CN101010871B - 用于无线通信终端的接收机和方法 - Google Patents

Abstract

一种无线接收机(200)，用于通过直接转换过程接收和解调经频率调制的RF信号，包括：输入信号路径(101)；本地振荡器(111)；第一混频器(107)，用于将来自本地振荡器的输出参考信号与输入接收信号混频，以产生同相分量；正交移相器(113)，其连接到输入信号路径；第二混频器(109)，用于将来自移相器的输出信号与输入接收信号混频，以产生正交分量；以及，装置(218)，用于通过产生同相和正交分量的混合函数而产生输出解调信息信号；以及其特征在于，装置(214)，用于周期地检测同相和正交分量之间的相对相位差中的误差，以及用于施加(231)相位差的相对调整，以补偿所检测误差。

Description

用于无线通信终端的接收机和方法

技术领域

本发明涉及一种在无线通信中使用的接收机和方法、以及使用其的终端。具体地，本发明涉及直接转换接收机，其能够通过分解(resolution)和使用调制信号的同相(I)和正交(Q)分量，来解调频率调制(FM)的(射频)信号，。

背景技术

使用直接转换架构来检测所接收信号的I和Q分量而构建的传统FM无线接收机具有以下所述的问题。如稍后所述，这种接收机能够在I和Q分量之间的相对相位和幅度中产生误差。该误差，有时称为“正交失衡”，可以导致所得输出音频信号的失真。该失真对于用户，特别是在所接收信号衰落或者具有低的信噪比时的条件下，是不能接受的。现有技术没有提供对于该问题的满意的解决方案。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种无线电接收机。

根据本发明的第二方面，提供了一种无线通信方法。

根据本发明的第三方面，提供了一种无线通信终端。

将参照附图，以实例的方式说明本发明的实施例，其中：

附图说明

图1是已知的直接转换RF接收机的原理框图电路图。

图2是所计算的内积L与失衡相位角度α的图，说明在本发明的实施例中有用的关系；

图3是体现本发明的直接转换RF接收机的原理框图电路图。

图4是体现本发明的另一直接转换RF接收机的原理框图电路图。

图5是检测器输出与本地振荡器频率偏移的图，说明在图4中所示的电路中有用的关系。

图6是使用体现本发明的信号处理的模拟实际失衡与所计算失衡的相位失衡角度与时隙编号(算法循环)的图。

图7是使用体现本发明的信号处理的模拟实际失衡与所计算失衡的幅度失衡与时隙编号的图。

具体实施方式

图1示出已知RF直接转换FM接收机100，说明本发明所要解决的问题。传入的FM信号x(t)经由具有支路连接103、105的输入路径101分别传递到两个混频器107、109。本地振荡器111生成具有与传入信号x(t)载波频率相同频率的参考信号。参考信号的第一分量直接施加到混频器107，在该混频器107中它与输入信号x(t)相乘。参考信号的第二分量施加到移相器113并且移相器113的相移输出施加到混频器109，在该混频器109中它与输入信号x(t)相乘。尽管移相器113与混频器107和109组合旨在在施加到混频器107和109的参考信号分量之间引入具有增益为“1”的90度的相移，但是，实际上引入了与90度略有不同的相移和与“1”略有不同的增益。来自混频器107的输出信号通过低通滤波器(LPF)115，以产生输出同相分量信号I(t)，以及来自混频器109的输出信号通过低通滤波器(LPF)117，以产生输出正交分量信号Q(t)。引入到混频器109输出的幅度的失衡在框119中示为失衡增益A。

在图1中所示的该结构的数学分析如下：

输入信号可以表示为：

x(t)＝cos(ωt+φ(t)+γ)

其中是ω输入RF信号x(t)的RF载波频率，γ是振荡器任意相位，以及φ(t)是待检测的x(t)的频率调制。

此外，x(t)＝I(t)+j*Q(t)，其中I(t)和Q(t)是x(t)的同相和正交分量。

其中A表示幅度失衡，a表示I(t)和Q(t)的相位角度之间的相位失衡角度。

根据稍后将说明的本发明的实施例，以稍后说明的方式周期地处理I(t)和Q(t)，以估计并消除这些失衡，以及组合所得的调节分量来构造调制信号φ(t)，以提供音频信号输出。

