CN101483627B - 减小多载波信号峰均比的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种减小多载波信号峰均比的方法，步骤包括：根据多载波合路信号和削峰门限产生硬削峰信号；根据时延后的多载波合路信号和硬削峰信号产生多载波峰值噪声信号；根据多载波基带信号估计各载波的基带信号功率，生成载波功率估计值，补偿功率估计引起的延迟，得到补偿延迟的载波功率估计值；根据所述补偿延迟的载波功率估计值对所述多载波峰值噪声信号进行匹配滤波，得到滤波后的多载波峰值噪声信号；将所述滤波后的峰值噪声信号和所述多载波合路信号求和累加，得到多载波削峰信号。利用本发明技术方案，能够避免功率不同的载波使用相同匹配滤波器增益所带来的信号失真不平衡现象。

Description

减小多载波信号峰均比的方法 

技术领域

本发明涉及一种无线通信***中数字信号的发送技术，具体说，涉及一种减小多载波信号峰均比的方法。 

背景技术

在无线通信***中，利用削峰技术降低进入功率放大器的信号峰均比，以提高功率放大器的效率，但此时也会带来一定程度的带内信号失真、带外频谱展宽等问题，并使得发射信号质量下降、进而影响接收机的解调性能。在码分多址接入***(如WCDMA、cdma2000和TD-SCDMA)中，通常用误差矢量幅度来衡量信号的带内失真程度，用邻道功率泄漏比来表征发射机的带外频谱扩展程度。 

削峰技术主要分为数字基带削峰和数字中频削峰两大类。数字基带削峰技术由于其削峰后的信号进行多级插值滤波处理，使得峰均比会有一定程度的抬高，其削峰的效果并不是很好。数字中频削峰是指基带信号经过数字中频的多级插值滤波器合并之后再进行削峰处理，常用的有硬削峰、软削峰和匹配滤波削峰等。数字中频硬削峰技术的优点是硬件实现较为简单，缺点是其直接进行数字中频硬削峰处理，会导致严重的邻道功率泄漏现象。与数字中频硬削峰相比，数字中频软削峰的优点在于其产生的频谱展宽或邻道泄漏要小很多，但是其削峰效果仍然不够理想，实现也较复杂。但若要保证满足邻道功率泄漏比性能指标，数字中频硬削峰和软削峰技术均很难达到较好的峰均比性能。 

中国专利申请号为03804978.3的发明专利申请使用的削峰技术就属于数字中频匹配滤波削峰技术，该专利申请是针对多载波信号削峰情况而设计的，先设计一个数字中频对应采样频率的基带滤波器，将基带滤波器移频到对应的载波频率后，再把移频后的滤波器相加得到合路滤波器，用合路滤波器对峰值噪声信号进行匹配滤波。当输入合路数字中频信号的采样频率较大时，例如12倍或更大，对滤波器的抽头数要求非常高，此外还需要进行复数滤波处理，这些都大大增加了硬件实现(FPGA或ASIC)的代价和困难。该技术方案虽然考虑了各载波匹配滤波器系数产生时对其增益进行适当的调整，以取得比仅使用缩放器进行统一增益调整更好的性能，但是并没有说明具体如何对各载波匹配滤波器系数进行增益调整，以及如何实时地对各载波匹配滤波器系数进行调整，尤其是在***实现中该如何调整各匹配滤波器增益。 

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种减小多载波信号峰均比的方法，避免了功率不同的载波使用相同匹配滤波器增益所带来的信号失真不平衡现象。 

技术方案如下： 

一种减小多载波信号峰均比的方法，步骤包括： 

(1)根据多载波合路信号和削峰门限产生硬削峰信号，包括： 

(11)对多载波合路信号采用坐标旋转计算矢量模式进行计算，得到每个输入采样信号的幅度、相位和旋转增益； 

(12)将幅度与削峰门限和旋转增益的乘积进行比较；若幅度不大于削峰门限和旋转增益的乘积，则硬削峰信号为输入多载波合路信号，否则，坐标旋转计算矢量模式采用削峰门限与旋转增益的比值和相位为起始参数获得硬削峰信号； 

