JP2013168912A - デジタル通信方式及び無線機 - Google Patents
デジタル通信方式及び無線機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013168912A JP2013168912A JP2012047292A JP2012047292A JP2013168912A JP 2013168912 A JP2013168912 A JP 2013168912A JP 2012047292 A JP2012047292 A JP 2012047292A JP 2012047292 A JP2012047292 A JP 2012047292A JP 2013168912 A JP2013168912 A JP 2013168912A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- circuit
- amplitude
- output
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- Y02B60/50—
Landscapes
- Transmitters (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
【課題】デジタル通信方式及び無線機において、周波数利用効率及び電力利用効率を大幅に改善する。
【解決手段】伝送すべきデジタル情報データを多値のデジタルデータに変換し、さらに、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と、前記基準信号間に多値のデジタルデータを表現する複数のデータ信号とから構成されるデジタル信号を発生し、前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を送信し、受信側では、ピーク検波して振幅のピーク値を所定の振幅値以下として、復調回路に同期検波回路を使用し、再度ピーク検波して振幅のピーク値を所定の振幅値にして、その復調出力のエンベロープ波形において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定して、デジタル情報データに復号する。
【選択図】図2
【解決手段】伝送すべきデジタル情報データを多値のデジタルデータに変換し、さらに、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と、前記基準信号間に多値のデジタルデータを表現する複数のデータ信号とから構成されるデジタル信号を発生し、前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を送信し、受信側では、ピーク検波して振幅のピーク値を所定の振幅値以下として、復調回路に同期検波回路を使用し、再度ピーク検波して振幅のピーク値を所定の振幅値にして、その復調出力のエンベロープ波形において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定して、デジタル情報データに復号する。
【選択図】図2
Description
本発明は、デジタル情報データを送受信する通信方式及びそのための無線機に関する。
現在、使用できる無線用周波数に空きが殆どないため、周波数利用効率の改善及び緩衝用無線周波数帯での使用が可能な無線機の開発の必要性が非常に大きくなっている。現行のデジタル通信方式において、周波数利用効率の高い方式は、一般に多値QAM(直交振幅変調)等の多値デジタル変調方式が多いが、この方式の基本的な変調方式は周波数又は位相変調方式であるので、周波数利用効率及び電力利用効率は十分でない。そこで、周波数利用効率が高く、電力利用効率の良い単側帯波方式の使用が考えられるが、振幅変調方式であるため、雑音及びフェージングによる影響が大きいという問題点があった。そこで、本発明者等は、これらを改善して大幅に周波数利用効率及び電力利用効率を改善した無線通信方式及び無線機を既に提案しているが、雑音に対しての対策が十分でない、(例えば、特許文献1、特許文献2、特許文献3、特許文献4、参照)搬送波周波数の設定が困難であり、回路が大きい、(特許文献5参照)及び復調精度が不十分(特許文献6参照)という欠点があった。
特開2002−141959 特開2003−188744 特開2007−116644 特開2009−278602 特開2010−283796 特願2010−136577
本発明者が既に提案している特願2010−136577においては、振幅を測定するのに、復調出力をエンベロープ検波して出力しているので、データ速度が速い場合、復調精度が不十分になるという問題点があった。
本考案においては、復調出力の一部を振幅・位相を調整して乗算回路に入力して、復調出力との差を得ることにより、受信入力のエンベロープ波形を出力するようにした。
