CN101142751B - 接收和解调频率调制rf信号的接收机以及其中的操作方法 - Google Patents

Abstract

一种接收机(200)，用于通过直接变频过程接收和解调经频率调制的RF信号，包括：输入信号路径(101)，用于接收RF输入信号(x(t))；连接到输入信号路径的I信道(103)，包括第一混频器(107)，该第一混频器(107)用于将RF输入信号与同相参考信号混频，以在I信道中产生输入信号的同相分量(I(t))；连接到输入信号路径的Q信道(105)，包括第二混频器(109)，该第二混频器(109)用于将输入信号与正交相位参考信号混频，以在Q信道中产生输入信号的正交相位分量(Q(t))；并且其特征在于，该接收机进一步包括：连接到I信道和Q信道中的一个的补偿器，用于重复地测量和补偿DC偏移，该DC偏移是由接收机产生并且同各个信道中输入信号分量相组合。

Description

接收和解调频率调制RF信号的接收机以及其中的操作方法

技术领域

本发明涉及一种用于接收和解调频率调制(FM)的信号的接收机以及一种其中的操作方法。特别地，本发明涉及一种接收机，其通过直接变频过程操作，在该直接变频过程中，接收的FM信号被直接下变频为基带信号。

背景接收

传统的FM接收机在使用直接变频架构构造时存在问题。接收机硬件部件的操作引起的残留的DC偏移添加到输入信号，并且引起提供给用户的例如具有可听信号形式的输出中的不需要的失真。残留的DC偏移是由例如，来自接收机中的混频器中的本地振荡器的辐射，以及接收机中放大器中的DC失衡引起的。

在现有技术中，未能令人满意地处理该问题。例如，在工厂生产的过程中已经施加了一次性校正(oneoffcorrection)。然而，DC偏移可能随时间变化，例如，作为温度改变的结果。因此，该一次性校正可能随时间而变得无效，特别是在接受DC偏移的低容限的时候。例如，在某些接收机中，当存在的DC偏移电平高达200μV时，需要实现10μV的最大残留DC偏移。

发明内容

根据本发明，在第一方面，提供了一种接收机，用于通过直接变频过程接收和解调频率调制RF信号。

根据本发明，在第二方面，提供了一种FM接收机中的操作方法。

本发明提供了一种改进的FM接收机以及其中的使用方法，其中减少或消除了上文描述的接收机中的不需要的DC偏移的问题。通过优选地连续地执行计算，通过估计器估计存在的DC偏移电平，以及通过使用调节信号施加校正来消除估计的DC偏移，可以在估计过程的重复运行中估计DC偏移。优选地，通过在接收机的每个I信道和Q信道中使用估计器，来施加计算和校正。估计器执行的计算包括：取得各个信道中输入信号分量值的N个样本的集合；(ii)对为该N个样本而获得的值求和；以及(iii)通过使该和除以样本数目N，计算平均值。

有利地，接收机可以包括检测器，其计算与接收FM输入信号的载波频率(中心频率)和接收机本地振荡器的参考频率之间的频率偏移相关的参数值。检测器可以确定该值是否超过预定阈值。该阈值可以指出，该偏移频率接近零或者是承载的信息信号(例如，音频或亚音频信号)频率的整数倍。承载的信号可以有利地是已知的音调频率，如后面描述的。当检测器确定计算值大于阈值时，与该检测器相关联的控制器可以增加用于估计DC偏移分量的(一个或多个)估计器的采样(积分)时间。当采样时间到达预定的最大值时，控制器可以发出信号，该信号使本地振荡器产生的参考频率信号的频率移位下述的量，该量等于接收输入信号所承载的信息信号(例如音频或亚音频信号或者具有已知频率的音调)频率的一半。

根据本发明的接收机和方法允许在接收机输入端处接收FM输入信号的同时和在不会使正在解调的信号失真的情况下，频繁地或连续地估计和补偿DC接收机偏移，由此有利地允许将该DC偏移引起的失真适当地最小化或消除，由此提高了作为输出(例如，语音或数据信息)而提供给用户的信号的质量。