(2)根据时延后的多载波合路信号和硬削峰信号产生多载波峰值噪声信号； 

(3)根据多载波基带信号估计各载波的基带信号功率，生成载波功率估计值，补偿功率估计引起的延迟，得到补偿延迟的载波功率估计值； 

(4)根据所述补偿延迟的载波功率估计值对所述多载波峰值噪声信号进行匹配滤波，得到滤波后的多载波峰值噪声信号； 

(5)将所述滤波后的峰值噪声信号和所述多载波合路信号求和累加，得到多载波削峰信号。 

进一步，步骤(5)中，将所述滤波后的峰值噪声信号和所述多载波合路信号进行多级削峰迭代处理，得到多载波削峰信号。 

进一步，步骤(1)中，硬削峰单元根据削峰门限对输入的多载波合路信号进行硬削峰处理，以产生硬削峰信号；所述硬削峰单元包括幅度计算单元、判决单元和限幅单元，其中，所述幅度计算单元计算输入多载波合路信号的幅度值，判决单元将所述幅度值和削峰门限进行比较，如果所述幅度值小于或等于削峰门限，所述限幅单元采用当前多载波合路信号作为硬削峰信号；如果所述幅度值大于所述削峰门限，所述限幅单元采用削峰门限作为当前信号的幅度，保持信号相位不变，对输入的多载波合路信号进行硬削峰处理，得到硬限幅后的硬削峰信号。 

进一步，步骤(11)包括： 

(111)用坐标旋转计算矢量模式得到每个输入采样信号的幅度，保存每步计算得到的旋转参数； 

(112)用坐标旋转计算矢量模式实现笛卡尔坐标到极坐标的变换； 

(113)根据给定的多载波合路信号，采用坐标旋转计算矢量模式旋转后得到每个输入采样信号的幅度和旋转增益。 

进一步，步骤(12)包括：将所述采样信号的幅度与削峰门限和旋转增益的乘积进行比较；如果所述幅度不大于所述削峰门限和所述旋转增益的乘积，则所述硬削峰信号为输入多载波合路信号；否则，以所述削峰门限与所述旋转增益的比值和0为起始参数，利用坐标旋转计算矢量模式反旋转，并根据坐标旋转计算矢量模式计算时保存的旋转参数来计算硬削峰信号，其中，所述坐标旋转计算矢量模式反旋转每级使用的旋转参数与坐标旋转计算矢量模式对齐。 

进一步，步骤(4)中，所述多载波峰值噪声信号通过如下步骤得到： 

(41)对峰值噪声信号进行f_s/4数字上变频转换，得到以f_s/4为中心频率的峰值噪声信号； 

(42)根据各载波功率估计值计算和刷新对应载波移频至f_s/4的滤波器实系数，将其相加得到合路的滤波器实系数，并进行匹配滤波处理，得到滤波后的峰值噪声信号； 

(43)对匹配滤波后的峰值噪声信号进行-f_s/4的数字下变频转换，得到匹配滤波后的零频峰值噪声信号； 

(44)对下变频的峰值噪声信号进行半带滤波器处理，得到最后抵消前的多载波峰值噪声信号。 

本发明根据各载波基带信号的功率估计值对相应载波的滤波器组可调滤波器系数进行增益调整，对合路后的多载波信号进行数字中频匹配滤波削峰处理，避免了对功率不同的载波使用相同匹配滤波器增益所带来的信号失真不平衡现象。本发明在满足相同误差矢量幅度和邻道功率泄漏比的条件下，能够取得更好的削峰效果，亦即可使削峰后的多载波合路信号具有更低的峰均比。 