請求項1のデジタル通信方式及び無線機においては、送信側で、伝送すべきデジタル情報データを多値のデジタルデータに変換し、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を発生させる。
そして、前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を、信号の幅をτとしたとき、τを周期と周波数f(=1/τ)を通過帯域幅とするろ波回路を通して、直接又は周波数変換して送信する。
受信側において、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する。
前記中間周波増幅器の出力を同期検波回路に入力し、前記同期検波回路の出力をろ波回路を介して増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する。
前記増幅器の出力の一部を乗算回路に入力し、さらに前記増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、その出力をろ波回路に入力する。
前記ろ波回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定してデジタル情報データを出力することを特徴としている。
そして、前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を、信号の幅をτとしたとき、τを周期と周波数f(=1/τ)を通過帯域幅とするろ波回路を通して、直接又は周波数変換して送信する。
受信側において、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する。
前記中間周波増幅器の出力を同期検波回路に入力し、前記同期検波回路の出力をろ波回路を介して増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する。
前記増幅器の出力の一部を乗算回路に入力し、さらに前記増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、その出力をろ波回路に入力する。
前記ろ波回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定してデジタル情報データを出力することを特徴としている。
請求項2のデジタル通信方式及び無線機においては、変調回路の直線性及びろ波回路の振幅特性が不十分の場合、出力の振幅値に差が生じるため、これを確実に補正出来るように、デジタル信号による前記搬送波の振幅の減衰量を、一つの基準信号から次の基準信号までの間のデータ信号を一つのグループとして、各データ信号のデジタル値の組み合わせで表現し、その各データ信号のデジタル値の組み合わせによる送信側出力のエンベロープ波形の前記基準信号間の波形が、前もって定められた波形になるように設定し、
受信側では、乗算回路の出力において、 ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記基準信号間のエンベロープ波形を特定し、前記エンベロープ波形の信号を多値のデジタルデータ群に変換してデジタル情報データを出力することを特徴としている。
受信側では、乗算回路の出力において、 ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記基準信号間のエンベロープ波形を特定し、前記エンベロープ波形の信号を多値のデジタルデータ群に変換してデジタル情報データを出力することを特徴としている。
本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されているような効果を奏する。
振幅値の測定に使用するエンベロープ波形は、復調出力の一部をろ波回路を介して乗算回路に入力し、さらに前記復調出力の一部を振幅位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力して、前記乗算回路の出力として得られる。
従って、精度の高いエンベロープ波形が得られるので、復調精度は非常に高くなる。
従って、精度の高いエンベロープ波形が得られるので、復調精度は非常に高くなる。
同期検波回路を含めて乗算回路が2段接続されていて、雑音等の不要波を大きく除去できるので、実質S/Nを大幅に高くすることができる。従って、受信入力が微弱でも、ビット誤り率を従来のデジタル無線機に比べて大きく改善できるともに、雑音等の不要波からの干渉に強くなるので、混信にも強くすることができる効果がある。
雑音、フェージング等により、信号の振幅は変化するが、同期検波回路及び乗算回路によって雑音分を削除した後、3つの増幅回路段の自動利得制御(AGC)によって、基準信号の振幅を復元することができる。
