CN100484115C - 在ofdm移动通信***中进行信道估计的***和方法 - Google Patents

Abstract

在一个移动通信***中，发送器包括第一发送天线和第二发送天线，并且第一和第二发送天线通过至少一个奇载波和至少一个偶载波发送信号。发送器决定将被用于接收器的初始信道估计的第一码元和第二码元，以预置时间利用预置发送分集方式编码第一码元和第二码元，并通过所述第一发送天线和第二发送天线的奇载波和偶载波将编码的第一和第二码元发送到接收器。接收器在预置周期接收信号，估计第一发送天线的奇载波的信道频率响应和第二发送天线的偶载波的信道频率响应，并且用估计的信道频率响应估计第一发送天线的偶载波的信道频率响应和第二发送天线的奇载波的信道频率响应。

Description

在OFDM移动通信***中进行信道估计的***和方法

技术领域

本发明一般涉及一种使用正交频分复用(OFDM)方式的移动通信***，特别涉及用于自适应估计信道状况的***和方法。

背景技术

最近开发的用于在一个有线/无线信道中进行高速数据传输的OFDM方式使用多重载波传输数据，是在发送之前用多个副载波或子信道并行转换一个串行输入码元流并调制该并行转换了的码元的多载波调制(MCM)方式之一。采用MCM方式的***首先在1950年代晚期被用于军事高频(HF)无线电装置，而将多个正交的副载波重叠的OFDM方式从1970年代开始开发。由于难以在多重载波之间实现正交调制，OFDM方式几乎不能应用于实际***。然而，由于Weinstein等人(Weinstein，S.B and EbertP.M.，“DataTransmission by Frequency Division Multiplexing Using the Discrete FourierTransform”，IEEE Trans.Communication，vol.COM-19，pp.628-634，Oct.1971)在1971年宣布使用离散傅立叶变换(DFT)可有效地进行OFDM的调制/解调，涉及OFDM方式的技术迅速发展。

由于使用保护间隔和***循环首标保护间隔的技术被更广泛的采用，多路径现象和延迟传播对***的负面影响已经明显减少。因此，OFDM方式正被广泛应用于数字传输技术，例如数据音频广播(DAB)、数字电视(DTV)、无线局域网(WLAN)、无线异步传送方式(WATM)以及固定宽带无线接入(固定BWA)。

由于其硬件的复杂性，在过去不能广泛使用的OFDM方式现在则由于包括快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT)的各种数字信号处理技术的最新发展而可以实现。OFDM方式尽管与传统的频分复用(FDM)方式相近，但在传输时在多重副载波之间保持正交性，因而在高速数据传输期间确保最佳的传输效率。另外，OFDM方式具有高频率效率，并且对多路径衰减健壮，因而在高速数据传输期间可保证最佳的传输效率。而且，因为OFDM方式将频谱重叠，所以它具有高频率效率，对频率选择性衰减和多路径衰减健壮，通过使用一个保护间隔可降低码元间干扰(ISI)，可以简化均衡器的硬件结构，并且对脉冲噪声健壮。因此，OFDM方式趋于被普遍用在通信***中。

尽管如上所述的OFDM方式对频率选择性衰减健壮，但其性能是有限制的。一种被提出以用于克服性能限制的改进方式是多天线方式。一般地，支持射频数据服务的接收器在尺寸和功耗上有限制。因此，在接收器中安装多个天线是不可取的。由于这些原因，现在开发了一种发送分集方式，它是在一个具有较良好环境的发送器中安装多个发送天线，从而有助于降低接收器的复杂性和阻止性能恶化。

在迄今为止开发的许多发送分集方式中，时空码(STC)方式和空间频率码(SFC)方式具有较少的运算量和较低的复杂性。另外，OFDM方式是可以应用SFC和STC方式的最合适的通信方式，并且它可以迅速传送大量的信息，同时克服多路径现象并使频带损失最小。因此，OFDM方式被普遍使用。特别是当使用STC和SFC方式时，OFDM移动通信***在信道估计方面带来性能的提高。现在对使用STC方式和SFC方式时的信道估计操作进行说明。

在说明STC和SFC方式之前，假设在一个OFDM移动通信***中，一个发送器使用两个发送天线：第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2，而一个接收器使用一个接收天线Rx.ANT。在第1码元周期通过第k副载波接收的OFDM信号r[l，k]由如下的等式(1)进行DFT变换：

$r[l,k]=\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i[l,k]x_i[l,k]+n[l,k],k=\mathrm{0,1},...,N-1\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

在等式(1)中，N表示在OFDM移动通信***中的副载波的数目，h_i[l，k]表示在第l码元周期第k副载波的信道频率响应。x_i[l，k]表示经由第i发送天线Tx.ANTi发送的发送码元，而n[l，k]表示噪声。

图1示意性表示一个传统STC结构。在说明图1之前应指出，STC方式是在一篇名为“A Simple Transmit diversity Technique For WirelessCommunications，”的参考文献中由S.Alamouti提出(见IEEE J.Select.AreasCommun.，vol.16，no.8，1451-1458，Oct.1998)并披露的。另外，在图1中假设，在一个发送器中，信号经由第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2这两个发送天线发送。按照图1，当一个码元s₀s₁被提供给一个STC编码器(未图示)时，STC编码器按STC方式对输入的码元s₀s₁进行编码，并生成如下表1所示的输出码元(s₀，s₁)和(-s₁ ^*，s₀ ^*)。

表1

 

	Tx.ANT1	Tx.ANT2
			t	S<sub>0</sub>	S<sub>1</sub>
t+T	-S<sub>1</sub><sup>*</sup>	S<sub>0</sub><sup>*</sup>

在表1中，t表示一特殊时刻，t+T表示从特殊时刻t经过时间T的时刻。即，在特殊时刻t(第1码元周期)，s₀经由第一发送天线Tx.ANT1发送而s₁经由第二发送天线Tx.ANT2发送，而在时刻t+T(第(1+1)码元周期)，-s₁ ^*经由第一发送天线Tx.ANT1发送而s₀ ^*经由第二发送天线Tx.ANT2发送。

