CN101043485A - 发送方法、接收方法和设备及通信*** - Google Patents

Abstract

公开了一种发送方法、接收方法和设备及通信***，以利用频率分集来提高***性能。在发送端采用了傅立叶变换的通信***中，例如在单载波DFT－SOFDM(离散傅立叶变换－扩展正交频分复用)***中，通过在原始的时域数据中插零，使得频域中产生重复的数据。这些相同的数据将被分配在不同的子载波上进行传输，经历不同的信道衰落；在接收端，对不同子载波上传输的相同的数据进行合并，就可以克服信道衰落的影响，获得分集增益。

Description

发送方法、接收方法和设备及通信***

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种发送方法、接收方法和设备及其通信***，其能利用频率分集来提高传输性能。

背景技术

随着通信产业的发展，许多新技术应运而生。例如OFDM(正交频分复用)***和DFT-SOFDM(离散傅立叶变换-扩展正交频分复用)等。OFDM技术是目前研究较多的一种技术，它以其较高的频谱利用率、良好的抗多径衰落和抗干扰性能，成为未来高速移动通信的主要候选技术之一。

虽然OFDM***具有很多优点，但是它存在着峰值平均功率比(PAPR)较大的缺点。这个问题在移动通信上行***中更加严重，因此，上行传输的研究目前集中在SC-FDMA(单载波一频分多址)***，DFT-SOFDM就属于其中的一种。在DFT-SOFDM***中，数据经过DFT和IDFT变换后，不会产生PAPR问题，因此是移动通信中上行传输技术的一种良好的方法。

图1给出了传统的DFT-SOFDM***结构。图1中，在串并转换单元101对数据进行串并变换，然后在DFT单元102进行N点的DFT操作，由于DFT变换和后面将要进行的IDFT变换的点数不一样，因此DFT变换后的数据需要进行数据映射，也就是在子载波映射单元103将其从N点映射到M点。

在M点IDFT单元104，对数据进行IDFT操作，然后由加CP单元105加上循环前缀CP。最后并串转换单元106将***了循环前缀的并行数据转换成串行数据并从天线上发送出去。

数据经过信道107后，在接收端进行和发送端相反的过程。首先由串并转换单元108将接收的数据流转换成并行的数据流，然后由去CP单元109去掉各个并行数据流中的循环前缀。

接下来，在M点DFT单元110和子载波映射单元111分别进行DFT操作和数据映射处理，将DFT处理后的M点数据映射到N点。最后，由N点IDFT单元112进行IDFT操作，然后由并串转换单元113转换成串行数据。

在传统的DFT-SOFDM***中，原始时域的数据经过DFT操作后转换到了频域，经过数据映射后分配到多个子载波进行传输。这些子载波经历了不同的信道衰落后被接收。但是，由于这些子载波上的数据都不同或者不相关，因此无法获得频率分集增益。

发明目的

鉴于上述问题，完成了本发明。本发明的目的是提出了一种发送方法、接收方法和设备及其通信***，其能利用频率分集来提高传输性能。

在本发明的一个方面，提出了一种发送方法，包括步骤：根据预定的调制方式在待发送的数据流的数据之间***零值；将***零值的数据流转换成并行的子数据流；将各个子数据流从时域转换到频域，以得到各个子数据流的频域表示；将所述频域表示映射到各个子载波上；把与各个子载波相对应的频域表示转换到时域，以得到时域发送信号；以及，通过信道发送相应的时域发送信号。

根据本发明的实施例，所述零值的数目大于等于1。

根据本发明的实施例，所述预定的调制方式是QPSK、8PSK、16QAM、64QAM或其它高阶调制方式。

根据本发明的实施例，所述映射是等间隔映射、按序映射或者其它合适的映射方式。

在本发明的另一方面，提出了接收通过子载波发送的信号的接收方法，所述信号中的数据在发送之前被***了零值，该方法包括步骤：将接收的时域信号转换到频域，以得到接收信号的频域表示；合并所述频域表示中重复的数据；把合并后的数据转换到时域，以得到合并后的时域信号；以及根据调制方式去除合并后的时域信号中的零值。

