CN101138178B - 正交频分复用分集接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明的课题是：在OFDM分集接收中获得品质比单一接收更好的合成信号。由各天线(11₁、11₂)接收到的信号在进行FFT后，在C/N运算部(17₁、17₂)计算每个符号的C/N比，并在平滑处理部(18₁、18₂)中进行平均化。第1权重计算部19输入平均化后的各分路的C/N比，即CN₁，CN₂，按照相对比值(CN₁/CN₂)决定第1加权系数σ₁、σ₂。该加权值σ₁、σ₂与信号X₁、X₂和传输通路响应H₁、H₂相乘。然后，根据传输通路响应σ₁H₁、σ₂H₂算出第2加权系数W₁、W₂，并在加权后的信号σ₁X₁、σ₂X₂上乘以第2加权系数W₁、W₂，进行MRC合成。

Description

正交频分复用分集接收装置

技术领域

本发明涉及OFDM接收装置。详细地说，涉及利用多个天线接收OFDM发送信号的分集接收技术。

背景技术

作为传送方式，在日本地面波数字电视广播中已采用OFDM(正交频分复用：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。OFDM方式是将发送信号分成多路载波而发送的多路载波传送方式之一，具有抗多径传送的频率选择性衰减的各子信道的频谱能紧密地配置，且频率利用效率高等优点。

另外，在日本标准中将具有带宽为6MHz～8MHz的符号信号的频谱分成多个层次而传送的所谓「分级传送」是可行的。另外，在OFDM接收装置中也进行从多个层次中部分地提取仅一部分层次而接收的「部分接收」的接收形式。并且，在移动通信终端及手提通信终端在多个层次中也进行接收仅形成单分段的层次的「单分段方式」的接收方式。

另外，在采用OFDM方式的车载用接收装置等中，如果移动接收数字广播，则为了提高接收信号的品质，可进行分集接收。作为合成分集接收后的多个分路信号的算法，有最大比合并法(MRC：Maximum ratio combining)。

另外，如上所述，最近在进行分集接收的车载用接收装置中也出现了单分段方式的接收形式的需求。而传统上，在认为空间分集性不足的手提通信终端，也可通过新天线的开发而具有空间分集性。根据这种理由，利用空间分集性的高性能的单分段方式接收算法的需求正在增大。

MRC法是基于按各分路的每个副载波的传输通路传递函数的功率，决定各分路的副载波上的加权系数，并合成加权后的每个副载波的信号的方法。MRC法是在分路的传输通路响应(传递函数)的振幅大，即其分路的C/N比(Carrier to Noise ratio)良好的前提下合成信号的方法。

下面具体地说明采用传统的MRC法的合成方法。FFT运算后的第p个分路的第i个符号的第k个副载波信号表示为X_p(i，k)。然后，对于各信号X_p(i，k)，分别算出加权系数W_p(i，k)，加权系数W_p(i，k)乘以各信号X_p(i，k)，再合成。

该加权系数W_p(i，k)用式1表示。式1中H_p(i，k)是第p个分路的第i个符号的第k个副载波的传输通路响应，H_p ^*(i，k)表示其复共轭，而N是分路的总数。

式1

$W_p(i,k)=\frac{H_p^{*}(i,k)}{\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_j(i,k)\right|}^2}$

另外，将乘以加权系数W_p(i，k)的各分路信号合成后的合成信号，即第i个符号的第k个副载波合成信号设为Y(i，k)，则Y(i，k)用式2表示。这里，根据S(i，k)×H_m(i，k)＝X_m(i，k)，可知式2成立。S(i，k)是接收信号X(i，k)中包含的要求信号。即合成信号Y(i，k)＝S(i，k)，要求信号S(i，k)可完全地复原。

式2

$Y(i,k)=\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{W}_m{(i,k)\×}_m(i,k)$

$=\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{H_m^{*}(i,k)}{\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_j(i,k)\right|}^2}{\×}_m(i,k)$

