CN101067573A - 温度检测设备及方法 - Google Patents

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约翰·劳伦斯·皮诺克
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Cirrus Logic International UK Ltd
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Abstract

本发明涉及一种产生依从温度信号的方法，该方法包括：使用一对以不同的电流密度工作的晶体管，产生一个参考热电压的正温度系数的信号；使用上述晶体管对中的一个的晶体管电压，产生一个参考晶体管电压的负温度系数的信号；并且从上述信号中的另一个中减去上述正和负温度系数的信号中的一个，以产生上述依从温度的信号，由此上述依从温度的信号的依从温度性大于上述已被减的信号中的任何一个。

Description

温度检测设备及方法
本申请是申请号为031272002的中国专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及温度检测设备，并且特别地涉及用于温度检测的电路和方法。
背景技术
对于大功率电路，例如用于音频扬声器的电源放大器以及线性电源整流器，一种可能的故障条件是例如导致大的芯片上电流的外部短路。由这些电流导致的芯片上电源的损耗会导致过高的温度，从而降低硅芯片上的电路的性能，并且在极端的情况下，甚至可能造成火灾的危险。由于这个原因，此电源电路通常提供一个热关机功能，即使当上述芯片的温度超过一个预定的限制，例如是150℃时，电源输出被禁止。要实现这样的功能，需要在芯片上有一个电路来进行检测，并且在超过了一个预定的温度阈值时给出标志。同样在一些微处理器***中也需要温度检测器，例如微处理器的时钟速度很高的场合。在这样的***中，如果达到了温度限制，上述时钟可能被变慢以减小微处理器使用的电流，以及/或可能提供一个输出信号以启动一个风扇。
以前一个齐纳二极管电压将会被通过电阻分压并且应用到共发射极双极型晶体管。用于接通一个双极型晶体管的基极-发射极电压(Vbe)以2mV/℃的速度减少，这样随着应用一个恒定的电压的温度的升高(或者即使上述齐纳有一个正的温度系数或温度相关系数(tempco))，将会达到一个温度，在该温度时上述双极型晶体管被接通并且随后将其集电极电流随后用于输出。
由于供电电压的减小，此方法不能实际作为典型的齐纳电压，因为电压太大很难得到可靠的低于5到7V的电压。取而代之的是通常使用一个带隙电压来代替一个齐纳电压，例如在US 3,959,713，US4,692,688，US4,574,205以及US 5,099,381中的描述。例如US`381描述了一个电路，其中将一个Brokaw电池提供的带隙电压与一个Vbe放大器电压进行比较。为了避免电和/或热引起的上述阈值温度的不稳定性，可以采用一些局部正反馈以对上述切换点提供一些滞后。温度检测电路采用一个带隙电压源以及反馈用于提供在US 5,149,199中描述的滞后。温度检测领域中的一般背景现有技术可以在US 6,188,121，US 2002/0093325，US 6,188,270，US 6,366,071，US 5,327,028，US4,789,819以及US 5,095,227中找到。
固态电路的IEEE期刊，卷31，号7，1996年7月，933到937页，
“具有数字输出的微电源CMOS温度传感器”，由Bakker以及JH Huijsing所写，描述了一个CMOS温度传感器，其中将一个Vbe电压成正比的电流与一个基本上不依从于温度的参考电流进行比较，该温度是通过在基极-发射极电压参考电流上附加PTAT(与绝对温度成正比)而形成的。上述两个电流的和基本上是与温度无关的，因为它们有相反的温度的系数，对于上述PTAT电流是正的，对于上述Vbe电流是负的。然而，上述Bakker以及J H Huijsing的电路是相当复杂的(见，例如，图4)，并且其灵敏度是经过改善的。
另一个温度检测电路描述于US 5,980,106中，它再次使用了带隙参考。图1A到1B是从US`106中摘取的内容，其描述了此电路的原理。
广义地说，各自具有正和负的温度系数特性12、22的两个电流源10、20被应用到与输出电路耦合的检测节点A，如图1A中的反相器30。