经由第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2发送的信号经历射频信道环境。在由S.Alamouti提出的名为“A Simple Transmit diversityTechnique For Wireless Communications”的参考文献中，通过假设两个连续码元之间的信道频率响应保持不变来进行信道估计。即，因为两个连续码元之间的信道频率响应的恒定不变代表信道频率响应的一致，信道频率响应之间的关系在等式(2)中表示为：

h_i[k]≡h_i[l，k]＝h_i[1+1，k]，i＝0，1，k＝0，1…，N-1     ……(2)

因此，由信道信息估计的在数据周期的数据码元由等式(3)表示：

$s_0=\frac{h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$s_1=\frac{h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

在等式(3)中，r₀≡r[l，k]，r₁≡r[1+1，k]，h₀≡h₀[k]，h₁≡h₁[k]。

另外，用先前已知的一个发送/接收周期中的训练码元或解码的数据码元获得的信道估计结果由等式(4)表示：

$h_0=\frac{r_0{s}_0^{*}-r_1{s}_1}{2}$

$h_1=\frac{r_0{s}_1^{*}+r_1{s}_0}{2}\·\·\·\·\·\·\left(4\right)$

在等式(4)中，假设信号功率标准化为1。

图2示意性表示一个传统SFC结构。在说明图2之前应指出，SFC方式是在一篇名为“Asymptotic Performance Of Transmit diversity Via OFDM ForMultipath Channels”的参考文献中由N.Ahmed和R.Baraniuk提出(见IEEEGlobecom，2002)并披露的。另外，在图2中假设，在一个发送器中，信号经由第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2这两个发送天线发送。按照图2，当一个码元s₀s₁被提供给一个SFC编码器(未图示)时，SFC编码器按SFC方式对输入的码元s₀s₁进行编码，并生成如下表2所示的输出码元(s₀，s₁)和(-s₁ ^*，s₀ ^*)。

表2

 

	Tx.ANT1	Tx.ANT2
			f<sub>1</sub>	S<sub>0</sub>	S<sub>1</sub>
f<sub>2</sub>	-S<sub>1</sub><sup>*</sup>	S<sub>0</sub><sup>*</sup>

在表2中，f₁表示一特殊副载波，f₂表示不同于f₁的另一副载波。即，在同一期间，例如在第1码元周期，在副载波f₁上s₀经由第一发送天线Tx.ANT1发送而s₁经由第二发送天线Tx.ANT2发送，而在副载波f₂上，-s₁ ^*经由第一发送天线Tx.ANT1发送而s₀ ^*经由第二发送天线Tx.ANT2发送。

经由第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2发送的信号经历射频信道环境。在由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的名为“AsymptoticPerformance Of Transmit diversity Via OFDM For Multipath Channels”的参考文献中，通过假设两个连续副载波之间的信道频率响应保持不变来进行信道估计。即，因为两个连续副载波之间的信道频率响应的恒定不变代表信道频率响应的一致，信道频率响应之间的关系在等式(5)中表示为：

h_i[m]≡h_i[1，2m]＝h_i[1，2m+1]，i＝0，1，m＝0，1，…，N/2-1    ……(5)

因此，由等式(1)和等式(3)，在第1码元周期中的两个相邻副载波的接收信号在等式(3)中表示为：

r₀＝h₀s₀+h₁s₁+n₀

r₁＝-h₀s₁ ^*+h₁s₀ ^*+n₁      ……(6)

在等式(6)中，r₀≈r[1，2m]，r₁≈r[1，2m+1]，h₀≈h₀[m]，h₁≈h₁[m]，n₀≈n[1，2m]，n₁≈n[1，2m+1]。另外，由等式(6)可获得下面的等式(7)给出的结果。

$s_0=\frac{h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$s_1=\frac{h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$h_0=\frac{r_0{s}_0^{*}-r_1{s}_1}{2}$

$h_1=\frac{r_0{s}_1^{*}+r_1{s}_0}{2}\·\·\·\·\·\·\left(7\right)$

如结合图1和图2所说明的那样，在由S.Alamouti提出的名为“A SimpleTransmit diversity Technique For Wireless Communications”的参考文献中通过假设两个连续码元之间的信道频率响应保持不变来进行的STC信道估计(或由STC方式进行的信道估计)和在由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的名为“Asymptotic Performance Of Transmit diversity Via OFDM For MultipathChannels”的参考文献中通过假设两个连续副载波之间的信道频率响应保持不变来进行的信道估计(或由SFC方式进行的信道估计)，在两个连续的码元之间的信道频率响应保持不变和在两个连续的副载波之间的信道频率响应保持不变的信道环境中，其性能是相同的。

但是，在两个连续的码元之间的信道频率响应保持不变和在两个连续的副载波之间的信道频率响应保持不变的信道环境是理想的信道环境，而在实际的移动通信信道环境中，两个连续的码元之间的信道频率响应和两个连续的副载波之间的信道频率响应由于用户的移动和衰减现象是变化的。当两个连续的码元之间的信道频率响应改变时，由S.Alamouti提出的STC信道估计的性能不能保证。而且，当两个连续的副载波之间的信道频率响应改变时，由N.Alhmed和R.Baraniuk提出的SFC信道估计的性能不能保证。因此，要求一种适应实际信道环境的新的信道估计方式，其中两个连续的码元之间的信道频率响应和两个连续的副载波之间的信道频率响应是改变的。

