KR20050005990A - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 채널 추정 시스템 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 채널 추정 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 상기 송신기가 미리 설정한 설정 구간 동안 수신기의 초기 채널 추정에 사용될 제1심벌과 제2심벌을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 상기 수신기로 송신하고, 상기 수신기가 상기 설정 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 간단한 선형 연산을 통해 추정할 수 있고, 추정된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정함으로써 채널 환경에 적응적으로 채널 추정을 수행할 수 있다.

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 채널 추정 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR CHANNEL ESTIMATION GENERATING A PREAMBLE SEQUENCE IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE SCHEME}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 적응적으로 채널 상태를 추정하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
최근 유·무선 채널에서 고속 데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는OFDM 방식은 멀티 캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier, sub-channel)로 변조하여 전송하는 멀티 캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다. 이와 같은 멀티 캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파 라디오(HF radio)에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어들을 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였다. 그런데, 상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술 개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중 경로(multi-path) 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 및 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 혹은 고정 광대역 무선 접속(fixed BWA) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.
상기에서 설명한 바와 같은 OFDM 방식은 주파수 선택적 페이딩에 강한 특성을 가지고 있지만, 그 성능에는 한계가 있다. 이러한 성능의 한계를 극복하기 위해 제안된 성능 개선 방식들 중 크게 주목을 받고 있는 것이 다중 안테나(multi-antenna) 방식이다. 그러나, 일반적으로 무선 데이터 서비스를 받는 수신기는 부피 및 전력 문제에 있어서 제한을 받게 되므로, 상기 수신기에 상기 다중 안테나를 구비하도록 하는 것은 구현상의 문제가 있다. 이러한 이유로, 보다 유리한 환경을 가진 송신기에 여러 개의 송신 안테나들을 구비함으로써 상기 수신기의 복잡도를 감소시키면서 페이딩 현상으로 인한 성능 열화를 개선시킬 수 있는 송신다이버시티(Tx diversity) 방식이 개발되었다.
현재까지 개발된 많은 송신 다이버시티 방식들 중에 시간-공간 코드(STC: Space-Time Code, 이하 "STC"라 칭하기로 한다)와 공간-주파수 코드(SFC: Space-Frequency Code, 이하 "SFC"라 칭하기로 한다) 방식은 비교적 계산량이 작고, 구현시의 복잡도가 낮은 특징을 가지고 있다. 더불어, 상기 OFDM 방식은 상기 SFC 방식과 STC 방식을 적용하기에 가장 적합한 통신 방식으로서, 다중 경로 현상을 극복함과 동시에 주파수 대역을 최소한으로 희생하면서도 많은 양의 정보를 빠르게 전송시킬 수 있어 보편적으로 사용되고 있다. 특히, 상기 OFDM 이동 통신 시스템에서 STC 방식과 SFC 방식을 사용할 경우 채널 추정(channel estimation)에 있어 성능 향상을 가져온다. 그러면 여기서, 상기 STC 방식과 SFC 방식 각각을 사용할 경우의 채널 추정 동작에 대해서 설명하기로 한다.
상기 STC 방식과 SFC 방식을 설명하기에 앞서, 송신기에서 2개의 송신 안테나들, 즉 제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 및 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 사용하고, 수신기에서 1개의 수신 안테나(Rx. ANT)를 사용하는 OFDM 이동 통신 시스템을 가정하기로 한다. 그러면 l번째 심벌 구간에서 k번째 서브 캐리어를 통해 수신되는 OFDM 신호 r[l,k]의 DFT는 하기 수학식 1과 같이 표현된다.
상기 수학식 1에서, N은 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 서브 캐리어들의 수이며,는 제i 송신 안테나(Tx. ANT i)와 수신 안테나간의 l번째 심벌 구간에서 k번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답(channel frequency response)를 나타내며,는 제i 송신 안테나(Tx. ANT i)를 통해 송신된 송신 심벌을 나타내며,는 잡음(noise)을 나타낸다.
먼저, 상기 STC 방식을 사용할 경우의 채널 추정 과정을 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 STC 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, 상기 STC 방식은 S.Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 "A simple transmit diversity technique for wireless communications"에 기재되어 있다(S.Alamouti, "A simple transmit diversity technique for wireless communications", IEEE J.Select. Areas Commun., vol.16, no. 8, 1451-1458, Oct. 1998). 또한, 상기 도 1에서는 송신기에서 사용하는 안테나들의 개수가 2개, 즉 제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 및 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해 신호를 송신하는 경우를 가정하기로 한다. 상기 도 1을 참조하면, 먼저 STC 인코더(도시하지 않음)로 심벌 s0s1이 입력될 경우, 상기 STC 인코더는 상기 입력 심벌 s0s1을 STC 방식으로 인코딩하여 하기 표 1과 같은 심벌들 (s0, s1), (-s1 *,s0 *)로 출력한다.
제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)
t s0 s1
t + T -s1 * s0 *
상기 표 1에서 t는 임의의 시점을 나타내며, t + T는 상기 임의의 시점 t에서 다시 T의 시간이 경과된 시점을 나타낸다. 즉, 임의의 시점 t(l번째 심벌 구간)에서는 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)를 통해서는 s0가 송신되고, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해서는 s1이 송신되고, 임의의 시점 t + T(l + 1번째 심벌 구간)에서는 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)를 통해서는 -s1 *가 송신되고, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해서는 s0 *이 송신된다.
상기 제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 및 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해 송신된 신호는 무선 채널 환경을 겪게 된다. 상기 S.Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 "A simple transmit diversity technique for wireless communications"에서는 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다고 가정하고 채널 추정을 수행한다. 즉, 상기 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 변화가 없다는 것은 동일함을 나타내므로 하기 수학식 2와 같이 표현된다.