如图1A和1B中能够看到的，上述反相器的输出在点A的电压越过了上述反相器的上述切换阈值时将会切换，在图1B中位于阈值温度TD。US`106也讲解了将反馈应用于检测节点A，如`106的图3A中的例子所示。一个温度检测电路的细节(图4)也被描述，其中将一个基于热电压(VT)-基极电流Ith与在节点A(通过在上述电路消除中的电阻而引入的负的温度系数)处的从一个带隙参考Ibg导出的电流相组合(比较)。
再者，然而，该US`106的电路是相对复杂的并且包括浮动双极型晶体管和MOSFET。
人们期望的是能够提供一个更简单的，更廉价并且更容易制造的温度传感器。一个带隙电压经常存在于例如是电压整流器的电路中，但是在例如是扬声器放大器的应用中是不必要的，于是一种不依靠明确的带隙电压发生器的配置将是优选的。另外，人们已经认识到基本上应该可以仅通过比较具有不同的温度系数和可预测的绝对值的两个数量，或者比较至少是具有其温度系数可以参考的在一些参考温度下的可预测的相对值的两个数量，来建立一个温度检测器。另外，越来越多地，电路使用CMOS而不是双极技术来制造，即使是在传统的双极领域例如扩音器电源放大器(见，例如，the Fairchild FAN 7021)。上述CMOS的使用避免了使用许多的先前技术。
发明内容
根据本发明的第一方面，于是提供了一个温度传感器，包括：具有一个输入和至少两个输出的电流镜；一个第一参考电流发生器，具有一个第一电流输入以及一个第一电流输出，并且被配置以在上述第一电流输出处，产生具有正温度系数的第一参考电流，以响应上述第一电流输入；一个第二参考电流发生器，具有一个第二电流输入以及一个第二电流输出并且被配置以在上述第二电流输出处，产生具有负温度系数的第二参考电流，以响应上述第二电流输入；并且其中上述第一和第二参考发生器的一个具有一个独立地与上述电流镜的上述输入耦合的电流输出；上述第一参考发生器的第一电流输入以及上述第二参考发生器的第二电流输入共用与上述电流镜输出的第一个相耦合的一个输入节点；并且上述第一和第二参考发生器中的另一个具有一个独立的电流输出与上述电流镜输出的第二个相耦合，由此提供了一个电流检测节点；并且其中上述第一参考电流发生器包括一个参考热电压的电流源，上述第二参考电流发生器包括一个参考依从温度的半导体特性的电流源。
在本说明书中，术语电流源包括负的电流源，即电流流入该电流源中的电源(有时可以称为“电流壑(sinks)”)，并且电流因而可以流入一个电流源输出。广义地说，提供两个参考电流源，这两者都与同一个电流镜相互作用，上述电流源中的一个被参考或者基本上与一个双极型晶体管的基极-发射极电压(负温度系数)成比例，上述电流源中的另一个被参考或者基本上与一个双极型晶体管的热电压(在数学术语KT/q中的K是玻尔兹曼常数，T是以开尔文为单位的绝对温度并且q是一个电子的电荷)成正比。这样的一个参考热电压的电源有时被称作为PTAT(与绝对温度成比例)源，尽管实际上如果输出被外推回到零时可能会有一个偏差。
此安排提供了一个特别简单的并且精致的温度传感电路，其品质参数可以相对地直接被确定并且能够在实际中做成相对一致。在一种优选的实施方式中，上述参考热电压的电源包括一对双极型晶体管，并且对这些晶体管中的一个提供了一个基极-发射极电压，对其可以参考第二电流源，以提供进一步简化并且将上述两个电流源的锁定的更加紧密。
上述温度传感电路适合于用MOS制成，特别是CMOS技术，并且在此情形下上述电路的结构为：上述电流源中使用的上述双极型晶体管可以包含CMOS技术固有的寄生的(纵向的或者横向的)的设备，典型的采用P-型衬底CMOS的纵向PNP晶体管以及典型的采用N-型衬底中的CMOS的纵向NPN晶体管。上述电路也可以以BiCMOS来制作。
在其他的实施方式中，上述第一(正温度系数)电源，可以采用MOS而不用双极型晶体管，例如使用一个ΔVgs而不是ΔVbe类型的配置，并且上述第二(负温度系数)电源随后可以包括一个参考MOSVT的或者参考低电流Vgs的电源。
在优选的实施方式中，上述温度传感器包括一个正反馈，并且通过将电流注入到共用的输入节点可以实现此有益的应用。此正反馈将试图在上述电流检测节点输出产生一个切换类型的行为，这样当上述输出开始改变时，上述正反馈促进了此改变。上述正反馈也提供了关于阈值切换温度的滞后。在一种实施方式中，可以通过一种形式的差动放大器或者差动的或者长尾对而提供该反馈，在该对晶体管中的一个具有来自上述电流检测节点的一个输入，并且另一个具有连接到一个适合的偏置电压的一个输入。优选地，上述传感器也包括一个输出电路，以提供一个必要的二进制输出，该输出取决于上述电路的温度(更具体的是上述双极型晶体管)在上述阈值之上还是之下，同时要考虑滞后。
