CN101242154A - 一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种内嵌式永磁无刷直流电机无位置传感器控制***，主要由微处理器控制器、IPM模块以及驱动单元、电流检测电路、相电压检测电路、输出显示电路、控制输入电路、内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机、驱动及控制电源等部件组成。本发明根据内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机的定子绕组的电感是转子位置θ的函数的特点，通过间接检测定子绕组的电感的变化来判断转子位置。在定子绕组采用星形连接的内嵌式永磁无刷直流电机中，当其中两相绕组的自感相等时，正好是不通电相的反电势过零点。因此可以在一个PWM周期内连续两次采样非通电相的对地电压，并比较它们的差值就可以判断出非通电相的反电势的过零点，再滞后30°电角度即为下一次的换相时刻，本发明中把这种方法称为间接电感法。采样间接电感法的无位置传感器控制方法与电机的转速无关，所以可以克服传统的无位置传感器控制方法－“反电势过零检测法”在低速时失灵的问题，它能在极低速甚至电机转速接近零时可靠的工作。

Description

一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制***

技术领域

本发明涉及一种无位置传感器的无刷直流电机控制***，特别是具有内嵌式转子结构的星型连接的永磁无刷直流电机的无位置传感器控制***。

背景技术

永磁无刷直流电机的运行是通过逆变器功率器件随转子的不同位置相应地改变其不同触发组合状态来实现的。因此准确检测转子的位置，并根据转子位置准时切换功率器件的触发组合状态是控制无刷直流电机正常运行的关键。使用位置传感器作为转子的位置检测装置是最直接有效的方法。位置传感器是无刷直流电动机***的组成部分之一，其作用是检测转子在运动过程中的位置，将转子磁钢磁极的位置信号转化成电信号，为逻辑开关电路提供正确的换相信息，以控制它们的导通与截止，使电机电枢绕组中的电流随着转子位置的变化按次序换相，形成气隙中步进式的旋转磁场，驱动永磁转子连续不断地旋转。一般将位置传感器安装于转子的轴上，实现转子位置的实时检测。最早的位置传感器是磁电式的，既笨重又复杂，已被淘汰，目前磁敏式的霍尔位置传感器广泛应用于无刷直流电动机中，另外还有光电式的位置传感器。位置传感器的存在增加了电动机的体积，旋转时传感器难免有磨损，且需要多根信号线，更降低了***的可靠性，也增加了电动机制造的工艺要求和成本。此外，在某些场合因无法安置位置和速度传感器，且由于传感器自身的一些缺点，以及***成本等因素，促使人们对无刷直流电动机的无位置传感器控制展开研究。无位置传感器控制技术由于省去了位置传感器，简化了电机本体结构，取得了良好的效果。无位置传感器控制技术的研究在高速电机、微型电机、航空航天、水下机器人、家用电器等一些特殊场合具有重要的意义。

在无刷直流电动机控制中如果不用位置传感器，就必须借助于对与电动机转子位置有关量的检测和计算以获得电动机转子的位置。目前无刷直流电动机无传感器控制较为典型的控制方法有反电动势法、续流二极管法、定子三次谐波法、以及采用智能控制检测法等。其中反电动势法是最常见和应用最广泛的方法，例如美国专利NO.5235264采用的就是反电动势法，其主要特点是直接检测电机中不通电相定子绕组中感应的反电动势过零点，再滞后30°电角度即为换相点。因为定子绕组中感应的反电动势与速度成正比，当电机转速很低时反电动势非常微弱，就无法判断反电动势的过零点，所以这种方法在电机低速时往往会无效。而中国专利ZL200410065332.1公开了“一种基于无位置传感器技术的无刷直流电机基波法直接转矩控制***”，它用检测的瞬时电流、选用的空间电压矢量和计算出的磁链来计算出转速。但这种方法必须建立准确的转速数学模型的方法，由于交流电机本身的复杂性，建立准确的转速数学模型是非常困难的事情。本发明与以上的方法不同，不需要建立复杂的电机的数学模型，利用间接测量电机定子的电感的方法来确定反电动势的过零点，它只与电机自身的参数有关，与电机的转速无关，能在电机转速极低时可靠的工作。

