CN101083647A - 一种多输入多输出正交频分复用***中实现同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多输入多输出正交频分复用***中实现同步的方法，包括如下步骤：在每根发送天线上分别构造前导/同步序列并组帧发送；结合循环前缀信息，在每根接收天线上进行时间一次同步；在每根接收天线上利用前导符号进行整数倍和小数倍时域频偏估计；对每根接收天线上的频偏估计值进行等增益合并，得到最终的平均频偏估计值，并对每根接收天线的数据进行频偏补偿；利用前导符号进行时间二次同步；选择最佳的时间二次同步点；利用得到的最佳时间二次同步点，进行同步后处理。应用本发明所述方法，在满足工作要求精度的同时提高了信号的接收信噪比，而且并没有耗费过多的***资源，不会增加***的冗余，运算量也很小，非常利于工程实现。

Description

一种多输入多输出正交频分复用***中实现同步的方法

技术领域

本发明涉及一种多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)***，尤其涉及一种MIMO+OFDM***中实现同步的方法，属于无线或有线通信领域。

背景技术

多天线多输入多输出(MIMO)是近几年发展起来的一种高效的无线传输技术，是指在发射端和接收端，分别使用多个发射天线和接收天线。传统的通信***是单进单出SISO***，基于发射分集和接收分集的多进单出MISO方式和单进多出SIMO方式也是MIMO的特殊情况。MIMO的基本思想是在发射、接收或收发双端采用多个天线，通过空时处理技术，充分利用信道之间的独立衰落特性，提高频谱利用率，通信质量和***容量。例如：贝尔实验室的Foschini等人，提出了一种分层空时结构(BLAST)，它将信源数据分成几个子数据流，独立进行编码/调制。分层空时编码***在21dB的平均信噪比下可以达到42b/s/Hz的带宽利用率，这样的带宽利用率对于单天线发射单天线接收***是不可想象的。

OFDM在频域把频谱分成若干个正交的子信道，各子信道的载波相互重叠，提高了频谱利用率。由于各子信道的带宽相对较窄，因此对整个发射带宽信号来讲频率选择性信道对于各个子信道信号来讲是平坦衰落的，均衡可对每个子载波分别进行，大大简化了接收机结构。由于OFDM具有频谱利用率高、均衡简单的优点，非常适合于高速的有线和无线传输，因此得到了广泛研究。

高速业务和用户数的激增使得对频谱的需求量急剧增加，而频谱资源是有限的，所以我们结合MIMO和OFDM这两项先进的技术，一方面可以提高频谱利用率，另一方面可以有效抵抗频率选择性衰落。

但是，MIMO与OFDM结合在具有以上优点的同时，并没有消除它们自身的缺点：OFDM对频率偏移非常敏感。为了采用OFDM技术，载波偏差与子载波间隔相比较，必须很小，否则OFDM的解调性能将受到很大影响。然而无线信道存在时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移，例如多普勒频移，或者发射机载波频率与接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使得OFDM***子载波之间的正交性遭到破坏，从而导致子信道之间的信号互相干扰(ICI)。同时，OFDM***的码元定时必须落在循环前缀(CP)允许的范围内，否则这时FFT解调窗口包含了非当前码元的信息，将引起码元间的干扰。而对于MIMO+OFDM***定时同步来说，也可以采用已知的信息进行同步分析，如CP信息，是当前比较流行的处理方法，基于CP信息可以不需要***额外的资源实现同步，同时计算量也不大。但其缺点是相关峰较为平坦，不利于判决，同时频偏估计范围小。所以，一般仅作为定时粗同步。此外，利用导频/同步符号的特殊结构进行定时的精同步。频率同步采用特殊的前导设计来进行同步。如三星公司在2004年10月16号申请的中国申请号：200410010473.6，公开号：CN 1630283A专利在多入多出正交频分复用***中为同步而发射的前导的方法提出了采用CP进行定时粗同步、利用交叉相关性进行定时精同步，然后利用正交序列(CAZAC)按照一定特殊结构构成前导。该方法的使用在能够把定时精同步中复杂的复数运算改变为简单的加法和变换，并且信道估计的性能比传统的方法好。但是，频偏估计的精度有限，且每个天线需要重复发送相同的前导序列，增加了大量的复杂度。另外对于找到的精确的时间同步点，如果做一些处理，可以增加接收信号的信噪比，提高***的性能。

