CN101561484B - 一种gnss信号伪码捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种GNSS信号伪码捕获方法，主要适用于GNSS接收机中普通测距码信号的码捕获。本方法综合运用Winograd傅立叶变换算法、素数因子算法PFA和Cooley-Tukey FFT算法去进行离散傅里叶变换DFT和逆离散傅里叶变换IDFT运算，从而利用DFT和IDFT成组计算来简化时域相关运算，完成GNSS信号的伪码相关捕获。本发明方法属于伪码并行的频域捕获方法，捕获速度快，软硬件资源消耗又优于传统的时域捕获方法；同时，由于结合WFTA、PFA和Cooley-Tukey FFT算法的特点，能够对伪码序列的所有采样点进行DFT和IDFT运算，更好的保留伪码序列的相关特性，所以其捕获性能优于典型的基于二次采样的快速傅里叶变换FFT捕获方法。

Description

一种GNSS信号伪码捕获方法

技术领域

本发明属于卫星导航领域，具体涉及一种GNSS信号伪码捕获方法。

背景技术

全球卫星导航定位***(Global Navigation Satellite System，简称GNSS)已经成为全球发展最快的信息产业之一，具有全球性、全天候、连续性和实时性的特点，可以给用户提供定位、测速和授时等服务。因为GNSS在军用、民用方面都发挥着至关重要的作用，所以更多的隶属于GNSS***的子***正在被设计、建设和使用。

其中，采用扩频测距码的现代卫星导航***如GPS、北斗二代、Galileo等的导航电文以数据形式对伪随机码和载波进行两次调制，形成无线电波后连续地向地面发射。用户则通过接收机截获视界内的卫星信号进而求得导航定位信息，***的通信基础是扩频通信，此即为现代卫星导航***的简要工作原理。

GNSS接收机的首要任务是捕获和跟踪来自卫星的GNSS信号。GNSS信号捕获策略的设计与实现是接收机研制的核心内容之一。采用扩频测距码的GNSS信号接收功率小，故接收时必须首先对信号进行伪码相关解扩。同时，由于多普勒频移的不确定性，因此捕获时必须在码相位及频率上以固定的间隔进行二维搜索。对二者分别搜索的过程又可分为：伪码串行载波串行的搜索策略、伪码串行载波并行的搜索策略、伪码并行载波串行的搜索策略、伪码并行载波并行的搜索策略。相应于各种搜索策略的捕获时间各不相同，全并行的速度最快，全串行的速度最慢。

传统的伪码捕获方式采用相关器或匹配滤波器在时域来完成相关运算，这两种方法多用于伪码的串行搜索；若用其实现伪码的并行搜索，虽可以加快捕获速度，但需要多个相关器或匹配滤波器并行运算，将耗费大量的软硬件资源。基于FFT的伪码捕获方法利用圆周相关定理，将接收信号和本地再生伪码的时域相关计算转换成频域的频谱相乘计算，实现伪码并行捕获，大大减少捕获时间的同时也减少了软硬件资源。目前公开资料的FFT伪码捕获方法，多采用补零法、线形插值、Sinc插值等方式对采样点进行二次处理，以得到2的整数次幂的采样点，来方便实现FFT运算。但经过这些方式处理后，弱化了GNSS中伪码序列的相关性，削弱了相关峰值，不利于GNSS信号的捕获。

发明内容

本发明提出了一种GNSS信号捕获方法。主要适用于GNSS接收机中普通测距码信号的码捕获。本方法综合运用Winograd傅立叶变换算法(Winograd Fourier transformalgorithm，简称WFTA)、素数因子算法(prime factor FFT algorithm，简称PFA)和Cooley-Tukey FFT算法去进行离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，简称DFT)和逆离散傅里叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称IDFT)运算，从而利用DFT和IDFT成组计算来简化时域相关运算，完成GNSS信号的伪码相关捕获。本发明方法属于伪码并行的频域捕获方法，捕获速度快，软硬件资源消耗又优于传统的时域捕获方法；同时，由于结合WFTA、PFA和Cooley-Tukey FFT算法的特点，能够对伪码序列的所有采样点进行DFT和IDFT运算，更好的保留伪码序列的相关特性，所以其捕获性能优于典型的基于二次采样的快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，简称FFT)捕获方法。