发明内容

本发明的目的是：为了解决常用的无位置传感器控制方法-“反电动势法”在低速域或接近零速域失效的问题，而提供一种能够扩大无位置传感器控制的工作范围，在极低速(额定转速的5％)时也能可靠工作的无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制***。

本发明所采取的技术解决方案：一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制***，硬件如附图9所示，包括微处理器控制器、IPM模块以及驱动单元和内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机；其特征在于：微处理器控制器根据检测到的电压、电流信号计算出转子的位置信号，产生包括六路PWM控制信号；PWM控制信号经过IPM模块以及驱动单元变换后，产生宽度随PWM变化的高压电信号，驱动IPM模块循环导通，使内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机运转。输入的给定转速可以通过串行通讯来自上位机的给定或通过一个电位器来选择速度；其输入的母线电流，经由微控制控制电路采样处理，以作为电机过流保护和电机运行参数。控制***运行时微处理器控制器采用“连续二次”定位的方法给转子预定位，确定了电机转子的初始位置；在同一个PWM周期T内的t1和t2时刻采样不通电相的对地电压，并计算这两次的差值，若连续N(3～5)次的差值小于设定值，则认定该相的反电动势过零点；根据上一个循环中两次相邻反电动势过零点相隔60°电角度，从而计算出30°电角度，在反电势过零点的基础上再滞后30°电角度即为下一相的换相时刻；电机每转一周有6次换相时刻，只要测得2次换相时刻的时间间隔就可以计算出2次换相间隔期间的平均角速度；电流环的给定值由对转速环的转速偏差en进行PI运算得到，电流的偏差值ei通过电流PI调解运算变为PWM波占空比，从而控制内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机的转速。

本发明的原理是：永磁无刷直流电机中的电机本体是一台永磁同步电机，当电机转子为内嵌式结构时，电机具有凸极电机的特点。凸极同步电机定子绕组的电感是电机转子位置的函数，根据这一特点，可以由检测出的定子绕组的电感大小来判断出电机转子的位置，从而判断出不通电相的反电动势的过零点，再滞后30°电角度即为换相点。

根据凸极电机的数学模型可以得到电机三相绕组自感和互感的表达式：

L_aa＝L_aa0+L_al+L_g2 cos(2θ)                                (1)

$L_{\mathrm{bb}}=L_{\mathrm{aa}0}+L_{\mathrm{al}}+L_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(2\right)$

$L_{\mathrm{cc}}=L_{\mathrm{aa}0}+L_{\mathrm{al}}+L_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(3\right)$

$L_{\mathrm{ab}}=L_{\mathrm{ba}}={-0.5L}_{\mathrm{aa}0}+L_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(4\right)$

L_bc＝L_cb＝-0.5L_aa0+L_g2 cos(2θ)                           (5)

$L_{\mathrm{ac}}=L_{\mathrm{ca}}={-0.5L}_{\mathrm{aa}0}+L_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(6\right)$

其中L_aa，L_bb，L_cc为A，B，C三相的自感；L_ac，L_bc，L_ac为A，B，C三相的为互感。

根据(1)～(6)式及图2可绘出表1：

表1-定子绕组自感和互感在0°～330°时的情况

自感	Lcc＝Lbb	Lcc＝Laa	Laa＝Lbb	Lcc＝Lbb	Laa＝Lcc	Lbb＝Laa	Lcc＝Lbb	Lcc＝Laa	Laa＝Lbb	Lcc＝Lbb	Laa＝Lcc	Lbb＝Laa
													互感	Lab＝Lac	Lab＝Lbc	Lab＝Lac	Lab＝Lac	Lab＝Lbc	Lab＝Lac	Lab＝Lac	Lab＝Lbc	Lab＝Lac	Lab＝Lac	Lab＝Lbc	Lab＝Lac
角度	0	30	60	90-	120	150	180	210	240	270	300	330

