CN102404265A - 一种多载波信号处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多载波信号处理方法，包括：根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度；根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列；对所述频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数；利用所述抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。此外，本发明还公开了一种多载波信号处理装置。本发明所公开的技术方案能够在进行峰值抵消时保护对抵消失真有要求的传输数据。

Description

一种多载波信号处理方法及装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)***中的非线性峰值抑制技术，尤其涉及一种多载波信号处理方法及装置。

背景技术

在OFDM***中，通常在频域内将给定的信道分成若干个独立的子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。由于这一系列子信道信号在时域累加后重叠起来会在某些时刻出现较大的尖峰脉冲，很容易造成较大的峰平比(PAPR，Peak-to-average-power ratio)，即信号的最大峰值功率与平均功率之比较大。而现有的功率放大器无法对幅度范围较大的信号进行线性放大，因此存在较高PAPR的信号在通过功率放大器时会产生较大的频谱扩展和严重的带内失真，造成子信道间的相互干扰，从而影响OFDM***的性能。

为了降低PAPR，通常在通过天线执行发送操作之前，利用非线性峰值抑制技术对待处理的多载波信号进行峰值抵消处理。其中，峰值抵消过程一般包括：计算作为待处理信号的时域OFDM信号中采样点的限幅幅度，并生成限幅序列；利用限幅序列和预先设置的抵消函数，生成抵消信号；将时域OFDM信号与抵消信号叠加，完成峰值抵消。其中，采样点可以是时域OFDM信号中按照传统方法确定的每个采样点，也可以是申请号为200810170235.X的专利申请中描述的幅值高于预设的比较门限的对象采样点，还可以是按照其它方法确定的采样点。

在上述峰值抵消过程中，传统的抵消函数通常采用频域连续分布的窗函数，如sinc函数，但使用这类函数进行抵消处理时将在各子载波上引入同样程度的抵消失真，即失真噪声。而在实际OFDM***中，不同类型的传输数据对子载波上的抵消失真要求不同，即对子载波上的失真容忍度要求不同。

例如，对于需要利用导频序列(pilot)进行信道估计的OFDM***来说，由于信道估计对导频序列所在子载波位置的抵消失真比较敏感，因此导频序列所在子载波上的失真容忍度较低，而利用传统窗函数进行抵消处理时由于抵消失真会扩展到接收端的整个频域，引起导频序列的失真，因此会恶化接收端的信道估计性能，并对***的传输性能造成影响。

又如，对于多用户的OFDM***，不同用户所属子载波段对抵消失真带来的性能影响也可能有不同要求，使得不同用户所属子载波段的失真容忍度也不同，而利用传统窗函数进行抵消处理时由于抵消失真会扩展到接收端的整个频域，引起失真容忍度较低的数据的失真，对用户数据的传输性能造成影响。

可见，采用传统抵消函数的峰值抵消过程无法保护对抵消失真有要求的传输数据。

发明内容

有鉴于此，本发明中一方面提供一种多载波信号处理方法，另一方面提供一种多载波信号处理装置，以便在进行峰值抵消时保护对抵消失真有要求的传输数据。

本发明所提供的多载波信号处理方法，包括：

根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度；其中，V为大于或等于2的整数；

根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；

根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列；

对所述频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数；

利用所述抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。

本发明所提供的多载波信号处理装置，包括：

失真容忍度设置模块，用于根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度；其中，V为大于或等于2的整数；

抵消函数生成模块，用于根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列，对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数；

峰值抵消模块，用于利用所述抵消函数生成模块生成的抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。

从上述方案可以看出，本发明实施例中根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波进行分组并设置对应的失真容忍度，然后根据所设置的失真容忍度，设计使对应各组子载波的失真噪声满足对应失真容忍度的抵消函数，并利用该抵消函数进行峰值抵消处理，使得在进行峰值抵消时降低PAPR的基础上，能够保护对抵消失真有要求的传输数据，降低了抵消信号对这部分数据的干扰。

附图说明

下面将通过参照附图详细描述本发明的示例性实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其它特征和优点，附图中：

