WO2007119487A1

WO2007119487A1 - 無線通信装置及びその通信方法

Info

Publication number: WO2007119487A1
Application number: PCT/JP2007/055884
Authority: WO
Inventors: Xiaohong Yu; Xiaoming She; Jifeng Li
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2006-03-22
Filing date: 2007-03-22
Publication date: 2007-10-25
Also published as: CN101043485A

Abstract

　周波数ダイバーシチゲインを得て伝送特性を改善することができる無線通信装置。この無線装置において、変調部（２０１）は、所定の変調方式で送信データを変調し、挿入部（２０２）は、データに「０」を挿入して所望の変調データを生成し、Ｓ／Ｐ変換部（２０３）は、所望の変調データをパラレルに変換し、ＤＦＴ部（２０４）は、ＮポイントのＤＦＴ処理により、時間領域のデータを周波数領域のデータに変換し、データマッピング部（２０５）は、周波数領域のＮポイントのデータをＭポイントにマッピングし、ＩＤＦＴ部（２０６）は、ＭポイントのＩＤＦＴ処理より、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換し、ＣＰ付加部（２０７）は、データブロックごとにＣＰを付加し、Ｐ／Ｓ変換部（２０８）は、パラレルデータをシリアルデータに変換する。

Description

無線通信装置及びその通信方法

技術分野

[0001] 本発明は、無線通信装置及びその通信方法に関し、特に周波数ダイバーシチを使用する無線通信装置及びその通信方法に関する。

背景技術

[0002] 通信産業の発展につれ、多数の新技術が開発され、例えば、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 、 DFT—SuFDM (Discrete Fourier Transform -Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing)等がある。現在注目されている OFDM技術は、周波数スペクトルの利用効率が高ぐマルチパスフェージング及び干渉に強いため、将来の高速移動通信におけるコア技術の 1つになる見込みがある。

[0003] OFDMシステムでは、ピーク対平均電力比（PAPR； Peak to Average Power Ratio )が高いという問題があり、特に無線通信システムのアップリンクにおいて、この問題が顕著になる。この問題を解決するためのアップリンクに関する研究の大半は、 SC - FDMA (シングルキャリア周波数分割多重）システムに集中し、 DFT - SOFD Mはその一例である。 DFT—SOFDMシステムでは、データを DFTおよび IDFT変換することにより、 PAPRを抑えることができるため、無線通信システムのアップリンクに好適である。

[0004] 図 1は従来の DFT— SOFDMシステムの構成を示すブロック図である。

[0005] 図 1において、送信側では、 SZP変換部 101は、送信データを SZP変換し、 DFT 部 102は、 S/P変換後の送信データに対して Nポイントの DFTを行い、サブキャリアマッピング部 103は、 DFT後の Nポイントの送信データを Mポイントにマッピングする。これは、 DFTと IDFTとにおける変換ポイント数が異なるからである。 IDFT部 104 は、 Mポイントにマッピングされた送信データに対して Mポイントの IDFTを行い、 CP 付加部 105は、 IDFTされた送信データに CPを付カ卩し、 P/S変換部 106は、 CP付加後の送信データを PZS変換して、アンテナから送信する。 [0006] 受信側では、 SZP変換部 108は、アンテナ力も受信したデータストリームを SZP 変換し、 CP除去部 109は、パラレルデータストリーム力も CPを除去し、 DFT部 110 は、パラレルデータストリームに対して Mポイントの DFT処理を行うことにより、パラレルデータストリームを時間領域力周波数領域に変換し、サブキャリアデマッピング部 111は、 Mポイントのデータを Nポイントにマッピングし、 IDFT咅は、 Nポイントにマッピングされた受信データに対して Nポイントの IDFT処理を行うことにより、 Nポィントのデータを周波数領域力時間領域に変換し、 PZS変換部 113は、時間領域のデータを PZS変換して受信データを生成する。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] しかしながら、上記のような従来の DFT—SOFDMシステムでは、時間領域の送信データが DFT処理により周波数領域に変換され、周波数領域のデータがそれぞれ異なるサブキャリアにマッピングされて送信される。そして、それぞれ異なるサブキヤリァにマッピングされたデータはそれぞれ異なるチャネルフェージングを受けて、受信側に受信される。このように、従来の DFT— SOFDMシステムでは、それぞれのサブキャリアにより送信されるデータが互いに独立しているため、周波数ダイバーシチゲインが得られず、伝送特性が改善されな、と、う問題がある。