如图1所示，星型连接的永磁无刷直流电机工作于“二二导通”方式，每个周期内有6个工作状态，每个状态内相当于一个直流电机的工作方式。借鉴直流电机H桥双极性斩波的工作方式，让永磁无刷直流电机工作于图3的工作模式-双极性斩波方式。由图3可知当占空比为50％时，母线输出电压为0。下面用大写字母表示导通器件所属的相，用上标“+”表示流向负载端，用上标“-”表示流向电源，即用a+，a-，b+，b-，c+和c-分别表示6个IGBT管的导通情况。图4为a+b-导电路径，图5为a-b+导电路径。由图6、图7可知两种导通模式下不通电绕组c对地电压为：

a+b-导通模式：        Vcy＝Vcs+Vsy

a-b+导通模式：        V’cy＝Vcs’+Vs’y

在a+b-导通模式：

$v_a=L_{\mathrm{aa}}\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L_{\mathrm{ab}}\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}+i_b\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}+i_{a}R+E_a---\left(7\right)$

$v_b=L_{\mathrm{ab}}\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L_{\mathrm{bb}}\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}+i_b\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{bb}}}{\mathrm{dt}}+i_{b}R+E_b---\left(8\right)$

因为：                   i_a＝-i_b

$v_b=(L_{\mathrm{ab}}-L_{\mathrm{bb}})\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{d(L_{\mathrm{ab}}-L_{\mathrm{bb}})}{\mathrm{dt}}+i_{a}R+E_b---\left(9\right)$

如果考虑两个导通的IGBT管压降，可得：其中V_IGBT为IGBT导通时管压降

                         V_dc＝v_a-v_b+2V_IGBT

                          v_sy＝-v_b+V_IGBT

联立以上方程可得：

$V_{\mathrm{dc}}=(L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}-{2L}_{\mathrm{ab}})\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{d(L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}-{2L}_{\mathrm{ab}})}{\mathrm{dt}}+{2i}_{a}R+(E_a-E_b)+{2V}_{\mathrm{IGBT}}---\left(10\right)$

根据表1和图2可知，在AB或BA导通时，θ角等于：60，240时

有L_aa＝L_bb，E_a＝-E_b                                   (11)

中性点对地电压为：

$v_{\mathrm{sy}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(12\right)$

v_cs＝L_aci_a+L_bci_b+E_c＝i_a(L_ac-L_bc)+E_c                   (13)

这时C相对地电压： $v_{\mathrm{cy}}=v_{\mathrm{cs}}+v_{\mathrm{sy}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+i_a(L_{\mathrm{ac}}-L_{\mathrm{bc}})+E_c---\left(14\right)$

同样的推导，在a-b+导通模式下：

${v_a}^{\′}=L_{\mathrm{aa}}\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}+L_{\mathrm{ab}}\frac{{{\mathrm{di}}_b}^{\′}}{\mathrm{dt}}{+i_a}^{\′}\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}{+i_b}^{\′}\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}+{i_a}^{\′}R+E_a---\left(15\right)$

${v_b}^{\′}=L_{\mathrm{ab}}\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}+L_{\mathrm{bb}}\frac{{{\mathrm{di}}_b}^{\′}}{\mathrm{dt}}+{i_a}^{\′}\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}{+i_b}^{\′}\frac{{\mathrm{dL}}_{\mathrm{bb}}}{\mathrm{dt}}{+i_b}^{\′}R+E_b---\left(16\right)$

                          i_a′＝-i_b′                 (17)

如果考虑两个导通的续流二极管的压降，可得：其中V_D为续流二极管导通时管压降

                          V_dc＝v_b′-v_a′-2V_D          (18)

$V_{\mathrm{dc}}=-2(L_{\mathrm{aa}}-L_{\mathrm{bb}})\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}-{{2i}_a}^{\′}\frac{d(L_{\mathrm{aa}}-L_{\mathrm{ab}})}{\mathrm{dt}}-{{2i}_a}^{\′}R-{2E}_b-{2V}_D---\left(19\right)$

                          v_s′y＝-v_a′-V_D             (20)

