CN101030845A - 频分多址***的发射、接收装置及其方法 - Google Patents

Abstract

一种频分多址***的发射、接收装置及其方法，其基于双正交多子带滤波器组。发射装置首先通过串/并转换，将发送序列符号转换为多个串行序列符号，然后通过双正交多子带成型滤波器组将各串行序列符号调制到不同的子带对应的子载波上。随后，对双正交多子带成型滤波器组输出的多载波信号进行分块操作。最后，对每个数据块添加“循环前缀”，并发射到射频上去。接收装置首先对接收的信号数据块去除循环前缀，然后对每个数据块分别进行频域均衡。接着，通过双正交多子带匹配滤波器组，从均衡后的数据块中恢复出发射信号。本发明可有效降低现有多载波－频分多址***发射机的复杂度；当该发射、接收装置用于移动通信***上行链路时，可有效降低移动终端的实现复杂度和功耗。

Description

频分多址***的发射、接收装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种频分多址***的发射、接收装置及其方法，属于宽带移动通信技术领域。

背景技术

近年来，无线通信***向着宽带方向迅速发展；伴随着这种发展趋势，无线通信***单信道占有的带宽越来越高，无线接收机的复杂度也持续增长，实现复杂度越来越高。同时，根据近几年的研究发现，为了有效提升***的吞吐量，频分多址技术(FDMA)和时分多址技术(TDMA)的组合多址技术将成为未来移动通信技术的主要多址技术。基于这样的技术需求，多载波调制技术受到学术界和工业界越来越多的关注，一方面，基于多载波调制技术，接收机的复杂度可以大大简化；另一方面，基于多载波技术，可以很容易地实现FDMA和TDMA的混合多址技术，非常便于***容量的优化和增强。

在目前条件下，实现多载波调制技术的手段主要有两种：一种以正交频分复用技术(OFDM)为基础进行相应的拓展，以形成多址方案；另外一种以多带滤波器组(MBFB)为基础进行相应的拓展，从而形成多址方案。

OFDM调制将整个宽带信道分割为许多相互正交的子信道，每个子信道以独占方式分配给各个用户，形成OFDMA。由于在无线通信***的下行连路中，对各个用户而言，各子信道之间的正交性比较容易获得，因此采用OFDMA，可以较好的解决多用户之间的多址干扰(MAI)。然而在无线通信***的上行链路中，若采用OFDMA，接收端(比如基站)必须对同时接入的多用户信号联合解调。由于各用户的发射信号是相对独立的，因此OFDMA较难保证联合解调所必需的用户信号之间的同步。当各用户信号之间存在较大的载波和定时偏移时，势必导致多用户之间的干扰。多带滤波器组可将整个宽带信道分割为许多相互拟正交的子信道，各子信道相对独立，并且子信道之间具有一定的频域保护间隔。采用基于多载波滤波器组构成的FDMA***，接收端(比如基站)可以对同时接入的多用户信号分别独立解调，因此对各用户信号的载波和定时偏移鲁棒性很强。

现有技术的基于多子带滤波器组的频分多址技术中，通常在每个子带进行滤波后添加CP(循环前缀)，每个子带内的信号通常在添加CP(循环前缀)后进行子带成型滤波。由于子带内信号为窄带信号，成型滤波器的时域滚降上升沿和下降沿将会接近甚至超过CP的长度。因此大大降低CP的有效长度。这样，在给定的信道时延扩展条件下，需要更长的CP(循环前缀)。

现有的基于多子带滤波器组的频分多址技术是利用子带解调之后获得的信息完成接收信号同步。由于子带内符号速率较低，即采样频率较低，而接收信号(亦即多子带解调的输入数据符号)的采样率较高(通常大于子带内符号采样频率N倍，N为子带总数)，因此利用子带解调之后获得的低采样率信息完成多子带解调的高采样率输入数据符号的同步，其实现复杂度和同步精度都较难保证。