现将通过参考附图，通过示例的方式描述本发明的实施例，在附图中：

附图说明

图1是已知的FM接收机的示意性电路框图。

图2是体现了本发明的FM接收机的示意性电路框图。

图3是图2的接收机中使用的检测器的检测器输出相对偏移频率的曲线图。

图4是说明了图2的接收机中使用的操作过程的流程图。

具体实施方式

图1示出了已知的RF直接变频FM接收机100，其说明了待由本发明解决的问题。传入的FM信号x(t)经由输入路径101传递，该输入路径101具有分别通向两个混频器107、109的支路连接103、105。本地振荡器111生成参考信号，该参考信号预期具有与传入信号x(t)的载波频率相同的频率。参考信号的第一分量被直接施加到混频器107，在该混频器107，其与输入信号x(t)相乘。参考信号的第二分量被施加到移相器113。移相器113的输出是相移九十度的参考信号，该移相器113的输出被施加到混频器109。混频器107、109的各个输出是输入信号x(t)的同相分量I(t)和正交相位分量Q(t)。接收机100生成如前面描述的残留DC偏移，并且它被示出为分别在结点114和116处作为分量DC_I和DC_Q添加到分量I(t)和Q(t)。分别添加了DC偏移分量DC_I和DC_Q的分量I(t)和Q(t)被施加到低通滤波器115和117。来自低通滤波器115和117的输出信号分量分别标为I′(t)(I(t)+DC_I)和Q′(t)(Q(t)+DC_Q)，例如，通过后面描述的方式，对该输出信号分量进行进一步的处理，以获得解调信号。

这样，支路连接103、105和其中包括的分量分别形成了的I信道和Q信道。

图1中示出的接收机100的操作的数学分析如下：

输入信号x(t)可以通过传统方式表示为：

x(t)＝cos(wt+φ(t)+γ)(式1)

其中w是RF载波角频率，γ是振荡器的任意相位，并且φ(t)是频率调制。

输出分量I′(t)和Q′(t)如下：

$I^{\′}\left(t\right)=\mathrm{DC}\_I\left(t\right)+2\cos (\mathrm{wt}+\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\cos \left(\mathrm{wt}\right)=$

(式2)

$\mathrm{DC}\_I\left(t\right)+\cos (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})$

${\text{Q}}^{\′}\left(t\right)=\mathrm{DC}\_Q\left(t\right)+2A\cos (\mathrm{wt}+\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})\sin \left(\mathrm{wt}\right)=$

(式3)

$\mathrm{DC}\_Q\left(t\right)+A\sin (\mathrm{\φ}\left(t\right)+\mathrm{\γ})$

对于音调FM调制(toneFMmodulation)，如下文所解释的，可以应用如下简化：

$\mathrm{\φ}\left(t\right)=2\mathrm{\π}{f}_d\underset{0}{\overset{t}{\∫}}{A}_m\cos \left({\mathrm{\ω}}_m\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}=\mathrm{\β}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$

其中 $\mathrm{\β}=\frac{A_m{f}_d}{f_m}$ 是调制指数，A_m是调制音调(信号)的幅度，f_m是调制音调的频率，而f_d是FM偏差。

对于通过音调FM调制的I信道：

$I^{\′}\left(t\right)\≈\mathrm{DC}\_I\left(t\right)+J_o\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$ (式4)

其中J表示贝塞尔函数

对于通过音调FM调制的Q信道

$Q^{\′}\left(t\right)\≈\mathrm{DC}\_Q\left(t\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2k-1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left((2k-1){\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$ (式5)

用于移除FM直接变频接收机中的DC偏移的现有技术的方法是，一次性估计(oneoffestimation)偏移值并且施加调节电压。然而，从音调FM调制示例的上式4，我们可以看到，存在关于该方法的问题：移除DC将移除J_o(β)，其是调制信息信号的DC分量，并且由此将在输出信号中(例如，在诸如语音的输出音频信号中)引入失真。