由表1和图2，在AB或BA导通时，θ角等于：60，240时，有L_aa＝L_bb，E_a＝-E_b：

$v_{s^{\′}y}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(21\right)$

v_cs′＝L_aci_a′+L_bci_b′+E_c＝i_a′(L_ac-L_bc)+E_c              (22)

这时C相对地电压：v_cy′＝v_cs′+v_sy′                      (23)

θ角等于：60，240时互感：L_ac＝L_bc，v_cs＝v_cs′

既有：θ角等于：60，240时：v_cy＝v_cy′，若不在这些角度时，则v_cy≠v_cy′

下面进一步分析θ角不等于：60，240时，双极性斩波模式下不导电相C的对地电压变化情况：

a+b-导通模式下：

$\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}=(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{d(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})}{\mathrm{dt}}+i_{a}R+\frac{E_a-E_b}{2}+V_{\mathrm{IGBT}}---\left(24\right)$

$v_{\mathrm{sy}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{d\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)}{\mathrm{dt}}-\frac{(E_a+E_b)}{2}---\left(25\right)$

而在a-b+导通模式下：

$\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}=-(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}-{i_a}^{\′}\frac{d(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})}{\mathrm{dt}}-{i_a}^{\′}R-\frac{(E_a-E_b)}{2}-V_D---\left(26\right)$

$v_{s\′y}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}-\left(\frac{L_{\mathrm{aa}}-L_{\mathrm{bb}}}{2}\right)\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}-{i_a}^{\′}\frac{d\left(\frac{L_{\mathrm{aa}}-L_{\mathrm{bb}}}{2}\right)}{\mathrm{dt}}-\frac{(E_a+E_b)}{2}---\left(27\right)$

比较(25)和(27)可知：中心点S点对地电压在

附近波动。

下面进一步分析波动的变化情况：

在a+b-导通模式时：根据式(24)

$\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=\frac{(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}-i_a\frac{d(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})}{\mathrm{dt}}-\frac{E_a-E_b}{2}-V_{\mathrm{IGBT}}-i_{a}R)}{(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})}---\left(28\right)$

在a-b+状态时：根据式(26)有：

$\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}=\frac{-(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+{i_a}^{\′}\frac{d(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})}{\mathrm{dt}}+\frac{E_a+E_b}{2}+V_D+{i_a}^{\·}R)}{(\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}})}---\left(29\right)$

对图8进行详细分析，分析其在一个PWM周期T内的典型的工况：

当占空比 $\mathrm{\ρ}=\frac{T0}{T}\≥50\%,$ 令：Δv_sy(T)＝v_sy(t1)-v_s′y(t2)

${\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{sy}}\left(T\right)=(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+i_a\frac{d\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)}{\mathrm{dt}}-\frac{(E_a+E_b)}{2}){|}_{t=t1}$

$-(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}-\left(\frac{L_{\mathrm{aa}}-L_{\mathrm{bb}}}{2}\right)\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}-{i_a}^{\′}\frac{d\left(\frac{L_{\mathrm{aa}}-L_{\mathrm{bb}}}{2}\right)}{\mathrm{dt}}-\frac{(E_a+E_b)}{2}){|}_{t=t2}$

$=(\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)(\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}{|}_{t=t1}-\frac{{{\mathrm{di}}_a}^{\′}}{\mathrm{dt}}{|}_{t=t2})+\frac{d\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)}{\mathrm{dt}}(i_a{|}_{t=t1}-{i_a}^{\′}{|}_{t=t2}))---\left(30\right)$

分别将

和带入式(30)，在图8中注意到i_a(t1)＝i_a′(t2)，在斩波频率足够高的情况下(频率大于10K)：

${\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{sy}}\left(T\right)=\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)\left(\frac{V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{IGBT}}+V_D}{\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}}}\right)---\left(31\right)$

因为：                      V_dc□V_IGBT-V_D

$\left(\frac{L_{\mathrm{bb}}-L_{\mathrm{aa}}}{2}\right)=\frac{\sqrt{3}}{2}{L}_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{5\mathrm{\π}}{6})---\left(32\right)$