그래서, 채널 정보에 의해 추정된 데이터 구간의 데이터 심벌(data symbol)은 하기 수학식 3과 같이 표현된다.
상기 수학식 3에서,이다.
그리고, 송수신기간에 미리 알고 있는 트레이닝 심벌 혹은 디코딩된 데이터 심벌을 사용한 채널 추정 결과는 하기 수학식 4와 같이 표현된다.
상기 수학식 4에서, 신호 전력은 1로 노말라이즈된다고 가정하기로 한다.
상기 도 1에서는 S.Alamouti가 제안한 STC 방식을 사용하는 채널 추정 과정을 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 SFC 방식을 사용하여 채널 추정하는 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 2는 일반적인 SFC 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 SFC 방식은 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 2002년 제안한 IEEE 문서 "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels"에 기재되어 있다(N.Ahmed and R.Baraniuk, "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipathchannels", IEEE Globecom, 2002). 또한, 상기 도 2에서는 송신기에서 사용하는 안테나들의 개수가 2개, 즉 제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 및 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해 신호를 송신하는 경우를 가정하기로 한다. 상기 도 2를 참조하면, 먼저 SFC 인코더(도시하지 않음)로 심벌 s0s1이 입력될 경우, 상기 SFC 인코더는 상기 입력 심벌 s0s1을 SFC 방식으로 인코딩하여 하기 표 2와 같은 심벌들 (s0, s1), (-s1 *,s0 *)로 출력한다.
제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)
f1 s0 s1
f2 -s1 * s0 *
상기 표 2에서 f1은 임의의 서브 캐리어를 나타내며, f2는 상기 f1과 상이한 또 다른 서브 캐리어를 나타낸다. 즉, 동일한 시점, 일 예로 l번째 심벌 구간에서 상기 서브 캐리어 f1에서는 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)를 통해서는 s0가 송신되고, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해서는 s1이 송신되고, 상기 서브 캐리어 f2에서는 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)를 통해서는 -s1 *가 송신되고, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해서는 s0 *이 송신된다.
상기 제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 및 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해 송신된 신호는 무선 채널 환경을 겪게 된다. 상기 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 2002년 제안한 IEEE 문서 "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels"에서는 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다고 가정하고 채널 추정을 수행한다. 즉, 인접하는 두 서브 캐리어간의 채널 주파수 응답이 변화가 없다는 것은 동일함을 나타내므로 하기 수학식 5와 같이 표현된다.
그래서, 상기 수학식 1 및 수학식 5로부터 l번째 심벌 구간에서 인접하는 두 서브 캐리어들의 수신 신호들은 하기 수학식 6과 같이 표현된다.
상기 수학식 3에서,이다. 그리고, 상기 수학식 6으로부터 하기 수학식 7과 같은 결과를 얻을수 있다.
상기 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 같이 상기 S.Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 "A simple transmit diversity technique for wireless communications"에서와 같이 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다고 가정한 STC 방식의 채널 추정과 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 2002년 제안한 IEEE 문서 "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels"에서와 같이 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다고 가정한 SFC 방식의 채널 추정은 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 변화가 없고, 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답도 변화가 없는 채널 환경에서 그 성능이 동일함을 알 수 있다.
그러나, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없고, 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없는 채널 환경은 아이디얼(ideal)한 채널 환경이며, 실제 이동 통신 채널 환경에서는 사용자의 이동, 페이딩 현상등에 의해 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생한다. 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답에 변화가 발생할 경우 S.Alamouti가 제안한 STC 방식의 채널 추정은 성능 보장을 받을 수 없게 되고, 반대로, 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생할 경우 N.Ahmed와 R.Baraniuk이 제안한 SFC방식의 채널 추정은 그 성능 보장을 받을 수 없게 된다. 따라서, 실제 채널 환경과 같이 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생하는 채널 환경에서의 새로운 채널 추정 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 이동 통신 시스템에서 채널 환경에 적응적인 채널 추정 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 이동 통신 시스템에서 서브 캐리어들간 채널 변화를 고려한 채널 추정 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1시스템은; 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 채널을 추정하는 시스템에 있어서, 수신기의 초기 채널 추정에 사용될 제1심벌과 제2심벌을 결정하고, 미리 설정한 설정 구간 동안 상기 제1심벌과 제2심벌을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 상기 수신기로 송신하는 상기 송신기와, 상기 설정 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하고, 추정된 상기 채널 주파수 응답을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 상기 수신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2시스템은; 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 수신기가 채널을 추정하는 시스템에 있어서, 미리 설정한 설정 구간 동안 입력되는 심벌들을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 수신기로 송신하는 상기 송신기와, 상기 설정 수신 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 상기 송신기에서 적용한 송신 다이버시티 방식에 상응하게 디코딩하여 송신 심벌들로 복원하고, 상기 복원된 송신 심벌들 각각에 상기 설정 수신 구간 직전의 수신 구간에서 검출된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 이용하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정한후, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 상기 수신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은; 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서, 상기 송신기는 수신기의 초기 채널 추정에 사용될 제1심벌과 제2심벌을 생성하는 과정과, 상기 송신기는 미리 설정한 설정 구간 동안 상기 제1심벌과 제2심벌을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 상기 수신기로 송신하는 과정과, 상기 수신기는 상기 설정 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 구하는 과정과, 계산된 상기 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은; 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 수신기가 채널을 추정하는 방법에 있어서, 미리 설정한 설정 수신 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 상기 송신기에서 적용한 송신 다이버시티 방식에 상응하게 디코딩하여 송신 심벌들로 복원하는 과정과, 상기 복원된 송신 심벌들 각각에 상기 설정 수신 구간 직전의 수신 구간에서 검출된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 이용하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정과, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
도 1은 일반적인 STC 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 일반적인 SFC 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 OFDM 이동 통신 시스템의 송신 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 이동 통신 시스템의 트레이닝 구간에서의 선형 보간 방식을 개략적으로 나타낸 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 이동 통신 시스템의 데이터 구간에서의 선형 보간 방식을 개략적으로 나타낸 도면
도 7은 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법과, N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법 및 본 발명의 채널 추정 방법에 따른 연산량을 도시한 테이블
도 8은 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 동일한 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성을 나타낸 그래프
도 9는 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 동일하고, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 심하게 변하는 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성을 나타낸 그래프
도 10은 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 모두 심하게 변하는 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성을 나타낸 그래프
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 "OFDM 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)에서 채널 환경에 적응적인 채널 추정 시스템 및 방법을 제안한다.