完全に復元できなくとも、振幅の測定は、直前の基準信号の振幅値を基準として測定でき、基準信号間の長さは、フェージング及び雑音の振幅の変化の周期の長さに比べて充分短く設定することができるので、雑音及びフェージングの影響を大きく改善できる効果がある。さらに、フェージングの影響においては、ダイバーシチアンテナの使用等により深い落ち込みを除去すれば、ほとんど影響なくなるという効果がある。
完全に復元できなくとも、振幅の測定は、直前の基準信号の振幅値を基準として測定でき、基準信号間の長さは、フェージング及び雑音の振幅の変化の周期の長さに比べて充分短く設定することができるので、雑音及びフェージングの影響を大きく改善できる効果がある。さらに、フェージングの影響においては、ダイバーシチアンテナの使用等により深い落ち込みを除去すれば、ほとんど影響なくなるという効果がある。
送信側の帯域通過ろ波回路の振幅特性と増幅回路の直線性が不十分である場合、基準信号から次の基準信号までの間のデータ信号を、一つのグループとして送信側出力のエンベロープ波形が所定の波形になるように各データ信号の振幅値を設定すれば、前記帯域通過ろ波回路及び増幅回路によって生じる振幅値の誤差を、無視できる程度まで小さくできる。さらに、前記[0011]により、雑音及びフェージングの影響を無視できる程度まで小さく出来るので、デジタルデータの大きな多値化が出来る効果がある。
帯域外電力の周波数は一定であり、帯域内に近接していないので、帯域外周波数を大幅に減衰できる。従って、同一ゾーン内で隣接チャネルを使用できる効果がある。
また、混信にも強くなっているので、緩衝用周波数帯においても使用できるという効果がある。
また、混信にも強くなっているので、緩衝用周波数帯においても使用できるという効果がある。
前記の効果と、通過帯域幅を所定のデータを伝送するに要する幅として最小に設定しており、データ信号の多値数も最大に設定することが可能であるので、全ての周波数帯において、周波数利用効率及び電力利用効率は最大となる効果がある。また、単側帯波通信方式を使用している短波帯においては、音声のデジタル化が可能となるとともに、通信の質の向上及び高速データの伝送が可能となり、さらに、地球の裏側との通信も中継器無しで容易となる効果がある。
基準信号の周期を搬送波に同期させると、受信側局部発振回路の安定度を下げることができる。
図1は、本発明の送信側無線機の全体構成を示す図であり、図3は送信側無線機各部の出力波形を示す図である。
図1において、シンセサイザ回路11は、本発明のデジタル無線機の送信動作に必要なデータ信号の幅(1/f1)、搬送波f2、及び局部発振波f3を共通の発信源から発生させる。
制御回路12には、シンセサイザ回路11からデータ信号の幅(1/f1)を決定する周波数f1が入力される。また、デジタル情報データが入力されて、前記データを多値(実施例では32)のデジタルデータに変換する。実施例では図3(a)の左から5個毎に、多値のデータ「1」「30」「20」に変換する。実施例では図3(b)となる。そして、指定された基準信号間のデータ信号の数(k−1)(実施例では3)から、各データ信号をグループ分けし、各グループのデータ信号の多値数から、送信出力のエンベロープ波形がそれぞれのグループに設定された波形になるように、各データ信号の減衰量を決定する。 それら信号を周波数特性が平坦な可変減衰器13に入力する。
可変減衰回路13においては、制御回路12からの信号により、搬送波f2の振幅をデジタル信号の各データ信号において、基準信号を基準として所定の量を減衰させる。その出力波形は図3(c)となる。
ここで、搬送波をV0COS(2πf0t+θ)、変調波をkACOS(2πfpt+ψ)とすると、単側帯波は、1/2・mV0COS{2π(f0±fp)t+θ+ψ}となる。
ただし、mは変調度(=kA/V0)であり,kは変調の係数である。
前記単側帯波の振幅値には、変調波の周波数に関係ないことが分かる。従って、振幅によってのみ信号を伝送する場合は、変調周波数は限定されない。
ここで、本案の搬送波は、VcCOS(2πfc+ρ)で表わされるから、f0±fpをfcに置き換え、Vcを信号によって変化させれば、単側帯波通信方式と同じになり、変調成分のみを伝送できることになり、周波数利用効率及び電力利用効率も単側帯波通信方式と同じになる。
当然ながら、本実施例では搬送波をデジタル信号で基準信号を基準として直接減衰させているが、前記デジタル信号で変調波を基準信号を基準として減衰させて、搬送波を振幅変調して、単側帯波として送信しても良い。
そして変調分は、周波数変換しても変化しないので、受信側にて周波数変換及び同期検波後エンベロープ波形を出力して、その振幅を測定することによって信号の復号が可能となる。
ただし、mは変調度(=kA/V0)であり,kは変調の係数である。
前記単側帯波の振幅値には、変調波の周波数に関係ないことが分かる。従って、振幅によってのみ信号を伝送する場合は、変調周波数は限定されない。
