CN101043235B - 一种导频信号发射功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种导频信号发射功率控制方法，包括：确定导频信号增益值；将所述导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列；基带发送端发送增益后的导频序列。本发明采用中频削波门限和功率放大器的线性工作点范围来确定导频信号的增益值，充分利用功放的线性放大资源，尽可能提高导频信号的发射功率，提高接收端信噪比小同时减小导频信号失真，使得接收端能更好地接收和恢复出导频信号。

Description

一种导频信号发射功率控制方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)***中的导频信号发射功率控制方法。

背景技术

近年来，宽带无线通信技术和应用的到了迅猛的发展，人们对无线数据多媒体业务的需求，促进了用于高速宽带无线通信的新技术的发展和应用。OFDM技术和多输入多输出(multiple-input multiple-output，MIMO)技术已经或者即将用于各种高速宽带无线通信***中。

频分复用和并行数据传输的思想最早出现在二十世纪六十年代，经过四十多年的研究和开发，OFDM已经成为了广泛应用的高速数据传输技术。其中最重要的一项使用技术是快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)。它大大降低了并行数据调制解调的难度，从而使OFDM的大量使用成为了可能。

OFDM的基本思想是将需要传输的数据分散到大量同时传输的子载波上，虽然每个子载波上采用的是较低速率的调制方式，但是由于子载波数目众多，因此整体可以使用高速数据传输。这些子载波间通过合适的选择频谱间隔而实现正交。

目前，OFDM和MIMO结合的相关技术已经在IEEE802.16中完成标准制订。另外，在移动无线通信接入***中，第三代合作伙伴计划(3GPP)的无线接入网、IEEE 802.20的物理层也正在考虑使用OFDM技术和MIMO技术，以构建具有更高频率效率的移动无线通信接入***。

采用了OFDM技术的数据传输***具有以下优点：

1)对多径延迟扩展具有较强的容错性。如图1所示，一个OFDM符号时域上包括两个部分：数据部分和循环前缀部分，循环前缀部分由数据部分的末端循环生成，图1中数据部分占用的时间为T_data，循环前缀部分占用的时间为T_cp。OFDM技术的容错性表现在：与一个OFDM符号的持续时间Ts相比，典型信道冲击响应的持续时间很小，只占用Ts中一个很小的部分，因此可以通过增加较小的循环前缀，即T_cp，以完全克服由多径引起的信号之间的干扰。

2)对频率选择性衰落具有较强的容错性。OFDM技术通过采用信道编码等冗余方案，可以恢复强衰落子载波所携带的数字信号。

3)采用了简单的均衡算法。由于OFDM技术采用频域传递信号，而信道的作用在频域上表现为简单的乘法，从而使采用OFDM技术的数据传输***在执行信号均衡时，只需要一个简单的单抽头均衡器即可实现。

4)相对于频分复用(FDM)技术而言，OFDM技术具有较高的频谱效率。

在当前OFDM***导频设计中，主要采用两种导频设计方法，一种是交错状导频(Stagger-Type)或者叫做梳状导频(Comb-Type)，另一种是块状导频(Block-Type)，如图2所示，对于Block-Type的导频，现有技术中主要采用单一的发射功率，而该发射功率是按照与数据部分发射功率的某一比例关系得到的一个常值。也就是说将这一个常值提前预写入基带发射端，基带发射端将以这个常值功率，将导频信号发射出去。

上述现有技术中的导频信号发射存在如下缺点：

由于OFDM技术的功率峰均比(Peak to average power ratio，PAPR)值可能非常大，实际上也就是发射机的动态范围相当大，使得要能够正常的发射OFDM数据信号，可能就要选择相对工作点线性范围较大的功率放大器，而此时如果导频信号基带只使用单一功率，就会产生如下问题：