本发明的一个相关的方面提供了一种方法，该方法提供了一个依从温度的信号，上述方法使用：具有一个输入和至少两个输出的电流镜；一个第一参考电流发生器，具有一个第一电流输入以及一个第一电流输出；一个第二参考电流发生器，具有一个第二电流输入以及一个第二电流输出；并且其中上述第一和第二参考发生器中的一个具有一个单独的电流输出与上述电流镜的上述输入相耦合；上述第一参考发生器的第一电流输入以及上述第二参考发生器的第二电流输入共用与上述电流镜输出的第一个相耦合的一个输入节点；并且上述第一和第二参考发生器中的另一个具有一个独立的电流输出与上述电流镜输出的第二个相耦合，由此提供了一个电流检测节点；上述方法包括产生，使用上述第一电流发生器，一个参考晶体管热电压的第一电流，在上述第一电流输出处具有正的温度系数，以对从上述共用的输入节点处的电流镜来的信号作出响应；使用上述第二电流发生器，产生一个参考晶体管热电压的第二电流，在上述第二电流输出处具有负的温度系数，以对从上述共用的输入节点处的电流镜来的信号作出响应；并且在上述检测节点处组合取决于上述第一和第二参考电流的信号，以提供上述依从温度的信号。
值得一提的是，上述信号的组合可以包括或者是上述信号之间的比较，或者是上述信号互相之间的差值。上述依从温度的输出信号(在上述检测节点处)可以包括一个电流或者一个电压信号。
本发明的另一个方面提供了一个温度检测电路包括：一个电流镜，具有一个输入以及第一和第二镜像的电流输出，上述输入以及上述第一镜像的电流输出通过各自的第一和第二MOS晶体管沟道，耦合到各自的第一和第二晶体管，以在上述第一和第二晶体管的电流密度上设置一个比例，以从上述第二镜像的电流输出提供一个正温度系数的电流；一个第三MOS晶体管，具有一个栅极接点，耦合到上述第一MOS晶体管的一个栅极接点，以及一对沟道接点，上述沟道接点中的一个通过一个电阻器耦合到上述第一和第二晶体管的共用接点，以在上述另一沟道接点处提供一个负温度系数的电流输出，由此上述电流输出被上述第一晶体管的依从温度的电压所参考，上述另一个沟道接点被耦合到上述第二镜像的电流输出，以提供一个依从温度的输出。
在一个相关的方面，本发明提供了一个温度检测电路，包括：一个电流镜，具有一个输入以及第一和第二镜像的电流输出，上述第二和第一镜像的电流输出通过各自的第一和第二MOS晶体管通道，耦合到各自的第一和第二晶体管；一个第三MOS晶体管，具有一个栅极接点，耦合到上述第一MOS晶体管的一个栅极接点，以及一对沟道接点，上述沟道接点中的一个通过一个电阻器耦合到上述第一和第二晶体管的共用接点，以在上述另一沟道接点处提供一个负温度系数的电流输出，由此上述电流输出被上述第一晶体管的依从温度的电压所参考，上述另一个沟道接点被耦合到上述电流镜输入，以从上述第二镜像的电流输出提供负温度系数的电流；并且其中上述第一和第二晶体管中的电流密度比，确定了一个正温度系数的电流，其被与从上述第二镜像的电流输出组合，以提供一个依从温度的输出。
在一种实施方式中，上述正温度系数电流是在上述第一MOS晶体管沟道中流动的电流。
在下面将要描述的具体的实施方式中，上述第一和第二晶体管都是双极型晶体管，上述第一MOS晶体管的漏极和栅极是连接在一起的并且上述第二MOS晶体管具有一个连接在其源极以及上述第二双极型晶体管之间的电阻器。每个双极型晶体管，其可能是寄生在CMOS技术中，将其基极和集电极连接在一起。优选地采用了一个反馈电路，以使依从温度的输出在一个阈值温度的两边基本呈现双稳态品质，并且具有一些滞后。也可以包括用于调节上述阈值温度的装置，例如通过有效的调节上述电阻器(用于将上述第一双极型晶体管的基极-发射极电压转换为电流)，和/或通过有效地向上述依从温度的输出注入电流或者从其吸收电流。
在本发明的另一方面也提供了一种方法，用于产生一个依从温度的信号，上述方法包括：使用一对工作在不同的电流密度的晶体管，产生一个参考热电压的正温度系数的信号；使用上述晶体管对中的一个的晶体管电压，产生一个参考热电压的负温度系数的信号；以及从其他的上述信号中减去上述正的和负的温度系数信号中的一个，以产生上述依从温度的信号，这样使上述依从温度信号的依从温度性比上述任一已被减的信号要大。