本发明采用的硬削峰方法与传统实现方法不同，将坐标旋转数字计算(CORDIC)模式应用到硬削峰处理中，降低了硬件实现的复杂度和资源消耗；峰值噪声处理单元通过将峰值噪声信号变换到f_s/4进行处理，从而达到实数滤波的目的，较大程度地减少了传统匹配滤波复数处理需要的乘法器和逻辑资源。 

在数字中频处理时，若要在取得更高采样速率的同时，又考虑到硬件资源的节约，可以使用两级半带插值滤波器或更高插值倍数的CIC滤波器，此外，根据具体的中频采样速率来设计匹配滤波器组，若在满足误差矢量幅度和邻道功率泄漏比条件下，希望获取更低的峰均比性能。 

本发明适当使用的多级迭代削峰处理，其数字信号处理采用顺序处理方式，不涉及任何反馈处理单元，很方便在实际硬件***中采用流水线实现。 

附图说明

图1是本发明中多载波合路信号的形成以及多载波削峰单元所处位置的示意图； 

图2是本发明中将图1所示的具体实现结构中补偿CIC增益后的CRRC的幅频响应示意图； 

图3是本发明中多载波削峰单元的结构示意图； 

图4(a)、(b)是图3所示结构中实现硬削峰过程示意图； 

图5是图3所示结构实现峰值噪声处理过程示意图； 

图6是图5所示匹配滤波器根据载波功率估计值调整后的幅频响应示意图； 

图7是图5所示匹配滤波器匹配滤波后、半带滤波后的峰值噪声信号幅频响应示意图； 

图8是本发明中通过N级迭代减小多载波信号峰均比实现多载波削峰的结构示意图； 

图9是本发明中多载波合路信号经过多载波削峰前后的CCDF曲线图。 

具体实施方式

在无线通信***的基站发射机中，峰均比大的输入信号降低了功率放大器的效率，对多载波合路信号而言，例如码分多址接入***，问题显得更为突出。使用削峰技术来减小进入功率放大器的多载波合路信号的峰均比，以提高功率放大器的效率。 

如图1所示，是本发明中多载波信号的形成以及多载波削峰单元所处位置的示意图。多载波数字上变频转换(DUC)单元作为数字中频滤波器，包括多路相串接的根升余弦插值滤波器(CRRC)、半带插值滤波器(HBF)和层叠积分梳状插值滤波器(CIC)，将每路基带信号进行数字中频信号插值与滤波处理，并形成多载波合路信号输出。对每路载波而言，其基带信号(基带信号1、基带信号2或者基带信号3)通过补偿的根升余弦插值滤波器(CRRC)进行脉冲成型滤波，经过半带插值滤波器(HBF)提高数字中频信号的采样速率，再通过层叠积分梳状插值滤波器(CIC)增强对信号在频域内的镜像抑制，并与数控振荡器进行混频形成载波数字中频信号输出，最后将各载波数字中频信号进行合并以产生多载波合路信号。 

为了减少硬件实现存储表的长度，可通过设计协议规定的频道栅格整数倍对应的频率表格来实现。更进一步地，若需要取得更高的采样速率，在数字中频处理可以采用两级半带插值滤波器或设计更高级插值的CIC。 

在数字中频信号插值与滤波处理中，虽然使用CIC减少了硬件实现代价和提供良好的镜像抑制性能，但是同时也会引起带内增益的不平坦。为了使得整个数字中频插值与滤波处理具有较好的带内增益平坦度，通过设计补偿的CRRC来补偿CIC的带内增益不平坦。 

多载波削峰单元接收多载波合路信号，根据设置的削峰门限对多载波合路信号进行削峰处理，减小进入功率放大器的合路信号峰均比，以提高功率放大器的效率。 

如图2所示，为根据图1示例设计的CRRC的幅频响应示意图。图2中给出了补偿前后CRRC和整个数字中频滤波器(包括CRRC、HBF和CIC)卷积结果的幅频响应特性，可以看出若CRRC未补偿CIC的带内增益损失，则整个数字中频滤波器卷积的带内平坦度性能较差。 