Paolo Priotti等于2003年8月22号申请的美国公开号：US2005041693A1专利MIMO+OFDM无线通信***中频率同步的方法和装置提出了采用通过接收信号SNR得到一组权值，并在频率同步时在对应接收信号上进行加权。该方法利用最大比合并的思想进行频率同步，需要在估计频偏之前对每根天线的接收到的训练符号根据它们的SNR算出的权值进行加权。该方法在不提供信道状态信息(CSI)的情况下，或者快衰落信道低信噪比情况下，可以取得较好的频率同步。但是，这是以权值计算的大量的运算量的代价换得的，同时该方法的可实现性较差。因此，现有技术存在缺陷，有待于进一步的改进和发展。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种多输入多输出正交频分复用***中实现同步的方法，从而使得MIMO+OFDM接收***在以较小***资源的代价下通过低复杂度算法实现码元同步，并且所加的时间同步后处理模块，只是利用了另一种方法取代已有的去CP的方法，没有增加复杂度，但是却使得接收机的性能得到了明显改善。

为解决上述技术问题，本发明提供一种多输入多输出正交频分复用***中实现同步的方法，包括如下步骤：

(1)发送端构造前导/同步序列，将不同发送天线上的正交频分复用数据符号与所述构造的每根发送天线上的前导/同步序列分别组帧后并同时发射出去；

(2)基于多根接收天线，利用正交频分复用符号中的循环前缀进行有效符号长度的相关，得到的相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；

(3)基于每根接收天线得到的时间一次同步点，分别基于前导/同步序列进行时域频偏估计；

(4)对每根接收天线上得到的时域频偏估计值的结果联合进行等增益合并，得到一个最终的平均频偏估计值后，使用该结果分别对每根接收天线上的数据进行频偏补偿；

(5)在每根接收天线上，分别在一次同步输出的同步点的集合范围内，把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，利用最大值对循环前缀长度取余，得到时间二次同步点；

(6)对所有的接收天线的相关峰值作比较，选取主峰值与次峰值之比最大的那根天线的时间同步点作为最佳时间二次同步点；

(7)找到最佳时间二次同步点后，对每根发送天线的接收数据，利用正交频分复用的时域循环卷积特性进行精确同步后的信号后处理。

其中，步骤(1)所述前导/同步序列必须在发送端的每根发射天线上构造，包括循环前缀及PN序列，前导序列包括一个同步/前导符号。

所述前导符号由长度相同的重复PN序列构成。

所述PN序列的长度为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一。

其中，步骤(2)所述有效符号长度的相关用下式表示：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)$

其中，P表示循环前缀符号的长度，r为接收序列。

步骤(2)所述的时域一次处理是在每根接收天线上做同样的处理，选取大于最大值的一半且小于最大值的任意一个数作为判决门限。

其中，所述步骤(3)包括，对应于每根接收天线，利用时间一次同步点集合中的第一个同步点，进行时域值滑动共轭相乘，将可利用的前导符号进行频偏估计，估计范围在[-N/2，N/2]，其中N是前导符号在时域上重复的次数，根据实际产生的频偏大小进行选取。其中，所述频偏估计用下式表示：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2\mathrm{\π}{N}_S{T}_S}$

其中，T_S为OFDM符号周期，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度，z用下式表示：

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_s)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2$

其中，r为接收到的经过一次同步后的前导序列， $S_n=r_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S},$ T_S为OFDM符号周期。

其中，步骤(4)所述的等增益合并用下式表示：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}}=(1/N_R)*\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}\left(i\right)$