如式1所示，加权系数W_p(i，k)依赖于传输通路响应H的振幅。也就是说，传输通路响应H的振幅大的信号乘以大的加权系数W，以强调该分路信号。但实际上，即使对于传输通路响应H的振幅大的情况，有时也不见得该分路信号强或者该分路的C/N比就良好。

例如，某分路信号的C/N比差，其振幅也小，但往往在接收时，由于AGC(automatically gain control)的作用，其振幅增大，传输通路响应H的振幅也增大。在这种情况下，如果采用传统的MRC法进行合成，则C/N比良好的分路受C/N差的分路影响，合成后的C/N比变差。

实际上，如果用车载用接收装置分集接收13分段OFDM信号，按照MRC法进行合成接收信号的实验，则出现以下问题：一旦合成的分路信号的C/N比有大的差别，则分集合成后的BER(bit error rate)会比C/N比良好的分路中进行单一接收时的BER差。

在移动接收时，根据天线的位置，有时C/N比明显地变化，因此，此时MRC合成分路的C/N比出现大的差别。MRC合成算法是假定合成的分路的C/N比无大的差别而开发出的算法，因此不能完全对应于分路的C/N比有大的差别的情况。

因此，虽然是一种还未成为众所周知的技术，但由本申请人申请的专利2004-259634号中已提出按照C/N比，在对各分路信号进行加权后，进行信号合成的方法。但是，这种方法是可用于13分段方式的OFDM接收装置的方法，但不适合于单分段方式。

图6是OFDN符号信号的频谱图。图中横轴表示频率f，纵轴表示信号强度。如图所示，在1个符号的OFDM信号中存在无信号区间。在模式3中在1个符号中有8192个副载波，其中5617个是传送数据信号的载波(这里所谓的数据信号中，除真数据之外，也包括SP(Scattered pilot)信号等导频信号及AC(Auxiliary Channel)信号等控制信号)，剩下的2575个是在发送装置侧进行IFFT变换时传送填零的伪数据的载波。图2表示1个符号的信号中位于中央的2575个副载波是传送伪数据的载波，两方加在一起，共有5617个数据信号传送用的副载波。

在OFDM发送装置中数据信号及***伪数据信号的OFDM信号经过传输通路，在接收装置中被接收，再进行FFT运算、解调。所以，将***伪数据信号的副载波解调后的信号是单纯的噪声信号。

另外，在13分段方式的OFDM接收装置中使用覆盖图中所示的频带Fa的滤波器。所以，在13分段方式中部分地接收填零的载波信号。因此，在专利2004-259634号中是利用填零的载波信号作为噪声信号，计算C/N比，再按照C/N比，决定各分路的加权系数。

但是，在单分段方式的OFDM接收装置中使用覆盖图中所示的频带Fb的滤波器。所以，在单分段方式中不能接收填零的载波信号。因此，在单分段方式中不能利用专利2004-259634号中提出的方法。

发明内容

因此，本发明的课题是：鉴于上述问题点，提供一种接收装置，即使在单分段方式的OFDM接收装置中也可进行对接收环境适应性强的分集接收，并获得稳定的接收品质。

为了解决上述课题，权利要求1记载的发明的特征是设有：将OFDM方式的传送信号分集接收的多个天线；对上述多个天线接收到的各分路信号分别进行FFT运算的单元；对于上述FFT运算后的各分路信号，计算C/N比的C/N运算单元；按照对于各分路算出的C/N比的相对比值，计算各分路的第1加权系数的单元；计算各分路的传输通路响应的单元；上述FFT运算后的各分路信号乘以各第1加权系数，计算各分路的第1加权信号的单元；对于各分路的传输通路响应，乘以各第1加权系数，计算各分路的加权传输通路响应的单元；以及使用各加权传输通路响应和第1加权信号，进行MRC合成的合成单元。

权利要求2记载的发明的特征是：在权利要求1记载的OFDM分集接收装置中，计算上述第1加权系数的单元包括通过参照使上述相对比值与各分路的第1加权系数对应的表格，将各分路的C/N比转换为第1加权系数、并加以输出的查用表。