(1)如果导频信号的发射功率较低，而发射机的有一个较大的线性范围时，由于发射导频的功率范围只占其中的一小部分，不能够充分利用该较大的线性范围，会造成功率放大器在一定范围内的资源浪费；同时由于发射功率较低，使得接收端的信噪比较小，从而导频信号在接收端可能不能够很好接收和处理，使得导频信号完全失去其应有的作用和应完成的功能。

(2)如果导频信号的发射功率较高，中频部分为了保护功率放大器和处理功放造成信号的非线性失真的问题，会通过功放的工作点和基带信号的平均功率设置一个中频削波门限，当基带送到中频的信号大于中频削波门限时，中频部分会通过一套中频削波算法，对该信号进行处理，使其保证在门限以内。被处理过的信号虽然能够保证在门限以内，但是同时也造成被处理信号的失真。同样，导频信号经过削波处理也会造成失真，甚至引入带内和带外噪声，导频信号失真后会使得接收端无法正确恢复和处理导频信息。另外当发射机端功放的工作点范围并不是很高，由于功率过大也可能造成功放损坏等情况发生。

发明内容

本发明提供一种导频信号发射功率控制方法，用以解决现有技术中存在的导频信号仅参照数据部分发射功率采用一个固定功率值发射，导致资源浪费、接收端信噪比小或信号失真的问题。

本发明方法包括：

选择一个功率峰均比PAPR值较小的数字序列作为导频序列；

A、确定导频信号增益值，包括：预设多个可选增益值；用导频序列的时域功率峰值分别乘以所述可选增益值，得到对应的多个增益结果值；在所述多个增益结果值中确定出与所述中频削波门限功率值最接近、且与功率放大器线性范围最大输入功率值最接近的一个增益结果值；将确定出的所述增益结果值对应的可选增益值作为所述导频信号增益值；

基带发送端将确定出的所述导频信号增益值通知给接收端；

B、将所述导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列并发送；

接收端接收到导频序列后根据所述导频信号增益值进行相应增益倍数的逆运算，恢复出导频信号；

所述步骤A包括：

基带发送端根据中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，确定出导频信号增益值；使增益后的导频序列的时域功率值满足小于等于中频削波门限功率值，且小于等于功率放大器线性工作范围的最大输入功率值；或者

所述步骤A包括：

基带发送端连续或周期获取中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，更新确定出的导频信号增益值；使增益后的导频序列的时域功率值满足小于等于中频削波门限功率值，且小于等于功率放大器线性工作范围的最大输入功率值。

所述基带发送端将确定出的导频信号增益值通知给接收端，具体方法为：

基带发送端向接收端发送一条导频信号增益值通知消息，携带确定出的所述导频信号增益值信息；接收端接收到该通知消息后，解析出携带的所述导频信号增益值；或者

基带发送端通过现有信令携带表示导频信号增益值大小的标识信息，接收端解析所述标识信息，获得对应的导频信号增益值。

所述标识信息为占用N个比特的二进制数；接收端接收到该N个比特后，根据预先与基带发送端之间约定的对应关系，确定出该N比特二进制数对应的增益值。

所述标识信息占用的比特位数N根据基站发送端和接收端之间约定的增益值个数确定。

所述PAPR值较小的数字序列可由13比特的PN序列生成器生成。

根据本发明的上述方法，对于多天线发射***，所述步骤B中，所述基带发送端发送增益后的导频序列到每一根天线上；各天线在频域上对增益后的导频序列乘以对应的相位旋转因子后再进行IFFT变换后发送。

本发明有益效果如下：

(1)本发明发射导频信号时，基带发送端根据中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，先确定出一个合适的导频信号增益值；将确定出的导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列；使得增益后的导频序列的功率值满足小于等于中频削波门限功率值，且小于等于功率放大器线性工作范围的最大输入功率值。这样，在基带发送端发射的导频信号就不会由于超出中频削波门限而被进行削波处理，导致产生失真；同时由于不会超过功率放大器的线性工作范围，保护了功率放大器。