图1为本发明实施例中多载波信号处理方法的示例性流程图；

图2为本发明实施例中多载波信号处理装置的示例性结构图；

图3为图2所示多载波信号处理装置中的抵消函数生成模块的结构示意图；

图4为梳妆导频***方式的OFDM频域符号分布图；

图5和图6分别为传统抵消函数的频域仿真图和时域仿真图；

图7和图8分别为本发明实施例中改进的抵消函数的一个频域仿真图和时域仿真图；

图9为LTE标准的2发射天线的下行OFDMA链路的导频***方式的OFDM频域符号分布图；

图10和图11分别为本发明实施例中改进的抵消函数的又一个频域仿真图和时域仿真图；

图12为分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的一个PAPR抑制性能比较仿真图；

图13为分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的一个信道估计性能比较仿真图；

图14为分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的又一个PAPR抑制性能比较仿真图；

图15为分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的又一个信道估计性能比较仿真图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明进一步详细说明。

图1为本发明实施例中多载波信号处理方法的示例性流程图。如图1所示，该方法包括：

步骤101，根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度。其中，V为大于或等于2的整数。

本步骤中，对于不同的OFDM***，由于其所传输的数据类型及组成可能不同，各类型传输数据对失真容忍度的要求也不尽相同，因此对于不同的OFDM***，V的取值及失真容忍度的设置需要根据实际需要进行设置。

例如，对于需要利用导频序列进行信道估计的OFDM***，由于导频序列和信息数据对各自所在子载波上的失真容忍度要求不同，即导频序列对其所在子载波上的失真容忍度比信息数据对其所在子载波上的失真容忍度要低，因此可将用于承载所述信息数据的子载波划分为一组，将用于承载所述导频序列的子载波划分为另一组；为承载所述信息数据的子载波设置第一失真容忍度，为承载所述导频序列的子载波设置低于所述第一失真容忍度的第二失真容忍度。具体实现时，可将第二失真容忍度设置为0，第一失真容忍度设置为1。

又如，对于多用户的OFDM***，由于不同用户数据对其所属子载波段的失真容忍度也可能有不同要求，因此可将具有不同失真容忍度要求的各用户的数据所属子载波分别划分到不同组，并针对各组设置对应的失真容忍度。例如，假设共有三个用户，用户A、用户B和用户C，其中用户A和用户B有相同的失真容忍度，用户C具有比用户A和用户B更低的失真容忍度，则可将用于承载用户A和用户B的数据的子载波划分为第一组，将用于承载用户C的数据的子载波划分为第二组，并为第一组设置第一容忍度，为第二组设置比第一容忍度低的第二容忍度。如果用户A、用户B和用户C分别具有不同的失真容忍度，则可将用于承载用户A的数据的子载波划分为第一组，将用于承载用户B的数据的子载波划分为第二组，将用于承载用户C的数据的子载波划分为第三组，并为第一组设置第一容忍度，为第二组设置第二容忍度，为第三组设置第三容忍度。

此外，对于其他OFDM***同样可进行类似的分组及失真容忍度设置，此处不再一一列举。

步骤102，根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列。其中，初始频域响应序列反映的是失真噪声在频域的分布情况。

本步骤中，根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例时可有多种具体实现方式，下面仅列举一种具体实现形式。

假设用N表示子载波的总个数，用φ_v，v∈(0，1，…，V-1)表示第v组子载波，用G′_k表示抵消函数在第k个子载波的频域响应，用μ_v，v∈(0，1，…，V-1)表示为第v组子载波设置的失真容忍度，其中，0≤μ_v≤1，μ_v越小表示相对引入的失真噪声越小。则抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例可按如下表达式(1)确定。

$\frac{\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_v}{\mathrm{\Σ}}\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2}\≤{\mathrm{\μ}}_v,{\mathrm{\μ}}_{v-1}\≤{\mathrm{\μ}}_v---\left(1\right)$

具体到需要利用导频序列进行信道估计的OFDM***，抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例可按如下表达式(2)确定。

$\left\{\begin{array}{c}{G}_k^{\′}=0,k\∈{\mathrm{\φ}}_0\\ \frac{\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_1}{\mathrm{\Σ}}\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2}\≤1\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，N为子载波的总个数，φ₀为承载导频序列的子载波，φ₁表示承载信息数据的子载波，G′_k为抵消函数在第k个子载波的频域响应。

此外，根据失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始时，可构造使总的失真噪声最小或对应设定组子载波的失真噪声最小的频域响应序列。或者是构造满足其他条件的频域响应序列。