发明内容

因此，本发明的一个目的在于提供一种可适应移动通信***中的信道环境的信道估计***和方法。

本发明的另一目的是提供一种用于考虑到移动通信***中副载波之间的信道变差来估计信道的***和方法。

按照本发明的第一方面，提供一种用于在移动通信***中估计信道状况的***，该移动通信***中的发送器包括第一发送天线和第二发送天线，所述第一和第二发送天线通过至少一个奇载波和至少一个偶载波分别发送信号，该***包括：发送器，决定将被用于接收器的初始信道估计的第一码元和第二码元，以预置时间利用预置发送分集方式对所述第一码元和所述第二码元编码，并通过所述第一和第二发送天线的奇载波和偶载波将编码的所述第一和第二码元发送到所述接收器；以及接收器，在预置周期接收信号，估计所述第一发送天线的至少一个奇载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个偶载波的信道频率响应，以及用计算的所述信道频率响应估计所述第一发送天线的偶载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应。

按照本发明的第二方面，提供一种由在移动通信***中的接收器估计信道状况的***，该移动通信***中的发送器包括第一发送天线和第二发送天线，所述第一和第二发送天线通过至少一个奇载波和至少一个偶载波分别发送信号，该***包括：发送器，以设定的发送分集方式对在预置接收周期接收的码元进行编码，将编码的码元通过第一发送天线和第二发送天线的奇载波和偶载波发送到接收器；以及接收器，在预置接收周期接收信号，按照用于发送器的发送分集方式将接收的信号复原成发送码元，用所述第一发送天线的奇载波的所述信道频率响应和所述第二发送天线的偶载波的所述信道频率响应之间的信道变差以及所述第二发送天线的偶载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应之间的信道变差，估计所述第一发送天线的奇载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应，从所述预置接收周期的前一接收周期中的被复原的发送码元中检测所述信道频率响应，用所述第一发送天线的奇载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应估计所述第一发送天线的偶载波的信道频率响应和所述第二发送天线的偶载波的信道频率响应。

按照本发明的第三方面，提供一种用于在移动通信***中估计信道状况的方法，其中，发送器包括第一发送天线和第二发送天线，第一和第二发送天线分别通过至少一个奇载波和至少一个偶载波发送信号。该方法包括以下步骤：由发送器生成将被用于初始信道估计的第一码元和第二码元，以预置时间利用预置发送分集方式对所述第一码元和所述第二码元编码，并通过所述第一发送天线和所述第二发送天线的至少一个奇载波和至少一个偶载波发送编码的所述第一和第二码元；由接收器在预置周期接收信号，计算所述第一发送天线的奇载波的信道频率响应和所述第二发送天线的偶载波的信道频率响应；以及用计算的所述信道频率响应估计所述第一发送天线的偶载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应。

按照本发明的第四方面，提供一种由在移动通信***中的接收器估计信道的***，其中发送器包括第一发送天线和第二发送天线，第一和第二发送天线通过至少一个奇载波和至少一个偶载波发送信号。该方法包括以下步骤：在预置接收周期接收信号，通过按照所述发送器使用的设定发送分集方式对接收的信号进行解码，将接收的信号复原成发送码元；用所述第一发送天线的奇载波的所述信道频率响应和所述第二发送天线的偶载波的所述信道频率响应之间的信道变差以及所述第二发送天线的偶载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应之间的信道变差，估计所述第一发送天线的奇载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应，从所述预置接收周期的前一接收周期中的被复原的发送码元中检测所述信道频率响应；以及用所述第一发送天线的奇载波的信道频率响应和所述第二发送天线的奇载波的信道频率响应估计所述第一发送天线的偶载波的信道频率响应和所述第二发送天线的偶载波的信道频率响应。

附图说明

结合附图及以下的详细描述，本发明的以上和其他目的、特性和好处将更加明显，其中

图1示意性图示传统的STC结构；

图2示意性图示传统的SFC结构；

图3示意性图示按照本发明的一个实施例的OFDM移动通信***的结构；

图4示意性图示在OFDM移动通信***中的发送码元结构；

图5示意性图示按照本发明的一个实施例的OFDM移动通信***的训练周期中的线性插值方式；

图6示意性图示按照本发明的一个实施例的OFDM移动通信***的数据周期中的线性插值方式；

图7是表示比较由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法计算量的表；

图8是表示在信道环境中，两个连续码元之间的信道频率响应和两个连续副载波之间的信道频率响应为常数时，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR-BER特性的图；

图9是表示在信道环境中，两个连续副载波之间的信道频率响应为常数而两个连续码元之间的信道频率响应大幅度改变时，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR-BER特性的图；

图10是表示在信道环境中，两个连续码元之间的信道频率响应和两个连续副载波之间的信道频率响应都大幅度改变时，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR-BER特性的图；

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的优选实施例。在下面的说明中，为了简明将已知功能和结构合并而省略其详细说明。

本发明提供一种信道估计***和方法，可适应采用OFDM方式的移动通信***(即，OFDM移动通信***)中的信道环境。

如上所述，尽管OFDM方式对频率选择性衰减健壮，但其性能是有限制的。一种被提出用于克服性能限制的改进方式是多天线方式。特别是，一种发送分集方式受到关注，它可以阻止因衰减现象导致的性能下降，同时降低接收器的复杂性。在迄今为止开发的许多发送分集方式中，时空码(STC)方式和空间频率码(SFC)方式具有较少的运算量和较低的复杂性。另外，OFDM方式是可以应用SFC和STC方式的最合适的通信方式，并且它可以迅速传送大量的信息，同时克服多路径现象和使频带损失最小。特别是当使用STC和SFC方式时，OFDM移动通信***在信道估计方面带来性能的提高。如在背景技术部分中说明的那样，STC方式如一篇名为“A Simple Transmitdiversity Technique For Wireless Communications，”的参考文献中由S.Alamouti提出(见IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.16，no.8，，1451-1458，Oct.1998)并披露的那样，在假设两个连续码元之间的信道频率响应为常数的基础上进行信道估计。不同于此，如背景技术部分所述，SFC方式如在一篇名为“AsymptoticPerformance Of Transmit diversity Via OFDM For Multipath Channels”的参考文献中由N.Ahmed和R.Baraniuk提出(见IEEE Globecom，2002)并披露的那样，在假设两个连续副载波或子信道之间的信道频率响应保持不变的基础上进行信道估计。