如图3所示，为本发明中用于降低多载波信号峰均比的多载波削峰单元的结构示意图。图3中的多载波削峰单元包括一个硬削峰单元、三个时延单元(包括第一时延单元、第二时延单元和第三时延单元)、一个载波功率估计单元、一个峰值噪声处理单元和两个求和累加单元(包括第一求和累加单元和第二求和累加单元)组成。 

硬削峰单元根据削峰门限对输入的多载波合路信号进行硬削峰处理，以产生硬削峰信号，并发送到第一求和累加单元。第一时延单元对多载波合路信号进行延迟，以补偿硬削峰单元和峰值噪声处理单元引起的时延和保证时间对齐，发送到第二求和累加单元。第一求和累加单元将硬削峰信号减去经过第二时延单元时延处理(第二时延单元用以补偿硬削峰单元引入的处理时延和保证时间对齐)后的多载波合路信号，产生多载波峰值噪声信号发送到峰值噪声处理单元。峰值噪声处理单元对多载波峰值噪声信号进行匹配滤波，得到滤波后的多载波峰值噪声信号，发送到第二求和累加单元。载波功率估计单元用于估计各个载波的基带信号功率，将载波功率估计值发送给第三时延单元。第三时延单元补偿功率估计引起的延迟，以保证峰值噪声处理 的时间完全对齐。第二求和累加单元对经第一时延单元处理后的多载波合路信号和滤波后的多载波峰值噪声信号进行求和累加，产生多载波削峰信号。 

硬削峰单元包括多载波合路(IQ)信号的幅度计算单元、与削峰门限进行比较的判决单元，以及根据削峰门限产生硬削峰信号的限幅单元。幅度计算单元计算输入IQ信号的幅度值，用于与削峰门限进行比较。判决单元将IQ信号的幅度值和削峰门限进行比较，若计算得到的幅度值小于或等于削峰门限，则不对该IQ信号做任何处理，限幅单元采用当前IQ信号作为硬削峰信号；如果计算得到的幅度值大于削峰门限，限幅单元采用削峰门限作为当前信号的幅度，保持信号相位不变，对输入的IQ信号进行硬削峰处理，得到硬限幅后的硬削峰信号。 

本发明的降低多载波信号峰均比的方法包括如下步骤： 

1、根据多载波合路信号和削峰门限参数产生硬削峰信号； 

2、根据时延后的多载波合路信号和硬削峰信号产生峰值噪声信号； 

3、根据多载波基带信号估计各载波的基带信号功率，生成载波功率估计值发送给第三时延单元，第三时延单元补偿功率估计引起的延迟，以保证峰值噪声处理的时间完全对齐，将补偿延迟的载波功率估计值发送给峰值噪声处理单元； 

4、根据补偿延迟的载波功率估计值对多载波峰值噪声信号进行匹配滤波，得到滤波后的多载波峰值噪声信号，发送滤波后的多载波峰值噪声信号到第二求和累加单元； 

5、第二求和累加单元将滤波后的峰值噪声信号与多载波合路信号求和累加，得到多载波削峰信号。 

如图4(a)和图4(b)是多载波削峰单元中的硬削峰方法实现过程。 

如图4(a)所示是使用坐标旋转数字计算(CORDIC)模式计算多载波合路信号幅度的过程，得到信号幅度 $K*\sqrt{{\left(I_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2+{\left(Q_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2}$ 和旋转方向参数d_n，该幅度结果为信号幅度 $\sqrt{{\left(I_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2+{\left(Q_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2}$ 的K倍(K来自于CORDIC算法的处理增益)，这里d_n取决于y_n的符号(若y_n＜0时d_n取1，否则d_n取-1)， 每级的旋转角度分别为d_n*arctan 2^-n。 