现有的基于正交多子带滤波器组的频分多址技术中，发射端的多子带成型滤波器组与接收端的多子带匹配滤波器组为对称结构，即接收端的多子带匹配滤波器组对应的原型滤波器与发射端的多子带成型滤波器组对应的原型滤波器相同，如都是根升余弦滤波器，并且滤波器系数数目相同。在频分多址***中，为避免多用户之间的干扰，各子带的频谱边缘应该尽量陡，这就需要原型滤波器的系数较多，从而导致多子带滤波器组实现复杂度增加。在无线通信传输的上行链路中，移动台发射机的实现复杂度和功耗是至关重要的因素。此时，采用传统的基于正交多子带滤波器组的频分多址技术的应用将受到很大的限制。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种频分多址***的发射、接收装置及其方法，以有效降低现有多载波一频分多址***发射机的复杂度；当该频分多址***的发射、接收装置用于移动通信上行链路时，可有效降低移动终端的实现复杂度和功耗。

为达上述目的，本发明采用发如下技术方案：

一种频分多址***的发射装置，包括多子带滤波器，用于将每路子带并行符号数据块序列分别进行子带多相滤波处理，并对所述多个经过子带多相滤波的并行符号数据块序列进行合成处理，以生成串行输出符号数据序列；其特征在于：所述多子带滤波器中的滤波器为双正交多相成型滤波器，用于对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作，其中所述多相滤波器装置的系数由同一个双正交成型原型滤波器系数通过移位抽样获得。

一种频分多址***的接收装置，包括多子带匹配滤波装置，用于所述串行输入符号数据块序列中每个数据块进行波形分解操作，以生成多个长度较短的符号数据块，并对所述多个较短的符号数据块分别进行与发射装置端的子带滤波相对应的子带匹配滤波操作，以生成多个经子带匹配滤波操作的符号序列，其特征在于：所述多子带匹配滤波装置的滤波装置为一双正交多相匹配滤波器装置，用于对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作，所述双正交多相匹配滤波器系数通过同一个双正交匹配原型滤波器移位抽样获得。

一种频分多址***的发射方法，包括多子带滤波步骤，将每路子带并行符号数据块序列分别进行子带多相滤波处理，并对所述多个经过子带多相滤波的并行符号数据块序列进行合成处理，以生成串行输出符号数据序列；其特征在于：所述多子带滤波步骤中滤波为双正交多相成型滤波，对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作，其中所述多相滤波的系数由同一个双正交成型原型滤波系数通过移位抽样获得。

一种频分多址***的接收方法，包括多子带匹配滤波步骤，所述串行输入符号数据块序列中每个数据块进行波形分解操作，以生成多个长度较短的符号数据块，并对所述多个较短的符号数据块分别进行与发射装置端的子带滤波相对应的子带匹配滤波操作，以生成多个经子带匹配滤波操作的符号序列，其特征在于：所述多子带匹配滤波步骤的滤波为一双正交多相匹配滤波，对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作，所述双正交多相匹配滤波系数通过同一个双正交匹配原型滤波移位抽样获得。

本发明既可应用于多载波，亦可应用于单载波。与传统的基于OFDM和OFDMA多载波-频分多址***的解决方案相比，基于多子带滤波器组的多载波-频分多址***对时/频同步误差的鲁棒性有较大提高。

在本发明中，发射端的多子带成型滤波器组与接收端的多子带匹配滤波器组是双正交滤波器组，为非对称结构。发射端的多子带成型滤波器组对应的原型滤波器可以为任意满足子带频谱特性的线性相位FIR滤波器，而接收端的多子带匹配滤波器对应的原型滤波器与发射端的多子带成型滤波器组对应的原型滤波器之间满足双正交条件。并且发射端的多子带成型滤波器组对应的原型滤波器的系数数目可以小于接收端的多子带匹配滤波器对应的原型滤波器系数数目。因此，采用双正交多子带滤波器组的频分多址技术应用于无线通信传输的上行链路中，可以减小移动台发射机的实现复杂度和功耗。