然而，在实际的信道环境中，两个连续的码元之间的信道频率响应和两个连续的副载波之间的信道频率响应由于用户的移动和衰减现象是改变的。当两个连续的码元之间的信道频率响应改变时，由S.Alamouti提出的STC信道估计的性能下降。而且，当两个连续的副载波之间的信道频率响应改变时，由N.Alhmed和R.Baraniuk提出的SFC信道估计的性能降低。因此，为了在实际信道环境中保持稳定的性能，必须为STC方式开发一种考虑了两个连续的码元之间的信道频率响应变差的方法，还必须为SFC方式开发一种考虑了两个连续的副载波之间的信道频率响应变差的方法。

因此，本发明提出一种可适应实际信道环境的信道估计方式，其中两个连续码元之间的信道频率响应和两个连续副载波之间的信道频率响应是改变的。特别是本发明提供一种用于估计信道的方式，它考虑到在采用SFC方式时两个连续副载波之间的信道频率响应的变化。现在参照附图说明按照本发明的信道估计方式。

图3示意性图示按照本发明的一个实施例的OFDM移动通信***的结构。按照图3，OFDM移动通信***包括发送器300和接收器350，并且假设发送器300包括例如两个发送天线：第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2。但是，应指出发送器300可以包括两个或更多发送天线，但本发明为了说明简单而只说明两个发送天线的情况。另外，假设接收器350包括接收天线Rx.ANT。当然，接收器350也可包括多个接收天线。而且，在说明发送器300和接收器350时，除了发送分集操作之外的操作并不直接涉及本发明，因此为了简单在此省略其详细说明。

当接收到发送数据码元时，发送分集编码器311按设定的发送分集方式对接收的数据码元进行编码，并通过第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2发送已编码的数据码元。在此假设发送分集编码器311按SFC方式执行编码操作。当码元s0s1被施加到如图3所示的发送分集编码器311时，发送分集编码器311按SFC方式对输入的码元s₀s₁进行编码，然后生成如下表3所示的输出码元(s₀，s₁)和(-s₁ ^*，s₀ ^*)。

表3

 

	Tx.ANT1	Tx.ANT2
			f<sub>1</sub>	S<sub>0</sub>	S<sub>1</sub>
f<sub>2</sub>	-S<sub>1</sub><sup>*</sup>	S<sub>0</sub><sup>*</sup>

在表3中，f₁表示一特殊副载波，f₂表示不同于f₁的另一副载波。即，在同一期间，例如在第1码元周期，在副载波f₁上s₀经由第一发送天线Tx.ANT1发送而s₁经由第二发送天线Tx.ANT2发送，而在副载波f₂上，-s₁ ^*经由第一发送天线Tx.ANT1发送而s₀ ^*经由第二发送天线Tx.ANT2发送。

经由第一发送天线Tx.ANT1和第二发送天线Tx.ANT2发送的信号经历射频信道环境。在本发明中，假设两个连续副载波之间的信道频率响应改变，即，两个相邻副载波之间的信道频率响应改变。因此，信道频率响应之间的关系在等式(8)中表示为：

h_i[1，2m+1]＝h_i[1，2m]+Δ_i，[1]，i＝0，1，m＝0，1，…，N/2-1    ……(8)

在等式(8)中，N表示OFDM移动通信***中副载波数量，h_i[2，2m+1]表示在第1码元周期在第i发送天线Tx.ANTi和接收天线之间的第(2m+1)副载波(或偶副载波)的信道频率响应，h_i[2，2m]表示在第1码元周期中在第i发送天线Tx.ANTi和接收天线之间的第2m副载波(或奇数副载波)的信道频率响应。

由等式(1)和等式(8)，在第1码元周期中的两个相邻副载波的接收信号如下面的等式(9)所示。这里，等式(1)代表在第i码元周期中通过第k副载波接收的OFDM信号r[1，k]的DFT结果，并且DFT结果变为

$r[l,k]=\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i[l,k]x_i[l,k]+n[l,k],k=\mathrm{0,1},...,N-1$

(其中x_i[l，k]表示经由第i发送天线Tx.ANTi发送的发送码元，而n[l，k]表示噪声)。

r₀＝h₀s₀+h₁s₁+n₀

r₁＝-(h₀+Δ₀)s₁ ^*+(h₁+Δ₁)s₀ ^*+n₁     ……(9)

在等式(9)中，h₀≡h₀[1，2m]，h₁≡h₁[1，2m]，Δ₀≡Δ_0，m[1]，Δ₁≡Δ_1，m[1]。由等式(9)可获得下面的等式(10)给出的结果。

$h_0=\frac{r_0{s}_0^{*}-r_1{s}_1}{2}+\frac{-{\mathrm{\Δ}}_0+{\mathrm{\Δ}}_1{s}_0^{*}{s}_1}{2}$

$h_1=\frac{r_0{s}_1^{*}+r_1{s}_0}{2}+\frac{{\mathrm{\Δ}}_0{s}_0^{*}{s}_1-{\mathrm{\Δ}}_1}{2}\·\·\·\·\·\·\left(10\right)$

在等式(10)中，等式数是2，而其中的参数数是4，即，有4个参数h₀，h₁，Δ₀和Δ₁。因此，计算参数值是不可能的。然而，对于信道估计来说，必须计算这4个参数值h₀，h₁，Δ₀和Δ₁。因此，本发明按照等式(10)提供一种在训练周期和数据周期估计信道的方法。现在参照图4说明训练周期和数据周期。