下面的分析示出如何确定相位失衡a。

考虑I(t)和Q(t)的内积(inner product)。通过下面的等式给出：

L＝Z+X

基于所需的对噪声的抗扰度选择T的值。

在通常情况下，X不等于零。然而，在某些特定条件下X＜＜Z，即：

$X=A\cos \left(\mathrm{\α}\right)\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\sin (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\cos (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\mathrm{dt}=0.$

这种情况下的两个例子如下：

1.对于音调FM调制(FM调制的音频音调)；例如使用500Hz偏移调制的150Hz PL音调)以及γ＝0我们得到X＜＜Z。那么I与Q正交(L≈Z)。

2.对于音调FM调制和大的调制指数，我们得到X＜＜Z(L≈Z).对于任何γ这是正确的，但是对于任何本地振荡器频率误差是错误的。如果本地振荡器(LO)具有0，f_m/2，f_m，3f_m/2等的频率误差，那么X将不等于零。然而，如果可以检测到这种频率误差，则可以调节LO频率，以克服稍后说明的问题。

因此，如果满足如这两个例子的使得X＝0的条件，我们得到：

$L=A\cos \left(\mathrm{\α}\right)\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{\cos }^2(\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\mathrm{dt}$

对于φ(t)的任何值，表达式

被限制为1。对于α＝0，L＝0也是这样。

图2说明L和α之间的关系。在图2中示出曲线C1，其为L(单位V²)与以度为单位的相位角度(α)PH2的图。如图2所示，当PH2达到最小值PH2_opt时，曲线C1达到波谷。这对应于L的最小值，为L(PH2_opt)。

因此，在上述的两个例子中，我们得知如果L为最小值，那么失衡相位角度α为最小值。因此，使用这些例子，我们旨在通过自适应的采样和调节过程来最小化L。在下面的例子1和2中说明使用这些例子的体现本发明的自适应配置，用于以找到L的最小值。

例子1

在图3中示出在该例子中使用的电路200。在图3中，具有与在图1中相同参考标号的元件具有相同的功能。通过连接201，采样通过低通滤波器(LPF)115的输出信号I(t)，以及通过连接203，采样通过低通滤波器(LPF)117的输出信号Q(t)。各个采样信号提供为到处理器205的各个输入，该处理器205平方各个输入，并且估计(estimate)出因数A的值，该因数A是估计的幅度失衡。它由下式确定：

$\tilde{A}=\frac{\mathrm{\Σ}{Q}^2}{\mathrm{\Σ}{I}^2}$

来自处理器205的输出信号是幅度失衡校正信号，其指出1/A的值。经由连接202将该校正信号施加到幅度修正器207，该幅度修正器207将Q(t)的幅度修正1/A的因数，以消除所检测的幅度失衡A。

通过连接210，采样表示分量I(t)的通过低通滤波器(LPF)115的输出信号，该连接210具有第一支路223，该第一支路223连接到估计DC值的DC估计器(estimator)225。通过连接208，采样通过低通滤波器(LPF)117的输出信号Q(t)，该连接208具有支路217，该支路217连接到估计信号Q(t)的DC值的DC估计器219。通过“DC值”，我们指当f＝0时适宜的I(f)或Q(f)的值，其中I(f)是信号I(t)的傅立叶变换，以及Q(f)是信号Q(t)的傅立叶变换。来自DC估计器219和225的输出信号传递到任意相位估计器221，该任意相位估计器221使用该两个信号以下述方式来估计任意相位角度γ。通过连接227，将表示任意相位角度γ的来自任意相位估计器221的输出信号提供给处理器211和215，在下面进一步描述。连接210还直接连接到处理器215。连接209还连接到移相器PH2209，移相器PH2209接下来连接到处理器211。处理器211、215计算函数

