CN101237435A - 一种降低多载波信号峰均比的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及发送数字信号的***和方法，更具体地说，是一种降低多载波信号峰均比的方法和装置，包括一种降低多载波信号峰均比的装置，包括：硬限幅模块、两个延迟模块、载波功率估计模块、匹配滤波处理模块和两个求和累加模块。将坐标旋转数字计算(CORDIC)模式应用到硬限幅处理中，降低了硬件实现的复杂度和资源消耗。匹配滤波器处理模块通过将峰值噪声信号变换到基带用匹配滤波器组实现。本发明根据各载波基带信号的功率估计值对相应载波的滤波器组可调滤波器系数进行增益调整，对合路后的多载波信号进行数字中频匹配滤波削峰处理，避免了对功率不同的载波使用相同匹配滤波器增益带来的信号失真不平衡现象。

Description

一种降低多载波信号峰均比的方法和装置

技术领域

本发明涉及发送数字信号的***和方法，更具体地说，是降低通信***中进入功率放大器的信号峰均比的方法和装置，尤其涉及的是一种降低多载波合路信号峰均比的削峰技术。

背景技术

通信***中无线基站的发信机利用功率放大器来发射信号，以补偿因传播距离而带来的信号衰减。峰均比大的输入信号降低了功率放大器的效率，对多载波合路信号而言，比如码分多址接入***，这个问题显得尤为突出。

在移动通信***中，通常用削峰技术降低进入功率放大器的信号峰均比，以提高功率放大器的效率，但是也会带来一定程度的信号失真、带外频谱扩展或邻道干扰等问题，这样使发射性能下降。在码分多址接入***(如WCDMA和cdma2000)中，通常用误差矢量幅度来衡量信号的失真程度，用邻道功率泄漏比来表征发射机的带外频谱扩展程度。

基带削峰和数字中频削峰是通信***中两类主要的削峰技术，基带削峰技术是在脉冲成型滤波器之前进行削峰处理，因此不会带来任何带外频谱扩展或邻道功率泄漏，其缺点是削峰信号经过数字中频多级插值滤波器后峰均比将会增加，使得对信号峰均比的抑制不够好。此外，基带削峰会造成较大的信号失真，表现为误差矢量幅度性能下降明显。在满足误差矢量幅度性能的前提下，基带削峰很难使数字中频处理后信号峰均比达到预期的指标要求。

数字中频削峰是指基带信号经过数字中频的多级插值滤波器之后再进行削峰处理，常用的中频削峰有硬削峰和匹配滤波削峰等。中频硬削峰技术的优点是硬件实现较为简单，缺点是其直接进行数字中频硬限幅削峰处理，会导致严重的邻道功率泄漏现象。但若要保证满足邻道功率泄漏比性能指标，中频硬削峰技术则很难达到预期的峰均比性能。

中国专利申请号为03804978.3的发明专利申请使用的削峰技术就属于数字中频匹配滤波削峰技术，该专利申请是针对多载波信号削峰情况而设计的，先设计一个数字中频对应采样频率的基带滤波器，将基带滤波器移频到对应的载波频率后，再把移频后的滤波器相加得到合路滤波器，用合路滤波器对峰值抵消信号进行匹配滤波。当输入合路数字中频信号的采样频率较大时，例如12倍或更大，对滤波器的抽头数要求非常高，这增加了硬件实现(FPGA或ASIC)的代价和困难。

此外，该技术方案虽然考虑了各载波匹配滤波器系数产生时对其增益进行适当的调整，以取得比仅使用缩放器进行统一增益调整更好的性能，但是并没有说明具体如何对各载波匹配滤波器系数进行增益调整，以及如何实时地对各载波匹配滤波器系数进行调整，尤其是在***实现中该如何调整各匹配滤波器增益。