[0008] 本発明の目的は、周波数ダイバーシチを利用して伝送特性を改善することができる無線通信装置およびその通信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0009] 本発明の無線通信装置は、所定の変調方式で送信データを変調して第 1のデータを得る変調手段と、所望の変調方式に応じて、前記第 1のデータに「0」を挿入して第 2のデータを生成する挿入手段と、前記第 2のデータを時間領域から周波数領域に変換して重複する同一のデータを生成する変換手段と、前記同一のデータをそれぞれ異なるサブキャリアにマッピングするマッピング手段と、を具備する構成を採る。発明の効果

[0010] 本発明によれば、周波数ダイバーシチゲインを得ることができ、伝送特性を改善することがでさる。

図面の簡単な説明

[0011] [図 1]従来の DFT— SOFDMシステムの構成を示すブロック図

[図 2]本発明の一実施の形態に係る変調方式と挿入する「0」の個数との関係を示す表

[図 3]本発明の一実施の形態に係る DFT—SOFDMシステムの構成を示すブロック図

[図 4A]本発明の一実施の形態に係るマッピングの様子を示す図

[図 4B]本発明の一実施の形態に係るマッピングの様子を示す図

[図 5]本発明の一実施の形態に係る DFT— SOFDMシステムの動作フロー図

[図 6]本発明の一実施の形態に係るシミュレーションの結果を示す図

[図 7]本発明の一実施の形態に係る他のシミュレーションの結果を示す図

発明を実施するための最良の形態

[0012] 以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。以下の説明では、説明を明確かつ簡潔にするため、周知かつ本発明の実施の形態に影響しない部分の説明を省略する。

[0013] まず本発明の基本原理について説明する。

[0014] 送信側が DFT処理を行うシステム、例えば DFT— SOFDMシステムでは、時間領域のデータに「0」を挿入すると、 DFT処理により周波数領域に変換されるデータが重複することになる。そこで、本発明では、送信側において時間領域のデータに「0」を挿入することにより、 DFT処理後のデータを周波数領域で重複させ、重複するデータをそれぞれ異なるサブキャリアに割り当てて送信し、受信側において、重複するデータを合成する。これにより、チャネルフェージングを受けても、その影響がキャンセルされて周波数ダイバーシチゲインを得ることができ、伝送特性を改善することができる。また、本発明では「0」を挿入するため、挿入後のシステムの伝送レートが挿入前の伝送レートと同じになる。

[0015] なお、受信側のデータ合成方法として、例えば、等利得合成法 (EGC)、最小平均二乗誤差合成法 (MMSEC)、最大比合成法 (MRC)等を使用することができる。 [0016] 等利得合成法は各サブパスの信号包絡に等、利得による足し算のみ行って出力を得る方法であるため、等利得合成法ではチャネル歪みに対する誤り訂正を行わない。

[0017] 最小平均二乗誤差合成法では、データ信号の推定値の誤差が受信信号のベースバンド部分と直交しなければならないため、信号が弱いときには雑音が増幅されないように利得を小さくし、信号が強いときには利得が信号包絡の逆数と比例する。

[0018] 最大比合成法では、出力信号の SIR (Signal to Interference Ratio)が最大となるように、各ダイバーシチサブキャリアに重み付けする。最大比合成法を採用する場合、合成するグループ毎の利得が信号振幅と比例し、合成後信号の SIRは合成前各サブキャリアの SIRの総和となるため、最大比合成法は比較的良!、合成方法である。