本发明所述的一种GNSS信号伪码捕获方法，本方法包括以下步骤：

步骤1：带有载波残差的基带信号进入第一采样器，进行采样处理；

步骤2：第一采样器输出所有采样点进入第一DFT变换器，第一DFT变换器完成所有点数的DFT变换；

步骤3：第一DFT变换器输出数值与共轭值输出电路的输出数值在乘法器中逐点相乘；

步骤4：乘法器运算结果输入IDFT变换器，IDFT变换器完成所有点数的IDFT变换；

步骤5：IDFT变换结果输入平方变换器，平方变换器进行逐点平方运算；

步骤6：各点的平方值输入判决比较器，判决比较器搜索其中最大值并与捕获门限进行比较。如果大于门限，则捕获成功；否则，捕获失败，改变搜索频率，返回步骤1，继续进行伪码捕获。

所述步骤2、步骤4中进行DFT及IDFT变换时通过WFTA，PFA和Cooley-Tukey FFT算法组合运算来实现。

所述步骤3中的共轭值输出电路产生共轭值时可以包括以下步骤：

步骤a：本地码发生器产生伪码序列；

步骤b：第二采样器对伪码序列进行采样处理；

步骤c：第二采样器输出所有采样点进入第二DFT变换器，第二DFT变换器完成所有点数的DFT变换；

步骤d：第二DFT变换器输出值在取共轭电路中进行复共轭变换后输出。

所述步骤3中的共轭值输出电路输出的复共轭变换结果也可离线计算完毕后存于本地接收机的存储器中，并经本地接收机调用输出到乘法器中。

所述步骤c中的DFT变换也是通过WFTA，PFA和Cooley-Tukey FFT算法组合运算来实现。

本发明的优点在于：

(1)GNSS信号伪码捕获在频域处理，利用DFT和IDFT成组计算来简化时域相关运算，大幅度提高了GNSS接收机中多支路相关的计算效率，有利于信号的快速捕获和重捕，非常适合于微弱信号环境、干扰环境和较高动态环境下的信号捕获；

(2)结合WFTA、PFA和Cooley-Tukey FFT算法的特点，对伪码序列的所有采样点进行DFT和IDFT运算，更好的保留伪码序列的相关特性，提高捕获性能。

附图说明

图1是本发明所述的一种GNSS信号伪码捕获方法流程示意图；

图2为本发明所述的一种GNSS信号伪码捕获方法中共轭值产生的流程示意图；

图3为本发明所述的一种伪码捕获方法实施实例中5000点DFT结构分解示意图；

图4为本发明所述的一种伪码捕获方法实施实例中5000点DFT计算流程示意图；

图5为本发明所述的一种伪码捕获方法实施实例中C/A码相位捕获结果图；

图6为本发明所述的一种伪码捕获方法实施实例中GPS信号二维捕获结果图；

图7为本发明所述的一种伪码捕获方法实施实例中五种方法进行GPS信号C/A码捕获的相关峰比较图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明主要适用于GNSS接收机对GNSS普通测距码信号进行伪码捕获。本发明方法首先对GNSS接收机处理后的基带伪码信号进行采样，然后针对所有采样点综合运用Winograd傅立叶变换算法、素数因子算法和Cooley-Tukey FFT算法去进行DFT和IDFT运算，从而利用DFT和IDFT成组计算来简化时域相关运算，完成GNSS信号的伪码相关捕获。

如图1所示，本方法包括以下步骤：

步骤一：带有载波残差的基带信号进入第一采样器，进行采样处理；

GNSS信号经接收机射频前端处理后形成数字中频信号进入捕获环路，捕获环路中的搜索频率与数字中频信号混频后得到存在载波残差及噪声的伪码序列，第一采样器对该伪码序列进行采样后得到采样输出值s(n)，s(n)为第n个采样点时输出值；若伪码周期为T_c，采样频率为f_s，则每个伪码周期内的总采样点数N为T_cf_s。

步骤二：第一采样器输出所有采样点进入第一DFT变换器，第一DFT变换器完成所有点数的DFT变换。

第一采样器输出的采样点数N不确定为2的整数次幂，若应用基2、基4等FFT方法，需对采样点进行2次采样处理，这会削弱原伪码序列的相关性。所以本发明中结合WFTA、PFA和Cooley-Tukey FFT算法的特点，对伪码序列的所有采样点进行DFT和IDFT运算。

由数字信号处理基础知识可知，对采样点序列s(n)的k∈[0，N-1]N点DFT定义如下：

$S\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)W_N^{\mathrm{nk}}---\left(1\right)$