权利要求3记载的发明的特征是：在权利要求1或2记载的OFDM分集接收装置中，还具备对于上述FFT运算后的各分路信号中包含的导频信号，计算频域的传输通路传递函数的单元以及将上述频域的传输通路传递函数进行IFFT变换，计算时域的传输通路响应的单元；上述C/N运算单元根据上述频域的传输通路传递函数计算含噪声信号的信号功率，并根据上述时域的传输通路响应来计算噪声功率，再根据上述信号功率和上述噪声功率计算C/N比。

权利要求4记载的发明的特征是：在权利要求3记载的OFDM分集接收装置中，上述C/N运算单元判定上述时域的传输通路响应中信号强度预定阈值以下的信号是对应于噪声的信号，并计算上述预定阈值以下的信号功率作为上述噪声功率。

权利要求5记载的发明的特征是设有：将OFDM方式的传送信号分集接收的多个天线；对上述多个天线接收到的各分路信号分别进行FFT运算的单元；使用上述FFT运算后的各分路信号中包含的导频信号，计算各分路频域的传输通路传递函数的单元；将各分路频域的传输通路传递函数进行IFFT变换，计算各分路时域的传输通路响应的单元；根据各分路频域的传输通路传递函数计算含噪声信号的信号功率，并根据各分路时域的传输通路响应计算噪声功率，再根据上述信号功率和上述噪声功率计算各分路的C/N比的C/N运算单元；按照对于各分路算出的C/N比，计算各分路的第1加权系数的单元；计算各分路的传输通路响应的单元；上述FFT运算后以各分路信号乘以各第1加权系数，计算各分路的第1加权信号的单元；对于各分路的传输通路响应，乘以各第1加权系数，计算各分路的加权传输通路响应的单元；以及使用各加权传输通路响应和第1加权信号，进行MRC合成的合成单元。

权利要求6记载的发明的特征是：在权利要求5记载的OFDM分集接收装置中，上述C/N运算单元判定上述时域的传输通路响应中信号强度预定阈值以下的信号是对应于噪声的信号，并计算上述预定阈值以下的信号功率作为上述噪声功率。

权利要求7记载的发明的特征是：在权利要求5或6记载的OFDM分集接收装置中，计算上述第1加权系数的单元按照对于各分路算出的C/N比的相对比值，计算各分路的第1加权系数。

权利要求8记载的发明的特征是：在权利要求7记载的OFDM分集接收装置中，计算上述第1加权系数的单元包括通过参照使上述相对比值与各分路的第1加权系数对应的表格，将各分路的C/N比转换为第1加权系数、并加以输出的查用表。

权利要求9记载的发明的特征是：在权利要求1至8中的任一项记载的OFDM分集接收装置中，还具备使上述C/N运算单元中算出的各分路的C/N比在多个符号中平均化，并输出平均C/N比的平滑单元，计算上述第1加权系数的单元用上述平均C/N比作为各分路的C/N比，算出第1加权系数。

权利要求10记载的发明的特征是：在权利要求1至9中的任一项记载的OFDM分集接收装置中，上述合成单元包括通过各加权传输通路响应的共轭复数值除以所有分路的加权传输通路响应的平方和，计算各分路的第2加权系数的单元；通过各第1加权信号乘各第2加权系数，计算各分路的第2加权信号的单元；以及通过加上各分路的第2加权信号，计算合成接收信号的单元。

本发明根据各分路的相对C/N比，决定各分路的加权系数，在对接收信号和传输通路响应进行加权后，进行MRC合成，因此可对C/N比良好的分路信号分配大的加权，或者对C/N比差的分路信号分配小的加权，再输出合成信号。由此，合成信号的品质提高。另外，按照相对C/N比决定加权系数，因此，即使对于绝对C/N比的可靠性低的情况，也可获得品质高的合成信号。