[0019] ここで例えば、本来 BPSK変調方式によりデータを伝送する場合、時間領域の送信データにシンボルごとに 1つの「0」を挿入することにより、 DFT処理されると周波数領域では 2つの同一の送信データが得られる。得られた 2つの同一の送信データをそれぞれ異なるサブキャリアにより送信し、受信側でその 2つの同一のデータを合成することにより、周波数ダイバーシチゲインを得ることができ、誤り特性を改善することができる。このように、 BPSK変調されたデータにシンボルごとに 1つの「0」を挿入することは、 QPSK変調を行ったことに相当する。なお、 QPSK又は 16QAM等の変調方式によりデータを伝送してもよ、。

[0020] 各変調方式と挿入する「0」の個数との関係を図 2に示す。システム本来の変調方式

(原変調方式）が BPSKの場合、 QPSK、 16QAM、 64QAM等の新変調方式に変換することができる。

[0021] 具体的には、 BPSK変調方式ではそれぞれのシンボルが 1ビット分を占めるのに対して、 QPSK変調方式ではそれぞれのシンボルが 2ビット分を占めるため、 BPSK変調後のシンボルに 1つの「0」を挿入することにより、ビット伝送レートを同一に保持したまま、周波数領域ではデータが 2回重複する（同一のデータが 2つずつできる）ことになる。また、 16QAM変調方式ではそれぞれのシンボルが 4ビット分を占めるため、 BPSK変調後のシンボルに 3つの「0」を挿入することにより、周波数領域ではデータ力 S4回重複する（同一のデータが 4つずつできる）ことになる。また、 64QAM変調方式ではそれぞれのシンボルが 6ビット分を占めるため、 BPSK変調後のシンボルに 5 つの「0」を挿入することにより、周波数領域ではデータが 6回重複する（同一のデータが 6つずつできる）ことになる。

[0022] 同様にシステム本来の変調方式が QPSKである場合、 QPSK変調後のシンボルに「0」を挿入することにより、 16QAM又は 64QAM等の変調レベルが高い変調方式に変換することができる。具体的には、 QPSK変調方式ではそれぞれのシンボルが 2 ビット分を占めるのに対して、 16QAM変調方式ではそれぞれのシンボルが 4ビット分を占めるため、 QPSK変調後のシンボルに 1つの「0」を挿入することにより、周波数領域ではデータが 2回重複する（同一のデータが 2つずつできる）ことになる。また、 64QAM変調方式ではそれぞれのシンボル力 ½ビット分を占めるため、 QPSK変調後のシンボルに 2つの「0」を挿入することにより、周波数領域ではデータが 3回重複する（同一のデータが 3つずつできる）ことになる。

[0023] なお、システム本来の変調方式が 16QAMである場合、 16QAM変調後のシンポルに「0」を挿入しても、 64QAM変調方式に変換することができない。これは、 16Q AM変調方式ではそれぞれのシンボル力ビット分を占めるのに対して、 64QAM変調方式ではそれぞれのシンボルが 6ビット分を占めるため、両者のビット数の関係が倍数関係ではな、からである。

[0024] 以下、 DFT処理する前の時間領域のデータに「0」を挿入することにより、 DFT処理後の周波数領域のデータが重複する理由について説明する。

[0025] 時間領域のデータを b (0) , b (1) , · ··, b (N— 1)とし、それぞれのシンボルの後ろに「0」を挿入すると、挿入後の新しいデータが a (0) =b (0) , a (l) =0, a (2) =b (l) , · ··, & (2?^—1) =0となり、次式（1)で示すことができる。

[数 1]

式（1)が FFT処理により、 Α(0) , A (l) , · ··, Α(2Ν— 1)となる。 A(k) (0≤k≤N 1)を次式（2)に示し、 A (k+N)を次式（3)に示す。

[数 2]

" -

^a{2n)._e-^j^^lnk + ^ (2η + 1 - k = 0 ..H

sA - (2)