上文提及的音调调制示例假设使用频率f_m处的信令音调(作为调制信号承载的具有已知频率的音频信号)，其提供根据工业标准TIA603的频率调制。这是由TIA出版的工业标准并且题为“LandMobileFMORPMCommunicationsEquipmentandPerformanceStandards”。该标准包括下列规范细节：CDCSS(连续数字控制净噪***)将定义一种***，其中(一个或多个)无线电接收机配备有音调或数据响应设备，该音调或数据响应设备仅在接收到以特定音调或者数据模式调制的载波时，允许音频信号出现在接收机的音频输出端，选择诸如扰频的语音处理，在语音或数据之间作出选择，或者控制转发器功能。音调或数据模式必须连续地存在，用于连续的音频输出。发射载波的发射机将通过连续音调进行调制，如CTCSS***(连续音调控制净噪***)中的，其频率与所需用于操作接收机输出端处的音调响应CTCSS设备的音调相同。在CDCSS***中，发射载波的发射机将以相似的方式通过连续NRZFSK数据流调制，该数据流具有用于操作接收机输出端处的数据灵敏检测器的正确的模式。所定义的***的目的在于，使收听导向到其他共享相同载波频率或信道的通信的烦恼最小。通过使用特定的音调或数据流，每个用户可以对其载波编码，以防止通过任何未编码的或者不同编码的载波接收音频信号。CDCSS关闭码(turnoffcode)是所需用于在RF载波移除之前禁止接收机音频输出端的波形。这用作净噪尾音或噪声消除器。为了将其实现，CDCSS编码器将发射134.4+/-0.5Hz的音调持续150至200毫秒。其还可以是PL/DPL音调。

(PL＝专用线路、DPL＝数字专用线路)

这样，CTCSS/CDCSS和PL/DPL是使用上文的TIA标准的协议的已知标准条件下的亚音频信令。PL/DPL音调与语音并行地发射。TIA标准提供了适当的音调频率列表，例如，对于PL，该适当的音调频率为67Hz和71Hz。

图2示出了体现了本发明的RF直接变频FM接收机200。与图1相同的部件具有与图1相同的参考数字，并且将不再进一步描述。接收机200使用如前面描述的音调FM调制进行操作。

图1的本地振荡器111在图2的接收机200中被替换为本地振荡器221，其提供输出参考信号，通过后面描述的方式，由频率设定器222使该频率移位。

来自接收机200的I信道中低通滤波器115的输出信号I′(t)被传递到结点206，并且在结点206之前由连接201采样。连接201提供同IDC估计器202以及同控制器203的输入连接，控制器203并入了双用途偏移频率检测器223。相似地，来自Q信道中的低通滤波器117的输出信号Q′(t)被传递到结点207，并且在结点207之前由连接204采样。连接204提供同QDC估计器205以及同控制器203的输入连接。来自控制器203的输出连接218提供了同频率设定器222的输入连接。

IDC估计器202使用来自连接201的采样输入并且还参考来自控制器203的输入信号，以后面详细描述的方式，估计DC_I的值，并且在结点206处施加微电压，其有效地消除估计的DC偏移分量DC_I。

相似地，QDC估计器205使用来自连接204的采样输入并且还参考来自控制器203的输入信号，以将被描述的方式，估计DC_Q的值，并且在结点207处施加微电压，其有效地消除估计的DC偏移分量DC_Q。

结点206在I信道的连接208中提供了校正的输出信号I(t)，其中已经自该输出信号I(t)移除了DC分量DC_I。同样地，结点207在Q信道的连接209中提供了校正的输出Q(t)，其中已经自该输出Q(t)移除了DC分量DC_Q。这些校正的输出被施加到处理器210，该处理器210计算商值Q(t)/I(t)。表示由处理器210计算的商值的输出信号被传递到处理器211，该处理器211计算由处理器211的信号输入所表示的商的反正切值。来自处理器211的、表示所计算的反正切值的输出信号被传递到另一处理器212，该处理器212计算处理器212的输入信号相对时间t的微分，处理器212的该输入信号表示由处理器211计算的反正切值。最后，由处理器212提供解调输出信号，并且将其提供给音频输出端213，该输出端213将输出信号转换为适当的音频形式，例如语音。

对于本领域的技术人员显而易见的是，实际上，单一处理器设备，例如，具有编程数字信号微处理器的形式，可以执行图2中示出的接收机200中使用的任何两个或更多个处理器的功能。该处理器包括控制器203、检测器223、频率设定器222、估计器202和205、以及处理器210、211和212。

现将详细地解释控制器203、检测器223以及估计器202和205的操作。

让我们检查信号I′(t)的式：

$I^{\′}\left(t\right)\≈\mathrm{DC}\_I\left(t\right)+J_o\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)$ (式6)