另外，本发明根据各分路信号中包含的导频信号算出频域的传输通路传递函数和时域的传输通路响应。再根据频域的传输通路传递函数算出信号功率，根据时域的传输通路响应算出噪声功率，再按照由以上值求出的C/N比，进行MRC合成。由此，即使对于不能接收填零的载波信号的情况，也可使C/N比的计算精度提高。

附图说明

图1是OFDM分集接收装置的框图。

图2表示无噪声的假想的频域传输通路传递函数。

图3表示含噪声的频域传输通路传递函数。

图4表示无噪声的假想的时域传输通路响应。

图5表示含噪声的时域传输通路响应。

图6表示OFDM符号信号的频谱。

具体实施方式

下面参照附图，说明本发明的实施例1。图1是本发明实施例的OFDM分集接收装置DR的框图。

本实施例的分集接收装置DR是分路数为2的接收装置。即具备2个天线11₁、11₂，通过在接收装置DR₁，DR₂中分别处理由各天线11₁、11₂接收到的2个***的分路信号，输出合成信号。

下面说明接收装置DR₁、DR₂的结构及处理内容。另外，接收装置DR₁、DR₂的结构是相同的，因此在下面就各分路的结构及处理内容共同说明。

在前端处理部12₁、12₂中分别处理天线11₁、11₂收到的信号。在前端处理部12₁、12₂中，接收信号经频率变换及滤波处理后，再进行AD变换。由前端处理部12₁、12输出的接收数字信号被输入FFT运算部13₁、13₂。在FFT运算部13₁、13₂中将时域的OFDM符号信号转换为频域的OFDM符号信号。这里，已输出的频域信号用X_p(i，k)表示。p是分路编号(1或2的整数)，i是符号编号，k是副载波编号。再有，图中对于信号X和传输通路响应H，仅附加分路编号，省略了i、k等记号。FFT运算后的信号X_p(i，k)被输出到乘法电路211、21₂。并且，FFT运算后的信号X_p(i，k)中的SP(Scattered Pilot)信号被输出到除法电路14₁、14₂。SP信号是***OFDM信号的导频信号。导频信号是其被***副载波的位置、振幅及相位已知的PRBS(PseudoRandom Binary Series：伪随机二进制序列)信号。

除法部14₁、14₂从FFT运算部13₁、13₂输入SP信号，同时读入已储存在存储器的导频图样，计算传输通路响应。导频图样是记录了具有已知复振幅的导频信号的位置及振幅的数据。然后，通过使用具有已知复振幅的导频信号，用该复振幅去除作为接收导频信号的SP信号，计算出传输通路响应。

除法部14₁、14₂将算出的传输通路响应输出到IFFT运算部15₁、15₂、传输通路推断部16₁、16₂及C/N运算部17₁、17₂。

在IFFT运算部15₁、15₂中，对从除法部14₁、14₂输入的传输通路响应进行IFFT变换，变换到时域信号。即IFFT运算部15₁、15₂将频域的传输通路传递函数变换到时域的传输通路响应。图2是表示未混入噪声的假想的的接收OFDM符号信号的频域的传输通路传递函数的图。但在接收OFDM符号中通常混有噪声。图3是表示混入噪声的信号的频域的传输通路传递函数的图。另外，图4是表示未混入噪声的假想的接收OFDM符号信号的时域传输通路响应的图。也就是说，对图2所示的传输通路响应作了IFFT变换。另外，图5是表示混入噪声的接收OFDM符号信号的时域传输通路响应的图。也就是说，对图3所示的传输通路响应作了IFFT变换。

传输通路推断部16₁、16₂在符号方向和载波方向插补从除法部14₁、14₂输入的传输通路响应，计算出各接收数据信号的传输通路响应H_p(i，k)。即在除法部14₁、14₂算出的传输通路响应是对于SP信号的传输通路响应，但***SP信号的副载波位置根据导频图样而已知的，因此，通过对SP信号的传输通路响应进行插补处理，推断并算出对于其它数据信号的传输通路响应。求出的传输通路响应H_p(i，k)被输出至乘法电路22₁、22₂。