其中i是γ的下标。对于α的每一个值α_i，处理器211计算γ_i。处理器211和215对于每一个值α_i将Q(t)和I(t)相移γ_i。来自处理器移相器211和215的输出信号由混频器213相乘，得到提供给进一步处理器212的输出信号，该处理器212对于每一个α_i计算参数‘L’。来自处理器212的输出信号表示前述参数L，并被施加给存储和处理单元，该存储和处理单元相应地记录L的值。

经由连接216，将相移控制信号从存储和处理单元214施加到移相器PH2。相移控制信号操作为在移相器PH2施加相移，该相移具有这样的相移角度，即，该角度在单扫描(或者多扫描，其中步幅在从扫描到扫描的过程中变得更小)中，在从-5度到+5度的步幅中，以0.2度步幅变动。对于所施加的每个相移角度值，在单元214监视在处理器212生成的L的对应值，以及记录给出L最小值的相移角度值。这对应于前述的α的最小值。经由连接229，将对应于该所计算的相位角度的相同和相反值的相移控制信号从单元214施加到移相器PH1231。经由连接208，将对应于正交分量Q(t)的信号从低通滤波器117施加到移相器PH1231。由此移相器231施加相位角度调整，其补偿所检测的相位失衡角度α。对应于Q(t)的相位修正值的来自移相器PH1231的输出被施加到处理器218。经由连接224，还将对应于同相分量I(t)的信号作为输入施加到处理器218。处理器218自其各个输入计算商Q(t)/I(t)的值，并将表示结果的信号提供到处理器230。处理器230计算来自处理器218的输入信号的反正切(arctg)值。来自处理器230的输出信号施加到另一处理器232，该处理器232计算相对于输入信号的时间t的微分。最后，来自处理器232的输出信号施加到音频输出。音频输出233包括变换器，例如音频扬声器，该音频扬声器将来自处理器232的电子信号输出转换为例如语音信息的音频信号。

下面是进一步解释并说明图3中所示的电路200的操作的数学分析。

(i)任意相位角度γ的估计：

我们研究I和Q分量的DC值：

$I_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\cos (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\mathrm{dt}=\cos \left(\mathrm{\γ}\right)J_0\left(\mathrm{\β}\right)$

$Q_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\sin (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\α}+\mathrm{\γ})\mathrm{dt}=\sin (\mathrm{\α}+\mathrm{\γ})J_0\left(\mathrm{\β}\right)$

其中J₀(.)是第一种阶零贝塞尔方程。

假设我们希望以+/-α的准确度估计任意角度γ。因此我们可以近似下面的表达式：

$I_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\cos (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\mathrm{dt}=\cos \left(\mathrm{\γ}\right)J_0\left(\mathrm{\β}\right)$

$Q_{\mathrm{DC}}\≈\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\sin (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\α}+\mathrm{\γ})\mathrm{dt}=\sin \left(\mathrm{\γ}\right)J_0\left(\mathrm{\β}\right)$

使用最后的两个等式，可以通过下面的计算估计γ：

$\mathrm{\γ}=\arctan \left(\frac{Q_{\mathrm{DC}}}{I_{\mathrm{DC}}}\right)$

这由图3中的任意相位估计器221执行。

(ii)任意相位角度校正的应用：

对于由移相器PH2施加的每一个α_i，计算相应的γ_i。

因此，对于每一个α_i，执行下面的校正：

$\left\{\right[I\cos \left({\mathrm{\α}}_i\right)-Q\sin \left({\mathrm{\α}}_i\right)]+\mathrm{jQ}\}{e}^{j{\mathrm{\γ}}_i}$

其中

的计算是处理器211和215的功能。

实际上根据下面的数学分析实现由移相器PH2(以及由移相器PH1)所引入的相移：

I_corr＝I_in cos(α_i)-Q_in sin(α_i)