상기 OFDM 방식은 주파수 선택적 페이딩에 강한 특성을 가지고 있지만, 그 성능에는 한계가 있다. 이러한 성능의 한계를 극복하기 위해 제안된 성능 개선 방식들 중 크게 주목을 받고 있는 것이 다중 안테나(multi-antenna) 방식이며, 특히 수신기의 복잡도를 감소시키면서 페이딩 현상으로 인한 성능 열화를 개선시킬 수 있는 송신 다이버시티(Tx diversity) 방식이 주목을 받고 있다. 현재까지 개발된 많은 송신 다이버시티 방식들 중에 시간-공간 코드(STC: Space-Time Code, 이하 "STC"라 칭하기로 한다)와 공간-주파수 코드(SFC: Space-Frequency Code, 이하 "SFC"라 칭하기로 한다) 방식은 비교적 계산량이 작고, 구현시의 복잡도가 낮은 특징을 가지고 있다. 더불어, 상기 OFDM 방식은 상기 SFC 방식과 STC 방식을 적용하기에 가장 적합한 통신 방식으로서, 다중 경로 현상을 극복함과 동시에 주파수 대역을 최소한으로 희생하면서도 많은 양의 정보를 빠르게 전송시킬 수 있어 보편적으로 사용되고 있다. 특히, 상기 OFDM 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 STC 방식과 SFC 방식을 사용할 경우 채널 추정(channel estimation)에 있어 성능 향상을 가져온다. 상기 STC 방식은 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이, 즉 S.Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 "A simple transmit diversity technique for wireless communications"(S.Alamouti, "A simple transmit diversity technique for wireless communications", IEEE J.Select. Areas Commun., vol.16, no. 8, 1451-1458, Oct. 1998)에서 설명한 바와 같이 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답(channel frequency response)은 동일하다고, 즉 상기 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 동일하다고 가정하고 채널 추정을 수행한다. 이와는 달리, 상기 SFC 방식은 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이, 즉 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 2002년 제안한 IEEE 문서 "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels"(N.Ahmed and R.Baraniuk, "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels", IEEE Globecom, 2002)에서 설명한 바와 같이 연속적인 두 서브 캐리어(sub-carrier, sub-channel)들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다고, 즉 인접하는 두 서브 캐리어간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다고 가정하고 채널 추정을 수행한다.
그러나, 실제 채널 환경에서는 사용자의 이동, 페이딩 현상등에 의해 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생한다. 연속적인 두 심볼들간의 채널 주파수 응답에 변화가 발생할 경우 S.Alamouti가 제안한 STC 방식의 채널 추정은 성능 저하가 발생하고, 반대로, 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생할 경우N.Ahmed와 R.Baraniuk이 제안한 SFC 방식의 채널 추정은 성능 저하가 발생한다. 따라서, 실제 채널 환경에 안정적인 성능을 얻기 위해서는, STC 방식의 경우 연속적인 두 심볼들간의 채널 주파수 응답 변화를 고려한 방법을 개발하여야 하고, 반대로, SFC 방식의 경우에는 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간의 변화를 고려한 방법을 개발해야한다. 그래서, 본 발명에서는 실제 채널 환경과 같이 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생할 경우 적응적인 채널 추정 방안을 제안한다. 특히, 본 발명에서는 SFC 방식을 적용하면서, 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답간에 변화가 발생할 경우를 고려하여 채널 추정 방안을 제시한다. 그러면 본 발명의 채널 추정 방안을 첨부된 도면들을 참조하여 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 먼저 상기 OFDM 이동 통신 시스템은 송신기(300)와 수신기(350)로 구성되며, 상기 송신기(300)는 다수의 송신 안테나들, 일 예로 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)와 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)의 2개의 송신 안테나들을 구비한다고 가정하기로 한다. 물론, 상기 송신기(300)가 상기 2개 이상의 송신 안테나들을 구비할 수도 있으며, 다만 설명의 편의상 여기서는 상기 송신기(300)가 2개의 송신 안테나들을 구비한다고 가정하는 것이다. 그리고, 상기 수신기(350)는 1개의 수신 안테나(Rx. ANT)를 구비한다고 가정하기로 하며, 상기 수신기(350) 역시 다수의 수신 안테나들을 구비할 수 있으나 설명의 편의상 1개의 수신 안테나를 구비한다고 가정하기로 한다. 또한, 상기 송신기(300)와 수신기(350)를 설명함에 있어 송신 다이버시티(transmit diversity) 동작 이외의 설명은 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 설명하기로 한다.
송신할 데이터 심벌(data symbol)들이 입력되면 송신 다이버시티 인코더(encoder)(311)는 상기 입력된 데이터 심벌들을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)와 제2송신 안테나(Tx. ANT 2) 각각으로 전송되도록 출력한다. 여기서, 상기 송신 다이버시티 인코더(311)는 상기 SFC 방식으로 인코딩 동작을 수행한다고 가정하기로 한다. 상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이 송신 다이버시티 인코더(311)로 심벌 s0s1이 입력될 경우, 상기 송신 다이버시티 인코더(311)는 상기 입력 심벌 s0s1을 SFC 방식으로 인코딩하여 하기 표 3과 같은 심벌들 (s0, s1), (-s1 *,s0 *)로 출력한다.