如图(b)所示，为根据Thr/K和保存的d_n参数进行CORDIC反旋转产生硬削峰输出信号(Thr*cosφ_k和Thr*sinφ_k， ${\mathrm{\φ}}_k=\arctan \frac{Q_k^{\mathrm{sum}}}{I_k^{\mathrm{sum}}}$ )的过程，每级的旋转角度分别为-d_n*arctan 2^-n，反旋转时每级的d_n与正向旋转相同。 

如图5所示，是图3所示结构实现峰值噪声处理过程示意图。 

峰值噪声处理单元包括：f_s/4移频单元、匹配滤波处理单元、-f_s/4移频单元、半带滤波器单元。 

峰值噪声处理包括如下步骤： 

1、f_s/4移频单元对峰值噪声信号进行f_s/4数字上变频转换(DUC)，得到以f_s/4为中心频率的峰值噪声信号，将该峰值噪声信号发送到匹配滤波处理单元； 

2、匹配滤波处理单元根据各载波功率估计值计算和刷新对应载波移频至f_s/4的滤波器实系数，将其相加得到合路的滤波器实系数，并进行匹配滤波处理，将匹配滤波后的峰值噪声信号发送到-f_s/4移频单元； 

3、-f_s/4移频单元对匹配滤波后的峰值噪声信号进行-f_s/4的数字下变频转换(DDC)，得到匹配滤波后的零频峰值噪声信号，将该零频峰值噪声信号发送到半带滤波器单元； 

4、半带滤波器单元对下变频的零峰值噪声信号进行半带滤波处理，得到最后抵消前的多载波峰值噪声信号。 

如图6所示，是图5所示匹配滤波器根据载波功率估计值调整后的幅频响应示意图。 

图6中实线为三载波均为满功率(归一化为0dB)时计算的匹配滤波器实系数的幅频响应，图6中虚线则是三载波功率为-2dB、-8dB和-5dB时得到的匹配滤波器系数的幅频响应。该方法避免了对功率不同的载波使用相同匹配滤波器增益带来的信号失真不平衡现象，从而改善了削峰的效果。此外，通过各载波对应滤波器系数的增益进行适当微调，可以达到各载波的EVM比较平衡，以达到进一步改善削峰性能的效果。 

如图7所示，是图5所示匹配滤波器匹配滤波后、半带滤波后的峰值噪声信号幅频响应示意图，其中，图7(a)所示是图5所示匹配滤波后的峰值噪声信号幅频响应的示例，有效的峰值噪声频谱为f_s/4附近的部分；图7(b)则是半带滤波后的峰值噪声信号幅频响应的示意图，增加该半带滤波器的目的是滤波除掉带外的无用频谱信号。 

本发明中考虑三载波通信***的数学模型。为了方便描述和表示，下面使用不同数学符号来表示各阶段或单元的信号，分别用i、j和k代表载波索引、基带采样索引和中频采样索引。 

a、基带IQ信号：I_i，j ^bb，Q_i，j ^bb

b、插值滤波后各载波对应的中频信号：I_i，k ^dif，Q_i，k ^dif

c、多载波合路信号：I_k ^sum，Q_k ^sum

e、削峰门限参数：Thr 

f、硬削峰信号：I_k ^hard_clip，Q_k ^hard_clip

g、多载波峰值噪声信号：I_k ^peak_noise，Q_k ^peak_noise

h、f_s/4上变频后的峰值噪声信号：I_i，k ^fs/4，Q_i，k ^fs/4

i、匹配滤波后各载波对应的峰值噪声信号：I_i，k ^mf，Q_i，k ^mf

j、匹配滤波器系数和半带滤波器系数：matched_filtering_coeff，hbf_coeff 

k、滤波后的多载波峰值噪声信号：I_k ^{final_peak_noise}，Q_k ^{final_peak_noise}

l、多载波削峰信号：I_k ^clipped，Q_k ^clipped

各载波基带IQ信号经过多级插值滤波(CRRC、HBF和CIC)后产生数字中频采样信号I_i，k ^dif和Q_i，k ^dif，与对应载波频率混频并相加产生多载波合路信号I_k ^sum和Q_k ^sum。三载波削峰单元之前的三载波合路信号可以表示为： 