所以： ${\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{sy}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}\left(\frac{\sqrt{3}}{2}{L}_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{5\mathrm{\π}}{6})\right)}{\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}}}---\left(33\right)$

$L_d=L_{\mathrm{al}}+\frac{3}{2}(L_{\mathrm{aa}0}+L_{g2})$

$L_q=L_{\mathrm{al}}+\frac{3}{2}(L_{\mathrm{aa}0}-L_{g2})$

$\frac{L_{\mathrm{aa}}+L_{\mathrm{bb}}}{2}-L_{\mathrm{ab}}=\frac{(L_{\mathrm{aa}0}+L_{\mathrm{al}}+L_{g2}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right))+(L_{\mathrm{aa}0}+L_{\mathrm{al}}+L_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}))}{2}-({-0.5L}_{\mathrm{aa}0}+L_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}))$

$=L_{\mathrm{al}}+{1.5L}_{\mathrm{aa}0}+L_{g2}(\frac{\cos 2\mathrm{\θ}+\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})}{2}-\cos (2\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}))$

在凸极比不是很大的情况下(凸极比为1.2～1.3)，可以近似有：

所以有： ${\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{sy}}=\frac{V_{\mathrm{dc}}\left(\frac{\sqrt{3}}{2}{L}_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{5\mathrm{\π}}{6})\right)}{\frac{L_d+L_q}{2}}$

Δv_cs(T)＝v_cs(t1)-v_cs′(t2)＝L_ac[i_a(t1)-i_a′(t2)]+L_bc[i_b(t1)-i_b′(t2)]＝0

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{cy}}\left(T\right)=v_{\mathrm{cy}}\left(t1\right)-{v^{\′}}_{\mathrm{cy}}\left(t2\right)={\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{sy}}\left(T\right)+{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{cs}}\left(T\right)=\frac{V_{\mathrm{dc}}\left(\frac{\sqrt{3}}{2}{L}_{g2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{5\mathrm{\π}}{6})\right)}{\frac{L_d+L_q}{2}}---\left(35\right)$

根据式(35)可知，在a相和b相通电期间，若Δv_cy(T)＝0，即可判断c相反电动势过零点，再滞后30°电角度即为下一次的换相时刻。因为这种方法是通过间接检测电机定子绕组的电感来判断反电势的过零点，因此与电机自身的参数有关而与电机的转速无关，所以本发明中将这种方法称之为间接电感法。

本发明的有益效果是：克服了传统的“反电动势法”在电机低速时(低于额定转速20％)失效的问题，能够极大的扩大无位置传感器控制的工作范围，在极低速(额定转速的5％)时按本发明的方法也能可靠的工作。

附图说明

图1是永磁无刷直流电机的主电路

图2是无刷直流电机的反电动势波形及相应的导通相

图3是双极性PWM斩波工作模式

图4是a+b-导电路径

图5是a-b+导电路径

图6是a+b-导通工作模式

图7是a-b+导通工作模式

图8是一个典型PWM周期的电流波形

图9是控制***硬件框图

图10是转子位置预定位示意图

图11是主程序流程图

图12是中等事件处理子程序

图13是慢事件处理子程序

图14是两次定位子程序

图15是PWM中断子程序

图16是AD中断服务子程序

图17是TIMER2中断子程序

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施作详细说明。

硬件部分说明

如图9所示，一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制***，由微处理器控制器1、IPM模块以及驱动单元2、电流检测电路3、相电压检测电路4、输出显示电路5、控制输入电路6、内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机7、驱动及控制电源8和故障检测和保护电路9构成；微处理器控制器1根据检测到的电压、电流信号计算出转子的位置信号，产生包括六路PWM控制信号；PWM控制信号经过IPM模块以及驱动单元2变换后，产生宽度随PWM变化的高压电信号，驱动IPM模块以及驱动单元2循环导通，使电机运转。所述微处理器控制器1的控制方法是：