제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)
f1 s0 s1
f2 -s1 * s0 *
상기 표 3에서 f1은 임의의 서브 캐리어를 나타내며, f2는 상기 f1과 상이한 또 다른 서브 캐리어를 나타낸다. 즉, 동일한 시점, 일 예로 l번째 심벌 구간에서 상기 서브 캐리어 f1에서는 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)를 통해서는 s0가 송신되고, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해서는 s1이 송신되고, 상기 서브 캐리어 f2에서는제1송신 안테나(Tx. ANT 1)를 통해서는 -s1 *가 송신되고, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해서는 s0 *이 송신된다.
상기 제1송신 안테나(Tx. ANT 1) 및 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)를 통해 송신된 신호는 무선 채널 환경을 겪게 된다. 본 발명에서는 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 변화가 발생하는 경우, 즉 인접하는 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 상이한 경우를 가정하며 따라서 하기 수학식 8과 같이 표현된다.
상기 수학식 8에서, N은 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 서브 캐리어들의 수를 나타내며,는 제i 송신 안테나(Tx. ANT i)와 수신 안테나간의 l번째 심벌 구간에서 2m+1번째 서브 캐리어(even sub-carrier)의 채널 주파수 응답(channel frequency response)을 나타내며,는 제i 송신 안테나(Tx. ANT i)와 수신 안테나간의 l번째 심벌 구간에서 2m번째 서브 캐리어(odd sub-carrier)의 채널 주파수 응답을 나타낸다.
상기 종래 기술 부분에서 설명한 수학식 1과 상기 수학식 8로부터 l번째 심벌 구간에서 인접하는 두 서브 캐리어들의 수신 신호들은 하기 수학식 9와 같이 표현된다. 여기서, 상기 수학식 1은 l번째 심벌 구간에서 k번째 서브 캐리어를 통해수신되는 OFDM 신호 r[l,k]의 DFT를 나타낸 것으로서,와 같다(단,는 제i 송신 안테나(Tx. ANT i)를 통해 송신된 송신 심벌을 나타내며,는 잡음(noise)을 나타냄).
상기 수학식 9에서,이다. 그리고, 상기 수학식 9로부터 하기 수학식 10과 같은 결과를 얻을수 있다.
상기 수학식 10에서 방정식은 2개인 반면 변수들은 4개, 즉 h0, h1, Δ0, Δ1의 4개의 변수들이 존재하므로 상기 변수값들을 계산하는 것은 불가능하다. 그런데, 상기 4개의 변수들 h0, h1, Δ0, Δ1의 값을 구하는 것은 채널 추정에 있어 필수적이다. 따라서, 본 발명에서는 트레이닝 구간(training period)과 데이터 구간(data period) 각각에서 채널 추정(수학식10)을 위한 방법을 제시한다. 그러면 여기서 도 4를 참조하여 트레이닝 구간 및 데이터 구간에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 OFDM 이동 통신 시스템의 송신 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4에 도시되어 있는 바와 같이, 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 한 프레임(frame)(400)은 N개의 서브 캐리어들, 즉 N개의 서브 채널(sub-channel)들을 가지며, 트레이닝 심벌(training symbol)들이 전송되는 트레이닝 구간(411)과 데이터 심벌(data symbol)들이 전송되는 데이터 구간들(413),(415)을 가진다. 여기서, 트레이닝 심벌은 최초 채널 추정을 위해 약속된 심벌이며, 송신기와 수신기 모두 알고 있는 심벌이다. 본 발명에서는 상기 트레이닝 구간(411)에서는 초기 채널 추정을 수행하고, 상기 초기 채널 추정에서 획득된 채널 주파수 응답 변화량들을 이용하여 데이터 구간(413)에서 송신 심벌을 복원하고, 상기 데이터 구간(413)의 송신 심벌 복원 결과를 근거로 데이터 구간(415)의 채널 주파수 응답을 업데이트(update)한다.
그러면 여기서 상기 트레이닝 구간에서의 본 발명의 채널 추정, 즉 초기 채널 추정에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 상기 수학식 10에서 설명한 바와 같이 채널 추정에 관련된 변수들이 포함되는 방정식은 2개인 반면 변수들은 4개, 즉 h0, h1, Δ0, Δ1의 4개의 변수들이 존재하므로 상기 변수값들을 계산하는 것은 불가능하다. 그래서, 본 발명은 상기 4개의 변수들 h0, h1, Δ0, Δ1의 값을 구하기 위해서 새로운 트레이닝 심벌을 하기 수학식 11과 같이 제안한다.
상기 수학식 11에 나타낸 바와 같이 상기 트레이닝 구간에서 제1송신 안테나의 2m번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신하고, 2m+1번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신한다. 동시에, 제2송신 안테나의 2m번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신하고, 2m+1번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신한다. 그러면 수신기는 하기 수학식 12와 같은 신호를 수신하게 된다
상기 수학식 12에서 n0는 2m번째 서브 캐리어를 통해 송신한 신호에 가산되는 잡음을 나타내며, n1은 2m+1번째 서브 캐리어를 통해 송신한 신호에 가산되는 잡음을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 12를 상기 수학식 11과 비교하면, 즉 본 발명에서 제안하는 트레이닝 심벌을 적용할 경우와 적용하지 않을 경우를 비교하면 상기 채널 추정에 관련된 변수들이 2개, 즉 h0, (h1+Δ1)의 2개로 감소됨을 알 수 있다. 또한, 상기 수학식 12에서 잡음들, 즉 n0와 n1이 무시할 수 있을 정도로 작다고 가정하면 상기 수학식 12는 하기 수학식 13과 같이 정리된다.