$I_k^{\mathrm{sum}}+j*Q_k^{\mathrm{sum}}=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}(I_{i,k}^{\mathrm{dif}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{dif}})*e^{j2\mathrm{\π}{f}_{i}k}$ (式1) 

本发明图3中的硬削峰可以采用CORDIC算法来实现。首先对每个输入采样信号I_k ^sum和Q_k ^sum采用CORDIC矢量模式得到幅度A_k $(A_k=K*\sqrt{{\left(I_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2+{\left(Q_k^{\mathrm{sum}}\right)}^2})$ 和相位φ_k；将A_k与Thr*K比较；若A_k小于或等于Thr*K，则硬削峰信号为输入多载波合路信号；若A_k大于Thr*K，则用CORDIC旋转模式以Thr/K和φ_k(由CORDIC矢量模式计算得到的)为起始参数获得硬削峰信号。 

本发明图3中的硬削峰也可采用修正的CORDIC算法来实现，可以节省1/3的硬件电路资源，以降低硬件实现成本。通过图4并结合下面的描述，可以很容易理解本发明的硬削峰实现方法。首先用CORDIC矢量模式计算每个输入采样信号的幅度A_k，保存每步计算的d_n以供后面的CORDIC反旋转用，而不需要计算相位项φ_k。CORDIC矢量模式实现笛卡尔坐标到极坐标的变换，用公式表示为： 

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{n+1}=x_n-d_n\·y_n\·2^{-n}\\ y_{n+1}=y_n+d_n\·x_n\·2^{-n}\end{array}\right.n\≥0$ (式2) 

式2中d_n取决于y_n的符号： 

$d_n=\left\{\begin{array}{cc}1& y_n<0\\ -1& y_n\&GreaterEqual;0\end{array}\right.$ (式3) 

给定 $x_0=I_k^{\mathrm{sum}}$ 和 $y_0=Q_k^{\mathrm{sum}},$ 经过CORDIC旋转后得到： 

$x_{n+1}=K\&CenterDot;\sqrt{{x_0}^2+{y_0}^2}$

y_n+1＝0                            (式4) 

$K=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+2^{-2n}}$

式4中，N为CORDIC旋转的级数(通常N取8便可获得很好的精度)， x_n+1为输入采样信号I_k ^sum和Q_k ^sum经CORDIC后计算的幅度，将A_k与Thr*K(K为CORDIC旋转的增益)比较；若A_k小于或等于Thr*K，则硬削峰信号为输入多载波合路信号；若A_k大于Thr*K，x₀和y₀分别以Thr/K和0为起始参数进行CORDIC反旋转，并根据CORDIC矢量模式计算时保存的d_n参数来计算硬削峰信号。CORDIC反旋转每级使用的d_n必须与CORDIC矢量模式对齐。 

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{n+1}=x_n+d_n\&CenterDot;y_n\&CenterDot;2^{-n}\\ y_{n+1}=y_n-d_n\&CenterDot;x_n\&CenterDot;2^{-n}\end{array}\right.n\&GreaterEqual;0$ (式5) 

给定x₀＝Thr/K和y₀＝0，则有： 

x_n+1＝Thr·cosφ_k

y_n+1＝Thr·sinφ_k

$K=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+2^{-2n}}$ (式6) 

式6中，x_n+1和y_n+1为对应载波合路信号I_k ^sum、Q_k ^sum的硬削峰信号I_k ^hard_clip 和Q_k ^hard_clip，φ_k为I_k ^sum、Q_k ^sum的相位。 

硬削峰信号减去时延后的多载波合路信号，则得到多载波峰值噪声信号： $\left\{\begin{array}{c}{I}_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=I_k^{\mathrm{hard}\_\mathrm{clip}}-I_k^{\mathrm{sum}}\\ Q_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=Q_k^{\mathrm{hard}\_\mathrm{clip}}-Q_k^{\mathrm{sum}}\end{array}\right.$ (式7) 