附图说明

图1为本发明实施例频分多址***的发射机的框图。

图2是图1所示的波形截断装置进行缓存和截断分块操作的示意图。

图3为本发明实施例频分多址***的接收机的框图。

图4为本发明的数据块循环扩展示意图。

具体实施方式

图1示出一种根据本发明一个具体实施方式的基于多子带滤波器组实现的频分多址***的发射机的框图。其中包括依次相连接的一个串/并转换装置12、一个子带映射装置13、一个M点的IFFT变换装置14、M个上采样装置(为简明起见，图1中仅示出三个150，151和152)、M个多相滤波器装置(为简明起见，图1中仅示出三个160，161和162)、一个并/串转换装置17，一个波形合成装置18，一个数据块形成装置19和一个循环前缀添加装置20。需要说明的是，作为数字通信***发射机必要组成部分的信道编码装置，数字调制装置，RF变频装置和一个发射天线与本发明的目的并无直接关系，在此未进行描述。如果为单载波***，则在串/并转换装置12与子带映射装置13之间还设有一个DFT变换装置，用于对每个并行符号数据块序列进行FFT变换，即实现基于DFT变换的扩频操作，以生成并行符号数据块序列。

假定{a_k，k＝0，1，2....}为输入到发射机的串并转换装置12的串行已调制符号序列；

串并转换装置12，用于将符号已调制串行符号数据序列{a_k，k＝0，1，2....}进行串并转换操作，以形成相应多个并行符号数据块{b_k，k＝0，1，2....}，这里，b_k表示一个列向量，该向量的大小等于用户被分配的子带数目K；

子带映射装置13，用于将经过串并转换的数据块b_k中的每个元素分别映射到相应的子带上进行传输，对于没有数据映射的子带传输0。映射的方式可以是连续映射方式，即将数据块中的各元素映射到频谱上频率连续排列的多个子带上，也可以是离散映射方式，即将数据块中的各元素映射到频谱上频率间隔排列的多个子带上。经过子带映射装置，输入并行的数据块序列{b_k，k＝0，1，2....}变换成相应的数据块序列{d_k，k＝0，1，2....}，d_k也表示一个元素数量为M的列向量，其中M为IFFT变换装置14中IFFT变换的大小，亦即多子带滤波器组总的子带数目。

IFFT变换装置14，用于对输入的每个并行符号数据块序列{d_k，k＝0，1，2....}进行M点IFFT变换。IFFT变换点数M等于子带总数。经过IFFT变换模块，输入并行的数据块序列{d_k，k＝0，1，2....}变换成相应的数据块序列{g_k，k＝0，1，2....}，相互之间的关系服从g_k＝IFFT(e_k)，这里，g_k也表示一个元素数量和IFFT变换大小M一样的列向量。

上采样装置150，151，152，分别用于对经过IFFT变换的数据块g_k中的各元素进行R倍上采样操作，即在各元素后面添R-1个零。其中，R＝L/M，L为多相滤波器160，161，162对应的原型滤波器的长度，M为子带总数。经过上采样，第m个上采样装置的第k个数据块序列时刻的输出序列为{h_k ^m(n)，n＝0，1，2...，R-1；m＝0，1，...，M-1；k＝0，1，2，...}。

双正交多相成型滤波器160，161和162，分别用于对经过上采样的序列{h_k ^m(n)}进行子带滤波成型操作。其中各个双正交多相滤波器的系数由同一个双正交成型原型滤波器系数通过移位抽样而得。具体地，假设双正交成型原型滤波器系数(亦即冲激响应)为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其中L为滤波器长度，其频率响应为单子带低通滤波器。该滤波器可以为任意满足子带频谱特性的线性相位FIR滤波器，其采样频率为所有子带带宽之和。则第m(m＝0，1，...，M-1)个多相成型滤波器系数为上述双正交成型原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，即{f_0m(n)＝f_p(nM+m)，n＝0，1，2...，L/M-1}，(其中M为子带总数，L为M的整数倍。经过双F交多相成型滤波器装置后，第m个多相滤波器的第k个数据块序列时刻的输出序列为{i_k ^m(n)，n＝0，1，2...，L/M-1；k＝0，1，2，...}。