Q_corr＝Q_in

因此I_corr+jQ_corr＝{[I_incos(α_i)-Q_in sin(α_i)]+jQ}

其中I_in和Q_in是到PH2的输入。

I_corr和Q_corr是PH2的输出。为了简化，在附图中(图3)以Q路径示出了PH2(以及PH1)，但是实际的实现是使用上面最后一组等式。

对于L＝最小值，我们得到：

$\widehat{\mathrm{\α}}={\mathrm{\α}}_i(L=\min )$

$\widehat{\mathrm{\γ}}={\mathrm{\γ}}_i(L=\min )$

对于上述α和γ的值，I和Q是正交的。我们假设f_m频率的信令音调，其根据工业标准TIA603FM调制。这是由TIA公布的工业标准且名为“Land Mobile FM or PM Communications Equipment andPerformance Standards”(“陆地移动FM或PM通信设备和性能标准”)，其包括下面的规定：“CDCSS(“Continuous Digital Controlled SquelchSystem”(“连续数字控制的静噪***”))应当定义这样的***，即在该***中(一个或多个)无线电接收机装备有音调或数据响应设备，该音调或数据响应设备仅当接收到使用特定音调或数据模式调制的载波时，允许音频信号出现在接收机音频输出端、选择例如扰频的语音处理、在语音或数据之间选择、或者控制中继器功能。对于连续音频输出，该音调或数据模式必须是连续出现的。如在CTCSS***(“continuous Tone controlled Squelch System”(“连续音调控制的静噪***”))中，应当使用连续的音调来调制发射载波的发射机，其频率与在接收机输出端操作音频响应CTCSS设备所需的音频相同。在CDCSS***中，应以相似的方式，使用具有正确模式的连续NRZ FSK数据流来调制发射载波的发射机，以在接收机输出端操作数据敏感的检测器。所限定***的目的是最小化收听定向到共享相同载波频率或信道的其他人的通信的噪声。通过使用特定音调或数据***，每个用户可以编码他的载波，来防止任何未编码或不同编码的载波接收音频信号。

因此CTCSS/CDCSS是使用上述TIA协议的子音频信令。

CDCSS关闭(turn off)码是在RF载波移除之前需要用来禁用接收机音频输出的波形。其用作静噪尾标或噪声消除器。为了实现这一点，CDCSS编码器应当发射134.4+/-0.5Hz音调持续150至200毫秒。其还可以是PL/DPL音调。(PL＝专用线路，DPL＝数字专用线路)。PL/DPL和子音频信令用于开启接收机静噪。PL/DPL是与语音并行发射。

我们可以通过在当没有语音活动的期间，应用自适应修正来遵从该规定，尽管实际上我们发现我们的相位调整算法即使在存在音频语音的情况下也工作良好。

对于I信道：

$I\left(t\right)\≈\cos \left(\mathrm{\φ}\left(t\right)\right)=\cos \left(\mathrm{\β}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right)=J_o\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$

对于CDCSS音频关闭码，调制指数是

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{CDCSS}\_\mathrm{Audio}\_\mathrm{turn}\_\mathrm{offf}}=\frac{500\mathrm{Hz}}{134.4\mathrm{Hz}}=3.72$

贝塞尔函数J_o(β_{CDCSS_Audio_turn_offf})＝J_o(3.72)＝-0.4

因此对于CDCSS音频关闭码的情形

$I\left(t\right)\≈2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$

对于Q信道：

$Q\left(t\right)\≈\sin (\mathrm{\φ}\left(t\right)-\mathrm{\α})=\cos ({\mathrm{\β}}_d\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)-\mathrm{\α})=\sin \left(\mathrm{\β}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\α}\right)-$

$-\cos \left(\mathrm{\β}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right)\sin \left(\mathrm{\α}\right)=$

$=\cos \left(\mathrm{\α}\right)\left[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2k-1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left((2k-1){\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]-\sin \left(\mathrm{\α}\right)[J_o\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)]$

因此对于CDCSS音频关闭码的情形

$Q\left(t\right)\≈\cos \left(\mathrm{\α}\right)\left[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2k-1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left((2k-1){\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]-\sin \left(\mathrm{\α}\right)\left[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]$

如上所述， $L=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}I\left(t\right)Q\left(t\right)\mathrm{dt}$

$L=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\begin{array}{c}\left\{2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right\}\left\{\cos \left(\mathrm{\α}\right)\right[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2k-1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left((2k-1){\mathrm{\ω}}_{m}t\right)]\\ -\sin \left(\mathrm{\α}\right)[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\end{array}\}\mathrm{dt}$