3]

A、k N ja{ri)._e

Y + (2n + 1). _e- (²"⁺¹) ( )

)e ^2N

= A(K) 式（2)、（3)に示すように、時間領域のデータに 1つの「0」を挿入すると、 DFT処理により、周波数領域ではデータが 2回重複する（同一のデータが 2つずつできる）ことになる。

[0027] なお、時間領域におけるデータのそれぞれのシンボルの後ろに挿入する「 0」の個数が Mである場合、挿入後の新しいデータが a(0)=b(0), a(l)=0, a(2)=0, … , a(M)=0, a(M+l)=b(l), a(M + 2)=0, ···, a(2M+l)=0, a(2(M+l)) = b(2)， ···, a((N-l) (M+l))=b(N), a((N— 1) (M+1)+1)=0, ···, a(N( M+D-l) =0となり，次式 (4)で示すことができる。

画

1 (

[0028] 式 (4)が FFT処理により、 A(O), A(l)， ···， A(N(M+ 1)— 1)となる。 A(k) (0≤ k≤N - l)を次式（5)に示し、 A (k + cN)を次式（6)に示す,

[数 5]一一一一

( 111 M+D.W I-l 一 — _2λ ―

a n) e ' (M+I)W

^

e

, = 0丄...N— 1

( 5 )

[数 6] A(k + cN)

一——

式（5)、（6)に示すように、時間領域のデータに M個の「0」を挿入すると、 DFT処理により、周波数領域ではデータが M + 1回重複する（同一のデータが M + 1ずつでさる）ことになる。

[0029] 図 3は本実施の形態に係る DFT— SOFDMシステムの構成を示すブロック図である。

[0030] 送信側では、変調部 201は、送信データを所定の変調方式（図 2における原変調方式）、例えば BPSKより変調し、変調後のデータ (シンボル)を挿入部 202に出力する。

[0031] 挿入部 202は、変調部 201から入力される変調後のデータに、伝送レートが変化しな、ように所望の変調方式（図 2における新変調方式）に応じた個数の「0」を挿入して所望の変調データを生成し、その変調データを SZP変換部 203に出力する。具体的には、例えば、変調部 201の変調方式が BPSKであり、所望の変調方式 QPSK に変換する場合、挿入部 202は、 BPSK変調されたそれぞれのシンボルの後ろに 1 つの「0」を挿入する。また例えば、変調部 201の変調方式力 ¾PSKであり、所望の変調方式 16QAMに変換する場合、挿入部 202は、 BPSK変調されたそれぞれのシンボルの後ろに 3つの「0」を挿入する。

[0032] SZP変換部 203は、挿入部 202から入力される変調データをパラレルに変換して、 DFT部 204に出力する。

[0033] DFT部 204は、 SZP変換部 203から入力されるパラレル変調データに対して Nポイントの DFT処理を行うことにより変調データを時間領域力周波数領域に変換して、周波数領域のデータをデータマッピング部 205に出力する。

[0034] データマッピング部 205は、 DFT部 204から入力される Nポイントの周波数領域のデータが Mポイントの周波数領域のデータになるように、 Nポイントの周波数領域のデータをそれぞれ異なるサブキャリアにマッピングして、 IDFT部 206に出力する。データマッピング部 205によるマッピングの様子を図 4Aおよび図 4Bに示す。マッピング部 205は、例えば図 4Aに示すように、順番に選択したサブキャリアにデータをマツピングする（Localizedマッピング）。また例えば、マッピング部 205は、図 4Bに示すように、等間隔に選択したサブキャリアにデータをマッピングする（Distributedマッピング）。なお、 PAPR値の低減には Localizedマッピングの方が有効であるため、本実施の形態では Localizedマッピングを用いる。

[0035] IDFT部 206は、データマッピング部 205から入力されるマッピングされたデータに対して Mポイントの IDFT処理を行うことにより、データを周波数領域から時間領域に変換して、時間領域のデータを CP付加部 207に出力する。