(2)本发明通过预设多个可选增益值，用导频序列的时域功率峰值分别乘以可选增益值，得到对应的多个增益结果值；在多个增益结果值中确定出与中频削波门限功率值最接近、且与功率放大器线性范围最大输入功率值最接近的一个增益结果值；将确定出的增益结果值对应的可选增益值作为所述导频信号增益值。这样，使得导频信号不仅不会被中频进行削波处理，避免信号失真，还采取最大可能的发射功率进行发射，提高了功率放大器的效率和接收端对导频信号接收的信口噪比，使得接收端能更好地接收和恢复出导频信号。

附图说明

图1为OFDM符号组成示意图；

图2为Block-Type的导频发射示意图；

图3为本发明方法实施例流程图之一；

图4为本发明方法实施例流程图之二。

具体实施方式

本发明提供的导频信号发射功率控制方法，包括：

确定导频信号增益值；

将所述导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列；

基带发送端发送增益后的导频序列。

下面结合附图，以具体实施例对本发明上述方法进行详细描述。

实施例1：

参见图3，为本发明实施例1步骤流程图，在实施例1中，导频信号增益值一次性确定后，不再改变；具体步骤包括：

步骤S11、选择一个PAPR值较小的数据序列作为导频序列。

导频序列的PAPR值进行公式如下：

$\mathrm{PAPR}=\frac{\max \left\{{\left|S\left(k\right)\right|}^2\right\}}{\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S\left(k\right)\right|}^2}---\left(1\right)$

式(1)中： $S\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{N}}$

采用较小PAPR值的导频序列，可以减少导频信号在发射端发射时的损失，也可以减小发射端和接收端对导频信号处理的难度，提高导频信号处理速度。例如：可以使用13Bit的PN序列生成器生成导频序列：

            h(d)＝1+D⁸+D¹¹+D¹²+D¹³

步骤S12、基带发送端获取中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，确定出导频信号增益值。

基带发送端获取***设置的中频削波门限，或者通过基带信号的统计特性计算出中频削波门限(中频削波门限值的具体计算方法为现有技术，在此不作详述)，同时通过中射频处理部分反馈功率放大器的工作点线性范围；基带发送端根据中频削波门限功率值和功率放大器的线性范围最大输入功率值一次性确定出一个合适的增益常数值；具体方法例如：

假设中频削波门限功率值为A，功率放大器线性范围最大输入功率值为B，基带通过对频域导频信号进行快速傅立叶逆变换(IFFT)的计算得到导频时域最大功率值为C，并预先设置一套增益倍数D＝(d₁、d₂、d₃...d_n)，则需要从D序列中选取合适的增益常数值来作为导频信号的增益值，该增益常数值至少要保证满足以下两个条件：

条件1：增益倍数d_m(d_m∈D)与上述导频信号时域最大功率值(功率峰值)C的乘积满足小于等于上述削波门限功率值A和功率放大器最大输入功率值B；即：

                d_m×C≤A    (2)

                d_m×C≤B    (3)

即式(2)和式(3)同时满足；也就是说，d_m×C必须小于等于削波门限功率值A和功率放大器最大输入功率值B两者之中的较小值；假设B＜A，则d_m×C必须满足式(3)。

满足条件1可以保证导频信号在发射端不要因为中频削波或者功放的非线性问题而造成信号失真，避免了接收端接收到的导频信号发生失真后，无法正常恢复导频信号的问题。

条件2：所选取的d_m为满足式(2)和式(3)条件的D序列中的最大值。假设：

          d₁＜d₂＜d₃...＜d_n    (4)

且假设B＜A，则采用条件1中的式(3)，假设有d₂和d₁为满足式(3)的两个增益倍数值；则根据条件2，取满足条件1中的D序列的最大值，由式(4)可知，在d₂和d₁中确定出d₂作为导频信号增益值。