这里k∈[0，N-1]，其中N为正整数，W_N为含有变量N的自然指数， $W_N=e^{\frac{-j2\mathrm{\π}}{N}},$ $W_N^{\mathrm{nk}}={\left(W_N\right)}^{\mathrm{nk}}=e^{\frac{-j2\mathrm{\πnk}}{N}}.$

一维N点DFT可以转换成N₁×N₂的二维DFT，其中N₁、N₂均为正整数。

令N＝N₁N₂，Cooley-Tukey FFT算法的索引映射为：

n的索引映射：

n＝N₂n₁+n₂， $\left\{\begin{array}{c}0\≤n_1\≤N_1-1\\ 0{\≤n}_2\≤N_2-1\end{array}\right.---\left(2\right)$

k的索引映射：

k＝k₁+N₁k₂， $\left\{\begin{array}{c}0\≤k_1\≤N_1-1\\ 0\≤k_2\≤N_2-1\end{array}\right.---\left(3\right)$

式(2)中n、n₁、n₂为时域索引，n对应进行N点DFT的时域索引，n₁对应进行N₁点DFT的时域索引，n₂对应进行N₂点DFT的时域索引；式(3)中k、k₁、k₂为频域索引，k对应进行N点DFT的频域索引，k₁对应进行N₁点DFT的频域索引，k₂对应进行N₂点DFT的频域索引。

N＝N₁N₂点DFT的Cooley-Tukey FFT通过以下步骤进行：

a.根据式(2)计算输入序列的索引变换；

b.计算N₂个长度为N₁点的DFT；

c.在第一个变换级的输出上应用旋转因子

其中 $W_N^{n_2{k}_1}={\left(W_N\right)}^{n_2{k}_1};$

d.计算N₁个长度为N₂点的DFT；

e.根据(3)计算输出序列的索引变换。

若N分解后的N₁、N₂两因子互质，则可应用PFA算法进行N点DFT运算。

n的索引映射：

n＝(N₂n₁+N₁n₂)modN $\left\{\begin{array}{c}0\≤n_1\≤N_1-1\\ 0{\≤n}_2\≤N_2-1\end{array}\right.---\left(\text{4}\right)$

k的索引映射：

$k=(N_2{<N_2^{-1}>}_{N_1}{k}_1+N_1{<N_1^{-1}>}_{N_2}{k}_2)\mathrm{mod}N$ $\left\{\begin{array}{c}0\&le;k_1\&le;N_1-1\\ 0\&le;k_2\&le;N_2-1\end{array}\right.---\left(5\right)$

这里， ${<N_2^{-1}>}_{N_1}=N_2^{\mathrm{\&phi;}\left(N_1\right)-1}\mathrm{mod}{N}_1,$ 即

对N₁取模；mod为取模运算，φ是欧拉函数，φ(q)＝S(p)＝{(p，q)＝1，p≤q|p∈Z⁺}，φ(1)＝1，即φ(q)表示对于一个正整数q，小于q且和q互质的正整数的个数。

式(4)中n、n₁、n₂为时域索引，n对应进行N点DFT的时域索引，n₁对应进行N₁点DFT的时域索引，n₂对应进行N₂点DFT的时域索引；式(5)中k、k₁、k₂为频域索引，k对应进行N点DFT的频域索引，k₁对应进行N₁点DFT的频域索引，k₂对应进行N₂点DFT的频域索引。

用PFA算法进行N＝N₁N₂点的DFT运算可以通过以下步骤进行：

a.根据式(4)计算输入序列的索引变换；

b.计算N₂个长度为N₁点的DFT；

c.计算N₁个长度为N₂点的DFT；

d.根据(5)计算输出序列的索引变换。

WFTA算法可以表示成矩阵形式：

X＝ODIx    (6)

其中，x是输入向量，D是对角矩阵，I和O是只含有加减运算的矩阵，X为x的傅立叶变换输出值。Winograd推导了N＝2，3，4，5，7，8，9，16这8个数的WFTA计算公式，由这些公式，我们可以应用最小的乘加次数直接算出相应点数的DFT值。

因此在计算N点DFT时，可以先将N逐级分解，即N＝N₁N₂，N₁＝N₃N₄，…，N_b＝N_tN_t+1其中2，3，4，5，7，8，9，16点的DFT可用WFTA公式计算，其中N₁、N₂、N₃、N₄……N_b、N_t、N_t+1以及b、t均为正整数；若因子之间互质，则可应用PFA计算；若因子之间不互质，则应用Cooley-Tukey FFT算法计算。