优选地，上述晶体管都是双极型晶体管，并且上述晶体管电压是基极-发射极电压。上述参考热电压以及参考基极-发射极电压信号的使用，优选的是电流信号而不是带隙参考，使上述同一个晶体管可以用于Vbe和PTAT电流的产生。另外，通过彼此减去上述正的和负的温度系数信号，上述有效的温度系数增加并且因此提高了上述依从温度的信号的温度依从性。优选地，上述减运算包括将上述正的和负的温度系数信号应用到一个检测节点。优选地也可以将一个正反馈应用到上述共用的双极型晶体管，也就是用于产生上述正和负的温度系数信号的上述晶体管。
本发明的一个相关方面也提供了一个电路，用于产生依从温度的信号，上述电路包括：使用一对工作在不同的电流密度的晶体管，从而产生一个参考热电压的正温度系数的信号的装置；使用上述晶体管对中的一个的晶体管电压，从而产生一个参考热电压的负温度系数的信号的装置；以及从其他的上述信号中减去上述正的和负的温度系数信号中的一个，以产生上述依从温度的信号，使上述依从温度信号的温度依从性大于上述已被减的信号。
附图说明
本发明的这些和其他方面将参考附图并结合例子被进一步的描述。
图1A和1B所示分别为基于电流源的温度检测电路，以及图1A的上述电路中的电流源的热特性；
图2A到2C所示分别为自偏参考电流源，一个Vbe参考的电流源，以及一个参考热电压的电流源；
图3A到3D所示分别为根据本发明的没有滞后的温度检测器电路的第一和第二实施方式，以及根据本发明的有滞后的温度检测器电路的第一和第二实施方式；
图4所示为根据本发明的温度检测器电路的第三实施方式；以及
图5所示为根据本发明的温度检测器电路的第四实施方式。
具体实施方式
参见图2A，其示出一个所谓的自偏基准电路(reference)200，包括一个电流镜202以及一个电流源204。上述电流镜的一个输入206设置了上述电流镜的输出208处的一个电流，并且上述电流源204提供了依从于电流输入212的在输出210处的一个输出电流。上述输出210可以为源发出或者吸收(sink)电流，并且在图示的例子中是吸收电流。通常上述电流源的输出在一个输入电流的范围内将是基本恒定的，但是在小输入电流的情况下将会减小。
上述基准源200采用了所谓的自举偏置技术，其中上述电流源输出被连接到上述电流镜输入，并且反之亦然。上述电路有一个稳定的工作点，其中(对于1∶1的电流镜)Iout＝Iin，也就是说输入到上述电流源的输入电流等于上述电流源的输出电流。这样就减小了供电电压(Vsupply)对上述输出电流的相关性。
图2B和2C示出了图2A的基本技术的应用。图2B示出了一个参考双极型晶体管基极-发射极电压的电流源，其使用CMOS技术，描述于如，“Analysis and Design of Analogue Integrated Circuits”，P RGray，P J Hurst，S H Lewis and R G Meyer，John Wylie，4/E 2001，Chapter 4，section 4.4.2。
图2B的对上述基极-发射极参考电流源220提供了正的电源Vdd以及地线222，224。晶体管226和228包括了与图2A的电流镜202等效的电流镜，晶体管228提供了上述输入并且晶体管226提供了上述输出。晶体管232，234，以及236以及电阻器238包括了与电流源204等效的一个电流源，电阻器232和234被配置将电阻器236的基极-发射极电压(实际上是一个二极管结电压)应用到电阻器238，使Iout＝Vbe/R238(因为电阻器232以及234承载同样的电流，如果匹配，则具有同样的栅源电压)。
晶体管230只从上述电流镜提供了一个附加的输出，以在线路231上提供一个与Iout等效的电流输出。
图2C示出了参考热电压(VT)的电流源240。图2C的电路与图2B类似，并且类似的元件使用类似的参考数字来指示。特别的是包含晶体管226，228和230的电流镜又被提供了，但采用了一个不同的，参考热电压的电流源。此电流源包括晶体管242，244，246，248以及电阻器R250。双极型晶体管246，248以不同的电流密度工作，例如通过给它们提供不同的发射极区域，但是它们承载相等的电流，于是(由Ebers-Moll方程)它们的Vbe的上述差值等于(KT/q)ln(J1/J2)＝VTln(J1/J2)，其中VT＝KT/q即所谓的热电压(K，T和q的定义如上)，ln表示以e为底的log，而J1和J2分别是晶体管QP1和QP2的(发射极)电流密度。在室温(27℃)，VT≌25.9mV，在150degC时VT＝36.5mV)。这样在电源240中，上述输出电流Iout＝VT/R250ln(J1/J2)，其基本上与绝对温度成正比。(为了简单起见，下面我们假定所有的电阻器具有零温度系数。实际上在一个集成电路中其可能具有的温度系数可以达到大约2000ppm/degC，但是如果所有的电阻器是由同一种材料制成的，它们的温度系数将都会跟踪并且其最终效果将取消至少是第一顺序。)