C/N运算部17₁、17₂从除法部14₁、14₂输入传输通路响应，同时从IFFT运算部15₁、15₂输入变换到时域的传输通路响应。然后，C/N运算部17₁、17₂通过进行以下处理，计算SP信号的C/N比。

如图2所示，在未混入噪声时，频域的传输通路传递函数用正弦波或者多个正弦波之和表示。另外，如图3所示，在混入噪声的频域的传输通路传递函数中，噪声加入，波形变形。所以，根据这种波形，难以分离并计算噪声和正弦波的功率。

另一方面，如图4所示，时域的传输通路响应在特定的时间出现峰值。所以，如图5所示，在混入噪声时，也可将有效信号部分与噪声部分分离。在本实施例中利用此特性。

具体地说，首先C/N运算部17₁、17₂计算出IFFT运算后的频率响应的绝对值的平方，并求出其最大值。然后，根据该最大值决定阈值。例如设定对于最大值的50％的强度，作为阈值。然后，判定小于该阈值的信号全部是噪声，计算此噪声的信号功率。再有，这里将最大值的50％作为阈值，但该百分比可根据经验和通过测试等作适当变更，以确定其最佳值。

另外，如图5所见，与阈值以下的数据的信号数相比，阈值以上的数据的信号数少。所以，通过计算阈值以下的信号功率，能够计算噪声功率，但由于有效信号的数据数少，即使已算出有效信号的信号功率，其计算结果的可靠性仍然是低的。特别地，在C/N比低时以及存在瑞利衰减时，计算精度的可靠性不足。

因此，在本实施例中根据IFFT运算前的信号，即图3示出的频域的传输通路传递函数的数据，计算有效信号及噪声的信号功率，再根据其计算结果，减去从IFFT运算后的数据算出的噪声功率，从而能计算出可靠性高的有效信号的信号功率。

式3是计算C/N比的计算式。在式3中W_sp是有效信号及噪声的信号功率。即用IFFT运算前的频域的频率传递函数的数据算出的信号功率。而W_n是噪声的信号功率。即用IFFT运算后的时域的传输通路响应的数据算出的信号功率。所以，在式3中分母是噪声功率，分子为有效信号的信号功率，算出C/N比。这种计算之所以可能，是因为具有IFFT运算前后信号功率不变的性质。

式3

$C/N=\frac{W_{\mathrm{sp}}-W_n}{W_n}$

通过这种计算，计算出每个符号的C/N比后，C/N运算部17₁、17₂就将已算出的C/N比输出至平滑处理部18₁、18₂。单分段方式的OFDM信号与13分段方式的OFDM信号相比，信号数少，为其1/13，因此在式3中求出的C/N比有时也由于诸多干扰而变得不稳定。因此，通过在平滑处理部18₁、18₂中累积几十个符号量的C/N比，计算C/N比的平均值，从而使C/N比的可靠性更加提高。即权重计算用的C/N比不仅是当前符号，而是将其之前的几十个符号的C/N比平均化的平均C/N比。

在平滑处理部18₁、18₂中，算出平均C/N比，平均C/N比就被输出至第1权重计算部19。

第1权重计算部19备有C/N表191。C/N表191是查用表，如表1所示，是使对应于接收装置DR₁的分路的C/N比(CN₁)与对应于接收装置DR₂的分路的C/N比(CN₂)的相对比值和第1加权系数(σ₁、σ₂)相关联的表格。再有，第1加权系数σ₁是对应于接收装置DR₁的分路的加权系数，第1加权系数σ₂₂是对应于接收装置DR₂的分路的加权系数。

表1

CN1/CN2	权重(σ1)	权重(σ2)
			CN1/CN2＜a1	w10	w20
a1＜CN1/CN2＜a2	w11	w21
			a2＜CN1/CN2＜a3	w12	w22
a3＜CN1/CN2＜a4	w13	w23
			a4＜CN1/CN2＜a5	w14	w24
a5＜CN1/CN2＜a6	w15	w25
			a6＜CN1/CN2＜a7	w16	w26
a7＜CN1/CN2＜a8	w17	w27
			a8＜CN1/CN2＜a9	w18	w28
a9＜CN1/CN2	w19	w29