步骤三：第一DFT变换器输出数值与共轭值输出电路的输出数值在乘法器中逐点相乘。

如图2所示，这里共轭值输出电路产生共轭值时可以按照如下步骤进行：

(1)本地码发生器产生伪码序列；

(2)第二采样器对伪码序列进行采样处理；

(3)第二采样器输出所有采样点进入第二DFT变换器，第二DFT变换器完成所有点数的DFT变换；

(4)第二DFT变换器输出值在取共轭电路中进行复共轭变换后输出。

由于伪码序列和采样频率确定，所以这里的共轭值输出电路输出的复共轭变换结果也是确定的。所以也可将复共轭变换值离线计算完毕后存于本地接收机的存储器中，并经本地接收机调用输出到乘法器中。

步骤四：乘法器运算结果输入IDFT变换器，完成所有点数的IDFT变换；

这里IDFT的计算方法与步骤二中DFT计算方法实现思路相同，也需综合运用WFTA、PFA、Cooley-Tukey FFT算法。

根据数字信号处理的基础知识，时域卷积对应频域相乘。因此可以在频域完成时域的相关运算，即可以通过DFT与IDFT成组运算来完成两信号的循环相关。

数学模型如下：采样器输出序列s(n)与本地伪码的采样序列y(n)的相关函数为：

$R_{\mathrm{sy}}\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[s\left(n\right)\&times;y(n-m)]=\mathrm{IDFT}[S\left(k\right)\&times;\stackrel{\&OverBar;}{Y\left(k\right)}]---\left(7\right)$

公式(7)中，m、n为整数且0≤m≤N-1、0≤n≤N-1，y(n-m)表示本地伪码采样序列中第n-m个采样值，S(k)＝DFT[s(n)]，Y(k)＝DFT[y(n)]，Y(k)表示Y(k)的复共轭。

因此，经过步骤四的IDFT处理，便可得出对应于各码片的相关峰值。

步骤五：IDFT变换结果输入平方变换器，进行逐点平方运算；

步骤六：各点的平方值输入判决比较器，判决比较器搜索其中最大值并与捕获门限进行比较。如果大于门限，则捕获成功；否则，捕获失败，改变搜索频率，返回步骤一，继续进行伪码捕获。

捕获成功时，最大峰值对应的码片即为捕获码相位。

实施例1  下面以对GPS的L1信号粗捕获码(Coarse/Acquisition码，，简称C/A码)捕获为例，来说明本发明的具体实施方法。

因为C/A码的周期为1ms，令GPS接收机的采样频率f_s为5MHz，则每个GPS的C/A码周期内有5000个采样点。若相关积分周期为1个C/A码周期，则本发明方法步骤中需要进行5000点的DFT及IDFT，5000点DFT/IDFT的分解结构如附图3所示。

其中，第一层可分解为125×40(N₁＝125，N₂＝40)，如公式(8)，采用Cooley-TukeyFFT进行5000点的DFT运算。首先根据式(2)计算输入序列的索引变换；再计算40个长度为125点的DFT；接着在第一个变换级的输出上应用旋转因子

然后计算125个长度为40点的DFT；最后根据(3)式计算输出序列的索引变换。

$X(k_1,k_2)=\underset{n_2=0}{\overset{39}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n_1=0}{\overset{124}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(x(n_1,n_2)W_{125}^{n_1{k}_1}\right)W_{5000}^{n_2{k}_1}{W}_{40}^{n_2{k}_2}---\left(8\right)$

公式(8)中，旋转因子 $W_{125}^{n_1{k}_1}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}{n}_1{k}_1}{125}},$ 旋转因子 $W_{5000}^{n_2{k}_1}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}{n}_2{k}_1}{5000}},$ 旋转因子 $W_{40}^{n_2{k}_2}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}{n}_2{k}_2}{40}}.$

如图3所以示，可以将第二层的125点DFT和40点DFT继续分解为5×5×5和5×8。进而，125点的DFT通过Cooley-Tukey FFT算法进行计算，其中的5点DFT根据WFTA算法完成；因为5、8两数互质，所以40点的DFT通过PFA算法计算，如公式(9)所示。其中5点、8点的DFT也可根据WFTA算法计算。