发明内容

为了克服现有技术中存在的问题，本发明提出一种降低多载波信号峰均比的方法和装置，本发明具体是这样实现的：

一种降低多载波信号峰均比的装置，包括：

硬限幅模块、两个延迟模块、载波功率估计模块、匹配滤波处理模块和两个求和累加模块；

所述硬限幅模块，根据阈值对输入的多载波合路信号进行处理，产生硬限幅信号；

所述一求和累加模块，对硬限幅信号和经一延迟模块处理的多载波合路信号相减产生多载波峰值抵消信号；

所述载波功率估计模块，根据多载波基带信号估计各载波的功率；

所述匹配滤波处理模块，对各载波的峰值抵消信号进行匹配滤波；

所述一求和累加模块，对滤波后的多载波峰值抵消信号与经另一延迟模块处理的多载波合路信号相加产生多载波削峰信号。

迭代装置，用于进行多载波合路信号进行多级削峰处理。

所述硬限幅模块，采用坐标旋转数字计算模式产生硬限幅信号，进一步包括：

多载波合路信号的幅度计算单元、与阈值参数的比较和判决单元和根据阈值参数产生硬限幅信号的限幅单元。

所述匹配滤波处理模块，进一步包括：

两个混频单元、至少一个匹配滤波器组、求和累加单元；

所述一混频单元，用各载波对应频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到对应的基带信号；

所述匹配滤波器组，对各路基带信号进行滤波与降采样、增益调节、升采样与滤波处理；

所述一混频单元，用各载波对应频率对各路匹配滤波器组的输出信号进行上变频处理；

所述求和累加单元，将各路上变频后的输出结果求和累加得到滤波后的多载波峰值抵消信号。

所述匹配滤波器组包括：

两个滤波与2倍降采样单元、增益可调滤波器和两个2倍升样与滤波单元；

其中增益可调滤波器，根据对应的各载波功率的估计值对滤波器进行增益调节。

所述增益可调滤波器，可采用近似平方滤波器。

一种降低多载波信号峰均比的方法，包括如下步骤：

步骤1、根据多载波合路信号和阈值，产生硬限幅信号；

步骤2、根据延迟后的多载波合路信号和硬限幅信号产生峰值抵消信号；

步骤3、根据多载波基带信号估计各载波的功率；

步骤4、对多载波峰值抵消信号进行匹配滤波处理；

步骤5、将滤波后的峰值抵消信号与多载波合路信号求和累加得到多载波削峰信号。

所述的降低多载波信号峰均比的方法，进一步还包括：

对多载波合路信号进行多级削峰迭代处理。

所述步骤1进一步包括：

(1)对多载波合路信号采用坐标旋转计算模式进行计算，得到每个输入采样信号的幅度、相位和旋转增益；

(2)将幅度与阈值和旋转增益的乘积进行比较：

若幅度不大于阈值和旋转增益的乘积，则硬限幅信号为输入多载波合路信号；

否则，则坐标旋转计算矢量模式采用以阈值和旋转增益的比值和相位为起始用坐参数获得硬限幅信号。

所述步骤1进一步包括：

(1)用坐标旋转计算矢量模式得到每个输入采样信号的幅度，保存每步计算得到的旋转参数；

(2)用坐标旋转计算矢量模式实现笛卡儿坐标到极坐标的变换；

(3)根据给定的多载波合路信号，采用坐标旋转计算模式旋转后得到输入采样信号的幅度和旋转增益；

(4)将步骤(1)中得到的幅度与阈值和步骤(3)中的旋转增益的乘积进行比较：

若步骤(1)中得到的幅度不大于阈值和步骤(3)中的旋转增益的乘积，则硬限幅信号为输入多载波合路信号；

否则，分别以阈值与步骤(3)中的旋转增益的比值和0为起始参数利用坐标旋转计算模式反旋转，并根据坐标旋转计算矢量模式计算时保存的旋转参数来计算硬限幅信号，其中坐标旋转计算模式反旋转每级使用的旋转参数必须与坐标旋转矢量模式对齐。