第1权重计算部19一输入各分路的C/N比，就根据其C/N比，计算出相对C/N比。这里，用CN₁除以CN₂的值作为相对C/N比。第1权重计算部19一算出相对C/N比，就输出对应于其相对C/N比的各分路的加权系数。在此实施例中，相对C/N比(CN₁/CN₂)被分成10个区域，作为第1加权系数σ₁，使w10～w19与各区域对应，作为第1加权系数σ₂，使w20～w29与之对应。这样，通过将相对C/N比

第1加权系数选作查用表方式，可省去繁琐的计算，并减小电路规模。

第1权重计算部19一算出各分路的第1加权系数σ₁、σ₂，该系数σ₁、σ₂就被输出至乘法电路21₁、21₂及乘法电路22₁、22₂。

接着，在乘法电路21₁、21₂中分别使信号X₁(i，k)、X₂(i，k)与第1加权系数σ₁、σ₂相乘。然后，将其运算结果，即第1加权信号σ₁X₁、σ₂X₂分别输出至乘法电路24₁、24₂。

另外，在乘法电路22₁、22₂中使传输通路响应H₁、H₂与第1加权系数σ₁、σ₂相乘。然后，作为其运算结果的加权传输通路响应σ₁H₁、σ₂H₂被分别输出至全部分路的第2权重计算部23₁、23₂。即由乘法电路22₁输出的σ₁H₁被输出至各分路的第2权重计算部23₁、23₂，由乘法电路22₂输出的σ₂H₂被输出至各分路的第2权重计算部23₁、23₂。

然后，各第2权重计算部23₁、23₂输入由各分路的乘法电路22₁、22₂输出的运算结果σ₁H₁、σ₂H₂，并以这2个值为基础算出第2加权系数W₁、W₂。即第2权重计算部23₁输入由乘法电路22₁、22₂输出的运算结果σ₁H₁、σ₂H₂，并算出第2加权系数W₁；第2权重计算部23₂输入由乘法电路22₁、22₂输出的运算结果σ₁H₁、σ₂H₂，并算出第2加权系数W₂。

式4表示第2权重计算部23₁、23₂求出的第2加权系数W₁、W₂的计算式。再有，式4中H_p ^*(i，k)是H_p(i，k)的复共轭。

式4

$W_p(i,k)=\frac{{\mathrm{\σ}}_p{H}_p^{*}(i,k)}{\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\σ}}_j{H}_j(i,k)\right|}^2}$

从第2权重计算部23₁、23₂一输出第2加权系数W₁、W₂，乘法电路24₁、24₂就将第2加权系数W₁、W₂与来自乘法电路21₁、21₂的输出值σ₁X₁、σ₂X₂相乘，并输出乘法结果W₁σ₁X₁、W₂σ₂X₂。

然后，加法电路25将各乘法电路24₁、24₂的输出值W₁σ₁X₁、W₂σ₂X₂相加，输出用式5表示的合成信号Y(i，k)。

式5

$Y(i,k)=\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{W}_m{(i,k)\mathrm{\σ}}_m{\×}_m(i,k)$

$=\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\σ}}_m^2{H}_m^{*}(i,k)}{\underset{j=1}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\mathrm{\σ}}_j{H}_j(i,k)\right|}^2}{\×}_m(i,k)$

已输出的合成信号Y(i，k)在解映射部26中经解映射处理，返回到整数信号后，再输出至FEC(forward error coding)部。在FEC部中进行Viterbi符号化及Reed-Solomon符号化。