图4示意性图示在OFDM移动通信***中的发送码元结构。依照图4，用于OFDM移动通信的帧400具有N个副载波，即N个子信道，并且还具有用于发送训练码元的训练周期411和用于发送数据码元的数据周期413和415。训练码元是预定用于初始信道估计的码元，并且是发送器和接收器都知道的码元。本发明在训练周期411进行初始信道估计，在数据周期413使用在初始信道估计期间获得的信道频率响应的变差，复原发送码元，并且基于数据周期413的发送码元复原结果更新数据周期415的信道频率响应。

现在，按照本发明对信道估计即训练周期的初始信道估计进行说明。

首先，如结合等式(10)所说明的那样，包括与信道估计有关的参数的等式数是2，而参数数是4，即4个参数h₀，h₁，Δ₀和Δ₁。因此，不可能计算参数值。因而，为了计算4个参数h₀，h₁，Δ₀和Δ₁，本发明按照如下的等式(11)提出新的训练码元。

|s₀|²＝2

|s₁|²＝0      ……(11)

如等式(11)所示，在训练周期，|s₀|²＝2的训练码元在第一发送天线的第2m副载波上发送，而|s₁|²＝0的训练码元在第一发送天线的第(2m+1)副载波上发送。同时，|s₁|²＝0的训练码元在第二发送天线的第2m副载波上发送，而|s₀|²＝2的训练码元在第二发送天线的第(2m+1)副载波上发送。接着，接收器接收由等式(12)定义的信号：

r₀＝h₀s₀+n₀

r₁＝(h₁+Δ₁)s₀ ^*+n₁      ……(12)

在等式(12)中，n₀表示附加在通过第2m副载波发送的信号上的噪声，而n₁表示附加在通过第(2m+1)副载波发送的信号上的噪声。另外，比较等式(12)和等式(11)，即比较采用本发明提出的训练码元的情况和未采用提出的训练码元的情况，可注意到与信道估计相关的参数数降为2，即h₀，(h₁+Δ₁)。而且，如果假设在等式(12)中噪声n₀和n₁小到以至于可忽略，则等式(12)可按等式(13)进行改写：

h₀＝r₀s₀ ^*/2

h₁+Δ₁＝r₁s₀/2     ……(13)

由于在此假设h₀＝h₀[1，2m]和h₁+Δ₁＝h₁[1，2m]+Δ_1，m[1]＝h₁[1，2m+1]，所以可以计算第一发送天线Tx.ANT1的第2m子信道的信道频率响应h₀和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)子信道的信道频率响应(h₁+Δ₁)。因此，按照下面的等式(14)进行线性插值，可以从第一发送天线Tx.ANT1的第2m子信道的信道频率响应h₀[1，2m]计算第一发送天线Tx.ANT1的第2m子信道和第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)子信道之间的信道频率响应变差Δ_0，m[1]，并且可以第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)子信道的信道频率响应h₁[1，2m+1]计算第二发送天线Tx.ANT2的第2m子信道和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)子信道之间的信道频率响应变差Δ_1，m[1]。

${\mathrm{\Δ}}_{0,m}\left[1\right]=\frac{h_0[\mathrm{1,2}m+2]-h_0\left[\mathrm{1,2}m\right]}{2}$

${\mathrm{\Δ}}_{1,m}\left[1\right]=\frac{h_1[\mathrm{1,2}m+3]-h_1[\mathrm{1,2}m+1]}{2}\·\·\·\·\·\·\left(14\right)$

后面将参照图5说明通过线性插值计算信道频率响应的变差Δ_0，m[1]和信道频率响应的变差Δ_1，m[1]的过程。

另外，第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)子信道之间的信道频率响应h₀[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第2m子信道之间的信道频率响应h₁[1，2m]可按等式(15)提出的方式进行计算：

h₀[1，2m+1]＝h₀[1，2m]+Δ_0，m[1]

h₁[1，2m]＝h₁[1，2m+1]-Δ_1，m[1]     ……(15)

通过将发送之前的训练周期的训练码元设定为如等式(11)并进行简单的线性插值，由等式(13)至(15)精确计算所有与信道估计相关的参数是可能的，因而可进行精确信道估计。

现在参照图5说明在训练周期的线性插值方式。

图5示意性图示按照本发明的一个实施例的OFDM移动通信***的训练周期中的线性插值方式。依照图5，在训练周期，|s₀|²＝2的训练码元在第一发送天线的第2m副载波上发送，而|s₁|²＝0的训练码元在第一发送天线的第(2m+1)副载波上发送。同时，|s₁|²＝0的训练码元在第二发送天线的第2m副载波上发送，而|s₀|²＝2的训练码元在第二发送天线的第(2m+1)副载波上被发送。因此，通过等式(13)的简单线性操作，接收器可决定第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波或子信道的信道频率响应h₀[1，2m]和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波或子信道的信道频率响应h₁[1，2m+1]。但是，接收器不能决定第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]。因此，接收器用第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]来计算第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]。以下详细说明该过程。

首先，说明计算第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]的过程。由于已知第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]，通过二等分第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]之间的差分，来计算第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]和第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]之间的信道频率响应的变差Δ_1，m[1]。也就是说，通过二等分第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波和第(2m+1)副载波的信道频率响应之间的差分，可计算第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]和第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]之间的信道频率响应的变差Δ_0，m[1]。因此，通过将信道频率响应的变差Δ_0，m[1]与第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]相加，可计算第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]。

接着，说明计算第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h1[1，2m]的过程。由于已知第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]，通过二等分第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]之间的差分，来计算第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]之间的信道频率响应的变差Δ_1，m[1]。即，通过二等分第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波和第(2m+3)副载波的信道频率响应之间的差分，可计算第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]之间的信道频率响应的变差Δ_1，m[1]。因此，通过将信道频率响应的变差Δ_1，m[1]从第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]中减去，可计算第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]。

现在说明在数据周期的信道估计，即对已解码的数据码元的信道估计。

下列等式(16)的码元复原方程可由等式(9)导出。

${\hat{s}}_0=\frac{(h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*})({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_0^{*})+(h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*})\left(h_1{\mathrm{\Δ}}_0^{*}\right)}{({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_0^{*})({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_1^{*})-\left(h_0{h}_1{\mathrm{\Δ}}_0^{*}{\mathrm{\Δ}}_1^{*}\right)}$