所述步骤4进一步包括：

(1)用各载波对应频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到相应的基带信号；

(2)对各路基带信号进行滤波与降采样、可调滤波、升采样与滤波处理；

(3)根据载波功率估计值调节可调滤波器的增益；

(4)用各载波对应的频率对各路匹配滤波器组的输出信号进行上变频；

(5)各路上变频后的输出求和累加得到滤波后的多载波峰值抵消信号。

本发明根据各载波基带信号的功率估计值对相应载波的滤波器组可调滤波器系数进行增益调整，对合路后的多载波信号进行数字中频匹配滤波削峰处理，避免了对功率不同的载波使用相同匹配滤波器增益带来的信号失真不平衡现象。本发明在满足相同误差矢量幅度和邻道功率泄漏比的条件下，能够取得更好的削峰效果，亦即可使削峰后的多载波合路信号具有更低的峰均比。

本发明采用的硬限幅方法与传统实现方法不同，将坐标旋转数字计算(CORDIC)模式应用到硬限幅处理中，降低了硬件实现的复杂度和资源消耗；匹配滤波器处理模块通过将峰值抵消信号变换到基带用匹配滤波器组实现，较大程度地减少了传统匹配滤波方法需要的乘法器资源，而且匹配滤波器组中可调滤波设计方法改善了削峰的效果。

在数字中频处理时，若要在取得更高采样速率的同时，又考虑到硬件资源的节约，可以使用两级半带插值滤波器，此外，根据具体的中频采样速率来设计匹配滤波器组，若在满足误差矢量幅度和邻道功率泄漏比条件下，希望获取更低的峰均比性能，

本发明适当使用的多级迭代削峰处理，其数字信号处理采用顺序处理方式，不涉及任何反馈处理模块，很方便在实际硬件***中采用流水线实现。

附图说明

图1是本发明中多载波信号形成以及多载波峰值削峰模块所处位置的示意图；

图2使本发明的具体实施例，将图1所示的具体实现结构中补偿CIC增益后的RRC滤波器的幅频响应；

图3是本发明的用于降低多载波信号峰均比的多载波削峰实现的基本结构；

图4(a)、(b)是图3所示结构中的硬限幅实现方法；

图5是图3所示的基本结构的匹配滤波处理的具体实现；

图6是图5所示匹配滤波处理模块中对应的匹配滤波器组具体实现结构；

图7是本发明所述的RRC和平方滤波器的幅频响应对比性能；

图8是图3所示的基本结构的另一种具体实现；

图9是多载波合路信号经过本发明的多载波削峰前后的CCDF曲线。

具体实施方式

本发明结合附图对具体实施方式进行详细描述。

在无线通信***的基站发射机中，使用削峰技术来减少进入功率放大器的多载波合路信号的峰均比，以提高功率放大器的效率。图1是本发明中多载波信号形成以及多载波峰值削峰模块所处位置的示意图。对每路载波而言，其基带复信号通过补偿的根升余弦插值滤波器(CRRC)进行脉冲成型滤波，经过半带插值滤波器(HBF)以提高数字中频信号的采样速率，再通过层叠积分梳状插值滤波器(CIC)以增强对信号在频域内的镜像抑制，并与数控振荡器进行混频形成单载波数字中频信号输出，最后各载波数字中频信号进行合并以产生多载波合路输出信号。

为了减少硬件实现存储表的代价，可设置四载波的NCO频率为对称的，例如分别将f₁、f₂、f₃和f₄设置为f₁、f₂、-f₂和-f₁，这样的话，f₁和-f₁的NCO可以共用查找表(LUT)。更进一步地，若需要取得更高的采样速率和减少硬件实现复杂度，在数字中频处理可以采用两级半带插值滤波器。

在数字中频信号插值与滤波器处理中，虽然使用CIC滤波器减少了硬件实现代价和提供良好的镜像抑制性能，但是同时也会引起带内增益的不平坦。为了使得整个数字中频插值与滤波处理具有较好的带内增益平坦度，通过设计补偿的RRC滤波器(CRRC)来补偿CIC滤波器的带内增益不平坦。