여기서,이고,이라고 정의하였으므로, 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답(h0)과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답(h1+Δ1)을 구할 수 있다. 따라서, 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]으로부터 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 채널들과 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 채널들과의 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을, 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m + 1]으로부터 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 채널들과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 채널들과의 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 선형 보간(linear interpolation) 방식에 의해 하기 수학식 14와 같이 구할 수 있다.
여기서, 상기 선형 보간 방식에 따라 상기 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l] 및 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 구하는 과정은 하기에서 도 5를 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
또한, 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m + 1]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]은 하기 수학식 15와 같이 구할 수 있다.
상기 트레이닝 구간에서 상기 수학식 11과 같이 트레이닝 심벌을 설정하여 송신하고, 간단한 선형 보간을 접목시킴으로써, 상기 수학식 13, 14, 15를 통해 채널 추정에 관련된 모든 변수들을 정확하게 구할 수 있으며, 따라서 정확한 채널 추정을 가능하게 한다.
그러면 여기서 도 5를 참조하여 상기 트레이닝 구간에서의 선형 보간 방식을 설명하기로 한다.
상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 이동 통신 시스템의 트레이닝 구간에서의 선형 보간 방식을 개략적으로 나타낸 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 상기 트레이닝 구간에서 제1송신 안테나의 2m번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신하고, 2m+1번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신하고, 동시에, 제2송신 안테나의 2m번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신하고, 2m+1번째 서브 캐리어를 통해서는의 트레이닝 심벌을 송신하므로, 수신기는 상기 수학식 13과 같이 간단한 선형 연산을 통해 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들, 즉 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들, 즉 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]을 알 수 있다. 그런데, 상기 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]과, 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 알 수가 없다. 그래서, 알고 있는 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]을 가지고 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 구하게 된다. 이를 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저, 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]을 구하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]을 알고 있으므로 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]의 차를 1/2하여 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을 계산한다. 즉, 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어와 2m+2번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답의 차를 1/2하면 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을 구할수 있다. 그래서, 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]에 상기 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을 가산하면 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]을 구할 수 있는 것이다.
다음으로, 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 구하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]을 알고 있으므로 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]의 차를 1/2하여 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 계산한다. 즉, 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어와 2m+3번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답의 차를 1/2하면 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 구할수 있다. 그래서, 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]에 상기 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 감산하면 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 구할 수 있는 것이다.
그러면 다음으로 상기 데이터 구간에서의 채널 추정, 즉 디코딩된 데이터 심벌에 대한 채널 추정에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 상기 수학식 9로부터 하기 수학식 16과 같은 심벌 복원식을 유도할 수 있다.
그런데, 일반적인 채널 환경에서는의 특성을 가지므로 상기 특성을 고려하여 상기 수학식 16을 정리하면 하기 수학식 17과 같이 간략화된다.
상기 수학식 17을 살펴보면 s0= A + BC, s1= B + AD의 형태를 가지므로 필요한 연산량이 최소화됨을 알 수 있으며, 결과적으로 상기 수학식 17을 통해 현재 데이터 구간의 송신 심벌을 복원하는 것이 가능한 것이다.
한편, 상기 데이터 구간에서는 상기 트레이닝 구간의 트레이닝 심벌들처럼 그 심벌값을 미리 설정된 값으로 설정하는 것이 불가능하므로, 상기 수학식 10에서 채널 추정에 관련된 4개의 변수들을 2개로 감소시키기 위해서는 상기 Δ0,m[l]과 Δ1,m[l]을 이미 알고 있는 직전 심벌의 Δ0,m[l-1]과 Δ1,m[l-1]로 가정하기로 한다. 그러면 수신 신호와 복원된 송신 심벌을 사용하여 하기 수학식 18과 같은 데이터구간의 채널 정보를 획득할 수 있다.
그러면 여기서 도 6을 참조하여 상기 데이터 구간에서의 상기 선형 보간 방식을 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 이동 통신 시스템의 데이터 구간에서의 선형 보간 방식을 개략적으로 나타낸 도면이다.
상기 도 6을 참조하면, 상기 데이터 구간에서는 상기 트레이닝 구간과는 달리 직전 심벌 구간에서 구해진 채널 주파수 응답 변화량을 사용하여 상기 수학식 18과 같이, 현재 심벌 구간의 채널 주파수 응답을 검출한다. 즉, 상기 도 6에 도시되어 있는 바와 같이 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들, 즉 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들, 즉 서브 채널들에서의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 상기 수학식 18을 통해 알 수 있다. 그런데, 상기수학식 18을 사용해도 상기 도 6에 도시되어 있는 바와 같이 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]과, 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]을 알 수가 없다. 그래서, 알고 있는 제1송신안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 가지고 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]을 구하게 된다. 이를 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저, 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]을 구하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]을 알고 있으므로 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]의 차를 1/2하여 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을 계산한다. 즉, 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어와 2m+2번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답의 차를 1/2하면 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]과 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을 구할수 있다. 그래서, 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m]에 상기 채널 주파수 응답 변화량 Δ0,m[l]을 가산하면 상기 제1송신 안테나(Tx.ANT1)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h0[l,2m+1]을 구할 수 있는 것이다.
다음으로, 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]을 구하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]을 알고 있으므로 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]의 차를 1/2하여 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 계산한다. 즉, 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어와 2m+2번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답의 차를 1/2하면 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]과 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m+1]간의 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 구할수 있다. 그래서, 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들 h1[l,2m]에 상기 채널 주파수 응답 변화량 Δ1,m[l]을 가산하면 상기 제2송신 안테나(Tx.ANT2)의 2m+1번째 서브 캐리어들의 채널 주파수 응답들h1[l,2m+1]을 구할 수 있는 것이다. 결과적으로, 데이터 구간에서도 정확한 서브 채널들간 변화량을 알 수 있어 정확한 채널 추정이 가능하게 된다.