下面以构造使总的失真噪声最小的频域响应序列为例，则本步骤中的频域响应序列{G′_k，0≤k≤N-1}可满足下列表达式(3)

$\min \underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2$ 且 $\frac{\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_v}{\mathrm{\Σ}}\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2}\≤{\mathrm{\μ}}_v,{\mathrm{\μ}}_{v-1}\≤{\mathrm{\μ}}_v---\left(3\right)$

其中，φ_v表示第v组子载波，G′_k为抵消函数在第k个子载波的频域响应，μ_v为第v组子载波对应的失真容忍度，0≤μ_v≤1，μ_v越小相对引入的失真噪声越小。

具体到需要利用导频序列进行信道估计的OFDM***，频域响应序列{G′_k，0≤k≤N-1}可满足下列表达式(4)

$\min \underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2,$ 且 $\left\{\begin{array}{c}{G}_k^{\′}=0,k\∈{\mathrm{\φ}}_0\\ \frac{\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_1}{\mathrm{\Σ}}\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2}\≤1\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，N为子载波的总个数，φ₀为承载导频序列的子载波，φ₁表示承载信息数据的子载波，G′_k为抵消函数在第k个子载波的频域响应。

上述式(1)至式(4)只是为了说明本实施例而列举的具体示例，具体实现时，还可以有其它的实现形式，此处不再一一列举。

步骤103，对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数。

本步骤中，时域转换处理可有多种处理方法，既可采用现有技术中的各种处理方法，也可采用其他新增的处理方法，本实施例中不做限定。下面以采用过采样及时域加窗处理的频域-时域转换处理方法为例，对本步骤的处理过程进行举例说明。

根据步骤102中得到的公式(3)所对应的频域响应序列{G′_k，0≤k≤N-1}及预设的过采样倍数J，将频域响应序列带外置零，通过快速傅立叶逆变换(IFFT)得到{G′_k，0≤k≤N-1}的J倍过采样时域表达式为{g′_n，0≤n≤JN-1}，最后经过时域加窗得到用于峰值抵消的抵消函数的表达式为：

${\hat{g}}_n=g_n^{\′}\mathrm{wind}(n,\mathrm{Ns})---\left(5\right)$

其中，wind(n，Ns)表示中心点与{g′_n，0≤n≤JN-1}中心点对齐，长度为Ns的时域截断窗长度。

具体到公式(4)所对应的频域响应序列{G′_k，0≤k≤N-1}，将频域响应序列带外置零，即在中间添加(J-1)N个零，经过快速傅里叶变换(FFT)后，通过长度为Ns的矩形窗进行时域截断，得到用于峰值抵消的抵消函数的表达式为：

${\hat{g}}_n=(g_n-\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_0}{\mathrm{\Σ}}\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πkn}}{\mathrm{JN}}\right))\mathrm{wind}(n,\mathrm{Ns})$

$=\left\{\begin{array}{cc}0,& 0\≤n\≤\frac{\mathrm{JN}-\mathrm{Ns}}{2}\\ (g_n-\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_0}{\mathrm{\Σ}}\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πkn}}{\mathrm{JN}}\right)),& \frac{\mathrm{JN}-\mathrm{Ns}}{2}+1\≤n\≤\frac{\mathrm{JN}+\mathrm{Ns}}{2}\\ 0,& \frac{\mathrm{JN}+\mathrm{Ns}}{2}+1\≤n\≤\mathrm{JN}-1\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，g_n表示传统峰值抵消函数，例如sinc函数

步骤104，利用所述抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。

本步骤的峰值抵消处理可与现有技术中的峰值抵消处理一致，即可以包括：计算作为待处理信号的时域OFDM信号中采样点的限幅比率，并生成限幅序列；利用限幅序列和步骤103中得到的抵消函数，生成抵消信号；将时域OFDM信号与抵消信号叠加，完成峰值抵消。

以上对本发明实施例中的多载波信号处理方法进行了详细描述，下面再对本发明实施例中的多载波信号处理装置进行详细描述。

图2为本发明实施例中多载波信号处理装置的示例性结构图。如图2所示，该装置包括：失真容忍度设置模块、抵消函数生成模块和峰值抵消模块。

其中，失真容忍度设置模块用于根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度。其中，V为大于或等于2的整数。