现在参见图3A，其说明了根据本发明的温度检测器电路300的第一实施方式。此电路是依据上面描述的基本原理建立的。
参见图3A，广义地说MP1，2，3，MN1和2，QP1和2以及R1包括了与图2C中所示相类似的一个参考热电压的电流源。更详细地说MOS晶体管MP1和MP2形成了具有一个输入302以及一个输出304的一个电流镜，广义地对应于图2A中的电流镜202。MOS晶体管MN1和MN2，双极型晶体管QP1和QP2以及电阻器R1包括一个参考VT的电流源，实际上，具有线路302上的一个输出以及线路304上的一个输入，从而广义地对应于图2A中的电流源204。MOS晶体管MP3提供了一个自线路306上的电流镜附加的输出。
MOS晶体管MN2和MN3，双极型晶体管QP2以及电阻器R3一起，包括了一个参考了PNP双极型晶体管QP2的上述基极-发射极电压的参考Vbe的电流源。线路306也有效地承载了从此电流源来的一个输出。值的一提的是此参考基极-发射极的电源与图2B中所示具有不同的配置，因为其伺服于上述电流镜的上述输出304，其由参考上述热电压的电源驱动，而不是由其自己的电流镜驱动。同样可以认识的是在图3A的配置中MOS晶体管MN2以及双极型晶体管QP2对于上述参考上述热电压以及参考Vbe的电流源是共用的。
在图3A中，上述MOS晶体管的相对尺寸由一个变量M的值来指示，并且能够看到电流镜晶体管MP1，MP2，MP3都在一个尺寸比例MP1∶MP2∶MP3＝1∶4∶4，以形成一个4∶1的电流镜使上述通过MP1的电流是通过MP2的电流的1/4(也是通过MP3的电流的1/4)。MOS晶体管MN1，MN2，MN3也采用同样的比例，即MN1∶MN2∶MN3＝1∶4∶4。上述双极型晶体管QP1和QP2，都将其自身的基极和集电极端子相连接，并且其尺寸比例QP1∶QP2＝4∶1，即晶体管QP2的发射极区域被指定为晶体管QP1的1/4。
下面将描述图3A的电路的操作。
假设初始线路306(即端子“OUT1”)被从外部连接到一个电压源，该电压源充分高可以保持MOS晶体管MN3处于其饱和状态(恒定电流)区域，并且可以充分低以保持晶体管MP3处于其饱和状态或者基本上是恒定电流的区域。还假定所有其他的MOS晶体管也处于饱和并且承载电流。
如前面提到的晶体管MP1和MP2包括一个4∶1的电流镜，于是通过MP2的电流是通过MP1的电流的四倍。这些电流分别流过晶体管MN1和MN2，并且从而分别通过双极型晶体管QP1和QP2。由于通过晶体管QP2的电流是通过晶体管QP1的电流的4倍，并且由于晶体管QP2具有晶体管QP1的1/4的发射极区域，晶体管QP2工作的电流密度是晶体管QP1的十六倍。如前面所述，具有比例为J1/J2的电流密度的一对双极型晶体管将具有一个(KT/q)ln(J1/J2)的Vbe差值，在此情形中25.9mV×ln(16)，也就是在T＝27℃时是大约72mV，或者在150degC时是35.6mV×ln(16)大约为101mV。
现在考察MOS晶体管MN1和MN2。晶体管MN2承载了晶体管MN1的4倍的电流，并且是其尺寸的4倍，于是MN1的上述栅极-源极电压Vgs将基本上与晶体管MN2的栅极-源极电压相同。由于晶体管MN1的栅极被连接到晶体管MN2的栅极，晶体管MN1的源极将与晶体管MN2的源极具有相同的电压，就是双极型晶体管QP2的基极-发射极电压。此电压被应用到电阻器R1的上端，同时电阻器R1的下端在双极型晶体管QP1的基极-发射极电压处。这样R1上的电压等于Vbe的差值ΔVbe＝101mV，并且电流流过R1并且在线路302中为101mV/R1。此电流随后被以4∶1的比例由MP3镜像，给出一个电流到线路306，进入或者通过节点“OUT1”，在150degC时等于404mV/R1，并具有正的温度系数。由于其热电压VT＝KT/q是成正比的，因此此电流实际上是一个PTAT电流。
现在考察上述参考Vbe的电流源。如前面提到的在晶体管MN2的源极的电压是双极型晶体管QP2的基极-发射极电压，并且再如前面所述的，晶体管MN3被选择为与晶体管MN2具有相同的尺寸。现在假定MN2和MN3具有相同的栅极-源极电压，那么晶体管MN3的源极处的电压将大致上与双极型晶体管QP2的基极-发射极电压相等。这样通过R3，并且从而通过MN3到节点“OUT1”的电流，将大约是(QP2Vbe)/R3。另外，由于Vbe具有一个负的温度系数，通常是-2mV/℃，或者等同的，-3000ppm/℃，于是上述电流通过MN3到达节点“OUT1”。