图2所示为根据图1示例设计的CRRC滤波器的幅频响应，图2中也给出了补偿前后RRC滤波器和整个数字中频滤波器(包括CRRC、HBF和CIC)卷积结果的幅频响应特性，可以看出若RRC未补偿CIC的带内增益损失，则整个数字中频滤波器卷积的带内平坦度性能较差。

图3为本发明的用于降低多载波信号峰均比的多载波削峰实现的基本结构。图3中的多载波削峰装置由一个硬限幅模块、两个延迟模块、一个载波功率估计模块、一个匹配滤波处理模块和两个求和累加模块组成。

硬限幅模块根据阈值参数对输入多载波合路信号进行硬限幅处理，以产生硬限幅信号。所述延迟模块，对多载波合路信号进行延迟处理。硬限幅信号减去经过延迟模块后的多载波合路信号，以产生峰值抵消信号。所述一求和累加模块，对硬限幅信号和经一延迟模块处理的多载波合路信号相减产生多载波峰值抵消信号；匹配滤波处理模块，对峰值抵消信号进行匹配滤波，得到滤波后的多载波峰值抵消信号。载波功率估计模块，用于估计各个载波基带信号功率进行估计。所述另一求和累加模块，对经延迟模块后的多载波合路信号和滤波后的多载波峰值抵消信号进行求和累加产生多载波削峰信号。

所述硬限幅模块进一步包括，多载波合路IQ信号的幅度计算单元、与阈值参数的比较和判决单元、以及根据阈值参数产生硬限幅信号的限幅单元。

所述匹配滤波处理模块包括，用各载波对应频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到对应的基带信号的混频单元；对各路基带信号进行滤波与降采样、可调滤波、升采样与滤波的匹配滤波器组，根据载波功率估计值调整可调滤波器的增益调节单元；用各载波对应频率对各路匹配滤波组的输出信号进行上变频的混频单元；将各路上变频后输出相加的求和累加单元。

本发明所述的降低多载波信号峰均比的方法包括，根据多载波合路信号和阈值参数产生硬限幅信号；根据延迟后的多载波合路信号和硬限幅信号产生峰值抵消信号；根据多载波基带信号估计各载波的功率；对多载波峰值抵消信号进行匹配滤波处理；滤波后的峰值抵消信号与多载波合路信号求和累加得到多载波削峰信号。

所述硬限幅处理进一步包括：多载波合路IQ信号的幅度计算、与阈值参数的比较和判决、以及根据阈值参数产生硬限幅信号。其中图4为图3所示结构中的硬限幅方法实现过程的示意图，(a)图示出了使用坐标旋转数字计算(CORDIC)模式计算多载波合路信号幅度的过程，得到信号幅度和旋转方向参数d_n，该幅度结果为信号幅度

的K倍(K来自于CORDIC算法的处理增益)，这里d_n取决于y_n的符号(若y_n＜0时d_n取1，否则d_n取-1)，每级的旋转角度分别为d_n*arctan 2^-n；(b)图为根据Thr/K和保存的d_n参数进行CORDIC反旋转产生硬限幅输出信号(Thr*cosφ_k和Thr*sinφ_k， ${\mathrm{\φ}}_k=\arctan \frac{Q_k^{\mathrm{sum}}}{I_k^{\mathrm{sum}}}$ )的过程，每级的旋转角度分别为-d_n*arctan 2^-n，反旋转时每级的d_n与正向旋转相同。

本发明的多载波削峰装置不仅可应用于多载波通信***，本发明根据实际通信***设计中的硬件资源和性能要求进行适当的修改和裁剪，也可适用于单载波通信***。若仅需要支持单载波，则可以裁剪掉上变频和下变频相关的部分，这样可大大减少硬件资源消耗。

图5所示是根据本发明采用的匹配滤波处理的实现示例。所述匹配滤波处理进一步包括：分别用各载波对应频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到相应基带信号；对各路基带信号分别通过匹配滤波器组，进行滤波与降采样、可调滤波、升采样与滤波的处理；根据载波功率估计值调节对应通道匹配滤波器组可调滤波器的增益；用各载波对应频率对各通道匹配滤波器组输出进行上变频；将各通道的上变频后的输出结果进行求和累加，得到滤波后的多载波峰值抵消信号。