如前面提及的，DC_I(t)是由于接收机硬件操作引起的不需要的DC偏移。J_o(β)是FM调制信号的DC分量。如果接收机200被准确地调谐到与发射机载波频率相同的频率(通过由本地振荡器221提供具有适当频率的参考信号)，即，不存在频率误差，则该关系为真。实际上，总是可能存在接收FM信号的载波频率和本地振荡器221产生的参考信号频率之间的某些有限的频率偏移。该偏移可以小至0.1Hz或者大至500Hz。我们将假设，存在f_offsetHz的频率偏移。对于低的RF输入信号(-120至-90dBm)，由于接收机硬件引起的DC偏移高于由于调制J_o(β)引起的DC分量。因此在低的RF信号电平时，在不需要的音频失真形式中，由于硬件引起的DC偏移是更加主要的。

为了以10μV的目标准确度来准确地估计由于接收机硬件引起的DC偏移分量，我们需要使调制DC分量J_o(β)小于1μV。对于天线处的-60dBm，由于调制引起的DC分量是10000μV(最差情况示例)。因此对于该示例，需要80dB的衰减。这样，I′(t)的表达式将是：

$I^{\′}\left(t\right)\≈\mathrm{DC}\_I\left(t\right)+J_o\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{offset}}t\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(\mathrm{\β}\right)\cos (2k\mathrm{\ω}({\mathrm{\ω}}_m+2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{offset}})+t)$

(式7)

由于存在的频率偏移，调制“DC分量”J_o(β)现在处于相对于待估计的由于硬件引起的DC偏移再偏移频率f_offsetHz的频率处。

通过在适当的积分或求和周期中，对N个离散样本的集合中获得的I′(t)和Q′(t)的值进行积分或求和，并且随后通过使获得的和除以样本数目N而计算平均值，可以实现对由于硬件引起的DC偏移分量的估计。由上文式7中的I′(t)的表达式，我们可以看到，如果f_offset＝0，则J_o(β)出现在零频率处。如果f_offset＝n·f_PL，其中n是正的或负的整数，并且f_PL用作fm，则贝塞尔分量J_n(β)也将出现在零频率处。因此，如果我们在足够长的周期上对I′(t)进行积分，并且如果J_n(β)未处于零频率偏移，则我们将仅获得所需的0Hz处的DC分量，即由于硬件引起的DC偏移分量DC_I(t)。

然而，为了产生仅包括分量DC_I(t)的正确的DC估计，需要将积分时间(或者给定采样频率的样本数目)自适应地控制为f_offset的函数。这可以如下解释。积分等效于低通滤波。较长的积分时间等效于较窄的低通滤波器频带。较短的积分时间等效于较宽的低通滤波器频带。在我们的情况中，我们需要积分时间足够长，以消除频率nf_offset处的调制“DC”分量J_n(β)。

用于产生DC_I(t)的估计值(即DC_I(t)_est)以及DC_Q(t)的估计值(即DC_Q(t)_est)的该积分过程可以通过下式总结：

$\mathrm{DC}\_I\_\mathrm{est}=\frac{1}{N_{\mathrm{int}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}I\left(t_i\right)$ (式8)和

$\mathrm{DC}\_Q\_\mathrm{est}=\frac{1}{N_{\mathrm{int}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}Q\left(t_i\right)$ (式9)

其中 $T_{\mathrm{int}}=\frac{N_{\mathrm{int}}}{f_{\mathrm{sampling}}}$

T_int是积分时间或平均时间，并且将与频率偏移f_offset成反比，N_int是每个集合中取得的样本数目，而f_sampling是采样频率。通过使用检测器223执行的计算，图2中的控制器203自适应地设定积分时间T_int，如后面解释的。如果增加积分时间没有作用，则本地振荡器111产生的参考频率将移位。积分时间应遵循如下规则：f_PL·T_int＝M或者f_DPL·T_int＝M，其中M是整数，f_PL是前面定义的音调FM调制的PL频率，并且f_DPL是前面定义的音调FM调制的DPL频率。使用PL或DPL，使得积分时间是FM音调频率的整数倍。

并入在控制器203中的检测器223计算与接收载波信号和本地振荡器221产生的参考信号之间存在的偏移频率相关(其反函数)的参数值。如果检测器223检测到偏移频率f_offset＝k·fm，其中k是零或整数，控制器203将发出信号，该将禁止施加由估计器202和205估计的校正。