ここで、本案の搬送波は、VcCOS(2πfc+ρ)で表わされるから、f0±fpをfcに置き換え、Vcを信号によって変化させれば、単側帯波通信方式と同じになり、変調成分のみを伝送できることになり、周波数利用効率及び電力利用効率も単側帯波通信方式と同じになる。
当然ながら、本実施例では搬送波をデジタル信号で基準信号を基準として直接減衰させているが、前記デジタル信号で変調波を基準信号を基準として減衰させて、搬送波を振幅変調して、単側帯波として送信しても良い。
そして変調分は、周波数変換しても変化しないので、受信側にて周波数変換及び同期検波後エンベロープ波形を出力して、その振幅を測定することによって信号の復号が可能となる。
帯域通過ろ波回路16の通過帯域幅はf1で、前記可変減衰回路13で、減衰量の変化時に発生する搬送波f2の高調波成分及び信号波成分の高調波分を削除する。出力波形は、図3の(d)となる。この出力波形は、単側帯波の場合と同等となっている。
前記出力は、送信混合回路18で局部発振周波数f3と混合されてシフトアップされ、周波数はf3+f2となる。前記送信混合回路18の出力は、帯域通過ろ波回路19でろ波されて高周波増幅回路19に入力される。高周波増幅回路19で増幅されて、帯域通過ろ波回路20に入力される。帯域通過ろ波回路20でろ波され、さらに送信電力増幅回21で増幅され、空中線同調回路22を経て、空中線23から送信される。
図2は、本発明の実施の形態に係る受信側無線機の全体構成を示す図で、図4は、前記受信側無線機各回路の出力波形を示す図である。
受信側においては、前記送信波[図3(d)]を受信し、中間周波数f3+f2−f4に変換した後、自動利得制御回路40にて中間周波数回路38の出力のピーク値を一定とし、その出力を同期検波回路41に入力する。前記同期検波回路の出力f6=f3+f2−f4−f5を帯域通過ろ波回路42に入力し、その出力を増幅回路43に入力する。更に自動利得制御回路45にて増幅回路43の出力のピーク値を所定の値に増幅する。その出力を乗算回路48と帯域フィルタ46に入力する。
前記帯域フィルタ46の出力は、振幅・位相調整回路47を介して前記乗算回路に入力する。
前記乗算回路48から低域ろ波回路49を経てエンベロープ波形が出力され、前記エンベロープ波形において、基準信号のピーク値とデータ信号の所定の点との値を比較して、前記データ信号の多値数を特定するか、基準信号間のエンベロープ波形を特定し、その波形からデジタル情報データを特定して出力する。
前記帯域フィルタ46の出力は、振幅・位相調整回路47を介して前記乗算回路に入力する。
前記乗算回路48から低域ろ波回路49を経てエンベロープ波形が出力され、前記エンベロープ波形において、基準信号のピーク値とデータ信号の所定の点との値を比較して、前記データ信号の多値数を特定するか、基準信号間のエンベロープ波形を特定し、その波形からデジタル情報データを特定して出力する。
ここで、図2、図4を参照して、受信側の受信動作の詳細を説明する。
図2において、送信側の無線機から送信された送信波{図3の(d)}がアンテナ31に入力される。
前記アンテナ31からの出力は、帯域通過ろ波回路32、高周波増幅回路33及び帯域通過ろ波回路34を経て混合回路35に入力される。混合回路35ではこの入力された信号とシンセサイザ回路37からの局部発振周波数f4とが混合され、帯域通過ろ波回路36を介して中間周波数信号f3+f2−f4が得られる。
中間周波数信号は、中間周波増幅回路38で増幅される。さらに、その出力は、ピーク検波回路39に入力されてその出力が利得制御回路40に入力される。
利得制御回路40は、中間周波増幅回路38の出力のピーク値が所定値となるように制御する。
この場合、雑音等の妨害波の振幅の変化は、基準信号の振幅の変化より十分遅いので、前記中間周波増幅回路38の出力のピークは、基準信号時に生じる。従って、前記ピークは全て基準信号時となる。ここでは、信号入力と雑音等の妨害波入力との総和が一定となるため、変化分だけ信号入力と雑音等の妨害波入力が逆方向に変化する。例えば、S/Nが1の場合、信号入力と雑音等の妨害波入力それぞれが1/2になる。
この場合、雑音等の妨害波の振幅の変化は、基準信号の振幅の変化より十分遅いので、前記中間周波増幅回路38の出力のピークは、基準信号時に生じる。従って、前記ピークは全て基準信号時となる。ここでは、信号入力と雑音等の妨害波入力との総和が一定となるため、変化分だけ信号入力と雑音等の妨害波入力が逆方向に変化する。例えば、S/Nが1の場合、信号入力と雑音等の妨害波入力それぞれが1/2になる。
中間周波増幅回路38の出力は、同期検波回路41を介して帯域通過ろ波回路42に入力される。前記帯域通過ろ波回路42よって信号分f6=f3+f2−f4−f5が抽出され、同期のとれない雑音等の妨害波は、除去される。