这样，根据本实施例，计算出每个接收OFDM信号的符号的C/N比，按照分路之间的相对C/N比，求出第1加权系数σ₁、σ₂，该第1加权系数σ₁、σ₂乘以接收信号X和传输通路响应H这二者后，算出第2加权系数W₁、W₂。即在分集合成中按照每个分路的相对C/N比进行加权，因此对于C/N比良好的分路信号，分配大的加权值W。由此，能够解决传统技术中传输通路响应H的振幅大，但信号品质由于C/N比差的分路而下降的问题。另外，即使C/N比值小，通过分配小的加权值W，并进行合成，合成后的信号的BER一定比单一接收时改善。并且，由于按照相对C/N比，决定加权系数，因此，即使对于绝对C/N比的精度差的情况，也可使加权系数的可靠性提高。

另外，在本实施例中，根据频域的传输通路传递函数计算出有效信号及噪声的功率，根据时域的传输通路响应计算出噪声的功率，再根据这些值计算出各分路的C/N比。所以，即使在不接收填零的副载波的单分段方式的接收装置中，也可进行高精度的C/N比计算。

另外，在本实施例中，构成接收装置DR的各功能部硬件电路构成，但其一部分或全部也可以通过软件处理实现。

另外，在上述实施例中说明了分路数为2的情况，但本发明也可以适用于分路数大于3的情况。例如，在分路数为4时，在4个接收装置中计算出CN₁、CN₂、CN₃、CN₄作为各C/N比。然后，假设CN₁及CN₂的平均为CN₅，CN₃及CN₄的平均为CN₆，首先在CN₅及CN₆之间按照与上述实施例相同的方法，算出第1加权系数σ₅、σ₆。也就是说，使用相对C/N比(CN₅/CN₆)，算出第1加权系数σ₅、σ₆。而且，接着可采用如下方法：按照CN₁和CN₂的相对C/N比，将第1加权系数σ₅再分配给2个分路，按照CN₃和CN₄的相对C/N比，将第1加权系数σ₆再分配给2个分路，如此等等。

另外，在上述实施例中用SP信号作为用于计算传输通路响应的导频信号，除此之外，也可用CP(Continual Pilot：连续导频)信号作为导频信号。

以上详细说明了本发明，但上述说明在所有情况下都是例示，本发明并不限定于此，可以理解：能够设想未例示的极多的变形例而不会脱离本发明的范围。

Claims (14)

1.一种OFDM分集接收装置，其特征在于，设有：

将OFDM方式的传送信号分集接收的多个天线；

对由所述多个天线接收到的各分路信号，分别进行FFT运算的单元；

对所述FFT运算后的各分路信号，计算C/N比的C/N运算单元；

基于对各分路算出的C/N比的相对比，计算各分路的第1加权系数的单元；

计算各分路的传输通路响应的单元；

在所述FFT运算后的各分路信号上乘以各第1加权系数，计算各分路的第1加权信号的单元；

在各分路的传输通路响应上乘以各第1加权系数，计算各分路的加权传输通路响应的单元；以及

用各加权传输通路响应和第1加权信号，进行MRC合成的合成单元。

2.如权利要求1中记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

计算所述第1加权系数的单元包含：

通过参照使所述相对比与各分路的第1加权系数相关联的表格，将各分路的C/N比转换为第1加权系数并加以输出的查用表。

3.如权利要求1或2中记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

还设有：对于所述FFT运算后的各分路信号中包含的导频信号，计算频域的传输通路传递函数的单元；以及

将所述频域的传输通路传递函数进行IFFT变换，计算时域的传输通路响应的单元，

所述C/N运算单元根据所述频域的传输通路传递函数计算含噪声信号的信号功率，并根据所述时域的传输通路响应计算噪声功率，再根据所述信号功率和所述噪声功率计算C/N比。