$X(k_1,k_2)=\underset{n_2=0}{\overset{7}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n_1=0}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(x(n_1,n_2)W_5^{n_1{k}_1}\right)W_8^{n_2{k}_2}---\left(9\right)$

公式(9)中，旋转因子 $W_5^{n_1{k}_1}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}{n}_1{k}_1}{5}},$ 旋转因子 $W_8^{n_2{k}_2}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}{n}_2{k}_2}{8}}.$

综上，图4给出了5000点DFT的计算流程。接收机进行C/A码捕获时，采样器首先对带有载波残差的基带信号进行采样，每个1ms信号中共有5000个采样点；这5000个采样点进入DFT变换器，按照图4流程完成DFT运算；DFT变换器输出的5000个数值与共轭值输出电路输出的5000个数值在乘法器中逐点相乘；相乘结果输入IDFT变换器，按照图4流程完成5000点的IDFT变换；IDFT变换结果输入平方变换器，平方变换器进行逐点平方运算；如果各平方值中的最大值大于捕获门限，则C/A码捕获成功；否则改变搜索频率，对中频信号混频处理，重复以上步骤，继续进行C/A码捕获。按照此步骤进行，可以方便完成GPS的L1信号C/A码的捕获。

GNSS信号伪码捕获在频域处理，利用DFT和IDFT成组计算来简化时域相关运算，大幅度提高了多支路相关的计算效率，有利于信号的快速捕获和重捕。本发明结合WFTA、PFA和Cooley-Tukey FFT算法的特点，对伪码序列的所有采样点进行DFT和IDFT运算，与采用补零法、线形插值、Sinc插值等方式对采样点进行二次处理实现基于FFT的捕获方法相比，更好的保留伪码序列的相关特性，提高捕获性能。

计算机仿真程序产生GPS的L1信号，由RF变换到1.25MHz的中频上，接收端的采样频率设置为5MHz，因此每个GPS的C/A码周期内有5000个采样点。设置码片延时为504个采样点，多普勒频偏为1907Hz，到达接收机的中频信号的信噪比为-15dB。

应用本发明方法进行捕获时，附图5所示为在一个C/A码周期内的相关结果，可见在码片延时为504个采样点处出现相关峰值。附图6为应用本发明方法成功完成码域及频率域二维捕获示意图。

我们对1ms内的5000个采样点分别应用补零法、线形内插法和sinc内插法二次采样至4096点，并分别对这3组新序列进行基于FFT的相关运算完成伪码捕获。同时也应用本领域中的平均分组法及本发明方法进行伪码捕获。附图7描绘了应用上述5种方法进行码捕获得到的相关峰的情况。从图7中可以看出，5种方法都能在预设的坐标达到最大的相关峰。但是本发明方法的相关峰值最大，最有益于信号的捕获。

Claims (2)

1.一种GNSS信号伪码捕获方法，本方法包括以下步骤：

步骤一：带有载波残差的基带信号进入第一采样器，进行采样处理；

其特征在于，

步骤二：第一采样器输出所有采样点进入第一DFT变换器，第一DFT变换器完成所有点数的DFT变换；

DFT的计算方法综合运用WFTA、PFA、Cooley-Tukey FFT算法：

对采样点序列s(n)的N点DFT定义如下：

$S\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}s\left(n\right)W_N^{\mathrm{nk}}---\left(1\right)$

这里k∈[0，N-1]，其中s(n)为采样输出值，N为总采样数，N为正整数，W_N为含有变量N的自然指数，

一维N点DFT转换成N₁×N₂的二维DFT，其中N₁、N₂均为正整数；

令N＝N₁N₂，Cooley-Tukey FFT算法的索引映射为：

n的索引映射：

n＝N₂n₁+n₂， $\left\{\begin{array}{c}0\&le;n_1\&le;N_1-1\\ 0\&le;n_2\&le;N_2-1\end{array}\right.---\left(2\right)$

k的索引映射：

k＝k₁+N₁k₂， $\left\{\begin{array}{c}0\&le;k_1\&le;N_1-1\\ 0\&le;k_2\&le;N_2-1\end{array}\right.---\left(3\right)$