双用途偏移频率检测器203的操作基于利用如下关系操作的经修改的相关性(式10)：

$\mathrm{Int}=\frac{{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_r\·I_I|}^2+{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_r\·Q_I|}^2}{{[I_r^2+Q_r^2]}^{3/2}}$

其中I_I＝sin(β·sin(2·π·f_pl·t))，

Q_I＝cos(β·sin(2·π·f_pl·t))

在式10中应用了通过[I_r ²+Q_r ²]^3/2进行的归一化，由此检测器223将提供低RF输入信号的较高输出。Ir和Qr是接收信号。I_I和Q_I是存储在存储器中的每个已知接收调制频率(例如，PL或DPL)的已知实际样本值，该存储器并入在控制器203和检测器223中，或者与控制器203和检测器223相关联。例如，基于预期的PL/DPL频率，I_I和Q_I的值存储在存储器中。

检测器223的输出是参数Int的值，该参数Int在式10中被定义为具有调制信号频率f_m(例如PL或DPL音调)的接收FM信号的偏移频率(Δf)的函数，检测器223的输出具有图3中示出的形式。获得了偏移kf_m周围的频带，其中k＝0或者整数。偏移f_m和2f_m周围的典型频带在图3中通过参考指示B1和B2指出。kf_m周围的频带中的每个有问题的频率偏移的范围依赖于检测器223中操作的积分时间。例如，对于150msec的积分时间，有问题的频率范围是kf_m±20Hz。对于2000msec的积分时间，有问题的频率范围是kf_m±0.5Hz。检测器223通过确定Int的输出计算值是否大于预定的阈值THR，确定其输出是否处于包含频率knf_m的有问题的频带中。

在图2的接收机200中，结合估计器202和205以及频率设定器222工作的、由控制器203和检测器223使用的优选发明过程400(算法)由图4的流程图表示。过程400如下操作。

过程400开始于步骤401，其中分别接收来自I信道和Q信道的I′(t)和Q′(t)的样本。在步骤402中，控制器203在最初时设定200msec的积分时间，用于在检测器223以及估计器202和205中使用。在步骤403中，估计器202和205在200msec的积分时间内，即在样本集合时间内，对N个样本的集合中的I′(t)和Q′(t)进行采样并取平均，以获得DC_I_est和DC_Q_est的值。同时，在步骤404中，检测器223确定，由如前面的式10中定义的检测频率偏移计算获得的Int的计算值是否大于图3中示出的阈值THR。如果Int的计算值不大于THR，则控制器203向估计器202和205发送信号，以释放在200msec的积分时间内在步骤403中计算的DC估计值DC_I_est和DC_Q_est。因此，在步骤405中，DC_I_est和DC_Q_est的值被释放，作为来自估计器202、205的输出，并且作为电压调节施加在结点206、207处。在步骤406中，分别从I′(t)和Q′(t)中减去这些调节，从而仅留下所需的信号I(t)和Q(t)，分别作为连接208、209中的I信道和Q信道中的输出。

如果在步骤404中，检测器223计算的Int的值大于THR，则控制器203不发出信号，从而不继续进行DC_I_est和DC_Q_est的值的计算。相反地，在步骤407中，控制器203检验估计器202、205使用的积分时间仍未达到2000msec，并且在步骤408中向估计器202、205发出指令信号，以继续它们的另一200msec的积分(取平均)。此外，检测器223在步骤403中重新计算另一200msec的再次施加的Int值，现在总共400msec。在该总的400(200+200)msec之后，如果Int值现在小于THR，则控制器203在步骤405中向估计器202、205发出信号，以继续释放DC估计值DC_I_est和DC_Q_est，它们是通过较长的积分时间400msec计算的，并且在步骤406中，分别从I′(t)和Q′(t)中减去这些值。

如果在步骤404中，检测值Int仍然大于THR，则控制器203不发出信号，从而不继续进行DC_I_est和DC_Q_est的值的计算。相反地，重新应用步骤407，其中控制器203检验估计器202、205和检测器223使用的积分时间仍未达到2000msec，并且重新应用步骤408，其中控制器向估计器202、205发出指令信号，以继续它们的另一200msec的积分(取平均)。检测器223在步骤403中重新计算另一200msec中再次施加的Int值，现在总共600(200+200+200)msec。在该600msec的总周期之后，如果Int值现在小于THR，则控制器203在步骤405中向估计器202、205发出信号，以继续释放DC估计值DC_I_est和DC_Q_est，它们是已被计算的，并且在步骤406中，分别从I′(t)和Q′(t)中减去这些值。然而，在600msec的周期之后，如果Int值仍大于THR，则重新应用步骤407、408和403，以此类推。