在图示的电路中，R1被选择为44kΩ以设置通过MP3的电流，
I(MP3)＝404mV/44kohm＝9.20μA以及通过QP2的电流，I(QP2)＝9.20μA/4＝2.30μA。在一个制作过程中这样给出的Vbe(QP2)＝462mV，并且这样R3被设置为462mV/9.20μA＝50.2kΩ，于是在150degC，I(MN3)＝I(MP3)。
如果上述温度上升超过150degC，通过晶体管MP1的电流，以及从而通过MP3的电流增加，并且通过晶体管MN3的电流减小，导致了电流从节点OUT1流出，进入到外部的电压源。如果温度下降到低于150degC，上述通过晶体管MP1的电流减小，并且通过MP3的电流也同样减小，并且通过晶体管MN3的电流增加，从上述电压源输出一个电流进入节点OUT1。如果上述电压源与节点OUT1断开，此节点的电压将分别上升或者下降，最终分别使MP3和MN3退出饱和状态，以平衡上述电流。可以看到的是，节点OUT1基本上与图1A的节点A的基本配置相对应。
晶体管尺寸的选择可以不同，取决于任何具体应用的要示。对于一个集成电路的实现，主要涉及的条件包括：由上述组件占据的芯片区域，以及使名义上相同的设备的不匹配效果最小化。通常上述双极设备之间以及电阻器之间的随机偏置电压会比上述电路中的MOS晶体管之间的偏置电压小，并且上述制作范围将主要由MN2和MN1之间的不匹配所影响，原因是此偏差基本上是叠加到R1上的小静态电压上。
首先考虑MN2和MN1的比例的选择。如上面描述的电路，通过适当的调整R1，具有一致的MN2和MN1之间的比例以及MP2和MN1之间的比例也可以工作。然而随后QP1和QP2之间的电流密度比例将是4，而不是16，于是其将在R1上仅输出((KT/q)ln4的一半，而不是(KT/q)ln16)，使上述电路对MN2和MN1之间的不匹配更加敏感。为了恢复上述电流密度比例，QP1可以作成为QP2的16倍，但是这样会占据很多硅区域。另一方面，MN2与MN1以及MP2与MP1是8∶1，而不是4∶1，这样将仅使R1上的电压增加一个系数ln32/ln16＝1.25，但是该MOS晶体管已经足够大因而能够制作双倍面积的冗余。对于已经考察的上述技术，选择了4∶1，但是最佳值将取决于上述特别制作技术的限制。
现在考察MN3与MN1的比例。如上面指出的，在150degC，R1上的电压大约是100mV，R3上的电压是450mV，但是这些电阻器需要流过同样的电流。如果MP3和MN3分别与MP1和MN1具有相同的尺寸，那么R3的电阻将是R1电阻的4.5倍。为了在使用CMOS技术的寄生的纵向晶体管时获得最佳品质，QP1和QP2最好是工作在几个微安的电流。另外许多应用程序具有较大的功率预算，并且在这样的应用中，这些电阻器将是几十千欧，并且占据相当大的面积。对MN3与MN1引入4∶1的比例使R3和R1具有相同的值，这样对于整体的电阻器面积是趋向于最佳的。
晶体管MP2和MP3优选地是由多个单元形成，每个在设计上与MP1类似。它们优选地具有一个大的沟道长度L以进行匹配，以及高的输出阻抗，但是具有一个小的通道宽度对长度的比W/L，，以保持大的Vgs-Vt，以获得好的电流匹配。
晶体管MN2和MN3优选地都是MN1的设计的复合，并且优选地都是大的以获取好的匹配。然而如果Vgs-Vt是大的，这将导致Vgs的变化结果(MN3)使I(MN3)(实质上利用R3设置一个串联的的电阻1/gm(MN3))的温度系数发生衰减，所以正常地这些晶体管应设计一个足够大的W/L，以使在上述临界温度时Vgs-Vt＜100mV。然而1/gm(MN3)是R3的大约10％，并且没有显著降低上述电路的温度敏感性，或者由于上述电阻与MOS的电特性的无关导致制作敏感性的引入。
回顾上述电路操作的上面的描述可以看到，上述热电压参考是伺服于上述电流镜，此电流镜也驱动上述检测节点。上述基于基极-发射极的参考使用与上述热电压参考相同的晶体管，以提供一个第二的负温度系数的输出，其在上述检测节点处的从基于上述正温度系数的热电压的参考中被减掉。值得一提的是上述配置可以交换，于是上述Vbe基准的参考伺服于具有上述热电压参考的上述电流镜(此镜像仍然驱动上述检测节点)，使用的是与上述Vbe基准的参考相同的一个晶体管，并且也驱动上述检测节点。此可选择配置如图3B中所示，其中晶体管MP1上的上述栅极-漏极连接被移动到晶体管MP3，并且上述输出从OUT2，即作为晶体管MP1以及MN1的连接的线路302中提取。上述分析以及组件值保持为相同的，至少到第一顺序。上述主差别是现在上述电路消耗的电流具有一个负的温度系数，而不是一个正的温度系数。