${\hat{s}}_1=\frac{(h_0^{*}{r}_0-h_1{r}_1^{*})({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_1^{*})+(h_1^{*}{r}_0+h_0{r}_1^{*})\left(h_1{\mathrm{\Δ}}_0^{*}\right)}{({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_0^{*})({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_1^{*})-\left(h_0{h}_1{\mathrm{\Δ}}_0^{*}{\mathrm{\Δ}}_1^{*}\right)}\·\·\·\left(16\right)$

由于在一般的信道环境中|h₀|²+|h₁|²>>Δ₀Δ₁，所以等式(16)可按列出的等式(17)简化为：

${\hat{s}}_0=\frac{h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_1{\mathrm{\Δ}}_1^{*}}+\frac{h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_0^{*}}\·\frac{h_1{\mathrm{\Δ}}_0^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_1{\mathrm{\Δ}}_1^{*}}$

${\hat{s}}_1=\frac{h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_0^{*}}+\frac{h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_1{\mathrm{\Δ}}_1^{*}}\·\frac{h_0{\mathrm{\Δ}}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+h_0{\mathrm{\Δ}}_0^{*}}\·\·\·\left(17\right)$

由等式(17)可知，因为s₀＝A+BC以及s₁＝B+AD，所需计算量减到最少。结果，通过等式(17)可以在当前数据周期将发送数据复原。

在数据周期，不能像训练周期的训练码元那样将码元值设为一预定值。因此，为了将等式(10)中与信到估计相关的参数数从4减为2，假设Δ_0，m[1]和Δ_1，m[1]为已知的前一码元的Δ_0，m[1-1]和Δ_1，m[1-1]。因而，用接收的信号和复原的发送码元，可以由下面的等式(18)获得数据周期的信道信息。

$h_0\left[\mathrm{1,2}m\right]=\frac{r_0{s}_0^{*}-r_1{s}_1}{2}+\frac{-{\mathrm{\Δ}}_{0,m}[1-1]+{\mathrm{\Δ}}_{1,m}[1-1]s_0^{*}{s}_1}{2}$

$h_1\left[\mathrm{1,2}m\right]=\frac{r_0{s}_1^{*}-r_1{s}_0}{2}+\frac{-{\mathrm{\Δ}}_{1,m}[1-1]+{\mathrm{\Δ}}_{0,m}[1-1]s_1^{*}{s}_0}{2}\·\·\·\·\·\·\left(18\right)$

图6示意性图示按照本发明的一个实施例的OFDM移动通信***的数据周期中的线性插值方式。依照图6，不同于在训练周期，在数据周期，用前一码元周期计算的信道频率响应的变差，通过等式(18)检测当前码元周期的信道频率响应。即，如图6所示，通过等式(18)可决定第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波或子信道的信道频率响应h₀[1，2m]和第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波或子信道的信道频率响应h₁[1，2m]。但是，即使使用等式(18)，如图6所示，也不能决定第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]。因此，用确定的第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]和确定的第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]来计算第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]。以下详细说明该过程。

首先，说明计算第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]的过程。由于已知第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]，通过二等分第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]之间的差分，来计算第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]和第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]之间的信道频率响应的变差Δ_0，m[1]。即，通过二等分第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波和第(2m+2)副载波的信道频率响应之间的差分，可计算第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]和第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]之间的信道频率响应的变差Δ_0，m[1]。因此，通过将信道频率响应的变差Δ_0，m[1]与第一发送天线Tx.ANT1的第2m副载波的信道频率响应h₀[1，2m]相加，可计算第一发送天线Tx.ANT1的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₀[1，2m+1]。

接着，说明计算第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]的过程。由于已知第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]，通过二等分第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]之间的差分，来计算第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]之间的信道频率响应的变差Δ_1，m[1]。即，通过二等分第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波和第(2m+2)副载波的信道频率响应之间的差分，可计算第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]和第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]之间的信道频率响应的变差Δ_1，m[1]。因此，通过将信道频率响应的变差Δ_1，m[1]与第二发送天线Tx.ANT2的第2m副载波的信道频率响应h₁[1，2m]相加，可计算第二发送天线Tx.ANT2的第(2m+1)副载波的信道频率响应h₁[1，2m+1]。结果，即使在数据周期，也可以确定子信道之间的精确的变差，因而可进行精确的信道估计。

参照图7，现在对下列信道估计方法的计算量进行比较：由S.ALAMOUTI提出并在题为“A Simple Transit Diversity Technique For WirelessCommunications”的文章中披露的、采用STC方式的信道估计方法(以后称为“由S.Alamouti提出的信道估计方法”)；由N.Ahmed和R.Baraniuk提出并在题为“Asymptotic Performance Of Transit Diversity Via OFDM ForMultipath Channels”的文章中披露的、采用SFC方式的信道估计方法(以后称为“由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法”)；以及本发明提出的信道估计方法。

如上所述，图7是表示比较由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法计算量的一个表。依照图7，首先说明由S.Alamouti提出的信道估计方法和N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法在训练周期和数据周期的计算量。

首先，在训练周期，对于初始信道信息估计，只进行了6N次实数加法，而未进行复数乘法、实数乘法、复数除法以及实数除法。这里，N表示OFDM移动通信***中的副载波的数量。然后，在数据周期，对于信道信息更新，只进行了6N次实数加法，而未进行复数乘法、实数乘法、复数除法以及实数除法。而且，在数据周期，对于发送码元复原，进行了2N次复数乘法，进行了2N次实数乘法，未进行复数除法，进行了2N次实数除法，并进行了3.5N次实数加法。