图3中的载波功率估计单元，每载波对应的基带信号的功率用式8计算得到： 

$P_i^{\mathrm{est}}=\frac{1}{N_{\mathrm{samples}}}\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{samples}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}({I_{i,n}}^2+{Q_{i,n}}^2)i=\mathrm{1,2,3},$ (式8) 

式8中，N_samples为用于功率估计的基带采样数，根据P_i ^est查表(LUT)得到对应的幅度增益A_i ^est。 

$A_i^{\mathrm{est}}=\sqrt{P_i^{\mathrm{est}}}i=\mathrm{1,2,3}$ (式9) 

对峰值噪声信号进行f_s/4上变频得到： 

$I_{i,k}^{f_s/4}+j*Q_{i,k}^{f_s/4}=(I_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}+j*Q_k^{\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}})*e^{j*\mathrm{\&pi;k}/2}$ (式10) 

上变频后的峰值噪声信号经过匹配滤波处理得到： 

$I_{i,k}^{\mathrm{mf}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{mf}}=\mathrm{filter}(I_{i,k}^{f_s/4}+j*Q_{i,k}^{f_s/4},\mathrm{matched}\_\mathrm{filtering}\_\mathrm{coeff})$ (式11) 

对匹配滤波后的峰值噪声信号进行-f_s/4下变频和半带滤波处理得到最后的峰值噪声信号： 

$I_{i,k}^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}=\mathrm{filter}((I_{i,k}^{\mathrm{mf}}+j*Q_{i,k}^{\mathrm{mf}})*e^{-j*\mathrm{\&pi;k}/2},\mathrm{hbf}\_\mathrm{coeff})$ (式12) 

时延后多载波合路信号与滤波后的多载波峰值噪声信号相加得到多载波削峰信号： 

$\left\{\begin{array}{c}{I}_k^{\mathrm{clipped}}=I_k^{\mathrm{sum}}+I_k^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}\\ Q_k^{\mathrm{clipped}}=Q_k^{\mathrm{sum}}+Q_k^{\mathrm{final}\_\mathrm{peak}\_\mathrm{noise}}\end{array}\right.$ (式13) 

如图8所示，是本发明中通过N级迭代减小多载波信号峰均比实现多载波削峰的结构示意图。图8的具体实现与图3不同之处是，***设计时可根据***性能要求和硬件资源情况，对多载波合路信号进行多级迭代削峰处理操作，使得在满足***误差矢量幅度和邻道功率泄漏比指标条件下，取得更优的削峰效果，即保证多载波削峰信号具有更小的峰均比。图8中，各级多载波削峰单元也可以根据需要使用不同的削峰门限参数，以取得更佳的削峰效果。 

如图9所示，是多载波合路信号经过多载波削峰前后的互补累积分布函数(CCDF)曲线图，反映了三载波WCDMA数字中频合路信号经过本发明的削峰单元后信号CCDF曲线的对比情况。从图9中可以看出，由削峰前的9.8dB(@0.01％)降为5.6dB，削峰后不仅峰均比有显著的减小。 

与同类削峰技术相比较，本发明采样的多载波削峰技术，在保证满足***误差矢量幅度和邻道功率泄漏比指标条件下，使用更少的硬件资源并获得更低的峰均比性能，更容易取得较高的功放效率。 

本发明可以根据实际通信***设计中的硬件资源和性能要求进行适当的修改和裁剪。数字中频处理时，若要在取得更高的采样速率的同时，又考虑到硬件资源的节约，可以使用两级半带插值滤波器或更高插值倍数的CIC滤波器。若在满足误差矢量幅度和邻道功率泄漏比条件下，希望获取更低的峰均比性能，可以适当使用多级迭代削峰处理方法来实现。本发明提供的方案，其数字信号处理采用顺序处理方式，不涉及任何反馈处理单元，从而很方便在实际硬件***中实现。 