根据本发明的实施例，所述合并是等增益合并、最大比合并、最小均方误差合并或其它合并方式。

在本发明的另一方面，提出了一种发送设备，包括步骤：插零装置，根据预定的调制方式在待发送的数据流的数据之间***零值；串并转换装置，将***零值的数据流转换成并行的子数据流；变换装置，将各个子数据流从时域转换到频域，以得到各个子数据流的频域表示；映射装置，将所述频域表示映射到各个子载波上；以及逆变换装置，把与各个子载波相对应的频域表示转换到时域，以得到时域发送信号；其中，通过信道发送相应的时域发送信号。

在本发明的另一方面，提出了一种接收通过子载波发送的信号的接收设备，所述信号中的数据在发送之前被***了零值，该设备包括步骤：变换装置，将接收的时域信号转换到频域，以得到接收信号的频域表示；合并装置，合并所述频域表示中重复的数据；逆变换装置，把合并后的数据转换到时域，以得到合并后的时域信号；以及去除零值装置，根据调制方式去除合并后的时域信号中的零值。

此外，本发明还是一种通信***，其包括上述的发送设备和接收设备。

利用本发明的上述方案，通过在时域给数据之间插零，相当于在频域使数据重复，并且在经历了不同的信道衰落后在接收端进行合并，可以产生频率分集的效果，从而提高了***的传输性能。

附图说明

图1示出了传统的DFT-SOFDM***的结构示意图；

图2示出了不同调制方式下需要***的零的个数；

图3示出了根据本发明实施例的DFT-SOFDM***的结构图；

图4A和4B示出了用来说明映射过程的示意图；

图5示出了根据本发明实施例的DFT-SOFDM***的工作流程图；

图6示出了根据本发明实施例***的第一仿真结果；以及

图7示出了根据本发明实施例的第二仿真结果。

具体实施方式

下面对照附图详细说明本发明的实施例，在下面的说明中，出于清楚说明的目的，省略了一些本领域的普通技术人员所熟知的并且不影响本发明的实施的内容。

如上所述，在发送端采用了DFT技术的***，例如DFT-SOFDM***中，如果在时域数据之间插零，则频域将产生重复的数据。根据这一特性，可以在发送端对时域数据插零，然后频域中将产生重复的数据，这些相同的数据将被分配在不同的子载波上进行传输，经历不同的信道衰落。在接收端，对不同子载波上传输的相同的数据进行合并，就可以克服信道衰落的影响，获得分集增益。

此外，在接收端的合并过程中，可以使用多种不同的合并技术，例如等增益合并(EGC)、最大比合并(MRC)、最小均方误差合并(MMSEC)等等。

等增益合并技术简单地将多个信号包络以相等的权重相加而得到一个输出，因此不会对信道畸变做出任何的纠正。

采用最小均方误差合并的方法时，数据信号的估计值的误差必须和接收信号的基带部分正交。当信号较弱时，增益也变小，以避免噪声的放大，当信号较强时，增益值与信号包络的倒数成正比。

最大比合并的目标是以使输出信号信干噪比最大的方法对各个分集支路进行加权。采用最大比合并时，合并的每组数据的增益正比于信号的幅度，合并之后信号的信噪比等于合并之前各支路的信噪比之和，因此是比较好的一种合并方式。

例如，假设一个***原来是采用BPSK调制方式传输数据，则在相同的数据比特传输速率的情况下，可以选择QPSK或16QAM等高级调制方式进行数据的传输。

如果采用QPSK调制，则数据调制后，可以每隔一个数据符号插一个零，这样，经过DFT处理后，将产生两组相同的频域数据。这些数据经过传输后，在接收端经过DFT后对这两组数据进行合并，然后再进行IDFT变换。通过这种方法可以产生频率分集增益，提高***的误码率性能。

当采用不同的调制方式时，***的0的个数见图2中的表所示。如果***的原始调制方式为BPSK，则可以采用QPSK，8PSK，16QAM，64QAM等高阶的调制方式。

当采用QPSK的调制方式时，由于BPSK中每个符号占据了一个比特，而QPSK中每个符号占据了两个比特，为了保持相同的比特传输速率，可以在调制后的每个符号后面***一个0，这样频域的数据将重复两次。如果采用16QAM的调制方式，由于16QAM中每个符号占据了4个比特，因此需要在调制后的每个符号后面***3个0，频域的数据将重复四次。此外，如果采用了64QAM的调制方式，由于64QAM中每个符号占据了6个比特，所以需要在调制后的每个符号的后面***5个0，频域中的数据将重复六次。