并/串转换装置17，用于将并行输入的来自M个多相滤波器组的数据进行并串转换。经过并串转换装置，输出的串行数据块序列为{l_k(n)，n＝0，1，2...，L；k＝0，1，2，...}，这里{l_k(n)}表示为块长为L的串行数据块。

波形合成装置18，用于将并串转换输出的数据块序列按接收端双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器的移位正交间隔N进行移位叠加。具体地，在k时刻，将以前生成的长度为L的数据序列的前N点数据发送出去，再取剩余的L-N点数据，在尾部添N个零后，与k时刻并串转换输出的L点数据块相加，构成新的数据序列；而k+1时刻又将该新生成的序列的前N点数据发送出去，再取剩余的L-N点数据，在尾部添N个零后，与k+1时刻并串转换输出的L点数据块相加，构成更新的数据序列。如此周而复始。经过波形合成装置，输出序列为 $s\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\left(m\right)f_p(n-\mathrm{kN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-\mathrm{kN})/M),$ 其中{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为双正交成型原型滤波器；

数据块形成装置19，用于对经过波形合成后的数据序列进行缓存，数据块截取和循环累加操作，其操作如图2所示。其中缓存数据的长度为F个子带映射输出的数据块经过波形合成后输出的序列长度E。事实上，E＝(F-1)×N+L，其中L为双正交成型原型滤波器长度，N为接收端双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器的移位正交间隔。然后将缓存的长度为E的数据序列分割为长度分别为F1，Q和F2的三段数据块，使得E＝F1+Q+F2。优选地，Q＝F×N。选择F和N，使得Q≥F1+F2，并且F1和F2应尽量相等。最后将分成的三段数据块首尾循环叠加，即将截取的前F1点数据与截取的Q点数据块的最后F1点数据叠加，同时，将截取的后F2点数据与截取的Q点数据块的前F2点数据叠加，形成长度为Q的循环波形序列{l_k，k＝0，1，...，Q-1}。由于Q为原型滤波器移位正交间隔N的整数倍，序列{l_k，k＝0，1，...，Q-1}为一首尾连续的循环序列；

循环前缀添加装置20，用于在经过串并转换后的数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰(该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度)。优选地，保护间隔添加装置可采用循环前缀(CP)添加装置，即将所述数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带CP的数据块符号。经过循环前缀添加装置，输入数据块序列{l_k，k＝0，1，2....}变换成完整的数据块符号序列{m_k，k＝0，1，2....}，这里，m_k表示一个元素数量为P的行向量，并且P＝Q+C，C为循环前缀长度。

图3示出一种根据本发明一个具体实施方式的基于多子带滤波器组实现的频分多址***的接收机的框图。其中包括一个循环前缀去除装置30，一个数据块扩展装置31，一个波形分解装置32，一个串/并转换装置33，M个多相匹配滤波器(为简明起见，图1中仅示出三个340，341和342)，M个下采样装置(为简明起见，图1中仅示出三个350，351和352)，一个M点的FFT变换装置36，一个子带解映射装置37和一个并/串转换装置38。当为单载波频分多址***时，子带解映射装置37和并/串转换装置38之间还需要一个IFFT变换装置，由于基于DFT的解扩操作。需要说明的是，作为数字通信***接收机必要组成部分的同步装置，信道估计装置，均衡装置，信道解码装置和数字解调装置与本发明的目的并无直接关系，在此未进行描述。

假定{n_k，k＝0，1，2....}为输入到发接收机的循环前缀去除装置30的串行符号序列；并且假定接收机理想同步。

循环前缀去除装置30，用于根据发射信号的结构将输入的符号序列分隔为长度为P的串行数据块序列，并且将每个数据块中前C个采样值舍去，形成长度为Q的串行数据块序列{o_k，k＝0，1，2....}。这里，o_k表示一个元素数量为Q的行向量；