下面说明本发明提出的信道估计方法在训练周期和数据周期的计算量。

首先，在训练周期，对于初始信道信息估计，只进行了3N次实数加法，而未进行复数乘法、实数乘法、复数除法以及实数除法。然后，在数据周期，对于信道信息更新，只进行了13N次实数加法，而未进行复数乘法、实数乘法、复数除法以及实数除法。而且，在数据周期，对于发送码元复原，进行了5N次复数乘法，进行了2N次实数乘法，进行了2N次复数除法，未进行实数除法，并进行了6.5N次实数加法。

如结合图7所述，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法在训练周期和数据周期都只需要加法运算，因此其实现也非常简单。对于数据周期中的发送码元复原，新的信道估计方法的计算量比传统的信道估计方法的计算量多大约两倍。然而，新的信道估计方法的计算量的增加在OFDM移动通信***中不成为负担。

图8是表示在信道环境中，两个连续码元之间的信道频率响应和两个连续副载波之间的信道频率响应为常数时，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR-BER特性的图。

在说明图8之前，假设为了测量SNR-BER特性，频带设为500kHz，使用128个副载波，在瑞利(Rayleigh)衰减信道环境中进行信道估计，其中9个多径的发送功率按指数递减。在图8中，在fdTs＝0.0014和Sf＝125KHz的信道环境(即，随时间通道(passage of time)的信道变差可忽略和频率选择性衰减也可忽略的信道环境)中比较SNR-BER特性。这里，fd表示多普勒频率，Ts表示码元周期，以及Sf表示相干频带。fdTs＝0.0014和Sf＝125KHz的信道环境(即，随时间通道的信道变差可忽略和频率选择性衰减也可忽略的信道环境)几乎与对应于由S.Alamouti提出的信道估计方法的基本假设(即假设两个连续码元之间的信道频率响应保持不变)的信道环境以及由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法的基本假设(即假设两个连续副载波之间的信道频率响应保持不变)相同。因此，在这样的信道环境中，如图8所示，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法几乎表现出相同的SNR-BER特性。

但是，如上所述，在实际的信道环境中，两个连续码元之间的信道频率响应保持不变和两个连续副载波之间的信道频率响应保持不变是不可能的。因此，参照图9，对两个连续码元之间的信道频率响应经常改变的信道环境中由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR和BER之间的关系进行说明。

如上所述，图9是表示在信道环境中，两个连续副载波之间的信道频率响应为常数而两个连续码元之间的信道频率响应大幅度改变时，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR-BER特性的图。

在说明图9之前，像在图8中那样假设为了测量SNR-BER特性，而将频带设为500KHz，使用128个副载波，并且在瑞利(Rayleigh)衰减信道环境中进行信道估计，其中9个多径的发送功率按指数递减。在图9中，在fdTs＝0.014和Sf＝125KHz的信道环境(即，随时间通道的信道变差值得考虑而频率选择性衰减可忽略的信道环境)中比较SNR-BER特性。fdTs＝0.014和Sf＝125KHz的信道环境(即，随时间通道的信道变差显著而频率选择性衰减可忽略的一个信道环境)几乎与对应于由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法的基本假设(即假设两个连续副载波之间的信道频率响应保持不变)相同，但与由S.Alamouti提出的信道估计方法的基本假设(即假设两个连续码元之间的信道频率响应保持不变)的信道环境不同。因此，在这样的一个信道环境中，如图9所示，由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法几乎表现出相同的SNR-BER特性，但由S.Alamouti提出的信道估计方法在SNR-BER特性方面表现出明显的性能降低。

图10是表示在一个信道环境中，两个连续码元之间的信道频率响应和两个连续副载波之间的信道频率响应都大幅度改变时，由S.Alamouti提出的信道估计方法、N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及本发明提出的信道估计方法的SNR-BER特性的图；

在说明图10之前，像在图8和图9中那样假设为了测量SNR-BER特性，频带设为500KHz，使用128个副载波，并且在瑞利(Rayleigh)衰减信道环境中进行信道估计，其中9个多径的发送功率按指数递减。在图10中，在fdTs＝0.014和Sf＝31KHz的信道环境(即，随时间通道的信道变差值得考虑并且频率选择性衰减也值得考虑的信道环境)中比较SNR-BER特性。fdTs＝0.014和Sf＝31KHz的信道环境(即，随时间通道的信道变差显著而频率选择性衰减也显著的信道环境)与对应于由S.Alamouti提出的信道估计方法的基本假设(即假设两个连续码元之间的信道频率响应保持不变)的信道环境不同，也与对应于由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法的基本假设(即假设两个连续副载波之间的信道频率响应保持不变)不同。因此，在这样的信道环境中，如图10所示，由N.Ahmed和R.Baraniuk提出的信道估计方法以及由S.Alamouti提出的信道估计方法在SNR-BER特性方面都表现出明显的性能降低。但是，如图10所示，由本发明提出的新信道估计方法在性能方面是出色的。

尽管为了说明方便而参照OFDM移动通信***对依据本发明的信道估计方法进行了说明，但本发明也可像应用于OFDM移动通信***那样应用于多载波***。

由以上的说明可知，通过在OFDM移动通信***中使用训练码元和线性插值方式，本发明可以在训练周期和数据周期进行精确的信道估计。另外，本发明考虑到在OFDM移动通信***中的信道信息和副载波之间的信道变差来进行信道估计，使信道估计可适应实际的信道环境，从而对***性能的提高作出贡献。

虽然参照相关优选实施例展示和说明了本发明，但本领域的技术人员应明白，不脱离由所附权利要求确定的本发明的精神和范围，可对形式和细节进行各种变化。

Claims (18)

1.一种用于在移动通信***中估计信道状况的方法，该移动通信***中的发送器包括第一发送天线和第二发送天线，所述第一和第二发送天线通过至少一个奇副载波和至少一个偶副载波分别发送信号，该方法包括以下步骤：