$L=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\begin{array}{c}\left\{2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right\}\left\{\cos \left(\mathrm{\α}\right)\right[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2k-1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left((2k-1){\mathrm{\ω}}_{m}t\right)]\\ -\sin \left(\mathrm{\α}\right)\left[2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\}\mathrm{dt}\end{array}$

$L=\frac{1}{T}\underset{o}{\overset{T}{\∫}}\begin{array}{c}4\cos \left(\mathrm{\α}\right)\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2k-1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left((2k-1){\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\\ -4\sin \left(\mathrm{\α}\right)\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\mathrm{dt}\end{array}$

由于正交函数的积分，L的第一部分是零。

因此：

$L=4\sin \left(\mathrm{\α}\right)\frac{1}{T}\underset{o}{\overset{T}{\∫}}\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\mathrm{dt}$

再次，由于将积分应用到正交函数：

$L=4\sin \left(\mathrm{\α}\right)\frac{1}{T}\underset{o}{\overset{T}{\∫}}\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J^2}_k\left(\mathrm{\β}\right){\cos }^2\left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\mathrm{dt}$

$L=4\sin \left(\mathrm{\α}\right)\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J^2}_k\left(\mathrm{\β}\right)\frac{1}{T}\underset{o}{\overset{T}{\∫}}\left[{\cos }^2\left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right]\mathrm{dt}$

但是 $\frac{1}{T}\underset{o}{\overset{T}{\∫}}{\cos }^2\left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\mathrm{dt}=\frac{1}{2}$

因此我们得到：

$L=2\sin \left(\mathrm{\α}\right)\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J^2}_k\left(\mathrm{\β}\right)$

从该最后一个等式我们可以看到，对于α＝0，L＝0。在该例子中，L＝0可以简化为X＝0。由单元214以参照图3描述的方法，通过经由移相器PH2施加相位调整步骤的扫描(sweep)和在单元214中记录处理器212的输出何时给出最小值，确定何时X＝0，或者更具体，确定何时X是最小的。

(iii)解调以给出音频输出信号

可以使用下面的关系构建音频输出信号：

$\mathrm{audio}=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\arctan \right\{\frac{Q\left(t\right)}{I\left(t\right)}\left\}\right]=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\arctan \right\{\frac{A\sin (\mathrm{\φ}\left(t\right)+a)}{\cos \left(\mathrm{\φ}\left(t\right)\right)}\left\}\right]$

通过如上所述的处理器218、230和233，在电路200中执行最后一个表达式的计算。

例子2

在图4中示出在该例子中使用的电路。在该例子中，使用大的调制指数的音调FM调制，用于给出上述的L＝X。图4中具有与图1或图3中的元件相同参考标号的元件具有与这些元件相同的功能，将不再次描述。在图4中，连接305从移相器PH2209直接连接到混频器213，以及连接327从低通滤波器115直接连接到混频器213。处理器212进行L的计算，用于通过扫描在移相器PH2209处施加的相位调整值来找到L的最小值，由此，不包括如在图3的电路200中的对于任意相位角度的校正。这是因为对于在该例子2中的任何γ，L＝Z是成立的，但是如果在传入的所接收信号X(t)的载波频率和本地振荡器(LO)频率之间存在任何频率偏移(误差)，则L＝Z不成立。如果LO频率偏移是以0，f_m/2，f_m，3f_m/2....Hz的序列，那么X将不为零。换句话说，如果存在有问题的频率偏移，则对于相位调整的L的计算不正确地起作用(给出错误结果)。该有问题的频率偏移是上述离散值。有问题的频率偏移的带宽(该序列内峰值的宽度)在

附近，并且取决于积分时间。例如对于150msec的积分时间，有问题的频率范围(带宽)是

对于1000msec的积分时间，有问题的频率范围(带宽)是(没有最佳积分时间，积分时间越长，问题带宽越窄。)因此，电路300检测并调整任何有问题的LO频率偏移，如下所述。