抵消函数生成模块用于根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列，对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数。

峰值抵消模块用于利用所述抵消函数生成模块生成的抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。

具体实现时，上述失真容忍度设置模块的具体实现过程可与步骤101中的描述一致，即可根据不同OFDM***的实际需要进行子载波组划分及失真容忍度设置。

例如，对于需要利用导频序列进行信道估计的OFDM***，失真容忍度设置模块可根据待处理信号中导频序列和信息数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述信息数据的子载波划分为一组，将用于承载所述导频序列的子载波划分为另一组；为承载所述信息数据的子载波设置第一失真容忍度，为承载所述导频序列的子载波设置低于所述第一失真容忍度的第二失真容忍度。

又如，对于多用户的OFDM***，失真容忍度设置模块可根据待处理信号中不同用户的数据对失真容忍度的要求，将用于承载具有不同失真容忍度要求的各用户的数据的子载波分别划分到不同组，并针对各组子载波设置对应的失真容忍度。

具体实现时，上述抵消函数生成模块的具体实现过程可与步骤102和步骤103中的描述一致。同样地，抵消函数生成模块可构造使总的失真噪声最小或对应设定组子载波的失真噪声最小或满足其它条件的频域响应序列。之后，对所述频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数。其中，频域-时域转换处理可以包括过采样和时域加窗处理。

进一步地，抵消函数生成模块的内部结构可有多种具体实现形式，图3示出了其中一种具体实现时的内部结构示意图。如图3所示，该抵消函数生成模块包括：频域分布比例确定模块、频域响应序列构造模块和频域-时域转换处理模块。

其中，频域分布比例确定模块用于根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例。

频域响应序列构造模块用于根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列。具体实现时，该频域响应序列构造模块可构造使总的失真噪声最小或对应设定组子载波的失真噪声最小或满足其它条件的频域响应序列。

频域-时域转换处理模块用于对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数。

具体实现时，上述峰值抵消模块的具体实现过程可与步骤104中的描述一致。

为了进一步说明本发明实施例中多载波信号处理方法和装置的技术方案，下面以需要利用导频序列进行信道估计的OFDM***为例，给出现有技术中及本发明实施例中抵消函数的频域及时域的仿真图。

图4示出了梳妆导频***方式的OFDM频域符号分布图。如图4所示，阴影部分为导频序列在OFDM符号中的位置，其他部分为信息数据在OFDM符号中的位置。可见，导频序列符号间隔D_f个子载波。本示例中，D_f＝4，即在子载波中每隔3个信息数据子载波***一个导频序列子载波。另外，本示例中的仿真参数为：调制方式为16正交幅度调制(QAM)、过采样倍数J＝4，子载波数目为128(其中32个子载波用于导频序列传输，96个子载波用于信息数据传输)。

基于上述仿真条件，图5和图6分别示出了现有技术中传统抵消函数sinc函数的频域仿真图和时域仿真图。图7和图8分别示出了本发明实施例中改进的抵消函数，即

的频域仿真图和时域仿真图。

下面再以3GPP长期演进计划(LTE，Long Term Evolution)标准的2发射天线的下行OFDMA链路的导频***方式为例，给出本发明实施例中改进的抵消函数的频域及时域仿真图。图9为LTE标准的2发射天线的下行OFDMA链路的导频***方式的OFDM频域符号分布图。其中R₀和R₁分别表示天线1和天线2对应的导频序列位置。另外，本示例中的仿真参数为：子载波数目为1024、用户占用低频段的连续50个资源块(RB，Resource Block)(每个资源块包含12个子载波，即用户占用低频段的连续600个子载波)，调制方式为16QAM、过采样倍数J＝4。

基于上述仿真条件，图10和图11分别示出了本发明实施例中改进的抵消函数，即的频域仿真图和时域仿真图。

利用本发明实施例所提供的技术方案，能够使得在进行峰值抵消时降低PAPR的基础上，保护对抵消失真有要求的传输数据，降低抵消信号对这部分数据的干扰。

以上述公式(4)所对应的抵消函数为例，通过将导频序列所对应子载波的失真容忍度设置为0，并构造满足该失真容忍度的失真噪声频域分布，从而得到在导频序列所对应子载波上几乎不引入失真噪声的抵消函数，从而降低了失真噪声对导频序列的干扰。