4.如权利要求3中记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

所述C/N运算单元将所述时域的传输通路响应中信号强度为预定阈值以下的信号判定为对应于噪声的信号，并算出所述预定阈值以下的信号功率作为所述噪声功率。

5.如权利要求1、2中任一项所记载的OFDM分集接收装置，其特征还在于，

设有使所述C/N运算单元中算出的各分路的C/N比在多个符号之间平均化，并输出平均C/N比的平滑单元，

计算所述第1加权系数的单元，用所述平均C/N比作为各分路的C/N比计算第1加权系数。

6.如权利要求3所记载的OFDM分集接收装置，其特征还在于，

设有使所述C/N运算单元中算出的各分路的C/N比在多个符号之间平均化，并输出平均C/N比的平滑单元，

计算所述第1加权系数的单元，用所述平均C/N比作为各分路的C/N比计算第1加权系数。

7.如权利要求4所记载的OFDM分集接收装置，其特征还在于，

设有使所述C/N运算单元中算出的各分路的C/N比在多个符号之间平均化，并输出平均C/N比的平滑单元，

计算所述第1加权系数的单元，用所述平均C/N比作为各分路的C/N比计算第1加权系数。

8.如权利要求1、2中任一项所记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

所述合成单元包含：

用所有分路的加权传输通路响应的平方和除各加权传输通路响应的共轭复数值而计算各分路的第2加权系数的单元；

在各第1加权信号上乘以各第2加权系数而计算各分路的第2加权信号的单元；以及

通过对各分路的第2加权信号进行相加而计算合成接收信号的单元。

9.如权利要求3所记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

所述合成单元包含：

用所有分路的加权传输通路响应的平方和除各加权传输通路响应的共轭复数值而计算各分路的第2加权系数的单元；

在各第1加权信号上乘以各第2加权系数而计算各分路的第2加权信号的单元；以及

通过对各分路的第2加权信号进行相加而计算合成接收信号的单元。

10.如权利要求4所记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

所述合成单元包含：

用所有分路的加权传输通路响应的平方和除以各加权传输通路响应的共轭复数值而计算各分路的第2加权系数的单元；

在各第1加权信号上乘以各第2加权系数而计算各分路的第2加权信号的单元；以及

通过对各分路的第2加权信号进行相加而计算合成接收信号的单元。

11.一种OFDM分集接收装置，其特征在于，设有：

将OFDM方式的传送信号分集接收的多个天线；

对所述多个天线接收到的各分路信号分别进行FFT运算的单元；

用所述FFT运算后的各分路信号中包含的导频信号，计算各分路的频域的传输通路传递函数的单元；

将各分路的频域的传输通路传递函数进行IFFT变换，计算各分路的时域的传输通路响应的单元；

根据各分路的频域的传输通路传递函数计算含噪声信号的信号功率，并根据各分路的时域的传输通路响应计算噪声功率，再根据所述信号功率和所述噪声功率计算各分路的C/N比的C/N运算单元；

基于对各分路算出的C/N比，计算各分路的第1加权系数的单元；

计算各分路的传输通路响应的单元；

在所述FFT运算后的各分路信号上乘以各第1加权系数，计算各分路的第1加权信号的单元；

在各分路的传输通路响应上乘以各第1加权系数，计算各分路的加权传输通路响应的单元；以及

用各加权传输通路响应和各第1加权信号进行MRC合成的合成单元。

12.如权利要求11中记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

所述C/N运算单元将所述时域的传输通路响应中信号强度为预定阈值以下的信号判定为对应于噪声的信号，并算出所述预定阈值以下的信号功率作为所述噪声功率。

13.如权利要求11、12中任一项所记载的OFDM分集接收装置，其特征还在于，

设有使所述C/N运算单元中算出的各分路的C/N比在多个符号之间平均化，并输出平均C/N比的平滑单元，

计算所述第1加权系数的单元，用所述平均C/N比作为各分路的C/N比计算第1加权系数。

14.如权利要求11、12中任一项所记载的OFDM分集接收装置，其特征在于，

所述合成单元包含：

用所有分路的加权传输通路响应的平方和除各加权传输通路响应的共轭复数值而计算各分路的第2加权系数的单元；

在各第1加权信号上乘以各第2加权系数而计算各分路的第2加权信号的单元；以及

通过对各分路的第2加权信号进行相加而计算合成接收信号的单元。

Images