其中，N_R为接收天线数目，Freq_Offset(i)为第i根接收天线的频偏估计值。

其中，步骤(5)所述的把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，用下式表示：

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N_{\mathrm{FFT}}),k=k_1,\·\·\·,k_n$

其中，s(k)为发送的前导序列，N_FFT为OFDM符号的大小。

其中，步骤(7)所述的信号后处理用下式表示：

[Time_offset+N_cp/2:Time_offset+N_FFT-1，Time_offset:Time_offset+N_cp/2-1]

其中，Time_offset为实际时延的估计值加半个循环前缀的大小，N_FFT为正交频分复用符号的大小，N_cp为循环前缀的大小。

本发明所述的在MIMO+OFDM通信***中实现同步的方法，由于采用了时间一次同步、频偏估计、对不同天线的频偏估计值进行等增益(ERC)合并、利用新得到的频偏估计值对每根天线的接收数据进行频偏补偿、进行时间二次同步、根据接收信号功率最强的天线选取时间同步点、选择时间二次同步后处理的方案，大大提高了同步精度，在满足工作要求精度的同时可以提高信号的接收信噪比即提高了***的性能，而且并没有耗费过多的***资源，不会增加***的冗余，运算量也很小，非常利于工程实现。

附图说明

图1是根据本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法流程示意图；

图2是根据本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法中时间一次同步方法的示意图；

图3是根据本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法中频偏估计方法的示意图；

图4是根据本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法中时间二次同步方法的示意图；

图5是根据本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中时域符号的结构示意图；

图6是根据本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中时间同步点的结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图，对本发明的具体实施例进行较为详细的说明。

参考图1，为本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法流程示意图，具体过程如下：

步骤110：在每根发送天线上分别构造前导/同步序列并组帧发送。

发送端组帧时在每根发送天线上构造前导/同步序列，其优选方案包括循环前缀及PN序列，前导序列可包括至少一个前导符号，其时域特征为长度为N_I的PN序列重复I次，其中I＝N/N_I，N为OFDM的子载波数。应该发送的OFDM数据符号在每根发送天线上分别成帧后与所述构造的每根发送天线上的前导/同步序列成帧后同时进行发送。

步骤120：结合CP信息，在每根接收天线上进行时域一次同步。

所述的时域一次同步优选方案为基于接收端OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，并且相关结果对相关序列能量进行归一化处理，即为时间一次同步处理，可选取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一个数为判决门限，即可得到一次同步后的最佳同步点的集合，如图2所示。

步骤130：在每根接收天线上分别进行时域频偏估计。

所述的基于前导序列进行频偏估计的方法优选方案为利用一次同步点集合中的第一个同步点，进行时域值滑动共轭相乘，利用最大输出获得第i根接收天线上的频偏估计值Freq_offset(i)，如图3所示。

步骤140：对每根接收天线上的频偏估计值Freq_offset(i)进行等增益合并，得到最终的平均频偏估计值 $\stackrel{\‾}{\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}}=(1/N_R)*\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}\left(i\right),$ 并使用该结果分别对每根接收天线上的数据进行频偏补偿。

步骤150：利用前导符号进行时间二次同步。

在每根接收天线上，所述的时间二次同步包括在一次同步输出的同步点集合范围内，把频偏补偿后接收到的前导符号与发送前导符号进行时域互相关，得到时间二次同步点，如图4所示。

步骤160：选择最佳的时间二次同步点。

对所有的接收天线的相关峰值作比较，选取主峰值与次峰值之比最大的那根天线的时间同步点作为最佳时间二次同步点。

步骤170：利用所述最佳时间二次同步点，进行同步后处理。利用时间二次同步点和OFDM的特殊结构调整输出序列，如图5所示。

以上所述步骤中，可以在每根天线上分开处理，分别进行时间同步和频率同步以及同步后处理；也可将每根天线上的结果进行等增益或最大比合并，尤其是对于频偏值的估计。

其中，所述实现同步的方法中，所述前导/同步序列包括两个部分：一为所述循环前缀；二是由长度相同的PN序列构成的前导符号，其长度都为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一，可为1/2、1/4或其他的值，为了保证正交频分复用***的发生的整数倍频偏不会超过估计范围，根据实际情况设计短前导符号时域上重复的次数，不同发送天线上的该前导符号可以一样，如果用来作信道估计，必须保证正交。所述实现同步的方法中利用前导符号进行同步，其同步输出得到一个包含最佳的同步点的集合，并在相关极值输出的后一半即没有正交频分复用符号块间干扰时选取同步点，同步点选取后需要利用OFDM循环前缀的特性进行后处理。