雑音が多い場合{図4(d)に示す}、前記帯域通過ろ波回路42の出力は、図4(d)に示すように雑音の多いところの信号分の振幅は減少する。これは、後段の増幅回路43,ピーク検波回路44及び利得制御回路45によって補償され、図4(e)に示すように、図4(a)と同様にピーク値が一定となる。これは、雑音成分が除去されたことを意味する。
増幅回路43の出力の一部は、乗算回路48に入力される。
増幅回路43の出力の一部は、帯域通過ろ波回路46に入力される。前記帯域通過ろ波回路の通過帯域幅は、可能の限り狭くする。少なくともf1/4より狭くする。これにより、振幅の変化を小さくし、その変化の周期を長くして、振幅値を一定とするのを容易にしている。
増幅回路43の出力は、振幅の変化が非常に大きく、その周期は非常に短い。そのなかで、周期の短いf1/2及びf1/4の成分のレベルが大きいので、帯域通過ろ波回路46の通過帯域幅をf1/4より狭くすることにより、これらを取り除けば、振幅の変化を小さくし、その変化の周期を長くすることができる。帯域通過ろ波回路46の通過帯域幅をf1/2より十分狭くすると、帯域通過ろ波回路46の出力の振幅は一定となり、振幅・位相調整回路47での振幅一定化は不要となる。通常の振幅変調波であると、変調波によって搬送波周波数が変化するが、本案では、信号の如何にかかわらず搬送周波数が一定であるので本手法が可能となる。
増幅回路43の出力は、振幅の変化が非常に大きく、その周期は非常に短い。そのなかで、周期の短いf1/2及びf1/4の成分のレベルが大きいので、帯域通過ろ波回路46の通過帯域幅をf1/4より狭くすることにより、これらを取り除けば、振幅の変化を小さくし、その変化の周期を長くすることができる。帯域通過ろ波回路46の通過帯域幅をf1/2より十分狭くすると、帯域通過ろ波回路46の出力の振幅は一定となり、振幅・位相調整回路47での振幅一定化は不要となる。通常の振幅変調波であると、変調波によって搬送波周波数が変化するが、本案では、信号の如何にかかわらず搬送周波数が一定であるので本手法が可能となる。
帯域通過ろ波回路46の出力は、振幅・位相調整回路47に入力され、振幅はAGC回路等により一定値に、位相は増幅回路43の出力と同一となるように調整される。帯域通過ろ波回路46の出力に雑音等の不要波が無視できない場合は、振幅調整にシンセサイザ回路を使用しても良い。
振幅・位相調性回路47の出力は、乗算回路48に入力される。乗算回路48では増幅回路43の出力と振幅・位相調整回路47の出力とを乗算する。
乗算回路48の出力は、低域通過ろ波回路49に入力される。低域通過ろ波回路49において、増幅回路43の出力と振幅・位相調整回路47の出力との差を取り出す。その出力が受信入力のエンベロープ波形となる。
低域通過ろ波回路49の出力は、増幅回路50に入力される。増幅回路50の出力は、振幅測定回路53及びピーク検波回路51に入力される。ピーク検波回路51の出力が利得制御回路52に入力される。利得制御回路52は、増幅回路50の出力のピーク値を所定値になるように制御する。
前記を数式を使用して説明する。
増幅回路43の出力をV1f(t)COSωrtとすれば、振幅・位相調整回路の出力は、振幅一定化され、位相が前記増幅回路43の出力に合わせられるので、V2COSωrtとなる。
乗算回路48では、前記二つの入力が乗算されて下記となる。
V1f(t)COSωrt×V2COSωrt=V1V2f(t)+V1V2f(t)COS2ωrt
低域通過ろ波回路49によりV1V2f(t)を取り出して、増幅回路50で増幅して求める精度の良いエンベロープ波形Vrf(t)が得られる。
増幅回路43の出力をV1f(t)COSωrtとすれば、振幅・位相調整回路の出力は、振幅一定化され、位相が前記増幅回路43の出力に合わせられるので、V2COSωrtとなる。
乗算回路48では、前記二つの入力が乗算されて下記となる。
V1f(t)COSωrt×V2COSωrt=V1V2f(t)+V1V2f(t)COS2ωrt
低域通過ろ波回路49によりV1V2f(t)を取り出して、増幅回路50で増幅して求める精度の良いエンベロープ波形Vrf(t)が得られる。
振幅測定回路53においては、増幅回路50から入力された基準信号の振幅値(ピーク値)を基準値として設定し、指定された箇所{図4の(c)の↓の点}で、その基準値との差を測定して、その基準信号とその次の基準信号間の波形を特定し、その波形を示す信号を復号回路54に出力する。
復号回路54においては、振幅測定回路53からの波形を示す信号により、その信号に対応するデジタルデータ群を特定し、デジタル情報データを出力する。
図1において、搬送波を480kHz、通過帯域幅を5kHz、基準信号とデータ信号の幅を1/4.8k秒、基準信号間のデータ信号の数を3(k=4の場合)及び多値数を32の場合は、伝送量は4.8×5×3÷4=18kbpsとなる。
前記は、実施例の場合で、説明用の設定であるが、本発明においての標準的な設定はk=8、多値数=64の場合で、伝送量は4.8×6×7÷8=25.2kbpsとなる。