下面仍以需要利用导频序列进行信道估计的OFDM***为例，并且以申请号为200810170235.X的专利申请中描述的峰值抵消方法为例，给出两个分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的PAPR抑制性能及信道估计性能的仿真结果。

仿真结果一：OFDM***的仿真结果。

本仿真的仿真参数为：子载波数目为1024、调制方式为16QAM、过采样倍数J＝4，频域使用长度为256的Chu序列作为导频序列，采用D_f＝4的梳妆导频***方式。此外，仿真使用COST207x6移动台信道，并且移动台的移动速度为120km/h。其中，关于Chu序列的定义详见文献“D.C.Chu，”Polyphase codes with good periodic correlation properties，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.18，pp.531-532，July 1972”。

表1示出了传统抵消函数和改进的抵消函数在上述仿真条件下的信息数据失真比(DDR，Data-to-Distortion Ratio)和导频序列失真比(PDR，Pilot-to-Distortion Ratio)。

表1

可见，使用改进的抵消函数能够获得比传统抵消函数更高的PDR增益。如表1所示，当门限为6dB时，改进的抵消函数对应的PDR较传统抵消函数增加近13dB，此时，导频序列所在子载波位置的抵消干扰得到很大程度的控制，信道估计性能也得到改善。此外，改进的抵消函数在获得PDR增益的同时，DDR下降了约1dB，这是由于改进的抵消函数引入了一部分抵消干扰，导致部分峰值的抵消程度有所加强，但其造成的性能损失并不高。

图12示出了分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的PAPR抑制性能比较仿真图。可见，使用改进的抵消函数使得抵消信号的PAPR仅略有上升，但仍然保持明显的PAPR抑制效果。

图13示出了分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的信道估计性能比较仿真图。如图13所示，改进的抵消函数可以很好的改善抵消失真对信道估计的影响。当信道信噪比(SNR，Signal toNoise Ratio)为30dB时，采用改进的抵消函数的估计信道的均方误差(MSE，Mean Square Error)较传统抵消函数降低了4dB。并且，当门限为6dB时，采用改进的抵消函数的信道估计精度已经非常接近无失真的理想OFDM信号。因此，改进参考函数能够在有效抑制信号PAPR的同时，提高限幅OFDM***的信道估计和***传输性能。

仿真结果二：LTE标准对应的OFDMA***的仿真结果。

仿真采用LTE标准的2发射天线的下行OFDMA链路，调制为16QAM。频域使用长度为216的Chu序列为导频序列，导频***方式同LTE36.211.860。仿真使用扩展典型城市模型(ETU，Extended Typical Urbanmodel)信道，关于ETU信道的定义详见标准“ETSI.Communication of theEuropean communities：digital land mobile radio communication-COST207.ETSI，1989”。

表2示出了传统抵消函数和改进的抵消函数在上述仿真条件下的立方量度(Cubic Metric，CM)和信号失真比(Signal-to-Distortion Ratio，SDR)。其中，CM为信号s(t)的幅值立方的归一化均方根值：

$\mathrm{CM}=20{\log }_{10}\left\{\mathrm{rms}\right[s_{\mathrm{norm}}^3\left(t\right)\left]\right\}---\left(7\right)$

其中， $s_{\mathrm{norm}}\left(t\right)=\frac{\left|s\left(t\right)\right|}{\mathrm{rms}\left[s\left(t\right)\right]},$ $\mathrm{rms}\left(x\right)=\sqrt{\frac{\left(x^{\′}x\right)}{N}}.$

门限	CM	SDR
			3dB	2.71dB	16.34dB
4dB	3.16dB	20.43dB
			5dB	3.62dB	24.53dB
6dB	4.01dB	29.24dB

表2

由表2可见，相对于CM为4.76dB的原始发送信号，采用改进的抵消函数的峰值抵消算法能够随着门限降低逐步将信号CM降低约0.7dB-2dB。

图14示出了分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的PAPR抑制性能比较仿真图。由图14可知，相对于传统抵消函数，使用改进的抵消函数的峰值抵消方法的PAPR抑制性能更优。

图15示出了分别采用现有技术传统抵消函数及本发明实施例中改进的抵消函数时的信道估计性能比较仿真图。如图15所示，改进的抵消函数可以很好的改善抵消失真对信道估计的影响。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