其中，如步骤110所述，前导结构的设计如图6所示，子载波数目为256。接收信号的第k次采样输出为r(k)，由经过信道的信号和接收机噪声构成。采样信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号，然后将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时间一次同步信息。

其中，如步骤120所述，参考图2，为本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法中时间一次同步方法的示意图。具体过程如下：

步骤210：对采样信号进行缓冲，得到缓冲信号；

步骤220：对缓冲信号进行N点延迟，延迟时间为一个有效的OFDM符号时间，如果对应的采样频率为N倍子载波间隔，那么延迟采样数为N，否则将改变；

步骤230：缓冲信号和被延迟N点的信号被同步输送到相关器，进行如下操作：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)$ 式(1)

其中，P表示CP符号的长度，r为接收序列。当k时刻落在CP符号的长度范围内，该相关的输出很大，否则输出很小，并且相关峰长度约为CP符号的长度。上述相关输出可以通过式(2)迭代实现：

b(k+1)＝b(k)-r(k)r^*(k+N)+r(P+k)r^*(P+k+N)  式(2)

由此式可知，降低了相关运算量。

所述相关器的输出对相关时间长度内的信号功率归一化，利用归一化输出并经由检测装置实现时间同步判决，检测门限由***提供，该同步误差较大，特别是在复杂信道情况下，并且由于相关长度受限，不能充分利用整个符号的功率，因此相关受噪声影响较大。

本实施例时域一次同步中并不用来实现同步判决，而是将可能的同步点(相关峰值较大的点)位置记为{k₁，k₂，…，k_n}作为输出，并经由滑动相关前导序列的时域二次同步完成最终的同步。

其中，如步骤130所述，参考图3，为本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法中频偏估计方法的示意图。具体过程如下：

步骤310：对一次同步后的序列缓冲进行采样，得到采样数据r(k)；

步骤320：将一次同步后序列缓冲的采样数据r(k)向后延迟N个采样点；

步骤330：在一个滑动窗内进行点对点的时域共轭点相乘，然后按照式(3)求相关：

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_s)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

式(3)

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2$

其中，r为接收到的经过一次同步后的前导序列， $S_n=r_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S},$ T_S为OFDM符号周期，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度。

步骤340：对相关结果进行归一化处理，其中，所述归一化是指对相关器的得到值进行幅度上的归一化，得到相关后的峰值。附图3所示，估计值/(2π/N)是指进行频偏估计值的归一化。

步骤350：由(4)式进行估计，输出频偏估计值：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2\mathrm{\π}{N}_S{T}_S}$ 式(4)

显然如果M_S＝4，N_S＝64，则频偏估计的范围为[-2，2]。其中，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度，M_S表示重复序列重复的次数。

其中，如步骤140所述，不同接收天线上频偏估计值的等增益或最大比合并，考虑到复杂度，本实施例中采用等增益合并，见下式：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}}=(1/N_R)*\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}\left(i\right)$ 式(5)

其中，N_R为接收天线数目，Freq_Offset(i)为第i根接收天线的频偏估计值。

其中，如步骤150所述，参考图4，为实施例所述的MIMO+OFDM无线***中实现同步的方法中时域二次同步方法的示意图，在每根接收天线上进行，具体过程如下：

步骤510：对序列缓冲进行采样，得到采样数据r(k)；

步骤520：将可能的同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}和缓冲的采样数据r(k)输入到互相关器，进行如式(5)的操作：