[0036] CP付加部 207は、 IDFT部 206から入力される時間領域のデータに対して、ブロックごとに CPを付加して、 PZS変換部 208に出力する。

[0037] PZS変換部 208は、 CP付加部 207から入力される CPが付加されたデータをシリアルデータに変換して、アンテナに出力する。

[0038] 受信側では、 SZP変換部 210は、チャネルを経由してそれぞれ異なるチャネルフエージングを受けたデータを、 SZP変換により Mポイントのパラレルデータに変換して、 CP除去部 211に出力する。

[0039] CP除去部 211は、 SZP変換部 210から入力されるパラレルデータから CPを除去して、 DFT部 212に出力する。

[0040] DFT部 212は、 CP除去部 211から入力されるデータに対して Mポイントの DFT処理を行い、データを時間領域力周波数領域に変換して、周波数領域のデータをデータデマッピング部 213に出力する。

[0041] データデマッピング部 213は、 DFT部 212から入力される周波数領域の Mポイントのデータを Nポイントにデマッピングして、データ合成部 214に出力する。

[0042] データ合成部 214は、それぞれ異なるサブキャリアにより送信される同一のデータを合成して合成データを生成し、 IDFT部 215に出力する。具体的には、送信側で変調後のデータに 1つの「0」を挿入する場合には、周波数領域で得られる 2つの同一のデータがそれぞれ異なるチャネルを介して送信され、受信側では最大比合成 ( MRC)法又は他の合成方法により、受信した 2つの同一のデータを合成する。受信した 2組のデータをそれぞれ a , a , · ··, aおよび b , b , · ··, bとし、それぞれ経由し

1 2 n 1 2 n

たチャネルを h , h , · ··, h および h , h , · ··, h とすると、合成後のデータは式

11 12 In 21 22 2n

(7)となる。 r と r は合成データである。

ak bk

[数 7]

r ヾ : + * _(k=1，₂, ..... ,_n) - ( 7 )

M +IM

以上のようにデータ合成をすることにより、周波数ダイバーシチゲインが得られる。

[0043] IDFT部 215は、データ合成部 214から入力される合成データに対して Nポイントの IDFT処理を行うことにより、データを周波数領域から時間領域に変換して、時間領域のデータを PZS変換部 216に出力する。

[0044] PZS変換部 216は、 IDFT部 215から入力される時間領域のパラレルデータをシリアルデータに変換して、除去部 217に出力する。

[0045] 除去部 217は、 PZS変換部 216から入力されるシリアルデータから、挿入部 202 で挿入された「0」を除去して、復調部 218に出力する。 [0046] 復調部 218は、除去部 217から入力されるデータを復調して、受信データを出力する。

[0047] 次、で、無線通信装置の送信及び受信の動作につ!、て説明する。図 5は、本実施の形態に係る DFT—SOFDMシステムの動作フロー図である。

[0048] 図 5に示すように、処理が開始されると、まず送信データが変調部 201により所定の変調方式で変調され (ST301)、挿入部 202は、変調後のデータに所望の変調方式に応じた個数の「0」を挿入し (ST302)、 SZP変換部 203は、 SZP変換を行い（ST 303)、 DFT部 204は、 Nポイントの DFT処理により周波数領域のデータに変換し（S T304)、周波数領域ではデータが重複する。データマッピング部 205は、順番に選択した M個の異なるサブキャリアに、周波数領域で重複するデータをマッピングし (S T305)、 IDFT部 206は、 Μポイントの IDFT処理により、時間領域のデータに変換し（ST306)、 CP付加部 207は、データブロックごとに CPを付カ卩し（ST307)、 PZS 変換部 208は、シリアルデータをパラレルデータに変換し（ST308)、アンテナ力データを送信する（ST309)。