如果***原始的调制方式为QPSK，则可以采用16QAM或64QAM的高阶调制方式。如果采用16QAM，由于QPSK的每个符号占了2个比特，而16QAM的每个符号占了4个比特，所以需要在调制后的每个符号后面***1个0，这样频域的数据会重复两次。如果采用64QAM，由于64QAM占了6个比特，所以需要在调制后的每个符号后面***2个0，这样频域中的数据将重复三次。

如果原始的调制方式为16QAM，则无法通过插零的方法来采用64QAM的调制方式，因为16QAM的每个符号占了4个比特，而64QAM的每个符号占了6个比特，两者不是倍数关系，所以不适用于插零的方法。

下面详细描述对DFT变换前的数值插零使得变换后的数据重复的原因。

设原始数据为b(0)，b(1)，...，b(N-1)，在每个数据后***一个0，则现在数据变为a(0)＝b(0)，a(1)＝0，a(2)＝b(1)，...，a(2N-1)＝0，即： $\left\{\begin{array}{c}a\left(2n\right)=b\left(n\right)\\ a(2n+1)=0\end{array}\right.$ n＝0，1，...，N-1。对其进行FFT变换后的数据为A(0)，A(1)，...，A(2N-1)。其中A(k)(0≤k≤N-1)和A(k+N)分别为：

$A\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·\mathrm{nk}}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(2n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·2\mathrm{nk}}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a(2n+1)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·(2N+1)k}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(2n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·2\mathrm{nk}}+0$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}b\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·\mathrm{nk}}$

k＝0，1，...N-1；

$A(k+N)=\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·n\·(k+N)}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(2n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·2n\·(k+N)}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a(2n+1)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·(2N+1)\·(k+N)}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(2n\right)\·e^{-\mathrm{j\π}\·2n}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·2n\·k}+0$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(2n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·2n\·k}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}b\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·n\·k}$

$=A\left(K\right)$

k＝0，1，...N-1。

由以上可知，如果对DFT变换前的每个数据后***一个0，则DFT变换后的数据重复两次。

如果是在数据后***M个0，则插0后的数据为a(0)＝b(0)，a(1)＝0，a(2)＝0，...，a(M)＝0，a(M+1)＝b(1)，a(M+2)＝0，...，a(2M+1)＝0，a(2(M+1))＝b(2)，....，a((N-1).(M+1))＝b(N)，a((N-1).(M+1)+1)＝0，...，a(N.(M+1)-1)＝0，即： $\left\{\begin{array}{cc}a\left((M+1)n\right)=b\left(n\right)& n=\mathrm{0,1},...,N-1\\ a\left(l\right)=0& l\≠(M+1)n\end{array}\right.$ 对其进行FFT变换后的数据为：A(0)，A(1)，...，A(N(M+1)-1)。其中A(k)(0≤k≤N-1)为：

$A\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{(M+1)\·N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{(M+1)N}\·\mathrm{nk}}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a((M+1)\·n)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{(M+1)N}\·(M+1)\mathrm{nk}}+0$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a((M+1)\·n)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·\mathrm{nk}}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}b\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·\mathrm{nk}}$

k＝0，1，...N-1.

A(k+cN)为：

$A(k+\mathrm{cN})=\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\·n\·(k+\mathrm{cN})}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left((M+1)n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{(M+1)N}\·(M+1)n\·(k+\mathrm{cN})}+0$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left((M+1)n\right)\·e^{-\mathrm{j\π}2\mathrm{nc}}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n\·k}+0$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left((M+1)n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n\·k}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}b\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n\·k}$

$=A\left(K\right)$

k＝0，1，...N-1

c＝1，2，...M。

由以上结果可知，如果在数据中***M个0，则经过DFT变换后，产生的数据为重复了M+1次的数据。

图3示出了根据本发明实施例的DFT-SOFDM***的结构图。

在图3中，数据在调制单元201被调制。这里，如果采用高阶的调制，需要在插零单元202根据调制方式在数据中***适当个数的零值，以保持***传输的吞吐率不变。例如，假设***原来采用的是BPSK的调制方式，则可以采用QPSK或者16QAM等调制方式，在保证相同的数据传输速率的情况下，QPSK可以在每个数据后***一个零，而16QAM可以在每个数据后***三个零。