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N_{\mathrm{FFT}}),k=k_1,\·\·\·,k_n$ 式(6)

其中，s(k)为发送的前导序列，N_FFT为OFDM符号的大小，r(k)为进行频偏校正后接收的导频序列。显然，式(6)的相关过程不能用迭代实现，但是其运算仅限在一次同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}范围内进行，因此其运算量并不是很大。同时，由于接收信号的时间采样序列经历了相同的衰落，因此所述时域二次同步在准确同步点时，当式(6)同相相加，相关峰比较尖锐，最大值点为同步点，为了避免接收信号受到大时延的影响，导致同步点不准，可以取最大值点对CP长度取余的方法，以提高同步的可靠性。

步骤530：进行同步判决，输出准确同步点。

充分利用前导的结构设计，使得该方法的同步相关峰输出相当尖锐，有利于同步判决。同时，由于利用了整个符号的信号能量，因此在小信噪比情况下工作良好。

其中，如步骤170所述，为本发明实施例所述的MIMO+OFDM无线***中时间同步点的结构示意图。

时间二次同步后，一般的操作方法，为直接去掉CP即可。但是这并没有很好的利用OFDM循环前缀的特性，如果利用该特性，减少同步时延造成的相偏，提高接收机的性能。Time_offset为实际时延的估计值加半个CP的大小，实际考虑是这个值可以利用循环前缀的特点以能够保证不会引起符号间的干扰，但是没有很好的利用时延估计值很好的减小相偏对性能的影响。因此时间二次同步后应该采取如下的后处理方法，然后再去CP：

[Time_offset+N_cp/2:Time_offset+N_FFT-1，Time_offset:Time_offset+N_cp/2-1]式(7)

在实际***中，有两种情况：一是当收发信机的频率稳定度很高，并且考虑到多普勒影响后频偏值仍小于OFDM***子载波间隔时，此时的频偏仅仅是小数倍的(对子载波间隔归一化后为一小数)。频偏估计只需进行小数倍频偏估计即可。

二是当收发信机的频率稳定度不高，并且考虑到多普勒影响后其值远大于OFDM***子载波间隔时，实际上频偏不仅包含小数倍的，而且还包含若干个整数倍(是子载波间隔的整数倍)。此时，需要将前导符号构造为更短的前导符号，可以扩大频偏估计范围。

***收发信机的频率稳定度、***支持的最大多普勒和子载波间隔是已知的，因此根据不同的***参数设计很容易得知频偏估计是第一种情况还是第二种，根据不同情况进行不同的处理。

上面所述方法，是针对多根天线的同步处理，多根接收天线的同步都是以一根天线的处理方法为基础的，大致可以分为三种处理方式：可以在每根天线上分开处理，分别进行时间同步和频率同步以及同步后处理；也可将每根天线上的结果进行等增益或最大比合并尤其是频偏估计部分，再作处理；最简单的方法是只对其中的接收信号功率最强的一根天线进行时间一次同步、频偏估计、时间二次同步，分别在每一根天线上进行频偏补偿、同步后处理即可。具体情况要根据实际***的设计选取。

由以上所述可以得出，整个MIMO+OFDM同步过程分为以下几个步骤：为每根发送天线构造前导并组帧发射；在每根接收天线进行结合CP的时间一次同步；利用前导序列进行在每根接收天线上进行频偏估计；利用等增益合并得到最终的平均频偏估计值，并分别进行频偏补偿；在每根接收天线利用前导符号分别进行时域互相关，得到时域二次同步点；根据主峰值和次峰值之比，选取最佳的时间同步点；进行同步后处理。

时间一次同步利用OFDM的CP信息为时域二次同步提供可能的同步点范围，频偏估计部分，为时间二次同步进行频偏补偿，利用等增益合并，可以提高频偏估计的精度；时域二次同步部分针对所设计的前导进行相关处理，得到同步信息，根据主峰值和次峰值之比，选取最佳的时间同步点，结合同步点进行同步后处理，最大可能的得到较佳的接收信号。