图6所示是根据本发明采用12倍数字中频采样对应多载波削峰模块的匹配滤波器组的实现示例，匹配滤波器组包括两个滤波与2倍降采样单元、一个调整增益可调滤波器的增益调节单元和两个2倍升采样与滤波单元组成，增益调节单元则根据对应的载波功率估计值进行增益调节。将匹配滤波器组中的增益可调滤波器设计为近似平方滤波器(而非传统的RRC滤波器)，以提高多载波削峰性能。

图7所示是本发明的RRC和平方滤波器的幅频响应对比性能。图7中可以看出，平方滤波器的占用带宽要大于RRC滤波器，这有利于改善削峰性能。

本发明中考虑四载波通信***的数学模型。为了方便描述和表示，下面使用不同数学符号来表示各阶段或模块的信号，分别用i、j和k代表载波索引、基带采样索引和中频采样索引。

1)基带IQ信号：I_i，j ^bb，Q_i，j ^bb

2)插值滤波后各载波对应的中频信号：I_i，k ^dif，Q_i，k ^dif

3)多载波合路信号：I_k ^sum，Q_k ^sum

4)阈值参数：Thr

5)硬限幅信号：I_k ^hard_clip，Q_k ^hard_clip

6)多载波峰值抵消信号：I_k ^peak_noise，Q_k ^peak_noise

7)下变频后各载波对应的峰值抵消信号：I_i，k ^down_shift，Q_i，k ^down_shift

8)匹配滤波后各载波对应的峰值抵消信号：I_i，j ^filter_bank，Q_i，k ^filter_bank

9)上变频后各载波对应的峰值抵消信号：I_i，k ^up_shift，Q_i，k ^up_shift

10)滤波后的多载波峰值抵消信号：I_k ^{final_peak_noise}，Q_k ^{final_peak_noise}

11)多载波削峰信号：I_k ^chpped，Q_k ^chpped

各载波基带IQ信号经过多级插值滤波(CRRC、HBF和CIC)后产生数字中频采样信号I_i，k ^dif和Q_i，k ^dif，与对应载波频率混频并相加产生多载波合路信号I_k ^sum和Q_k ^sum。四载波削峰模块之前的四载波合路信号可以表示为：

$I_k^{\mathrm{sum}}+j*Q_k^{\mathrm{sum}}=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}(I_{i,k}^{\mathrm{dif}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{dif}})*e^{j2\mathrm{\πf},k}$ (式1)

本发明图3中的硬限幅可以采用CORDIC算法来实现。首先对每个输入采样信号I_k ^sum和Q_k ^sum采用CORDIC矢量模式得到幅度A_k( $A_k=K*\sqrt{{\left(I_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2+{\left(Q_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2}$ )和相位φ_k；将A_k与Thr *K比较；若A_k小于或等于Thr*K，则硬限幅信号为输入多载波合路信号；若A_k大于Thr*K，则用CORDIC旋转模式以Thr/K和φ_k(由CORDIC矢量模式计算得到的)为起始参数获得硬限幅信号。

本发明图3中的硬限幅也可采用修正的CORDIC算法来实现，可以节省1/3的硬件电路资源，以减少硬件实现成本。通过图4并结合下面的描述，可以很容易理解本发明的硬限幅实现方法。首先用CORDIC矢量模式计算每个输入采样信号的幅度A_k，保存每步计算的d_n以供后面的CORDIC反旋转用，而不需要计算相位项φ_k。CORDIC矢量模式实现笛卡儿坐标到极坐标的变换，用公式表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{n+1}=x_n-d_n\·y_n\·2^{-n}\\ y_{n+1}=y_n+d_n\·x_n\·2^{-n}\end{array}\right.n\≥0$ (式2)

式2中d_n取决于y_n的符号：

$d_n=\left\{\begin{array}{cc}1& y_n<0\\ -1& y_n\&GreaterEqual;0\end{array}\right.$ (式3)