現行の方式では、FMまたはPM方式の場合6kbps程度であるので、本方式では周波数利用効率が約4倍改善されることになる。
伝送量、周波数利用効率は、多値数の極限及び他の周波数利用効率の改善案との併用等によってさらに大きくなるが、伝送量、周波数利用効率の最大値は、今後の課題である。
現行の方式では、FMまたはPM方式の場合6kbps程度であるので、本方式では周波数利用効率が約4倍改善されることになる。
伝送量、周波数利用効率は、多値数の極限及び他の周波数利用効率の改善案との併用等によってさらに大きくなるが、伝送量、周波数利用効率の最大値は、今後の課題である。
通過帯域幅3kHzの場合は、12.6kbpsとなる。
現行の方式では、SSB方式の場合では3kbps程度であるので、この場合においても本方式では周波数利用効率が約4倍改善されることになる。
現行の方式では、SSB方式の場合では3kbps程度であるので、この場合においても本方式では周波数利用効率が約4倍改善されることになる。
本発明のデジタル通信方式及び無線機は、基本的な変復調方式であるので、ラジコンから放送機器・通信機器までの短波帯以上の大部分の無線通信方式及び無線機に利用することができる。
11,37 シンセサイザ回路
12 制御回路
13 可変減衰回路
16、20、32、34、36、42、46 帯域通過ろ波回路
17、19、33 高周波増幅回路
18、35 混合回路
21 送信電力増幅回路
22 空中線同調回路
23、31 空中線
38 中間周波増幅回路
39、44、51 ピーク検波回路
40、45、52 利得制御回路
41 同期検波回路
43、50 増幅回路
47 振幅位相調整回路
48 乗算回路
48 低域通過ろ波回路
53 振幅測定回路
54 復号回路
12 制御回路
13 可変減衰回路
16、20、32、34、36、42、46 帯域通過ろ波回路
17、19、33 高周波増幅回路
18、35 混合回路
21 送信電力増幅回路
22 空中線同調回路
23、31 空中線
38 中間周波増幅回路
39、44、51 ピーク検波回路
40、45、52 利得制御回路
41 同期検波回路
43、50 増幅回路
47 振幅位相調整回路
48 乗算回路
48 低域通過ろ波回路
53 振幅測定回路
54 復号回路
Claims (2)
- 送信側において、伝送すべきデジタル情報データを多値のデジタルデータに変換する手段と
所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と、前記基準信号と同一の幅で多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を発生する手段を有し、
前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を、各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数f(=1/τ)を通過帯域幅とするろ波回路を通して、直接又は周波数変換して送信し、
受信側において、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する自動利得制御手段を有し、
前記中間周波増幅器の出力を同期検波回路に入力し、前記同期検波回路の出力をろ波回路を介して増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する自動利得制御手段を有し、
前記増幅器の出力の一部を乗算回路に入力し、さらに前記増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、その出力をろ波回路に入力する手段を有し、
前記ろ波回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定してデジタル情報データを出力することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。 - 請求項1のデジタル通信方式及び無線機において、基準信号間の信号を一つのグループとして、送信側出力のエンベロープ波形が、所定の波形になるように、各信号における搬送波の振幅値の減衰量を設定し、
受信側では、乗算回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記基準信号間のエンベロープ波形を特定し、前記エンベロープ波形の信号を多値のデジタルデータ群に変換してデジタル情報データを出力することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012047292A JP2013168912A (ja) | 2012-02-15 | 2012-02-15 | デジタル通信方式及び無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012047292A JP2013168912A (ja) | 2012-02-15 | 2012-02-15 | デジタル通信方式及び無線機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013168912A true JP2013168912A (ja) | 2013-08-29 |