如上面描述的电路，其没有反馈，将趋向于在一个亚稳状态周围振荡，并且因而期望有正反馈以提供滞后。图3c示出了图3A中的电路的用于实现上述目的的一个扩展。MOS晶体管MP4和MP9从上述电流镜提供了另外的输出，其被用作为恒定的电流源。线路306被连接到与晶体管MP6具有不同配置的输出晶体管MP5，连接到由晶体管MP4提供的一个共用的电流源，提供正反馈的晶体管MP6在下面将详细地描述。晶体管MP6的栅极被连接到在节点306与前面讨论的上述电压源有相同电压的偏置线308，于是当MP5和MP6的栅极具有相同电压时，MN3和MP3都处于饱和状态，这样做是为了避免依从温度的电流在上述阈值温度处或其附近发生扭曲。晶体管MN10和MN11还包括一个电流镜，与晶体管MP9连接，包括一个用于驱动一个输出线路310的输出电路，该线路基本是在供电轨道VDD和VSS(或者地线)之间，例如用于驱动逻辑电路。
在图3c的电路中，正反馈由晶体管MP4，5，和6提供。低温时节点OUT1将会变低，并且因此晶体管MP5将会被接通，并且注意到通过晶体管MP5和6的上述沟道的电流的和(由MP4确定)是固定的，晶体管MP6被关断。随着温度的升高，晶体管MP5开始关断并且晶体管MP6开始接通，这样引导一些电流(从MP4)进入到晶体管MN2和QP2。这样就使晶体管MN2，MN1和MN3的栅极端的电压升高了ΔV。忽略MN1和MN3的Vgs任何变化以及Vbe(QP1)的任何变化，这样将使通过MOS晶体管MN1的电流增加一个部分
ΔV/(I(R1).R1)＝ΔV/(ΔVbe)＝ΔV/101mV，这样就增加了通过晶体管MP1随后通过MP3的电流，从而使节点OUT1进一步升高。其也会增加通过R3的电流，但只是一小部分，ΔV/(I(R3).R3)＝ΔV/(ΔVbe)＝ΔV/462mV。(电流I(R1)的上升并不确切地是ΔV/R1，因为上述附加的反馈电流干扰了MN2和MN1中的电流的4∶1的比例，于是这些晶体管现在具有了略微不同的栅极-源极电压，并且QP1和QP2的Vbe也会变得不同，但是整体效果仍然是I(MP3)比I(MN3)增加的要多些。
此过程继续进行，一直到晶体管MP5基本上完全被关断并且晶体管MP6基本上承载了通过晶体管MP4的所有电流。因此晶体管MP4有效地与晶体管MP2并行出现，由此警示上述电流源的比例。这样当温度最终降低时，上述热触发点比前面温度上升时温度要低，这样就提供了期望的滞后效果。可以看到的是，正反馈不直接设置正的或者负的温度系数参考电流，但是却通过在从晶体管MP2输出的电流进行增加，改变了上述电流镜中的电流的比例。这样就改变了参考Vbe的以及参考热电压的电流，但是更多地改变了参考热电压的电流，实际上，改变了通过晶体管MN1和MN3并且随后通过晶体管MP3和MN3的电流的平衡。这样上述反馈不直接到上述参考Vbe基准的源极，或者直接回到上述输出节点OUT1，但是取而代之地返回到一个共用的节点(线路304)以及晶体管(双极型晶体管(QP2)。从QP5来的漏极电流通过使用镜像MN10，MN11与通过MP9的上述恒定电流进行比较，以给出在HOT线路上摆动的轨道到轨道的逻辑信号。
图3D示出了应用到图3B的电路的一个类似的反馈方案。注意由于上述在比较节点OUT2处的信号低于而不是高于上述温度阈值，现在是MP5的上述漏极电流输入到节点(304)以提供正反馈。
现在参见图4，示出了与图3c中所示的相同基本类型的温度检测器400的另一种实施方式，并且其中相同的参考数字指示相同的元件。在图4的电路中提供了第一402和第二404温度调节线，以允许上述电路的阈值温度的外部调节。
温度调节线402控制晶体管MNX，以，将从由晶体管MP10提供的上述电流镜的一个附加输出的正温度系数电流的一部分，注入到电阻器链R3A，B，C。此附加的吸收电流降低了上述阈值温度。
温度调节线404控制晶体管MN9，以使上述电阻器链R3的低端部分R3A阻抗减小或者短路，从而增加上述Vbe/R3的电流，从而提高上述阈值温度。
由线路402和404提供的温度调节功能可以用于改变或者调节上述温度阈值，例如提供一个“早期预警”功能，或者允许在对制作的元件进行功能测试时使上述温度触发电路工作在室温。