在串并转换单元203，对插零后的数据进行串并转换操作，然后在DFT单元204进行N点DFT操作，将数据从时域变换到频域，因而产生重复的数据。

接下来，在数据映射单元205，这些数据，被分配到不同的子载波上。数据映射的方法有多种，如图4A所示的顺序映射(亦称为Localized分配)，如图4B所示的等间隔映射(亦称为Distributed分配)等等。为了减少峰均功率比的问题，本实施例采用了顺序映射的方法，即把DFT变换后的数据按顺序映射到所分配的子载波上，即按顺序映射到IDFT输入端的部分子载波上。

然后，在IDFT单元206，使数据从频域变换回时域，然后在加CP单元207，给数据块加循环前缀，在经过并串转换单元208将并行数据流转换成串行数据流后在各个子载波上传输。

各个子载波经过信道209后，经历了不同的信道衰落。在接收端，由数据串并转换单元210将接收的时域信号由串行转换成M点并行时域信号数据。

然后，在去除CP单元211将并行时域数据流中各个数据块之间的循环前缀去掉。接下来，由DFT单元212对各个数据流进行DFT处理，将时域信号数据转换成频域数据。

在数据映射单元213，进行和发送端相反的数据映射操作，也就是将M点数据映射到N点数据，并在数据合并单元214将不同子载波上传输的相同的数据进行合并。例如，如果在发送端，调制后在每个数据后面***一个零，在频域就会有两组相同的数据经过不同的信道进行传输。因此，在接收端，可以采用最大比合并(MRC)的方法对接收到的这两组相同的数据进行合并。假设接收到的这两组数据分别为a₁，a₂，...，a_n和b₁，b₂，...b_n，经历的信道为h₁₁，h₁₂，...，h_1n，h₂₁，h₂₂，...，h_2n，则合并后的数据为： $r_{\mathrm{ak}}=r_{\mathrm{bk}}=\frac{a_k*{h_{1k}}^{*}+b_k*{h_{2k}}^{*}}{{\left|\right|h_{1k}\left|\right|}^2+{\left|\right|h_{2k}\left|\right|}^2}$ k＝1，2，......，n

r_ak和r_bk为最大比合并后的结果。通过以上的合并过程，可以产生频率分集的增益。

然后，在IDFT单元215，对合并后的数据进行IDFT处理，以将频域数据转换成时域数据。接下来，由并串转换单元216将并行的时域数据转换成串行的时域数据。

在去除零值单元217，根据采用的调制方式去除转换后的数据中的零值，然后在解调单元218进行数据解调。

图5是根据本发明实施例的DFT-SOFDM***的工作流程图。在图5中，***开始工作后(步骤301)，首先对数据进行调制(步骤302)，然后根据调制的方式在数据中***适当个数的零值(步骤303)，以保持***传输的吞吐率不变。

然后，对插零后的数据进行串并转换(步骤304)，并进行DFT变换(步骤305)，将数据从时域变换到频域，并产生重复的数据。接下来，这些数据经过数据映射处理(步骤306)，被分配到不同的子载波上。

然后，经过IDFT变换(步骤307)，使数据从频域变换回时域，然后加循环前缀(步骤308)，并进行串并转换(步骤309)后通过各个子载波传输。

各个子载波经过信道传输(步骤310)后，先进行串并转换操作(步骤311)和去CP操作(步骤312)。

然后，对去除了循环前缀的信号数据进行DFT操作(步骤313)，然后进行和发送端相反的数据映射操作(步骤314)后，将不同子载波上传输的相同的数据进行合并(步骤315)，通过合并，可以产生频率分集的增益，如上所述。

然后，对合并后的数据再进行IDFT操作(步骤316)，对变换后的数据根据采用的调制方式去除零值(步骤317)，然后进行数据解调(步骤318)并输出。

图6为根据本发明实施例***的第一仿真结果，是在相同的吞吐率和传输功率的情况下，BPSK和QPSK误码率性能的比较。在图6中，用三角形‘△’标记的线代表BPSK的调制方式下的***性能。用星号‘*’标记的线表示全速率的QPSK的调制方式下的***性能，即传统方法中所分配的每个子载波都传输QPSK符号的方法。用菱形‘◇’标记的线表示为1/2速率的QPSK的调制方式下的***性能，也就是在数据调制后，在每个调制符号后面***一个0值，这样，频域就会产生两组相同的数据。1/2速率的QPSK和BPSK具有相同的数据比特传输速率。这里，采用1/2速率QPSK的***在接收端采用了最大比合并(MRC)的方法。