通过连接208采样的正交分量Q(t)被通向频率误差检测器320的连接322进一步采样。相似地，通过通向检测器320的连接327，采样同相分量I(t)。检测器检测在序列0，f_m/2，f_m，3f_m/2中是否存在频率误差。

图5说明检测器320的输出为频率误差或偏移Δf(Hz)的函数。当输出大于阈值THR时，检测到误差。如果检测到这种误差，则生成校正信号，并且经由连接321将该校正信号施加到本地振荡器111，以调整由本地振荡器111生成的参考频率，来补偿该误差，使得本地振荡器频率不是有问题的频率，例如，通过将本地振荡器频率移动20Hz。

本地频率检测器是根据下面的分析。

如果接收到偏移频率

其中k是整数，则该算法将禁用检测。

检测器320操作下面的校正。

$\frac{{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_r\·I_{\mathrm{Ideal}}|}^2+{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_r\·Q_{\mathrm{Ideal}}|}^2}{\frac{1}{N}(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_r^2+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_r^2)}>\mathrm{th}$

其中，

$I_{\mathrm{Ideal}}=\mathrm{Cos}(2\·\mathrm{\π}\·0.5*f_m\·t+2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{\β}\·\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}m\left(\mathrm{\τ}\right)\·\mathrm{d\τ})$

$Q_{\mathrm{Ideal}}=\mathrm{Sin}(2\·\mathrm{\π}\·0.5*f_m\·t+2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{\β}\·\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}m\left(\mathrm{\τ}\right)\·\mathrm{d\τ})$

m(τ)是期望的PL或结束音调的采样。I_Ideal以及Q_Ideal存储在与接收及相关联的存储器中。

下面的数学分析描述了该例子2的过程：

从前述说明我们有：

I(t)≈cos(φ(t)-γ)

Q(t)≈sin(φ(t)-α-γ)

其中 $\mathrm{\φ}\left(t\right)=2\mathrm{\π}{f}_d\underset{0}{\overset{t}{\∫}}{A}_m\cos \left({\mathrm{\ω}}_m\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}=\mathrm{\β}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$

其中

是调制指数。

同样，从前述说明：

对于如在该例子2中的大的调制指数I，I路径功率等于Q路径功率：I的路径功率是

Q的路径功率是

因此，

以及

但是，在所接收的传入信号由于图5所示的离散本地振荡器频率误差所导致的衰落的情况下，使用arcsin函数计算相位失衡α是有问题的(给出不准确的结果)。因此如果如上述需要的话，调整本地振荡器频率。

对于15dB的信噪比、150msec的音调时间、以及48KHz的频率Fs信号采样速率作为PL合成信号，确定在例子2中使用的参照图4说明的过程的准确度(算法跟踪性能)。图6和7示出所获得的结果。在图6中，曲线C3指出了模拟接收相位角度失衡，以及曲线C4指出了，使用移相器PH2 209以及处理器212和214、使用L最小值估计的所计算相位角度失衡。如图6所示，由调整算法计算的相位失衡(度)紧密跟踪实际相位失衡。在图7中，曲线C5指出了模拟的所接收幅度失衡，以及曲线C6指出了使用处理器205的所计算幅度失衡。如图7所示，由调整算法所计算的幅度失衡(％)紧密跟踪实际相位失衡。

在图6和7中，在水平轴上测量的“时隙编号”是算法的每一个积分周期。因此例如150msec的时隙是150msec的积分周期。因此，在图6和7中，在每种情况下算法运行150msec，计算(对于时隙1)的所需要相位(图6)或幅度(图7)调整。然后，其运行另一150msec，并计算(对于时隙2)的调整，并且依此类推。

在上面参照图3和4所述的电路200和300中，描述了各种处理器。它们可以是分立的设备，尽管可以在单一处理设备中组合两个或更多这些处理器。适宜地，每个处理设备可包括数字信号处理器，其被编程并以实质上已知的方式操作，以执行需要的信号处理或(一个或多个)计算功能。