(1)采用“连续二次”定位的方法给转子预定位，确定了电机转子的初始位置；

(2)在同一个PWM周期T内的t1和t2时刻采样不通电相的对地电压，并计算这两次的差值，若连续N(3～5)次的差值小于设定值，则认定该相的反电动势过零点；根据上一个循环中两次相邻反电动势过零点相隔60°电角度，从而计算出30°电角度，在反电势过零点的基础上再滞后30°电角度即为下一相的换相时刻；

(3)电机每转一周有6次换相时刻，只要测得2次换相时刻的时间间隔就可以计算出2次换相间隔期间的平均角速度；电流环的给定值由对转速环的转速偏差en进行PI运算得到，电流的偏差值ei通过电流PI调解运算变为PWM波占空比，从而控制电机转速。

其中，本发明微控制器以Microchip公司的dsPIC30F6010为核心，电流、电压信号经A/D采样后进入微控制器dsPIC30F6010进行处理，然后产生包括驱动直流无刷电机的六路PWM在内的各种控制信号，完成对***的控制。下面介绍其主要部分功能：

1.微处理器控制器1：微处理器以Microchip公司的dsPIC30F6010为核心，根据检测到的电压、电流信号计算出转子的位置信号，产生包括六路PWM控制信号，这些功能主要由软件实现。

2.IPM模块以及驱动单元2：该控制电路首先将微处理器控制电路产生的控制信号输入至功率驱动板，经过功率驱动板变换后，产生宽度随PWM变化的高压电信号，驱动IPM模块循环导通，使电机运转。

3.电流检测电路3：使用霍尔电流传感器或通过一个低值电阻来实现电流的检测。

4.相电压检测电路4：使用电压霍尔传感器或通过一个电阻分压来实现相电压的检测。

5.显示信号电路5：由数码管和相关的驱动电路构成，用来显示工作***的各种状态和故障代码等数字信息。

6.控制输入电路6：输入给定可以是通过串行通讯来自上位机也可以通过一个电位器来选择速度给定来实现。

7.驱动及控制电源8：给相关部件提供电源。

8.故障检测和保护电路9：检测到过电流、过电压、IPM模块过温，电路发出报警信号，控制电路发出信号封锁功率驱动控制电路，其输出与微处理器控制电路的信号输入端口相连接。

***还包括-故障检测和保护电路(9)，检测到过电流、过电压、IPM模块过温，电路发出报警信号，控制电路发出信号封锁功率驱动控制电路；

硬件设计中器件选择及相关问题

1.IPM模块的选择：本***采用三菱公司生产的IPM模块，该模块内部集成了6个大功率IGBT，连接成三相全桥电路，并且包含一温度检测用热敏电阻，使用非常方便。重要的参数有：每一个IGBT的集电极-发射极最大承受电压，75℃下的最大集电极电流，峰值电流，导通延时间，关断延时间等，要能满足设计***的要求。

2.PWM信号及错误信号的隔离设计：芯片输出的PWM信号不能直接驱动功率开关器件，因此使用高速光隔HCPL-4504作控制信号的隔离元件，HCPL-4504延时时间极短，在高速光隔输出信号端加上0.1uF电容作为去耦电容，外接电阻作为上拉电阻，控制的IPM模块功率越大则上拉电阻越小；此外，HCPL-4504的瞬时共模为15kV/us，这些都有利于功率器件可靠的工作。故障信号的输出只需普通的光隔即可，例如低速光隔PC817，因为低速光隔成本低，电流传输比高，这使得它非常适合于传输频率较低的开关信号。

3.***内部供电电源设计：给CPU供电采用两种方式，一种是采用标准的插口式的5V电源信号，另一种是采用拔插式端子输入的5V电源信号，

4.A/D采样电路的设计：在本***中需要采集电压信号、电流信号等，电压信号又分为三相端电压和母线电压，所以在设计中光电压信号采集就需要4个A/D通道。测量电压信号时，由于三相电压和母线电压都比较大，所以在采用了电阻分压以后将电压信号降到-5V到+5V之间，然后送到跟随电路进入电压提升和调整，并且进行滤波，保证给CPU的信号是0V-5V的稳定电压信号。电流的测量采用电流传感器LA108-P，它的转换率为1∶2000，可以将大电流变成小电流信号，然后通过串接电阻获得电压值，从而通过电压值来计算所采集到的电流值。