步骤407、408和403可以连续地重新应用，使积分时间以200msec的步幅增加，直至达到最大积分时间，例如2000msec。当控制器203在步骤407中确定已到达最大积分时间并且进一步的增加将使积分时间高于最大值时，控制器203在步骤409中经由连接218向频率设定器222发出信号，以使本地振荡器221的频率移位fm/2，实际上F_PL/2或者F_DPL/2是适当的。然后过程400返回步骤401，并且控制器203发出信号，以将估计器202、205和检测器223中的积分时间重新设定为200msec。然后该方法再次继续进行，在步骤403和步骤404中执行的计算中使用200msec的积分时间。

尽管上文在音调FM调制方面描述了本发明的实施例，但是音调FM调制的使用应被视为说明性的而非限制性的。

而且，尽管在处理信号以产生音频输出的方面描述了本发明的实施例，但是所描述的接收机还可用于处理产生用户的其他输出形式的信号，例如数据输出。

用于补偿接收机生成的DC噪声的体现本发明的电路可以结合用于进行其他校正的其他电路使用。例如，FM接收机(例如，接收机200)可以包括用于补偿I和Q信道中的相位失衡和/或幅度失衡的电路(未示出)，例如，如本申请人的共同未决的英国专利申请GB0411888.1和GB0414459.8中描述的。

Claims (11)

1.一种接收机，用于通过直接变频过程接收和解调经音调频率调制的RF信号，所述接收机包括：

用于接收RF输入信号的输入信号路径；以及连接到所述输入信号路径的分量信道，用于处理所述输入信号的同相I分量和正交相位Q分量；

估计器，该估计器在操作中用于通过使用在积分时间段上计算的积分过程来估计所述分量信道之一中存在的DC噪声的接收机硬件引起的分量，并且将补偿信号施加到所述分量信道中的一个，以补偿所估计的DC噪声的接收机硬件引起的分量；以及

估计器控制器，该估计器控制器在操作中联接到所述估计器，并且在操作中用于：

(i)将第一参数计算为所确定的在RF输入信号载波频率和本地生成的参考信号之间存在的偏移频率的反函数；

(ii)将所述第一参数与阈值进行比较；

(iii)如果所述第一参数等于或小于所述阈值，则控制所述估计器来补偿在所述积分时间段上估计的所述DC噪声的接收机硬件引起的分量；

(iv)如果所述第一参数大于所述阈值，则控制所述估计器来停止释放所估计的DC噪声的接收机硬件引起的分量并且使用比所述积分时间段长的第二积分时间段来重新估计所述DC噪声的接收机硬件引起的分量。

2.如权利要求1所述的接收机，其中所述估计器在操作中用于通过下述方式估计所述分量信道之一中存在的所述DC噪声的接收机硬件引起的分量，所述方式是：(i)取得所述分量信道之一中所述输入信号的所述I分量和Q分量中一个分量的值的N个样本的集合；(ii)对为所述N个样本而获得的所述分量信道之一中所述输入信号的所述I分量和Q分量中所述一个分量的值求和；以及(iii)通过使所述和除以所述样本数目N来计算平均值，其中所述接收机进一步包括组合器，该组合器在操作中用于将所述输入信号的所述I分量和Q分量中所述一个分量同调节信号组合，所述调节信号消除了各个信道中存在的所述DC噪声的接收机硬件引起的分量。

3.如权利要求1所述的接收机，进一步包括：

连接到所述输入信号路径的I信道，该I信道包括第一混频器，该第一混频器用于将所述RF输入信号与同相参考信号混频，以在I信道中产生所述输入信号的同相分量(I(t))；以及

连接到所述输入信号路径的Q信道，该Q信道包括第二混频器，该第二混频器(109)用于将所述输入信号与正交相位参考信号混频，以在Q信道中产生所述输入信号的正交相位分量(Q(t))；