[0049] SZP変換部 210は、受信したそれぞれ異なるチャネルフェージング受けたデータを SZP変換し（ST310)、 CP除去部 211は、データから CPを除去し（ST311)、 DF T部 212は、 Mポイントの DFT処理により、時間領域のデータを周波数領域のデータに変換し（ST312)、データデマッピング部 213は、送信側と逆に、データを Mポィントカも Nポイントにデマッピングし（ST313)、データ合成部 214は、異なるサブキヤリァにより送信される同一のデータ同士を合成し（ST314)、 IDFT部 215は、 Nポイントの IDFT処理により周波数領域のデータを時間領域のデータに変換し（ST315)、 PZS変換部 216は、パラレルデータをシリアルデータに変換し（ST316)、除去部 2 17は、変調部 201の変調方式に応じて、データから「0」を除去し（ST317)、復調部 218は、データを復調して受信データを出力する（ST318)。

[0050] 次いで、図 6および図 7を参照しながら、シミュレーションの結果に基づいて、システムの性能について説明する。

[0051] 図 6では、 '△，で BPSK変調方式によるシステムの性能を示し、 ' *，で QPSK変調方式によるシステムの性能を示す。また、 '◊，で伝送レートが 1Z2の QPSK変調方式、すなわち、 BPSK変調方式で変調されたデータに「0」を挿入することにより変換された QPSK変調方式 (本発明）によるシステムの性能を示す。伝送レートが 1Z2の QPSK変調方式（ '◊' )と従来の BPSK変調方式（ '△ ' )とは伝送レートが同一である。またここでは、伝送レートが 1Z2の QPSK変調方式を使用するシステムでは受信側で最大比合成法 (MRC)を使用する。

[0052] 図 6のシミュレーション結果から、同一のデータ伝送レート（BPSKと 1Z2QPSK)、誤り率が 10_²の場合、本発明の無線通信装置は、約 7.5dBのダイバーシチゲインを得ることができることが分力ゝる。

[0053] 図 7では、 ' * 'で QPSK変調方式によるシステムの性能を示し、 ' + 'で 16QAM変調方式によるシステムの性能を示し、 '口，で伝送レートが 1Z2の 16QAM変調方式 (本発明）によるシステムの性能を示す。図 7のシミュレーション結果から、誤り率が 10 一²の場合、本発明の無線通信装置は、約 3dBのダイバーシチゲインを得ることができることが分力ゝる。

[0054] 以上、典型的な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲力も離れない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。

[0055] 2006年 3月 22日出願の中国出願番号 200610071786.1の中国出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0056] 本発明の装置は、周波数ダイバーシチを使用する無線通信システムに好適である

Claims

請求の範囲

[1] 所定の変調方式で送信データを変調して第 1のデータを得る変調手段と、

所望の変調方式に応じて、前記第 1のデータに「0」を挿入して第 2のデータを生成する挿入手段と、

前記第 2のデータを時間領域力周波数領域に変換して重複する同一のデータを生成する変換手段と、

前記同一のデータをそれぞれ異なるサブキャリアにマッピングするマッピング手段とを具備する無線通信装置。

[2] 前記挿入手段は、前記所望の変調方式と前記所定の変調方式との 1シンボルあたりのビットの倍数に相当する数の「0」を挿入する、

請求項 1に記載の無線通信装置。

[3] 前記所望の変調方式は、 QPSK、 8PSK、 16QAMまたは 64QAMである、

請求項 1に記載の無線通信装置。

[4] 前記マッピング手段は、前記同一のデータを等間隔にマッピングする、

請求項 1に記載の無線通信装置。

[5] 前記マッピング手段は、前記同一のデータを順番にマッピングする、

請求項 1に記載の無線通信装置。

[6] 所定の変調方式で送信データを変調して第 1のデータを得るステップと、

所望の変調方式に応じて、前記第 1のデータに「0」を挿入して第 2のデータを生成するステップと、

前記第 2のデータを時間領域力周波数領域に変換して重複する同一のデータを生成するステップと、

前記同一のデータをそれぞれ異なるサブキャリアにマッピングするステップと、を具備する無線通信方法。