数据块扩展装置31，用于首先完成发射端数据块形成装置19相对应的逆操作，即对输入的长度为Q的数据块首尾两端循环扩展，然后在扩展的数据块两端各添加(L′-L)/2个零，构成长度为E‘的数据块。其操作如图4。此处假设输入的长度为Q的数据块已经过信道均衡。数据块循环扩展就是将Q点数据块的首部F2个采样值添加到Q点数据块的尾部，再将Q点数据块尾部的F1个采样值添加到Q点数据块的首部，形成一个长度为E(E＝F1+Q+F2＝(F-1)N+L)的符号数据块。然后，在长度为E的数据块两端各添加(L′-L)/2个零，构成长度为E‘的数据块。事实上，E′＝(F-1)×N+L′，其中L‘为双正交匹配原型滤波器长度，N为接收端双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器的移位正交间隔，F为数据块形成装置19中缓存的数据块数目。两端经过数据块扩展装置，形成串行符号数据块序列{p_k，k＝0，1，2....}。这里，p_k表示一个元素数量为E‘的行向量；

波形分解装置32，用于从输入的每个长度为E‘的数据块序列，按接收端双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器的移位正交间隔N，移位取出L‘点的数据串行输出。具体地，假设在第1个时刻，从第1点开始，取出数据块中最前面L‘点数据，则第2个时刻，从第N+1点开始，取出数据块中L‘点数据，依次类推，第n个时刻，从第(n-1)N+1点开始，取出数据块中L‘点数据。第F个时刻，从第(F-1)N+1点开始，取出数据块中L‘点数据，亦即数据块中最后的L‘点数据。经过波形分解装置，形成串行符号数据块序列{q_k，k＝0，1，2....}。这里，q_k表示一个元素数量为L‘的行向量；

串/并转换装置33，用于将串行输入的数据块序列{q_k，k＝0，1，2....}转换为并行数据块序列{r_k，k＝0，1，2....}。这里，r_k表示一个元素数量为M的列向量；

双正交多相匹配滤波器340，341和342，分别用于对经过串/并转换的序列{r_k，k＝0，1，2....}进行子带匹配滤波操作。其中各个双正交多相匹配滤波器系数为同一个双正交匹配原型滤波器移位抽样而得。假设双正交多相匹配滤波器对应的原型滤波器系数(亦即冲激响应)为{f_p ^％(n)，n＝0，1，2...，L′-1}，其中L′为滤波器长度，并且L′可以不等于发射端双正交成型原型滤波器长度L。当本发明用于移动通信上行链路时，优选地，L′＞L。该双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器之间满足双正交条件： $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{\%}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N是移位正交间隔，是常数。则第m(m＝0，1，...，M-1)个双正交多相匹配滤波器系数为双正交匹配原型原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，即 $\{f_{0m}^{\%}\left(n\right)=f_p^{\%}(\mathrm{nM}-m),n=\mathrm{0,1,2}...,L^{\′}/M-1\},$ (其中M为子带总数，L′为M的整数倍。经过双正交多相匹配滤波，第m个多相滤波器的输出序列为{t^m(n)，n＝0，1，2，...L′/M-1；m＝0，...，M-1}。

下采样装置350，351和352，用于对经过多相匹配滤波的数据序列进行R倍下采样操作。具体地，下采样装置按发射端子带映射输出的数据块序列{d_k，k＝0，1，2....}的时间间隔，取出各个多相匹配滤波输出数据序列中第L′/M-1个值，并且将多相匹配滤波装置中的移位寄存器置零。经过下采样装置，第m个下采样装置的输出序列为{u_k ^m，m＝0，...，M-1；k＝0，1，2，...}。

FFT变换装置36，用于对输入的各个下采样装置输出的符号序列{u_k ^m，m＝0，...，M-1；k＝0，1，2，...}进行M点FFT变换。经过FFT变换，输入并行的数据序列变换成相应的数据块序列{v_k，k＝0，1，2....}，相互之间的关系服从v_k＝FFT(u_k)，这里， $u_k={\left[\begin{array}{cccc}{u}_k^0& u_k^1& \·\·\·& u_k^{M-1}\end{array}\right]}^T,$ v_k表示一个元素数量和FFT变换大小M一样的列向量。