本发明实施例中的部分步骤，可以利用软件实现，相应的软件程序可以存储在可读取的存储介质中，如光盘或硬盘等。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种多载波信号处理方法，其特征在于，该方法包括：

根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度；其中，V为大于或等于2的整数；

根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；

根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列；

对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数；

利用所述抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列包括：

根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造使总的失真噪声最小或对应设定组子载波的失真噪声最小的初始频域响应序列。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述初始频域响应序列满足如下表达式：

$\min \underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2$ 且 $\frac{\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_v}{\mathrm{\Σ}}\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2}\≤{\mathrm{\μ}}_v,{\mathrm{\μ}}_{v-1}\≤{\mathrm{\μ}}_v,v=0,...,V-1;$

其中，N为子载波的总个数，φ_v为第v组子载波，G′_k为抵消函数在第k个子载波的频域响应，μ_v为第v组子载波对应的失真容忍度，0≤μ_v≤1，μ_v越小相对引入的失真噪声越小。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述待处理信号包括导频序列和信息数据；

所述根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度包括：

根据待处理信号中导频序列和信息数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述信息数据的子载波划分为一组，将用于承载所述导频序列的子载波划分为另一组；为承载所述信息数据的子载波设置第一失真容忍度，为承载所述导频序列的子载波设置低于所述第一失真容忍度的第二失真容忍度。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列包括：

根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造使总的失真噪声最小或对应设定组子载波的失真噪声最小的初始频域响应序列。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述第二失真容忍度为0。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述初始频域响应序列满足如下表达式：

$\min \underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2,$ 且 $\left\{\begin{array}{c}{G}_k^{\′}=0,k\∈{\mathrm{\φ}}_0\\ \frac{\underset{k\∈{\mathrm{\φ}}_1}{\mathrm{\Σ}}\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|G_k^{\′}\left|\right|}^2}\≤1\end{array}\right.;$

其中，N为子载波的总个数，φ₀为承载导频序列的子载波，φ₁表示承载信息数据的子载波，G′_k为抵消函数在第k个子载波的频域响应。

8.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，所述待处理信号包括不同用户的数据；

所述根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度包括：

根据待处理信号中不同用户的数据对失真容忍度的要求，将用于承载具有不同失真容忍度要求的各用户的数据的子载波分别划分到不同组，并针对各组子载波设置对应的失真容忍度。

9.一种多载波信号处理装置，其特征在于，该装置包括：

失真容忍度设置模块，用于根据待处理信号中不同传输数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述待处理信号的子载波划分为V组，并为每组子载波设置对应的失真容忍度；其中，V为大于或等于2的整数；

抵消函数生成模块，用于根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列，对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数；

峰值抵消模块，用于利用所述抵消函数生成模块生成的抵消函数对所述待处理信号进行峰值抵消处理。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述抵消函数生成模块根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造使总的失真噪声最小或对应设定组子载波的失真噪声最小的频域响应序列。

11.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述抵消函数生成模块包括：频域分布比例确定模块，用于根据各组子载波对应的失真容忍度，确定抵消函数对应的失真噪声在频域各组子载波间的分布比例；

频域响应序列构造模块，用于根据所述失真噪声在频域各组子载波间的分布比例，构造抵消函数的初始频域响应序列；

频域-时域转换处理模块，用于对所述初始频域响应序列进行频域-时域转换处理，得到用于峰值抵消的抵消函数。

12.根据权利要求9至11中任一项所述的装置，其特征在于，所述待处理信号包括导频序列和信息数据；

所述失真容忍度设置模块根据待处理信号中导频序列和信息数据对失真容忍度的要求，将用于承载所述信息数据的子载波划分为一组，将用于承载所述导频序列的子载波划分为另一组；为承载所述信息数据的子载波设置第一失真容忍度，为承载所述导频序列的子载波设置低于所述第一失真容忍度的第二失真容忍度。

13.根据权利要求9至11中任一项所述的装置，其特征在于，所述待处理信号包括不同用户的数据；

所述失真容忍度设置模块根据待处理信号中不同用户的数据对失真容忍度的要求，将用于承载具有不同失真容忍度要求的各用户的数据的子载波分别划分到不同组，并针对各组子载波设置对应的失真容忍度。

Images