Family
ID=49178972
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012047292A Pending JP2013168912A (ja) | 2012-02-15 | 2012-02-15 | デジタル通信方式及び無線機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2013168912A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111726047A (zh) * | 2020-06-29 | 2020-09-29 | 德尔福科技(苏州)有限公司 | 一种适用于电机控制的旋转变压器软件解码方法 |
-
2012
- 2012-02-15 JP JP2012047292A patent/JP2013168912A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111726047A (zh) * | 2020-06-29 | 2020-09-29 | 德尔福科技(苏州)有限公司 | 一种适用于电机控制的旋转变压器软件解码方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10742462B2 (en) | BPSK demodulation | |
EP3092763B1 (en) | Combined amplitude-time modulation and phase modulation | |
JP3493414B2 (ja) | 無線情報伝送のための方法 | |
US8965290B2 (en) | Amplitude enhanced frequency modulation | |
US20060114969A1 (en) | Data transmission device using SAW filters | |
CN105703784B (zh) | 谐波杂散抑制的方法和设备接收机 | |
US9106485B1 (en) | System and method for FSK demodulation | |
CN104483682B (zh) | S波段统一测控***及其侧音提取模块和测距音转发方法 | |
JP2013168912A (ja) | デジタル通信方式及び無線機 | |
JP4918710B2 (ja) | Ssb無線通信方式及び無線機 | |
RU2674923C1 (ru) | Способ передачи данных через воздушный зазор с использованием индуктивно связанных контуров, возбуждаемых остроугольным импульсом, и устройство для его осуществления | |
WO2014103267A1 (ja) | 受信装置及び復調方法 | |
US10044547B2 (en) | Digital code recovery with preamble | |
US9941862B2 (en) | Filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals | |
JP2011250382A (ja) | デジタル通信方式及び無線機 | |
JP2013243634A (ja) | スペクトル拡散変調・復調方式及び無線機 | |
KR102438128B1 (ko) | 통신 채널 잡음 및 간섭을 디지털로 특성화하기 위한 장치 및 방법 | |
JP2003023468A (ja) | ディジタル変調器 | |
JP2009278602A (ja) | デジタル通信方式及び無線機 | |
JP2015159466A (ja) | 受信装置及び復調方法 | |
US12009954B2 (en) | Device and method for decoding data from wireless signals | |
JP2010283796A (ja) | デジタル通信方式及び無線機 | |
WO2014132310A1 (ja) | 受信装置および復調方法 | |
RU105099U1 (ru) | Радиостанция | |
JP3594921B2 (ja) | 振幅変調信号受信回路 |