户终端的载波频率分配表，i＝1，2，...，K，其中K为用户数量。 

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据载波频率偏移估计值和补偿向量C′⁽ⁱ⁾进行载波频率偏移补偿包括以下迭代过程：

a2、j＝0时， 

其中，j为迭代次数；

b2、j＝j+1时，对于第k个用户，第j次迭代过程中接收的第k个用户的未经载波频率偏移补偿的信号 

其中，Y^(i)，j-1为第j-1次迭代过程中接收的第k个用户的已经进行过载波频率偏移补偿的信号；

c2、根据所述Y′^(k)，j重新估计接收的第k个用户的信号 

d2、确定Y^(k)，j满足设定条件时，对第k个用户的信号进行输出，确定Y^(k)，j不满足设定条件时，返回执行步骤b2。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述Y^(k)，j满足的设定条件，是：E{||Y^(k)，j-Y^(k)，j-1||²}＜Δ，其中Δ为收敛精度。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述C⁽ⁱ⁾或C′^(k)中包含W个非零元素。

10.一种进行载波频率偏移估计的装置，其特征在于，该装置包括载波频率偏移估计单元，用于对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则及所述向量泛数对载波频率偏移进行估计，得到载波频率偏移估计值；其中，所述接收信号为r＝Q(ω)ξ+z，其中，Q(ω)为已经预先包含了载波频率偏移但未经信道发送的信号，ω为载波频率偏移，ξ为与所有用户相对应的信道冲击响应，z为基站接收信号所对应的噪声；所述信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数为 

其中， 

为ω的估计值， 为ξ的估计值；

所述载波频率偏移估计单元包括生成器和估计器，其中：

所述生成器用于生成载波频率偏移的取值范围及步长，并向估计器提供该取值范围及步长； 

所述估计器用于对接收信号进行二维联合最大似然估计，得到信道冲击响应和载波频率偏移的向量泛数，根据最小二乘原则、所述向量泛数、及所述载波频率偏移的取值范围和步长，对载波频率偏移进行估计，得到载波频率偏移估计值；

所述根据最小二乘原则及所述向量泛数对载波频率偏移进行估计，包括：

对接收信号r进行最小二乘原则计算得到 

将上式代入所述向量泛数得到 

其中 其中， 

表示已经预先包含了载波频率偏移估计值但未经信道发送的信号；

根据所述 

确定用户的载波频率偏移；其中，根据所述 

确定用户的载波频率偏移，具体包括：

a1、设置 的初始值，k＝1时，将 

作为变量，除 

以外的其余 

均取初始值，将除 

以外的其余 

的取值代入 

得到 

的取值；

b1、k＝k+1时，将 

作为变量，除 

以外， 

均取各自的更新值， 

均取初始值，将除 

以外的其余 的取值代入 

得到 

的取值；

c1、k等于用户数量K时，继续执行步骤d1，k小于用户数量K时，返回执行步骤b1；

d1、确定 收敛时，得到用户的载波频率偏移 

结束本次迭代过程，确定 

未收敛时，继续执行步骤e1；

e1、k＝1时，将 

作为变量，除 

以外的其余 

均取上次迭代过程得到的值，将除 

以外的其余 

的取值代入 

得到 

的取值；

f1、k＝k+1时，将 

作为变量，除 

以外， 

均取各自的更新值， 

取上次迭代过程得到的值，将除 

以外的其余 

的取值代入 

得到 

的取值；

g1、k等于用户数量K时，则返回执行步骤d1，k小于用户数量K时，返回执行步骤f1。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述装置进一步包括：载波频率偏移补偿单元，用于对接收信号r进行傅立叶变换得到R，对所述r中的相位偏移量的补偿量进行傅立叶变换得到补偿向量C′⁽ⁱ⁾，根据所述补偿向量C′⁽ⁱ⁾和收到的载波频率偏移估计值对收到的信号进行载波频率偏移补偿。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述载波频率偏移补偿单元包括：补偿单元和干扰消除单元，其中，

所述补偿单元用于对接收信号r进行傅立叶变换得到R，对所述r中的相位偏移量的补偿量进行傅立叶变换得到补偿向量C′⁽ⁱ⁾，根据所述补偿向量C′⁽ⁱ⁾和收到的载波频率偏移估计值对每个用户的信号进行载波频率偏移补偿，并向所述干扰消除单元提供经过载波频率偏移补偿的信号；

所述干扰消除单元用于将收到的经过载波频率偏移补偿的信号经过迭代过程得到满足设定条件的已经进行过载波频率偏移补偿的信号。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述干扰消除单元包括：消除单元、估计单元和判决单元，其中，

所述消除单元用于根据收到的信号消除用户间干扰，并向估计单元提供消除用户间干扰的信号；

所述估计单元用于根据收到的信号重新估计用户终端的信号，并向判决单元提供该信号；

所述判决单元用于确定收到的信号满足设定条件时，对用户终端的信号进行输出，确定收到的用户信号不满足设定条件时，向消除单元提供该信号。 

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