作为一个细节，图4中晶体管MP6的栅极被连接到上述电流镜中的晶体管的栅极。如上所述，MP6的栅极被偏置到一个适当的电压，以便在MP5和MP6平衡时使MP3和MN3都处于饱和状态。这里，如图示的实施方式中所示，上述处理技术使可得到的可选“low-Vt”(低的Vt)或者减小了阈值电压的PMOS晶体管的线路406上的电压可以被用于提供此偏置，而不经迫使MP4离开其饱和区。在不经过此选择的处理中，MP6的上述栅极可以被连接到一些其他的适合的点。
值的一提的是如图2B和2C的那些电路具有一个第二稳态，在该稳态中所有的晶体管都被关断。只有一个小的初始电流(例如，通过晶体管236)就足以是上述电路脱离此状态。这经常可以由接合泄露电流来提供，或者由通电时的电容性的电流来提供，但是可以使用一个“启动”电路以确保上述电路可靠地离开它的零电流状态。
图5示出了一个基于图3D的配置并且集成了这样的一个启动电路的温度检测电路的一个实施方式500。图5中与图3D相同的元件以相同的参考数字来指示。在图5的电路中MN5提供了一个小电流到上述PMOS镜像栅极，并且其栅极电压通过MP7拉到Vdd。一旦MN4被接通时MN5关断，而MN4的接通只是发生在MN3，以及之后的MP3开始通过电流时。图3c和4中的电路可以采用类似的技术。其他的解决方式对于熟悉电路设计的工程师来说是显而易见的。
可以肯定的是所属领域普通技术人员将作出很多有效的改变。例如，尽管上述具体的实施方式是参考PNP双极型晶体管而描述的，所属领域普通技术人员将会接受上述电路可以被反转，并且也可以采用NPN双极型晶体管。通常将使用经过CMOS处理的上述纵向的寄生晶体管，但是寄生的横向晶体管(例如一个MOS晶体管，具有分别充当集电极，基极，以及发射极的漏极，硅衬底，以及源极)或者寄生的二极管(因为上述双极型晶体管基本上被用于提供二极管的连接)原则上可以被采用，因为上述电路对低电流放大系数的类型的这些晶体管是不敏感的。
在其他的实施方式中，上述双极型晶体管QP1和QP2可以被尺寸成比例的MOS晶体管所取代。优选地这些MOS晶体管工作在子阈值区域，在这里它们表现了类似双极的指数的I/V特性，但是即使在上述子阈值区域之外，它们仍然会提供一个比较小的，但仍是正温度系数的电流。
可以理解的是本发明并不限制于上述实施方式，并且包含对熟悉本领域的技术人员在不脱离本文所附权利要求的精神和范围内是显而易见的修改。

Claims (11)

1.一种产生一个依从温度信号的方法，该方法包括：
使用一对以不同的电流密度工作的晶体管，产生一个参考热电压的正温度系数的信号；
使用上述晶体管对中的一个的晶体管电压，产生一个参考晶体管电压的负温度系数的信号；并且
从上述信号中的另一个中减去上述正和负温度系数的信号中的一个，以产生上述依从温度的信号，由此上述依从温度的信号的依从温度性大于上述已被减的信号中的任何一个。
2.如权利要求1所述的方法，其中上述晶体管对包括一对双极型晶体管，并且其中上述晶体管电压包括一个基极-发射极电压。
3.如权利要求1所述的方法，其中上述正和负温度系数的信号包括电流信号。
4.如权利要求3所述的方法，其中上述减操作包括将上述正和负温度系数的信号施加到一个检测节点上。
5.如权利要求2所述的方法，其中上述正和负温度系数的信号包括电流信号。
6.如权利要求5所述的方法，其中上述减操作包括施加上述正和负温度系数的信号到检测节点。
7.如权利要求1-6中任何一项所述的方法，还包括将正反馈应用到还用于产生上述负温度系数的信号的上述晶体管对。
8.如权利要求1-6中任何一项所述的方法，还包括通过调节上述负温度系数的信号来调节上述依从温度的信号。
9.一种产生依从温度的信号的电路，该电路包括：
使用一对以不同的电流密度工作的晶体管，产生一个参考热电压的正温度系数的信号的装置；
使用上述晶体管对中的一个晶体管的晶体管电压，产生一个参考晶体管电压的负温度系数信号的装置；以及
从上述信号中的另一个中减去上述正和负温度系数的信号中的一个，以产生上述依从温度的信号的装置，由此上述依从温度的信号的温度依从性大于上述已被减信号中的任何一个。
10.如权利要求9所述的电路，其中上述晶体管包括双极型晶体管，并且其中上述晶体管电压包括基极-发射极电压。
11.如权利要求9所述的电路，其中上述晶体管包括MOS晶体管，并且其中上述晶体管电压包括MOS晶体管阈值或者栅极-源极电压。
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