从仿真结果可以看出，采用本发明的方案，在相同的数据比特传输速率(BPSK和1/2速率的QPSK)，***的差错率性能为10^-2的情况下，会产生大约7.5dB的增益。

图7示出了根据本发明实施例的第二仿真结果，是在相同的比特传输速率和传输功率的情况下，QPSK和16QAM误码率性能的比较。图7中，用十字形‘+’标记的线表示采用QPSK调制的***性能，用星号‘*’标记的线表示采用全速率的16QAM调制方式下的***性能，用矩形‘□’标记的线表示本发明实施例的方案在1/2速率的16QAM调制方式下的性能曲线。从图7中可以看出，在误码率性能为10^-2的情况下，***有大约3dB左右的性能增益。

以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (15)

1.一种发送方法，包括步骤：

根据预定的调制方式在待发送的数据流的数据之间***零值；

将***零值的数据流转换成并行的子数据流；

将各个子数据流从时域转换到频域，以得到各个子数据流的频域表示；

将所述频域表示映射到各个子载波上；

把与各个子载波相对应的频域表示转换到时域，以得到时域发送信号；以及

通过信道发送相应的时域发送信号。

2.如权利要求1所述的发送方法，其特征在于，所述零值的数目大于等于1。

3.如权利要求1所述的发送方法，其特征在于，所述预定的调制方式是QPSK、8PSK、16QAM、64QAM或其它高阶调制方式。

4.如权利要求1所述的发送方法，其特征在于，所述映射是等间隔映射、按序映射或者其它合适的映射方式。

5.一种接收通过子载波发送的信号的接收方法，所述信号中的数据在发送之前被***了零值，该方法包括步骤：

将接收的时域信号转换到频域，以得到接收信号的频域表示；

合并所述频域表示中重复的数据；

把合并后的数据转换到时域，以得到合并后的时域信号；以及

根据调制方式去除合并后的时域信号中的零值。

6.如权利要求5所述的接收方法，其特征在于，所述合并是等增益合并、最大比合并、最小均方误差合并或其它合并方式。

7.如权利要求5所述的接收方法，其特征在于，所述预定的调制方式是QPSK、8PSK、16QAM、64QAM或其它高阶的调制方式。

8.一种发送设备，包括步骤：

插零装置，根据预定的调制方式在待发送的数据流的数据之间***零值；

串并转换装置，将***零值的数据流转换成并行的子数据流；

变换装置，将各个子数据流从时域转换到频域，以得到各个子数据流的频域表示；

映射装置，将所述频域表示映射到各个子载波上；以及

逆变换装置，把与各个子载波相对应的频域表示转换到时域，以得到时域发送信号；

其中，通过信道发送相应的时域发送信号。

9.如权利要求8所述的发送设备，其特征在于，所述零值的数目大于等于1。

10.如权利要求8所述的发送设备，其特征在于，所述预定的调制方式是QPSK、8PSK、16QAM、64QAM或其它高阶的调制方式。

11.如权利要求8所述的发送设备，其特征在于，所述映射是等间隔映射、按序映射或其它合适的映射方式。

12.一种接收通过子载波发送的信号的接收设备，所述信号中的数据在发送之前被***了零值，该设备包括步骤：

变换装置，将接收的时域信号转换到频域，以得到接收信号的频域表示；

合并装置，合并所述频域表示中重复的数据；

逆变换装置，把合并后的数据转换到时域，以得到合并后的时域信号；以及

去除零值装置，根据调制方式去除合并后的时域信号中的零值。

13.如权利要求12所述的接收设备，其特征在于，所述合并是等增益合并、最大比合并、最小均方误差合并或其它合并方式。

14.如权利要求12所述的接收设备，其特征在于，所述预定的调制方式是QPSK、8PSK、16QAM、64QAM或其它高阶调制方式。

15.一种通信***，包括如权利要求8所述的发送设备和如权利要求12所述的接收设备。

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