其中所述估计器包括：

I信道估计器，用于测量和补偿在所述I信道中存在并且与所述I信道中的所述输入信号的所述I分量相组合的DC噪声的接收机硬件引起的分量；以及

Q信道估计器，用于测量和补偿在所述Q信道中存在并且与所述Q信道中的所述输入信号的所述Q分量相组合的DC噪声的接收机硬件引起的分量。

4.如权利要求3所述的接收机，其中所述I信道估计器和所述Q信道估计器中的每一个在操作中用于在给定的样本集合中取得所述输入信号的所述I分量和Q分量的相同数目的N个样本。

5.如权利要求4所述的接收机，其中所述I信道估计器和所述Q信道估计器中的至少一个的所述估计器在操作中用于在样本集合中取得数目N个样本。

6.如权利要求1所述的接收机，其中所述估计器控制器在操作中用于：

控制由所述估计器使用的积分时间段，用于对所述分量信道之一中所述输入信号的I分量和Q分量中一个分量的值的集合进行采样；以及

其中偏移频率被确定处于包括频率k·f_m的频带内，其中k是零或整数，并且f_m是所述输入信号的调制频率，向所述估计器发出信号，以停止补偿所述DC噪声的接收机硬件引起的分量并且替代地使用比所述积分时间段长的第二积分时间段来重新估计所述DC噪声的接收机硬件引起的分量。

7.如权利要求6所述的接收机，

其中所述第一参数Int的值是由下式给出：

对于N个样本的集合， $\mathrm{Int}=\frac{{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_r\·I_I|}^2+{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_r\·Q_I|}^2}{{[I_r^2+Q_r^2]}^{3/2}}$

其中I_I＝sin(β·sin(2·π·f_m·t))，Q_I＝cos(β·sin(2·π·f_m·t))，其中I_r和Q_r是接收的FM调制信号同相和正交分量，并且其中I_I和Q_I是存储在与给定接收信号的检测器相关联的存储器中的分量值，该给定接收信号具有调制频率f_m和调制指数β。

8.如权利要求7所述的接收机，其中所述估计器控制器在操作中用于，如果所述第一参数大于所述阈值，则在增加的积分时间之后重新计算所述第一参数的值。

9.如权利要求3所述的接收机，进一步包括：

用于产生所述同相参考信号的本地振荡器；和连接到所述本地振荡器的移相器，用于使所述同相参考信号的相位移位，以产生所述正交相位参考信号；以及，频率设定器，用于设定所述本地振荡器产生的所述同相参考信号的频率，所述频率设定器在操作中用于改变所述同相参考信号的频率；以及

所述估计器控制器在操作中联接到所述频率设定器，并且在操作中用于作为所确定的在所述RF输入信号载波频率和所述同相参考信号之间存在的偏移频率的反函数来计算所述第一参数，其中偏移频率被确定处于包括频率k·f_m的频带内，其中k是零或整数，而f_m是所述输入信号的调制频率，并且所述估计器控制器在操作中用于向所述频率设定器发出信号，以使所述同相参考频率移位到所述频带外的频率。

10.如权利要求9所述的接收机，其中：

所述第一参数Int的值由下式给出：

对于N个样本的集合， $\mathrm{Int}=\frac{{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_r\·I_I|}^2+{|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_r\·Q_I|}^2}{{[I_r^2+Q_r^2]}^{3/2}}$

其中I_I＝sin(β·sin(2·π·f_m·t))，且Q_I＝cos(β·sin(2·π·f_m·t))，其中I_r和Q_r是接收的FM调制信号的同相和正交分量，并且其中I_I和Q_I是存储在与给定接收信号的所述估计器控制器相关联的存储器中的分量值，该给定接收信号具有调制频率f_m和调制指数β；

所述频率设定器在操作中用于，响应于来自所述估计器控制器的信号的接收，使所述同相参考频率改变下述的量：所述的量等于所述频率f_m值的一半；以及

所述估计器控制器在操作中用于，在由所述估计器控制器使用的进一步积分时间达到预定的最大值时，向所述频率设定器发出信号，以改变所述同相参考频率。

11.如权利要求1所述的接收机，其中，所述估计器控制器在操作中用于在越来越长的积分时间段上迭代地停止释放所估计的DC噪声的接收机硬件引起的分量，以补偿所述DC噪声的接收机硬件引起的分量并且使用越来越长的积分时间段来重新估计所述DC噪声的接收机硬件引起的分量，直到确定重新计算的所述第一参数等于或小于所述阈值。