5.数码管显示电路设计：显示单元可以用来显示电机转速、输入输出电压幅值以及***故障代码等数字信息。dsPIC30F6010芯片的SPI模块和移位寄存器芯片74HC595实现数码管静态显示。74HC595是一个8位的移位寄存器，它可把串行输入的8位数据转换成并行输出。它内部包括8位串入、并出移位寄存器和8位三态输出锁存器。寄存器的时钟输入SRCLK与dsPIC30F601的SCK引脚相连，锁存信号RCLK与RG9相连。当SRCLK的电平从低跳变到高时，寄存器的数据置入锁存器，锁存器输出数据到数码管。

软件部分说明

控制软件是***的核心部分，主要完成以下功能：

1.***采用的是无位置传感器控制方法，必须采用软件的方法确定电机转子的初始位置。转子的初始位置决定了逆变器的导通顺序，但电机在启动前转子的位置是未知的，因此首先要给转子预定位。***上电开始时，任意给定一组触发脉冲，在气隙中形成一个幅值恒定、方向不变的磁通，只要保证其幅值足够大，那么这一磁通就能在一定时间内将电机转子强行定位于这个方向上。图10(a)表示当第1管和第6管导通时电机转子的定位过程示意。定位后电机转子d轴与定子绕组磁通方向重合.这样就确定了电机转子的初始位置。但是由于静止时电机转子位置的不确定性，如果在定位之前其位置恰好处于图10(b)的位置，导通第1管和第6管后，定子绕组合成磁通FI与转子d轴夹角为180°，此时电机转子不会旋转到如图10(a)所示的位置，定位失败。为了解决这一问题，使用了“连续二次”定位方法，其定位原理如图10(c)所示。即在第一次定位的基础上，接着导通下一个扇区，这样不论第一次定位成功或失败，第二次定位一定是正确的。

2.三相无刷直流电机每转60°就需要换相一次，每转一转需要换相六次，因此需要六个换相信号。根据本发明的原理可知对永磁无刷直流电机实行双极性斩波控制，如图8所示，在一个PWM周期内的t1和t2(t1取0.5T₀，t2取0.5(T+T₀)，其中T为PWM的周期，T₀＝ρT，ρ为占空比)时刻采样不通电相对地的电势并计算它们的电势差，若连续N(3～5)次电势差小于设定值(一个非常小的数值，此数值应根据实际***设定)，则可以认为不通电相的反电势过零点，然后再将其延迟30°电角度即为下一换相时刻。t1时刻的采样在ADC中断中完成，在TIMER2中断中完成t2时刻的采样，并进行两次的差值计算，若连续N(3～5)次差值小于设定值，则表明不通电相的反电动势过零点。两次相邻反电动势过零点相隔60°电角度，从而计算出30°电角度。在反电势过零点的基础上再滞后30°电角度即为下一相的换相时刻。

3.建立转速、电流的双闭环的无位置传感器无刷直流电机调速***。电机每转一周有6次换相时刻，只要测得2次换相时刻的时间间隔就可以计算出2次换相间隔期间的平均角速度；电流环的给定值由对转速环的转速偏差en进行PI运算得到，电流的偏差值ei通过电流PI调解运算变为PWM波占空比，从而控制电机转速。

4.接受外部转速给定信号，控制电机转速。

5.通过液晶和数码管实时显示电机转速、占空比等一些参数。

控制***主程序设计：

起动程序完成后，CPU的控制权交给主程序，进行用户编写的各种初始化程序及***自检，主要是初始化各设备寄存器及***全局变量，完成I/O端口的配置，检查***的工作状态。初始化完成后，若***一切正常则显示正常待机信息，调用两次定位的子程序确定转子的初始位置，进入主程序循环。

主程序调用中等事件处理程序和慢速事件处理程序；中等事件处理程序实现计算和调整转子速度，以及电压控制等功能，每10ms执行一次；慢速事件处理程序实现用户界面显示和键盘操作等功能，每100ms执行一次。为了防止程序跑飞，使用了看门狗定时器WDT。由于主程序是一个大的循环，因此每个循环要清看门狗WDT。主程序流程图如图11所示，中等事件处理程序如图12所示，慢事件处理程序如图13所示，两次定位的子程序如图14所示。