给定 $x_0=I_k^{\mathrm{sum}}$ 和 $y_0=Q_k^{\mathrm{sum}},$ 经过CORDIC旋转后得到：

$x_{n+1}=K\&CenterDot;\sqrt{{x_0}^2+{y_0}^2}$

y_n+1＝0(式4)

$K=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+2^{-2n}}$

式4中，N为CORDIC旋转的级数(通常N取8便可获得很好的精度)，x_n+1为输入采样信号I_k ^sum和Q_k ^sum经CORDIC后计算的幅度，将A_k与Thr*K(K为CORDIC旋转的增益)比较；若A_k小于或等于Thr*K，则硬限幅信号为输入多载波合路信号；若A_k大于Thr*K，x₀和y₀分别以Thr/K和0为起始参数进行CORDIC反旋转，并根据CORDIC矢量模式计算时保存的d_n参数来计算硬限幅信号。CORDIC反旋转每级使用的d_n必须与CORDIC矢量模式对齐。

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{n+1}=x_n+d_n\&CenterDot;y_n\&CenterDot;2^{-n}\\ y_{n+1}=y_n-d_n\&CenterDot;x_n\&CenterDot;2^{-n}\end{array}\right.n\&GreaterEqual;0$ (式5)

给定x₀＝Thr/K和y₀＝0，则有：

x_n+1＝Thr·cosφ_k

y_n+1＝Thr·sinφ_k(式6)

$K=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+2^{-2n}}$

式6中，x_n+1和y_n+1为对应载波合路信号I_k ^sum、Q_k ^sum的硬限幅信号I_k ^hard_clip和Q_k ^hard_clip，φ_k为I_k ^sum、Q_k ^sum的相位。

硬限幅信号减去延迟后的多载波合路信号，则得到多载波峰值抵消信号：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=I_k^{\mathrm{hard}\_\mathrm{clip}}-I_k^{\mathrm{sum}}\\ Q_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=Q_k^{\mathrm{hard}\_\mathrm{clip}}-Q_k^{\mathrm{sum}}\end{array}\right.$ (式7)

图3中的载波功率估计模块，每载波对应的基带信号的功率用式8计算得到：

$P_i^{\mathrm{est}}=\frac{1}{N_{\mathrm{samples}}}\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{samples}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}({I_{i,n}}^2+{Q_{i,n}}^2),i=\mathrm{1,2,3,4}$ (式8)

式8中，N_samples为用于功率估计的基带采样数，根据P_i ^est查表(LUT)得到对应的幅度增益A_i ^est。

$A_i^{\mathrm{est}}=\sqrt{P_i^{\mathrm{est}}},i=\mathrm{1,2,3,4}$ (式9)

使用载波频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到对应的基带信号：

$I_{i,k}^{\mathrm{down}\_\mathrm{shift}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{down}\_\mathrm{shift}}=(I_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}+j*Q_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}})*e^{-2\mathrm{\&pi;f},k},i=\mathrm{1,2,3,4}$ (式10)

下变频输出的基带信号分别经过图6所示的匹配滤波器组进行匹配滤波处理，匹配滤波器组处理包括根据估计的载波功率调节可调滤波器增益，得到I_i，k ^filter_bank和Q_i，k ^filter_bank：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{i,k}^{\mathrm{filter}\_\mathrm{bank}}=\mathrm{filter}\_\mathrm{bank}\left(I_{i,k}^{\mathrm{down}\_\mathrm{shifted}}\right)*A_i^{\mathrm{est}}\\ Q_{i,k}^{\mathrm{filter}\_\mathrm{bank}}=\mathrm{filter}\_\mathrm{bank}\left(Q_{i,k}^{\mathrm{down}\_\mathrm{shifted}}\right)*A_i^{\mathrm{est}}\end{array}\right.$ (式11)

用对应载波频率对峰值抵消信号进行下变频得到相应的基带信号：

$I_{i,k}^{\mathrm{up}\_\mathrm{shift}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{up}\_\mathrm{shift}}=(I_{i,k}^{\mathrm{filter}\_\mathrm{bank}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{filter}\_\mathrm{bank}})*e^{2\mathrm{\&pi;f},k},i=\mathrm{1,2,3,4}$ (式12)