다음으로 도 7을 참조하여 S.Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 "A simple transmit diversity technique for wireless communications"에 기재되어 있는 STC 방식을 사용하는 채널 추정 방법(이하 "S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법"이라 칭하기로 한다)과 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 2002년 제안한 IEEE 문서 "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels"에 기재되어 있는 SFC 방식을 사용하는 채널 추정 방법(이하 "N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법"이라 칭하기로 한다) 및 본 발명의 채널 추정 방법에 따른 연산량을 비교하기로 한다.
상기 도 7은 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법과, N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법 및 본 발명의 채널 추정 방법에 따른 연산량을 도시한 테이블이다.
상기 도 7을 참조하면, 먼저 S.Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 "A simple transmit diversity technique for wireless communications"에 기재되어 있는 STC 방식을 사용하는 채널 추정 방법(이하 "S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법"이라 칭하기로 한다)과, N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 2002년 제안한 IEEE 문서 "Asymptotic performance of transmit diversity via OFDM for multipath channels"에 기재되어 있는 SFC 방식을 사용하는 채널 추정 방법(이하 "N.Ahmed 와R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법"이라 칭하기로 한다)의 트레이닝 구간 및 데이터 구간의 연산량을 살펴보면 다음과 같다.
첫 번째로, 트레이닝 구간에서는 최초 채널 정보 추정을 위해서, 복소수 곱셈과, 실수 곱셈과, 복소수 나눗셈 및 실수 나눗셈은 수행하지 않고, 실수 덧셈만 "6N"번 수행한다. 여기서, N은 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 서브 캐리어들의 수이다. 두 번째로, 데이터 구간에서는 채널 정보 업데이트를 위해서, 복소수 곱셈과, 실수 곱셈과, 복소수 나눗셈 및 실수 나눗셈은 수행하지 않고, 실수 덧셈만 "6N"번 수행한다. 또한, 데이터 구간에서 송신 심벌 복원을 하는데는 복소수 곱셈을 "2N"번, 실수 곱셈을 "2N"번 수행하고, 복소수 나눗셈은 수행하지 않고, 실수 나눗셈은 "2N"번 수행하고, 실수 덧셈은 "3.5N"번 수행한다.
다음으로 본 발명에 따른 채널 추정 방법의 트레이닝 구간 및 데이터 구간의 연산량을 살펴보면 다음과 같다.
첫 번째로, 트레이닝 구간에서는 최초 채널 정보 추정을 위해서, 복소수 곱셈과, 실수 곱셈과, 복소수 나눗셈 및 실수 나눗셈은 수행하지 않고, 실수 덧셈만 "3N"번 수행한다. 두 번째로, 데이터 구간에서는 채널 정보 업데이트를 위해서, 복소수 곱셈과, 실수 곱셈과, 복소수 나눗셈 및 실수 나눗셈은 수행하지 않고, 실수 덧셈만 "13N"번 수행한다. 또한, 데이터 구간에서 송신 심벌 복원을 하는데는 복소수 곱셈을 "5N"번, 실수 곱셈을 "2N"번 수행하고, 복소수 나눗셈을 "2N"번 수행하고, 실수 나눗셈은 수행하지 않고, 실수 덧셈은 "6.5N"번 수행한다.
상기 도 7에서 살펴본 바와 같이 본 발명과 S.Alamouti가 제안한 채널 추정방법 및 N.Ahmed와 R.Baraniuk가 제안한 채널 추정 방법 모두 채널 정보 추정 (트레이닝구간 및 데이터 구간)을 위해 덧셈 연산만을 필요로 하기 때문에 구현이 매우 간단함을 알 수 있다. 한편, 데이터 구간의 송신 심벌 복원을 위해서는 본 발명의 경우 곱셈 연산이 약 2배 정도 필요하지만, 본 발명에 따른 연산량 증가는 상기 OFDM 이통 통신 시스템에서 전혀 로드(load)로 작용하지 않을 정도이다.
다음으로, 도 8을 참조하여 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 "SNR"이라 칭하기로 한다)와 프레임의 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate, 이하 "BER"이라 칭하기로 한다) 관계를 설명하기로 한다.
상기 도 8은 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 동일한 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성을 나타낸 그래프이다.
상기 도 8을 설명하기에 앞서, 상기 SNR 대 BER 특성을 측정하기 위해 주파수 대역을 500kHz로 설정하고, 128개의 서브 캐리어들을 사용하며, 9개의 다중 경로들이 지수적으로 송신 전력이 감소하는 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 채널 환경을 가정하기로 한다. 상기 도 8에서는 특히 fdTs = 0.0014, Sf = 125kHz의 채널 환경, 즉 비교적 시간에 따른 채널 변화가 거의 없고, 주파수 선택적 페이딩 현상이 거의 없는 채널 환경에서의 SNR 대 BER 특성을 비교한다. 여기서, 상기 fd는 도플러(Doppler) 주파수를 나타내고, Ts는 심볼 주기를 나타내며, Sf는 coherent 주파수 대역을 나타낸다. 상기 fdTs = 0.0014, Sf = 125kHz의 채널 환경, 즉 비교적 시간에 따른 채널 변화가 거의 없고, 주파수 선택적 페이딩 현상이 거의 없는 채널 환경은 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법의 기본 가정, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 가정과, N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법의 기본 가정, 즉 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 가정과 거의 동일한 채널 환경이다. 따라서, 상기 도 8에 도시한 바와 같이 이런 채널 환경에서는 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법과, N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법 및 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성이 거의 동일하게 나타난다.
그러나, 상기에서 설명한 바와 같이 실제 채널 환경에서 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없고, 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 것은 불가능하다. 그러면 여기서 도 9를 참조하여 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 빠르게 변하는 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR과 BER 관계를 설명하기로 한다.
상기 도 9는 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 동일하고, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 심하게 변하는 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성을 나타낸 그래프이다.