子带解映射装置37，用于完成发射端子带映射装置12相反的逆操作。即根据发射端子带映射的方式，从经过移相的数据块v_k中取出相应的K点数据。经过子带解映射装置，输出为数据块序列{x_k，k＝0，1，2....}，这里，x_k也表示一个元素数量为K的列向量。

并/串转换装置38，用于对输入的数据块序列{x_k，k＝0，1，2....}进行并/串转换操作。经过并/串转换装置，输出为串行数据符号序列{y_k，k＝0，1，2....}，用于接收端的符号解调和解码，以恢复发射的信息比特。

一种频分多址***的发射方法，依次包括以下步骤：

其中所述的发射步骤还包括设于移相步骤前的：

串/并转换步骤，将符号已调制串行符号数据序列进行串并转换操作，以形成相应多个并行符号数据块；如果为单载波，则在此步骤之后还设有FFT变换步骤，对每个并行符号数据块序列进行FFT变换，即实现基于DFT变换的扩频操作，以生成并行符号数据块序列；

子带映射步骤，将经过串并转换的数据块中的每个元素分别映射到相应的子带上进行传输，对于没有数据映射的子带传输0。

多子带滤波步骤，将每路子带并行符号数据块序列分别进行子带多相滤波处理，并对所述多个经过子带多相滤波的并行符号数据块序列进行合成处理，以生成串行输出符号数据序列；所述多子带滤波步骤中滤波为双正交多相成型滤波，对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作，其中所述多相滤波的系数由同一个双正交成型原型滤波系数通过移位抽样获得。所述双正交原型滤波采用任意满足子带频谱特性的线性相位FIR滤波器。所述双正交原型滤波系数为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其中L为滤波器长度，该双正交原型滤波的频率响应为单子带低通频率响应。所述多相成型滤波系数为所述双正交成型原型滤波系数起始值移位m点后M倍下采样而得，其中L为M的整数倍。

数据块形成步骤，对所述波形合成输出的串行输出符号数据序列进行缓存、数据块截取和循环累加操作，以生成经过首尾循环的串行输出符号数据块序列。

所述的保护间隔添加步骤具体可以是：将所述串行符号数据块尾部的一部分复制到其前端，以生成带循环前缀的串行符号数据块序列。本具体实施例中为：将所述每个分隔为预定长度的串行符号数据块的头部或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成具有保护间隔的串行符号数据块序列。

其中，所述的多子带滤波步骤依次包括以下步骤：

IFFT变换步骤，对每个并行符号数据块序列进行M点IFFT变换，以生成数据块中元素个数为M的并行符号数据块序列；

M个上采样步骤，分别对所述并行符号数据块序列中每个数据块中的M个元素进行R倍上采样操作，以生成经过上采样的M个串行符号序列；

M个双正交多相成型滤波步骤，用于对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作；

并/串转换步骤，将并行输入的来自M个双正交多相成型滤波器的数据进行并串转换，以生成串行输出符号序列；

波形合成步骤，上述串行输出符号序列按接收端双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器的移位正交间隔N进行移位叠加。

一种频分多址***的接收方法，依次包括以下步骤：

保护间隔去除步骤，用于将一个串行输入符号数据序列分隔为预定长度的串行数据序列，并去除每一串行数据块头部或尾部的一个特定长度的保护间隔，以生成去除保护间隔的串行输入符号数据块序列。该保护间隔去除步骤可以是循环前缀去除步骤，用于根据发射信号的结构将输入的符号序列分隔为长度为P的串行数据块序列，并且将每个数据块中前C个采样值舍去，形成长度为Q的串行数据块序列。

数据块扩展步骤，用于首先对输入的长度为Q的数据块首尾两端循环扩展，然后在扩展的数据块两端各添加(L′-L)/2个零，构成长度为E‘的数据块，以形成串行符号数据块序列。