式(2)中n、n₁、n₂为时域索引，n对应进行N点DFT的时域索引，n₁对应进行N₁点DFT的时域索引，n₂对应进行N₂点DFT的时域索引；

式(3)中k、k₁、k₂为频域索引，k对应进行N点DFT的频域索引，k₁对应进行N₁点DFT的频域索引，k₂对应进行N₂点DFT的频域索引；

N＝N₁N₂点DFT的Cooley-Tukey FFT通过以下步骤进行：

a.根据式(2)计算输入序列的索引变换；

b.计算N₂个长度为N₁点的DFT；

c.在第一个变换级的输出上应用旋转因子其中

d.计算N₁个长度为N₂点的DFT；

e.根据式(3)计算输出序列的索引变换；

若N分解后的N₁、N₂两因子互质，则应用PFA算法进行N点DFT运算；

n的索引映射：

n＝(N₂n₁+N₁n₂)mod N $\left\{\begin{array}{c}0\&le;n_1\&le;N_1-1\\ 0\&le;n_2\&le;N_2-1\end{array}\right.---\left(4\right)$

k的索引映射：

$k=(N_2{\&lang;N_2^{-1}\&rang;}_{N_1}{k}_1+N_1{\&lang;N_1^{-1}\&rang;}_{N_2}{k}_2)\mathrm{mod}N\left\{\begin{array}{c}0\&le;k_1\&le;N_1-1\\ 0\&le;k_2\&le;N_2-1\end{array}\right.---\left(5\right)$

这里，

即

对N₁取模；mod为取模运算，φ是欧拉函数，φ(q)＝S(p)＝{(p，q)＝1，p≤q|p∈Z+}，φ(1)＝1，即φ(q)表示对于一个正整数q，小于q且和q互质的正整数的个数；

式(4)中n、n₁、n₂为时域索引，n对应进行N点DFT的时域索引，n₁对应进行N₁点DFT的时域索引，n₂对应进行N₂点DFT的时域索引；

式(5)中k、k₁、k₂为频域索引，k对应进行N点DFT的频域索引，k₁对应进行N₁点DFT的频域索引，k₂对应进行N₂点DFT的频域索引；

用PFA算法进行N＝N₁N₂点的DFT运算通过以下步骤进行：

a.根据式(4)计算输入序列的索引变换；

b.计算N₂个长度为N₁点的DFT；

c.计算N₁个长度为N₂点的DFT；

d.根据式(5)计算输出序列的索引变换；

WFTA算法表示成矩阵形式：

X＝ODIx                    (6)

其中，x是输入向量，D是对角矩阵，I和O是只含有加减运算的矩阵，X为x的傅立叶变换输出值；

在计算N点DFT时，先将N逐级分解，即N＝N₁N₂，N₁＝N₃N₄，…N_b＝N_tN_t+1，其中2，3，4，5，7，8，9，16点的DFT用WFTA公式计算，其中N₁、N₂、N₃、N₄……N_b、N_t+1以及b、t均为正整数；若因子之间互质，则应用PFA计算；若因子之间不互质，则应用Cooley-Tukey FFT算法计算；

步骤三：第一DFT变换器输出数值与共轭值输出电路的输出数值在乘法器中逐点相乘；共轭值输出电路产生共轭值时按照如下步骤进行：

(1)本地码发生器产生伪码序列；

(2)第二采样器对伪码序列进行采样处理；

(3)第二采样器输出所有采样点进入第二DFT变换器，第二DFT变换器完成所有点数的DFT变换；其中所述的DFT变换也是综合运用WFTA、PFA、Cooley-TukeyFFT算法；

(4)第二DFT变换器输出值在取共轭电路中进行复共轭变换后输出；

步骤四：乘法器运算结果输入IDFT变换器，完成所有点数的IDFT变换；

IDFT的计算方法与步骤二中计算DFT的方法类似，也是综合运用WFTA、PFA、Cooley-Tukey FFT算法；

经过步骤四的IDFT处理，得出对应于各码片的相关峰值；

步骤五：IDFT变换结果输入平方变换器，进行逐点平方运算；

步骤六：各点的平方值输入判决比较器，判决比较器搜索其中最大值并与捕获门限进行比较；如果大于门限，则捕获成功；否则，捕获失败，改变搜索频率，返回步骤一，继续进行伪码捕获。

2.根据权利要求1所述的一种GNSS信号伪码捕获方法，其特征在于：对于步骤三中的共轭值输出电路输出的复共轭变换结果还有一种处理方法：离线计算完毕后存于本地接收机的存储器中，并经本地接收机调用输出到乘法器中。

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