상기 도 9를 설명하기에 앞서, 상기 SNR 대 BER 특성을 측정하기 위해 상기 도 8에서와 같이 주파수 대역을 500kHz로 설정하고, 128개의 서브 캐리어들을 사용하며, 9개의 다중 경로들이 지수적으로 송신 전력이 감소하는 레일리 페이딩 채널 환경을 가정하기로 한다. 상기 도 9에서는 특히 fdTs = 0.014, Sf = 125kHz의 채널 환경, 즉 비교적 시간에 따른 채널 변화가 심하고, 주파수 선택적 페이딩 현상이 거의 없는 채널 환경에서의 SNR 대 BER 특성을 비교한다. 상기 fdTs = 0.014, Sf = 125kHz의 채널 환경, 즉 비교적 시간에 따른 채널 변화가 심하고, 주파수 선택적 페이딩 현상이 거의 없는 채널 환경은 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법의 기본 가정, 즉 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 가정에 부합되는 채널 환경이지만, S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법의 기본 가정, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 가정과는 상이한 채널 환경이다. 따라서, 상기 도 9에 도시한 바와 같이 이런 채널 환경에서는 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법 및 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성은 거의 동일하지만, S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법은 SNR 대 BER 특성은 심각한 성능 저하가 발생한다.
상기 도 9에서는 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화는 없지만, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답이 심하게 변하는 채널 환경에서의 SNR 대 BER 특성을 설명하였으며, 다음으로 도 10을 참조하여 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 모두 심하게 변하는 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR과 BER 관계를 설명하기로 한다.
상기 도 10은 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답 및 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답이 모두 심하게 변하는 채널 환경에서 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법과 본 발명의 채널 추정 방법의 SNR 대 BER 특성을 나타낸 그래프이다.
상기 도 10을 설명하기에 앞서, 상기 SNR 대 BER 특성을 측정하기 위해 상기 도 8 및 도 9에서와 같이 주파수 대역을 500kHz로 설정하고, 128개의 서브 캐리어들을 사용하며, 9개의 다중 경로들이 지수적으로 송신 전력이 감소하는 레일리 페이딩 채널 환경을 가정하기로 한다. 상기 도 9에서는 특히 fdTs = 0.014, Sf = 31kHz의 채널 환경, 즉 비교적 시간에 따른 채널 변화가 심하고, 주파수 선택적 페이딩 현상 역시 심한 채널 환경에서의 SNR 대 BER 특성을 비교한다. 상기 fdTs = 0.014, Sf = 31kHz의 채널 환경, 즉 비교적 시간에 따른 채널 변화가 심하면서도 주파수 선택적 페이딩 현상이 심한 채널 환경은 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법의 기본 가정, 연속적인 두 심벌들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 가정과도 상이하고, N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법의 기본 가정, 즉 연속적인 두 서브 캐리어들간의 채널 주파수 응답은 변화가 없다는 가정과도 상이한 채널 환경이다. 따라서, 상기 도 10에 도시한 바와 같이 이런 채널 환경에서는 S.Alamouti가 제안한 채널 추정 방법 및 N.Ahmed 와 R.Baraniuk이 제안한 채널 추정 방법 모두 SNR 대 BER 특성은 심각한 성능 저하가 발생한다. 그리고, 상기 도10에 도시한 바와 같이 본 발명의 채널 추정 방법이 성능면에서 월등함을 알 수 있다.
한편, 본 발명의 채널 추정 방법을 설명함에 있어 설명의 편의상 OFDM 이동 통신 시스템을 일 예로 하여 설명하였으나, 상기 OFDM 이동 통신 시스템 이외에도 다수의 캐리어(multi-carreier)들을 사용하는 시스템들에는 모두 적용될 수 있음은 물론이다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDM 이동 통신 시스템에서 트레이닝 심벌과 선형 보간 방식을 이용하여 트레이닝 구간과 데이터 구간의 정확한 채널 추정을 수행하도록 한다는 이점을 가진다. 또한, OFDM 이동 통신 시스템에서 서브 캐리어들간 채널 정보 및 채널 변화량 모두를 고려하여 채널 추정을 수행함으로써 실제 채널 환경에 적응적인 채널 추정을 가능하게 하며, 따라서 시스템 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다.