本发明所公开的一种无线MIMO+OFDM***的同步方法与传统的基于CP同步、基于多个前导符号和多维搜索的方法相比具有如下特点：仅需要一个前导符号即可实现OFDM的时间同步，为时间同步而耗费的***资源比较小；实现同步精度较高，其在时域二次同步输出的相关峰相当尖锐，在极大值周围的输出都很小，很容易进行判决，并且由于时间一次同步已经对同步点范围进行了估计，因此时域二次同步运算量不大，且可采取同步后处理提高***的性能；可以仅用一个短前导符号实现较大范围的频偏估计，这是基于CP等方法无法做到的，并且频率同步运算量很小，利用多根天线的频偏结果进行合并处理，可以减少频偏估计的误差；时间二次同步后，进行的时间同步后处理并没有增加运算量，基本等同于原来的去CP处理，但是减少了相位的偏移，提高了接收信号的幅度。

但应当理解的是，本发明的上述针对较佳实施例的描述较为具体，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (11)

1.一种多输入多输出正交频分复用***中实现同步的方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)发送端构造前导/同步序列，分别将不同发送天线上的正交频分复用数据符号与所述构造的每根发送天线上的前导/同步序列成帧并同时发射出去；

(2)基于多根接收天线，利用正交频分复用符号中的循环前缀进行有效符号长度的相关，得到的相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；

(3)基于每根接收天线得到的时间一次同步点，分别基于前导/同步序列进行时域频偏估计；

(4)对每根接收天线上得到的时域频偏估计值的结果联合进行等增益合并，得到一个最终的平均频偏估计值后，使用该结果分别对每根接收天线上的数据进行频偏补偿；

(5)在每根接收天线上，分别在一次同步输出的同步点的集合范围内，把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，利用最大值对循环前缀长度取余，得到时间二次同步点；

(6)对所有的接收天线的相关峰值作比较，选取峰值/次峰值最大的那根天线的时间同步点作为最佳时间二次同步点；

(7)找到最佳时间二次同步点后，对每根发送天线的接收数据，利用正交频分复用的时域循环卷积特性进行精确同步后的信号后处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(1)所述前导/同步序列必须在发送端的每根发射天线上构造，包括循环前缀及PN序列，前导序列包括一个同步/前导符号。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述前导符号由长度相同的重复PN序列构成。

4.如权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述PN序列的长度为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(2)所述有效符号长度的相关用下式表示：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{p-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)$

其中，P表示循环前缀符号的长度，r为接收序列。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(2)所述的时域一次处理是在每根接收天线上做同样的处理，选取大于最大值的一半且小于最大值的任意一个数作为判决门限。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(3)包括，对应于每根接收天线，利用时间一次同步点集合中的第一个同步点，进行时域值滑动共轭相乘，将可利用的前导符号进行频偏估计，估计范围在[-N/2，N/2]，其中N是前导符号在时域上重复的次数，根据实际产生的频偏大小进行选取。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述频偏估计用下式表示：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2\mathrm{\π}{N}_S{T}_S}$

其中，T_S为OFDM符号周期，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度，z用下式表示：

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_S)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2$

其中，r为接收到的经过一次同步后的前导序列， $S_n=r_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S},$ T_S为OFDM符号周期。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(4)所述的等增益合并用下式表示：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}}=(1/N_R)*\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Freq}\_\mathrm{Offset}\left(i\right)$

其中，N_R为接收天线数目，Freq_Offset(i)为第i根接收天线的频偏估计值。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(5)所述的把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，用下式表示：

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N_{\mathrm{FFT}}),k=k_1,\·\·\·,k_n$

其中，s(k)为发送的前导序列，N_FFT为正交频分复用符号的大小。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(7)所述的信号后处理用下式表示：

[Time_offset+N_cp/2：Time_offset+N_FFT-1，Time_offset：Time_offset+N_cp/2-1]

其中，Time_offset为实际时延的估计值加半个循环前缀的大小，N_FFT为正交频分复用符号的大小，N_cp为循环前缀的大小。

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