这里已经通过具体的实施例子对本发明进行了详细描述，提供上述实施例的描述为了使本领域的技术人员制造或适用本发明，这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是容易理解的。本发明不仅适用于WCDMA、cdma2000和TD-SCDMA等码分多址***，还适用于全球移动通信(GSM)***、增强型数据速率GSM演进技术(EDGE)***。 

Claims (5)

1.一种减小多载波信号峰均比的方法，步骤包括：

(1)根据多载波合路信号和削峰门限产生硬削峰信号，包括：

(11)对多载波合路信号采用坐标旋转计算矢量模式进行计算，得到每个输入采样信号的幅度、相位和旋转增益；

(12)将幅度与削峰门限和旋转增益的乘积进行比较；若幅度不大于削峰门限和旋转增益的乘积，则硬削峰信号为输入多载波合路信号，否则，坐标旋转计算矢量模式采用削峰门限与旋转增益的比值和相位为起始参数获得硬削峰信号；

(2)根据时延后的多载波合路信号和硬削峰信号产生多载波峰值噪声信号；

(3)根据多载波基带信号估计各载波的基带信号功率，生成载波功率估计值，补偿功率估计引起的延迟，得到补偿延迟的载波功率估计值；

(4)根据所述补偿延迟的载波功率估计值对所述多载波峰值噪声信号进行匹配滤波，得到滤波后的多载波峰值噪声信号；

(5)将所述滤波后的峰值噪声信号和所述多载波合路信号求和累加，得到多载波削峰信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(5)中，将所述滤波后的峰值噪声信号和所述多载波合路信号进行多级削峰迭代处理，得到多载波削峰信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(1)中，硬削峰单元根据削峰门限对输入的多载波合路信号进行硬削峰处理，以产生硬削峰信号；所述硬削峰单元包括幅度计算单元、判决单元和限幅单元，其中，所述幅度计算单元计算输入多载波合路信号的幅度值，判决单元将所述幅度值和削峰门限进行比较，如果所述幅度值小于或等于削峰门限，所述限幅单元采用当前多载波合路信号作为硬削峰信号；如果所述幅度值大于所述削峰门限，所述限幅单元采用削峰门限作为当前信号的幅度，保持信号相位不变，对输入的多载波合路信号进行硬削峰处理，得到硬限幅后的硬削峰信号。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(11)包括：

(111)用坐标旋转计算矢量模式得到每个输入采样信号的幅度，保存每步计算得到的旋转参数；

(112)用坐标旋转计算矢量模式实现笛卡尔坐标到极坐标的变换；

(113)根据给定的多载波合路信号，采用坐标旋转计算矢量模式旋转后得到每个输入采样信号的幅度和旋转增益；

步骤(12)包括：将所述采样信号的幅度与削峰门限和旋转增益的乘积进行比较；如果所述幅度不大于所述削峰门限和所述旋转增益的乘积，则所述硬削峰信号为输入多载波合路信号；否则，以所述削峰门限与所述旋转增益的比值和0为起始参数，利用坐标旋转计算矢量模式反旋转，并根据坐标旋转计算矢量模式计算时保存的旋转参数来计算硬削峰信号，其中，所述坐标旋转计算矢量模式反旋转每级使用的旋转参数与坐标旋转计算矢量模式对齐。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(4)中，所述多载波峰值噪声信号通过如下步骤得到：

(41)对峰值噪声信号进行f_s/4数字上变频转换，得到以f_s/4为中心频率的峰值噪声信号；

(42)根据各载波功率估计值计算和刷新对应载波移频至f_s/4的滤波器实系数，将其相加得到合路的滤波器实系数，并进行匹配滤波处理，得到滤波后的峰值噪声信号；

(43)对匹配滤波后的峰值噪声信号进行-f_s/4的数字下变频转换，得到匹配滤波后的零频峰值噪声信号；

(44)对下变频的峰值噪声信号进行半带滤波器处理，得到最后抵消前的多载波峰值噪声信号。

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