多子带匹配滤波步骤，所述串行输入符号数据块序列中每个数据块进行波形分解操作，以生成多个长度较短的符号数据块，并对所述多个较短的符号数据块分别进行与发射装置端的子带滤波相对应的子带匹配滤波操作，以生成多个经子带匹配滤波操作的符号序列，所述多子带匹配滤波步骤的滤波为一双正交多相匹配滤波，对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作，所述双正交多相匹配滤波系数通过同一个双正交匹配原型滤波移位抽样获得。所述的双正交匹配原型滤波系数为{f_p ^％(n)，n＝0，1，2...，L′-1}，其中L′为滤波器长度，并且L′不等于发射端双正交成型原型滤波器长度L。优选地，所述的L′＞L。所述双正交匹配原型滤与发射端双正交成型原型滤波之间满足双正交条件： $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{\%}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N是移位正交间隔，是常数。所述的第m个双正交多相匹配滤波器系数为双正交匹配原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，其中M为子带总数，L′为M的整数倍。

子带解映射步骤，用于根据发射端子带映射的方式，从经过移相的数据块中取出相应的K点数据；

并/串转换步骤，用于对输入的数据块序列进行并/串转换操作。

其中，所述的多子带匹配滤波步骤依次包括以下步骤：

波形分解步骤，用于从输入的每个长度为E‘的数据块序列，按发射端子带映射输出的数据块序列的时间间隔，移位取出L‘点的数据串行输出。

串/并转换步骤，用于将串行输入的数据块序列转换为并行数据块序列；

M个双正交多相匹配滤波步骤，用于对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作；

M个下采样步骤，用于对经过多相匹配滤波的数据序列进行下采样操作；

FFT变换步骤，用于对输入的M个下采样步骤输出的符号序列进行M点FFT变换。

Claims (20)

1、一种频分多址***的发射装置，包括多子带滤波器、数据块形成装置、保护间隔添加装置，其特征在于，所述多子带滤波器用于将每路子带并行符号数据块序列分别进行子带多相滤波处理，并对所述多个经过子带多相滤波的并行符号数据块序列进行合成处理，以生成串行输出符号数据序列；其特征在于：所述多子带滤波器中的多相滤波器为双正交多相成型滤波器，用于对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作，其中所述多相滤波器的系数由同一个双正交成型原型滤波器系数通过移位抽样获得。

2、根据权利要求1所述的频分多址***的发射装置，其特征在于，所述双正交原型滤波器为任意满足子带频谱特性的线性相位FIR滤波器。

3、根据权利要求1所述的频分多址***的发射装置，其特征在于，所述双正交原型滤波器系数为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其中L为滤波器长度，该双正交原型滤波器的频率响应为单子带低通频率响应。

4、根据权利要求3所述的频分多址***的发射装置，其特征在于，所述第m个多相成型滤波器的系数为所述双正交成型原型滤波器系数起始值移位m(m＝0，…，M-1)点后M倍下采样而得，其中L为M的整数倍，M为滤波器组子带总数目。

5、根据权利要求1所述的频分多址***的发射装置，其特征在于：所述的多子带滤波器包括依次连接的：

IFFT变换装置，用于对每个并行符号数据块序列进行M点IFFT变换，以生成数据块中元素个数为M的并行符号数据块序列；

M个上采样装置，分别用于对所述并行符号数据块序列中每个数据块中的M个元素进行R倍上采样操作，以生成经过上采样的M个串行符号序列；

M个双正交多相成型滤波器，用于对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作；

并/串转换装置，用于将并行输入的来自M个双正交多相成型滤波器的数据进行并串转换，以生成串行输出符号序列；

波形合成装置，用于上述串行输出符号序列按子带映射输出的数据块序列的时间间隔进行移位叠加。

6、一种频分多址***的接收装置，包括保护间隔去除装置、数据块扩展装置、多子带匹配滤波器，所述多子带匹配滤波器用于所述串行输入符号数据块序列中每个数据块进行波形分解操作，以生成多个长度较短的符号数据块，并对所述多个较短的符号数据块分别进行与发射装置端的子带滤波相对应的子带匹配滤波操作，以生成多个经子带匹配滤波操作的符号序列，其特征在于：所述多子带匹配滤波器的滤波装置为一双正交多相匹配滤波器，用于对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作，所述双正交多相匹配滤波器系数通过同一个双正交匹配原型滤波器移位抽样获得。