(a)由所述发送器生成将被用于接收器的初始信道估计的第一码元和第二码元；

(b)由所述发送器以预置周期利用预置发送分集方式对所述第一码元和所述第二码元编码，并通过所述第一和第二发送天线中的每个所述至少一个奇副载波和至少一个偶副载波，将编码的所述第一和第二码元发送到所述接收器；

(c)由所述接收器在预置周期接收信号，并且计算所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应；以及

(d)由所述接收器利用第一发送天线的奇副载波和第二发送天线的偶副载波的所计算的信道频率响应估计所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应。

2.如权利要求1所述的方法，其中，步骤(d)包括以下步骤：

通过对所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应进行线性插值，计算所述第一发送天线的至少一个奇副载波的所述信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的所述信道频率响应之间的信道变差，并且通过对所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应进行线性插值，计算所述第二发送天线的至少一个偶副载波的所述信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的所述信道频率响应之间的信道变差；以及

通过从所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应中减去所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应之间的信道变差，估计所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应，并且通过将所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应之间的信道变差加到所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应，估计所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应。

3.如权利要求2所述的方法，其中，所述第一和第二码元是如下定义的训练码元

|s₀|²＝2

|s₁|²＝0

这里，s₀表示所述第一码元，s₁表示所述第二码元。

4.如权利要求3所述的方法，其中，所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应之间的信道变差表示如下：

${\mathrm{\Δ}}_{0,m}\left[1\right]=\frac{h_0[\mathrm{1,2}m+2]-h_0\left[\mathrm{1,2}m\right]}{2}$

这里，Δ_0，m[1]表示所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应之间的信道变差，h₀[1，2m]和h₀[1，2m+2]表示在第1码元周期的至少一个奇副载波的信道频率响应。

5.如权利要求4所述的方法，其中，所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应表示如下：

h₀[1，2m+1]＝h₀[1，2m]+Δ_0，m[1]

这里，h₀[1，2m+1]表示在所述第一发送天线的第1码元周期的至少一个偶副载波的信道频率响应。

6.如权利要求3所述的方法，其中，所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应之间的信道变差表示如下：

${\mathrm{\Δ}}_{1,m}\left[1\right]=\frac{h_1[\mathrm{1,2}m+3]-h_1[\mathrm{1,2}m+1]}{2}$

这里，Δ_1，m[1]表示所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应之间的信道变差，h₁[1，2m+1]和h₁[1，2m+3]表示在第1码元周期的至少一个偶副载波的信道频率响应。

7.如权利要求6所述的方法，其中，所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应表示如下：

h₁[1，2m]＝h₁[1，2m+1]-Δ_1，m[1]

这里，h₁[1，2m]表示在所述第二发送天线的第1码元周期的至少一个奇副载波的信道频率响应。

8.如权利要求1所述的方法，其中，所述预置周期是训练周期。

9.如权利要求1所述的方法，其中，所述预置发送分集方式是空间频率代码方式。

10.一种用于在移动通信***中估计信道状况的***，包括：

发送器，包括通过至少一个奇副载波和至少一个偶副载波发送信号的第一发送天线和第二发送天线，用于决定将被用于初始信道估计的第一码元和第二码元，以预置周期利用预置发送分集方式对所述第一码元和所述第二码元编码，并通过所述第一发送天线和所述第二发送天线的至少一个奇副载波和至少一个偶副载波发送编码的所述第一和第二码元；以及

接收器，用于在预置周期从所述发送器接收编码的所述第一和第二码元，估计所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应，并且利用第一发送天线的奇副载波和第二发送天线的偶副载波的估计的所述信道频率响应估计所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应。

11.如权利要求10所述的***，其中，接收器通过对所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应进行线性插值，计算所述第一发送天线的至少一个奇副载波的所述信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的所述信道频率响应之间的信道变差；通过对所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应进行线性插值，计算所述第二发送天线的至少一个偶副载波的所述信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的所述信道频率响应之间的信道变差；通过从所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应减去所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应之间的信道变差，估计所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应；以及通过将所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应之间的信道变差加到所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应，估计所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应。

12.如权利要求11所述的***，其中，所述第一和第二码元是如下定义的训练码元

|s₀|²＝2

|s₁|²＝0

这里，s₀表示所述第一码元，s₁表示所述第二码元。

13.如权利要求12所述的***，其中，所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应之间的信道变差表示如下：

${\mathrm{\Δ}}_{0,m}\left[1\right]=\frac{h_0[\mathrm{1,2}m+2]-h_0\left[\mathrm{1,2}m\right]}{2}$

这里，Δ_0，m[1]表示所述第一发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应和所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应之间的信道变差，h₀[1，2m]和h₀[1，2m+2]表示在第1码元周期的至少一个奇副载波的信道频率响应。

14.如权利要求13所述的***，其中，所述第一发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应表示如下：

h₀[1，2m+1]＝h₀[1，2m]+Δ_0，m[1]

这里，h₀[1，2m+1]表示在所述第一发送天线的第1码元周期的至少一个偶副载波的信道频率响应。

15.如权利要求12所述的***，其中，所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应之间的信道变差表示如下：

${\mathrm{\Δ}}_{1,m}\left[1\right]=\frac{h_1[\mathrm{1,2}m+3]-h_1[\mathrm{1,2}m+1]}{2}$

这里，Δ_1，m[1]表示所述第二发送天线的至少一个偶副载波的信道频率响应和所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道频率响应之间的信道变差，h₁[1，2m+1]和h₁[1，2m+3]表示在第1码元周期的至少一个偶副载波的信道频率响应。

16.如权利要求15所述的***，其中，所述第二发送天线的至少一个奇副载波的信道，频率响应表示如下：

h₁[1，2m]＝h₁[1，2m+1]-Δ_1，m[1]

这里，h₁[1，2m]表示在所述第二发送天线的第1码元周期的至少一个奇副载波的信道频率响应。

17.如权利要求10所述的***，其中，所述预置周期是训练周期。

18.如权利要求10所述的***，其中，所述发送分集方式是空间频率代码方式。

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