Claims (30)

  1. 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서,
    상기 송신기는 수신기의 초기 채널 추정에 사용될 제1심벌과 제2심벌을 생성하는 과정과,
    상기 송신기는 미리 설정한 설정 구간 동안 상기 제1심벌과 제2심벌을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 상기 수신기로 송신하는 과정과,
    상기 수신기는 상기 설정 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 구하는 과정과, 계산된 상기 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정은;
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산하고, 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산하는 과정과,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들 각각을 감산하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하고, 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들 각각을 가산하여 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1심벌 및 제2심벌은 트레이닝 심벌이며 하기 수학식 19와 같음을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 19에서 s0는 제1심벌을 나타내며, s1는 제2심벌을 나타냄.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들은 하기 수학식 20과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 20에서 Δ0,m[l]은 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 나타내며, h0[l,2m]과 h0[l,2m + 2]은 l번째심벌 구간에서 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들은 하기 수학식 21과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 21에서 h0[l,2m + 1]은 제1송신 안테나의 l번째 심벌 구간에서 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들은 하기 수학식 22와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 22에서 Δ1,m[l]은 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들을 나타내며, h01[l,2m+1]과 h01[l,2m+3]은 l번째 심벌 구간에서 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들은 하기 수학식 23과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 23에서 h1[l,2m]은 제2송신 안테나의 l번째 심벌 구간에서 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 설정 구간은 트레이닝 구간임을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 송신 다이버시티 방식은 공간-주파수 코드 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 수신기가 채널을 추정하는 방법에 있어서,
    미리 설정한 설정 수신 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 상기 송신기에서 적용한 송신 다이버시티 방식에 상응하게 디코딩하여 송신 심벌들로 복원하는 과정과,
    상기 복원된 송신 심벌들 각각에 상기 설정 수신 구간 직전의 수신 구간에서 검출된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 이용하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정과,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정은;
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산하고, 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산하는 과정과,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들 각각을 가산하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하고, 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들 각각을 가산하여 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 복원된 송신 심벌들은 하기 수학식 24와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 24에서,과은 복원된 송신 심벌들을 나타내며, r0와 r1은 수신 신호를 나타내며, h0는 제1송신 안테나의 채널 주파수 응답을 나타내며, h1은 제2송신 안테나의 채널 주파수 응답을 나타내며, Δ0는 제1송신 안테나의 채널 변화량을 나타내며, Δ1은 제2송신 안테나의 채널 변화량을 나타냄.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들은 하기 수학식 25와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 25에서 h0[l,2m]은 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타내며, h1[l,2m]은 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타내며, s0와 s1은 복원된 송신 심벌들을 나타내며, Δ0,m[l-1]은 상기 설정 수신 구간 직전의 수신 구간에서 검출된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 나타내며, Δ1,m[l-1]은 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 나타냄.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 설정 수신 구간은 데이터 구간임을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 송신 다이버시티 방식은 공간-주파수 코드 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 채널을 추정하는 시스템에 있어서,
    수신기의 초기 채널 추정에 사용될 제1심벌과 제2심벌을 결정하고, 미리 설정한 설정 구간 동안 상기 제1심벌과 제2심벌을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 상기 수신기로 송신하는 상기 송신기와,
    상기 설정 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하고, 추정된 상기 채널 주파수 응답을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 상기 수신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 시스템.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산하고, 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산한 후, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들 각각을 감산하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하고, 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들 각각을 가산하여 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정함을 특징으로 하는 상기 시스템.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제1심벌 및 제2심벌은 트레이닝 심벌이며 하기 수학식 26과 같음을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 26에서 s0는 제1심벌을 나타내며, s1는 제2심벌을 나타냄.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들은 하기 수학식 27과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 27에서 Δ0,m[l]은 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 나타내며, h0[l,2m]과 h0[l,2m + 2]은 l번째 심벌 구간에서 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들은 하기 수학식 28과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 28에서 h0[l,2m + 1]은 제1송신 안테나의 l번째 심벌 구간에서 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들은 하기 수학식 29와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 29에서 Δ1,m[l]은 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들을 나타내며, h01[l,2m+1]과 h01[l,2m+3]은 l번째 심벌 구간에서 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들은 하기 수학식 30과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 30에서 h1[l,2m]은 제2송신 안테나의 l번째 심벌 구간에서 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타냄.
  23. 제16항에 있어서,
    상기 설정 구간은 트레이닝 구간임을 특징으로 하는 상기 시스템.
  24. 제16항에 있어서,
    상기 송신 다이버시티 방식은 공간-주파수 코드 방식임을 특징으로 하는 상기 시스템.
  25. 송신기가 제1송신 안테나와, 제2송신 안테나를 구비하며, 상기 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각이 적어도 하나 이상의 홀수번째 캐리어들과 적어도 하나 이상의 짝수번째 캐리어들을 통해 신호를 송신하는 이동 통신 시스템에서 수신기가 채널을 추정하는 시스템에 있어서,
    미리 설정한 설정 구간 동안 입력되는 심벌들을 미리 설정되어 있는 송신 다이버시티 방식으로 인코딩하여 상기 제1송신 안테나 및 제2송신 안테나 각각의 홀수번째 캐리어들 및 짝수번째 캐리어들 각각을 통해 수신기로 송신하는 상기 송신기와,
    상기 설정 수신 구간 동안 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 상기 송신기에서 적용한 송신 다이버시티 방식에 상응하게 디코딩하여 송신 심벌들로 복원하고, 상기 복원된 송신 심벌들 각각에 상기 설정 수신 구간 직전의 수신 구간에서검출된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 이용하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정한 후, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 사용하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하는 상기 수신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 시스템.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산하고, 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 선형 보간하여 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 계산한 후, 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들 각각을 가산하여 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정하고, 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각에 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과의 채널 변화량들 각각을 가산하여 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 추정함을 특징으로 하는 상기 시스템.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 복원된 송신 심벌들은 하기 수학식 31과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 31에서,과은 복원된 송신 심벌들을 나타내며, r0와 r1은 각각 수신 안테나의 홀수번째 (2m번째)와 짝수번째 (2m+1번째) 서브 캐리어의 수신신호를 나타내며, h0는 제1송신 안테나의 2m번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답을 나타내며, h1은 제2송신 안테나의 2m번째 서브 캐리어의 채널 주파수 응답을 나타내며, Δ0는 제1송신 안테나의 연속하는 서브 캐리어간의 채널 변화량을 나타내며, Δ1은 제2송신 안테나의 연속하는 서브 캐리어간의 채널 변화량을 나타냄.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들은 하기 수학식 32와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 시스템.
    상기 수학식 32에서 h0[l,2m]은 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타내며, h1[l,2m]은 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들을 나타내며, s0와 s1은 송신 심벌들을 나타내며, Δ0,m[l-1]은 상기 설정 수신 구간 직전의 수신 구간에서 검출된 상기 제1송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제1송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 나타내며, Δ1,m[l-1]은 상기 제2송신 안테나의 짝수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각과 상기 제2송신 안테나의 홀수번째 캐리어들의 채널 주파수 응답들 각각간의 채널 변화량들을 나타냄.
  29. 제25항에 있어서,
    상기 설정 수신 구간은 데이터 구간임을 특징으로 하는 상기 시스템.
  30. 제25항에 있어서,
    상기 송신 다이버시티 방식은 공간-주파수 코드 방식임을 특징으로 하는 상기 시스템.
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