7、据权利要求6所述的频分多址***的接收装置，其特征在于，所述的双正交匹配原型滤波器的系数为 $\{f_p^{\%}\left(n\right),n=\mathrm{0,1,2}...,L^{\′}-1\},$ 其中L′为滤波器长度，并且L′可以不等于发射端双正交成型原型滤波器长度L。

8、根据权利要求7所述的频分多址***的接收装置，其特征在于，所述的L′＞L。

9、根据权利要求6所述的频分多址***的接收装置，其特征在于，所述的双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器之间满足双正交条件： $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{\%}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N是移位正交间隔，是常数。

10、根据权利要求8所述的频分多址***的接收装置，其特征在于，所述的第m个双正交多相匹配滤波器系数为双正交匹配原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，其中M为子带总数，L′为M的整数倍。

11、根据权利要求6所述的多载波***的接收装置，其特征在于：所述的多子带匹配滤波装置包括依次连接的：

数据块提取装置，用于从输入的每个长度为E的数据块序列，按移位正交间隔N，移位取出L′点的数据串行输出。

串/并转换装置，用于将串行输入的数据块序列转换为并行数据块序列；

M个双正交多相匹配滤波器装置，用于对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作；

M个下采样装置，用于对经过多相匹配滤波的数据序列进行下采样操作；

FFT变换装置，用于对输入的M个下采样装置输出的符号序列进行M点FFT变换。

12、一种频分多址***的发射方法，包括多子带滤波步骤，将每路子带并行符号数据块序列分别进行子带多相滤波处理，并对所述多个经过子带多相滤波的并行符号数据块序列进行合成处理，以生成串行输出符号数据序列；其特征在于：所述多子带滤波步骤中滤波为双正交多相成型滤波，对经过上采样的序列进行子带滤波成型操作，其中所述多相滤波的系数由同一个双正交成型原型滤波系数通过移位抽样获得。

13、根据权利要求12所述的频分多址***的发射方法，其特征在于，所述双正交原型滤波采用任意满足子带频谱特性要求的线性相位FIR滤波器。

14、根据权利要求12所述的频分多址***的发射方法，其特征在于，所述双正交原型滤波系数为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其中L为滤波器长度，该双正交原型滤波的频率响应为单子带低通频率响应。

15、根据权利要求14所述的频分多址***的发射方法，其特征在于，所述多相成型滤波系数为所述双正交成型原型滤波系数起始值移位m点后M倍下采样而得，其中L为M的整数倍。

16、一种频分多址***的接收方法，包括多子带匹配滤波步骤，所述串行输入符号数据块序列中每个数据块进行波形分解操作，以生成多个长度较短的符号数据块，并对所述多个较短的符号数据块分别进行与发射装置端的子带滤波相对应的子带匹配滤波操作，以生成多个经子带匹配滤波操作的符号序列，其特征在于：所述多子带匹配滤波步骤的滤波为一双正交多相匹配滤波，对经过串/并转换的序列进行子带匹配滤波操作，所述双正交多相匹配滤波器系数通过同一个双正交匹配原型滤波器系数移位抽样获得。

17、据权利要求16所述的频分多址***的接收方法，其特征在于，所述的双正交匹配原型滤波系数为 ${\{f}_p^{\%}\left(n\right),n=\mathrm{0,1,2}...,L^{\′}-1\},$ 其中L′为滤波器长度，并且L′不等于发射端双正交成型原型滤波器长度L。

18、根据权利要求17所述的频分多址***的接收方法，其特征在于，所述的L′＞L。

19、根据权利要求16所述的频分多址***的接收方法，所述双正交匹配原型滤波器与发射端双正交成型原型滤波器之间满足双正交条件： $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{\%}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N是移位正交间隔，是常数。

20、根据权利要求16所述的频分多址***的接收方法，其特征在于，所述的第m个双正交多相匹配滤波器系数为双正交匹配原型滤波器系数起始值移位m(m＝0，…，M-1)点后M倍下采样而得，其中M为子带总数，L′为M的整数倍。

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