中断服务程序主要包括：

本发明的核心功能-“间接电感法”在中断服务程序中实现，它主要由PWM中断服务程序、ADC中断服务程序和TIMER2中断服务程序组成。

PWM中断服务程序：用于确定中等事件处理程序和满速事件处理程序的状态变量，以保证这两种处理程序能够按时被触发，使用PWM中断在t1时刻起动ADC中断。子程序流图如图15所示。

ADC中断服务子程序：用于测量CH0(VPH)、CH1(VDC)、CH2(IBUS)、和CH3(POT)的数值，并判断是否过压或过流，然后获取位置和检查过零。dsPIC30F6010有16路10位的高速A/D转换通道，同时对四路通道进行采样，需要同时采样的信号为母线电压-VDC、母线电流-IBUS、每相端电压-VPH、可调电位器电压-POT四路，所以需要设定A/D模块为四路AD采样通道同时采样。由于四组A/D信号是同时采样的，所以需要配置ADCHS输入选择寄存器保证四组信号同时采样，其中三个相电压信号是通过扫描方式输入的，也就是在某一时间只能测量到一个相电压值。通过配置ADCHS，从而选择AN3，AN4，AN5，作为不变的三个输入，对应的S/H放大器分别为CH1，CH2，CH3。AN6，AN7，AN8为扫描输入，对应S/H放大器为CH0。A/D采样的程序流图如图16所示。

TIMER2中断服务子程序：在每个周期的t2时刻起动TIMER2中断，检查不通电相的对地电压，并对无传感器运行的状态进行处理。在发明中，使用间接电感法检测反电动势的过零点，硬件设计的采样通道对不通电相的端电压进行采样，然后经软件算法，由端电压信息得出转子的换相信息，检测反电动势过零点。两次相邻的反电动势过零点时间差是当前转子转过60°电角度的所需的时间，且转子从换相时刻到过零事件发生相差30°电角度，所以检测到过零事件后，只需补偿30°电角度就是换相时刻，在本***的设计中，从QEI读取时间标记，然后把补偿30°电角度。子程序流图如图17所示。

Claims (2)

1、一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制***，包括微处理器控制器(1)、IPM模块以及驱动单元(2)和内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机(7)；其特征在于：微处理器控制器(1)根据检测到的电压、电流信号计算出转子的位置信号，产生包括六路PWM控制信号；PWM控制信号经过IPM模块以及驱动单元(2)变换后，产生宽度随PWM变化的高压电信号，驱动IPM模块循环导通，使内嵌式转子结构的永磁无刷直流电机(7)运转；所述微处理器控制器(1)控制方法是：

(1)采用“连续二次”定位的方法给永磁无刷直流电机(7)的转子预定位，确定永磁无刷直流电机(7)转子的初始位置；

(2)在同一个PWM周期T内的t1和t2时刻采样不通电相的对地电压，并计算这两次的差值，若连续N(3～5)次的差值小于设定值，则认定该相的反电动势过零点；根据上一个循环中两次相邻反电动势过零点相隔60°电角度，从而计算出30°电角度，在反电势过零点的基础上再滞后30°电角度即为下一相的换相时刻；

(3)所述永磁无刷直流电机(7)每转一周有6次换相时刻，只要测得2次换相时刻的时间间隔就可以计算出2次换相间隔期间的平均角速度；电流环的给定值由对转速环的转速偏差en进行PI运算得到，电流的偏差值ei通过电流PI调解运算变为PWM波占空比，从而控制永磁无刷直流电机(7)的转速。

2、根据权利要求1所述的无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制***，其特征在于：***还包括-故障检测和保护电路(9)，检测到过电流、过电压、IPM模块过温，电路发出报警信号，控制电路发出信号封锁功率驱动控制电路；其输出与微处理器控制电路的信号输入端口相连接。

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