上变频后对各载波对应的峰值抵消信号求和累加产生滤波后的多载波峰值抵消信号：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_k^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_{i,k}^{\mathrm{up}\_\mathrm{shift}}\\ Q_k^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Q}_{i,k}^{\mathrm{up}\_\mathrm{shift}}\end{array}\right.$ (式13)

延迟后多载波合路信号与滤波后的多载波峰值抵消信号相加得到多载波削峰信号：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_k^{\mathrm{clipped}}=I_k^{\mathrm{sum}}+I_k^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}\\ Q_k^{\mathrm{clipped}}=Q_k^{\mathrm{sum}}+Q_k^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}\end{array}\right.$ (式14)

图8所示是本发明的一具体实施例，图3所示基本结构的另一种多载波削峰处理的具体实现。图8的具体实现与图3不同之处是，***设计时可根据***性能要求和硬件资源情况，对多载波合路信号进行多级迭代削峰处理操作，使得在满足***误差矢量幅度和邻道功率泄漏比指标条件下，取得更优的削峰效果，即保证多载波削峰信号具有更小的峰均比。图8中，各级多载波削峰模块也可以根据需要使用不同的阈值参数，以取得更佳的削峰效果。

图9示出了四载波WCDMA数字中频合路信号经过本发明的削峰模块后信号CCDF曲线的对比情况。从图9中可以看出，削峰后不仅峰均比有显著的减少，由削峰前的9.8dB(0.01％@CCDF)降为5.7dB，信号CCDF曲线也变得更陡峭。理论分析和实验室试验结果表明，削峰后陡峭的CCDF曲线有益于提高功率放大器的效率。与同类削峰技术相比较，本发明采样的多载波削峰技术，在保证满足***误差矢量幅度和邻道功率泄漏比指标条件下，使用更少的硬件资源并获得更低的峰均比性能，更容易取得较高的功放效率。

本发明可以根据实际通信***设计中的硬件资源和性能要求进行适当的修改和裁剪。若仅需要支持单载波，则可以裁剪掉上变频和下变频相关的部分，大大减少了硬件资源消耗。数字中频处理时，若要在取得更高的采样速率的同时，又考虑到硬件资源的节约，可以使用两级半带插值滤波器。若在满足误差矢量幅度和邻道功率泄漏比条件下，希望获取更低的峰均比性能，可以适当使用多级迭代削峰处理方法来实现。本发明提供的方案，其数字信号处理采用顺序处理方式，不涉及任何反馈处理模块，从而很方便在实际硬件***中实现。

这里已经通过具体的实施例子对本发明进行了详细描述，提供上述实施例的描述为了使本领域的技术人员制造或适用本发明，这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是容易理解的。本发明适用于WCDMA、cdma2000等码分多址***。

Claims (11)