总之，本发明提供了一种改进的方法和装置，用于在直接转换接收机中的自适应正交失衡补偿。

如果本发明用于无线电接收机中，在制造后可以编程无线电设备的存储器，以存储初始失衡值与RF频率的表。在无线电设备的操作期间，失衡值将随着时间改变。因此，可以如上述例子中那样在使用中收集更新的失衡信息，并将上述失衡信息用于提供适宜的补偿来保持音频输出信号的适宜质量。该更新的失衡信息还可以存储在无线电设备的存储器中，以替换初始存储的信息。

与现有技术不同，在参照图3和4的例子1和2中描述的步骤允许在所接收信噪比是低的和/或发生瑞利(多径)衰落的条件下进行操作。

接收机电路200或300可以用于传统移动站，该传统移动站使用FM无线通信的直接转换。

Claims (10)

1.一种无线接收机，用于通过直接转换过程接收和解调经频率调制的RF信号，包括：

输入信号路径，用于传递RF输入接收信号；

本地振荡器，其连接到所述输入信号路径；

第一混频器，用于使来自所述本地振荡器的输出参考信号与输入接收信号混频，以产生所述输入接收信号的同相分量；

正交移相器，用于将正交相移施加到来自所述本地振荡器的输出参考信号，所述本地振荡器连接到所述输入信号路径；

第二混频器，用于将来自所述移相器的输出信号与所述输入接收

信号混频，以产生所述输入接收信号的正交分量；

用于通过产生所述同相和正交分量组合函数而产生输出解调信息信号的装置；以及

用于周期地检测所述同相和正交分量之间的相对相位差中的误差

以及用于施加相位差的相对调整以补偿所述检测误差的装置，

其中所述用于周期地检测误差的装置操作为，确定所述同相和正交分量的内积L，其中所述内积L由表达式

定义，其中I(t)是所述同相分量，Q(t)是所述正交分量，t是时间，以及T是积分周期。

2.如权利要求1所述的接收机，其中所述用于周期地检测误差的装置操作为，确定L的近似值，当输入信号被表示为x(t)＝cos(wt+φ(t)+γ)，

并且X＜＜Z时，L具有的形式，其中A是幅度测量，φ是音调频率调制，a是所述输入RF接收信号同相分量和正交分量之间的相位角度的误差，γ是任意相位角度，以及t是时间。

3.如权利要求2所述的接收机，其中所述用于周期地检测误差的装置操作为，当下述至少一种情况时，确定所述内积L，即当a)任意相位角度γ为零，以及b)所述输入RF接收信号是使用大的调制指数调制的音调，以及c)失衡相位角度α为最小值时。

4.如权利要求3所述的接收机，其中所述用于周期地检测误差的装置操作为，采样所述同相和正交分量，并且施加所述采样同相和正交分量之间的变动的相对相移，并且确定何时所述相对变动的相移给出所述内积L的最小值。

5.如权利要求4所述的接收机，其中所述用于周期地检测误差的装置操作为，施加所述采样同相和正交分量之间的相对相移，其以步长变动。

6.如权利要求1所述的接收机，其中所述用于通过产生组合函数而产生输出解调信息信号的装置操作为，计算差分函数

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\arctan \right\{\frac{Q\left(t\right)}{I\left(t\right)}\left\}\right].$

7.如权利要求1所述的接收机，包括：用于周期地检测所述同相和正交分量之间的幅度失衡并且用于施加相对幅度的调整以补偿所述检测的失衡的装置。

8.如权利要求1所述的接收机，包括：用于周期地检测所述本地振荡输出参考信号与所述输入接收信号之间的频率失衡并且用于施加所述输出参考信号的频率调整以补偿所述检测的失衡的装置。

9.一种通过直接转换过程来接收和解调经频率调制的RF信号的方法，包括：周期地检测输入RF接收信号的同相和正交分量之间的相对相位差中的误差；以及，施加相位差的相对调整，以补偿所述检测的误差，

其中周期地检测误差的步骤包括：确定所述同相和正交分量的内积L，其中所述内积L由表达式

定义，其中I(t)是所述同相分量，Q(t)是所述正交分量，t是时间，以及T是积分周期。

10.如权利要求9所述的方法，进一步包括：通过计算差分函数

来产生输出解调信息信号。

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