1. 一种降低多载波信号峰均比的装置，其特征在于，包括：

硬限幅模块、两个延迟模块、载波功率估计模块、匹配滤波处理模块和两个求和累加模块；

所述硬限幅模块，根据阈值对输入的多载波合路信号进行处理，产生硬限幅信号；

所述一求和累加模块，对硬限幅信号和经一延迟模块处理的多载波合路信号相减产生多载波峰值抵消信号；

所述载波功率估计模块，根据多载波基带信号估计各载波的功率；

所述匹配滤波处理模块，对各载波的峰值抵消信号进行匹配滤波；

所述一求和累加模块，对滤波后的多载波峰值抵消信号与经另一延迟模块处理的多载波合路信号相加产生多载波削峰信号。

2. 如权利要求1所述的降低多载波信号峰均比的装置，其特征在于，还包括，

迭代装置，用于进行多载波合路信号进行多级削峰处理。

3. 如权利要求1或2所述的降低多载波信号峰均比的装置，其特征在于，所述硬限幅模块，采用坐标旋转数字计算模式产生硬限幅信号，进一步包括：

多载波合路信号的幅度计算单元、与阈值参数的比较和判决单元和根据阈值参数产生硬限幅信号的限幅单元。

4. 如权利要求1或2所述的降低多载波信号峰均比的装置，其特征在于，所述匹配滤波处理模块，进一步包括：

两个混频单元、至少一个匹配滤波器组、求和累加单元；

所述一混频单元，用各载波对应频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到对应的基带信号；

所述匹配滤波器组，对各路基带信号进行滤波与降采样、增益调节、升采样与滤波处理；

所述一混频单元，用各载波对应频率对各路匹配滤波器组的输出信号进行上变频处理；

所述求和累加单元，将各路上变频后的输出结果求和累加得到滤波后的多载波峰值抵消信号。

5. 如权利要求4所述的降低多载波信号峰均比的装置，其特征在于，所述匹配滤波器组，进一步包括：

两个滤波与2倍降采样单元、增益可调滤波器和两个2倍升样与滤波单元；

其中增益可调滤波器，根据对应的各载波功率的估计值对滤波器进行增益调节。

6. 如权利要求5所述的降低多载波信号峰均比的装置，其特征在于，

所述增益可调滤波器，可采用近似平方滤波器。

7. 一种降低多载波信号峰均比的方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、根据多载波合路信号和阈值，产生硬限幅信号；

步骤2、根据延迟后的多载波合路信号和硬限幅信号产生峰值抵消信号；

步骤3、根据多载波基带信号估计各载波的功率；

步骤4、对多载波峰值抵消信号进行匹配滤波处理；

步骤5、将滤波后的峰值抵消信号与多载波合路信号求和累加得到多载波削峰信号。

8. 如权利要求7所述的降低多载波信号峰均比的方法，其特征在于，进一步还包括：

对多载波合路信号进行多级削峰迭代处理。

9. 如权利要求7或8所述的降低多载波信号峰均比的方法，其特征在于，所述步骤1进一步包括：

(1)对多载波合路信号采用坐标旋转计算模式进行计算，得到每个输入采样信号的幅度、相位和旋转增益；

(2)将幅度与阈值和旋转增益的乘积进行比较：

若幅度不大于阈值和旋转增益的乘积，则硬限幅信号为输入多载波合路信号；

否则，则坐标旋转计算矢量模式采用以阈值和旋转增益的比值和相位为起始用坐参数获得硬限幅信号。

10. 如权利要求9所述的降低多载波信号峰均比的方法，其特征在于，所述步骤1进一步包括：

(1)用坐标旋转计算矢量模式得到每个输入采样信号的幅度，保存每步计算得到的旋转参数；

(2)用坐标旋转计算矢量模式实现笛卡儿坐标到极坐标的变换；

(3)根据给定的多载波合路信号，采用坐标旋转计算模式旋转后得到输入采样信号的幅度和旋转增益；

(4)将步骤(1)中得到的幅度与阈值和步骤(3)中的旋转增益的乘积进行比较：

若步骤(1)中得到的幅度不大于阈值和步骤(3)中的旋转增益的乘积，则硬限幅信号为输入多载波合路信号；

否则，分别以阈值与步骤(3)中的旋转增益的比值和0为起始参数利用坐标旋转计算模式反旋转，并根据坐标旋转计算矢量模式计算时保存的旋转参数来计算硬限幅信号，其中坐标旋转计算模式反旋转每级使用的旋转参数必须与坐标旋转矢量模式对齐。

11. 如权利要求7或8所述的降低多载波信号峰均比的方法，其特征在于，所述步骤4进一步包括：

(1)用各载波对应频率的负频率对峰值抵消信号进行下变频得到相应的基带信号；

(2)对各路基带信号进行滤波与降采样、可调滤波、升采样与滤波处理；

(3)根据载波功率估计值调节可调滤波器的增益；

(4)用各载波对应的频率对各路匹配滤波器组的输出信号进行上变频；

(5)各路上变频后的输出求和累加得到滤波后的多载波峰值抵消信号。

Images