满足条件2是为了保证充分利用功放的线性范围资源，使发射端尽可能采用较大的功率发射导频信号，从而提高接收端的信噪比，使接收端能够尽可能更好地接收和恢复导频信号。

步骤S13、基带发送端将确定出的导频信号增益值通知给接收端。具体方法例如：

基带发送端向接收端发送一条导频信号增益值通知消息，携带确定出的导频信号增益值信息；接收端接收到该通知消息后，解析出携带的导频信号增益值。

或者，基带发送端通过现有信令携带表示导频信号增益值大小的标识信息，接收端解析该标识信息，获得对应的导频信号增益值。

标识信息可以用占用N个比特的二进制数来表示；接收端接收到该N个比特后，根据预先与基带发送端之间约定的对应关系，确定出该N比特二进制数对应的增益值。标识信息占用的比特位数N可以根据基站发送端和接收端之间约定的增益值个数来确定。例如：基带发送端与接收端事先约定好相应的几个增益值，同时用N个Bit位来表示这几个增益值，例如用2个Bit位来标识对应的增益值：

00表示增益值为1或者无增益；

01表示增益值为2倍；

10表示增益值为4倍；

11表示增益值为8倍。

具体采用多少个比特位来标识增益值，可根据两者之间约定的增益值个数来确定，如果约定的增益值个数为4个，则可用2个Bit位来标识对应的增益值；如果约定的增益值个数为8个，则可用3个Bit位来标识对应的增益值；以此类推。

步骤S14、基带发送端将一次性确定的合适的导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列，并向接收端发送增益后的导频序列。

具体处理方法可以是：

1、基带频域导频信号直接与导频信号增益值通过乘法器相乘，得到增益后的导频频域信号，再做快速傅立叶逆变换(IFFT)得到增益后的导频时域信号，送给中射频处理部分并发送出去；

2、将基带频域导频信号先进行IFFT变换，变换到时域后再与所述导频信号增益。值通过乘法器相乘，得到增益后的导频时域信号，然后送给中射频部分处理并发送出去。

基带发送端将一直以此增益值处理导频序列。

步骤S15、接收端接收到导频序列后，根据获得的导频信号增益值进行相应增益倍数的逆运算，恢复出导频信号。具体为：

接收到接收到时域导频信号后，先进行快速傅立叶变换(FFT)，得到频域导频信号后，再进行相应增益倍数的逆运算，恢复出导频信号。

对于多天线发射***，基带发送端发送增益后的导频序列到每一根天线上；各天线在频域上对增益后的导频序列乘以对应的相位旋转因子后再进行IFFT变换后发射。

例如：每根天线对导频信号通过循环移位的方法处理：

$S_m\left(k\right)=S_1\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\Δt}}_m}$

其中m为第m根天线数，S_m(k)为第m根天线上要发送的导频信号，k为频域子载波的索引数，Δt_m为第m根天线在频域上要循环移位的系数，时域上则体现为时延因子。

上述实施例1主要针对于功放性能和中频处理参数不会发生变化或者变化不会很大的***，在这种情况下，导频信号增益值可以一次性选取，不再更改。然而对于功率放大器性能变化较大，或者中频处理参数更新频率较高的***，一次性选取增益值不再更改的方法就不再适合，需要采取下述实施例2中的方法。

实施例2：基带发送端连续或周期性获取中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，更新确定出的导频信号增益值。其具体实施步骤如图4所示，包括：

步骤S21、与图3步骤S11相同，不重述。

步骤S22、基带发送端连续或周期性获取中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，确定导频信号增益值。其导频信号增益值的具体确定方法可以与图3中的步骤S12相同，不重述。

步骤S23、基带发送端判断是否是第一次确定导频信号增益值，如果是，转至步骤S27；否则，继续步骤S24；

步骤S24、基带发送端进一步判断当前确定出的增益值与上一次确定出的增益值是否相同，如果相同，则执行步骤S25；如果不同，执行步骤S26

步骤S25、基带发射端仍采用上一次确定出的导频增益值作为当前的导频增益值，转至步骤S28；

步骤S26、更新导频信号增益值为当前确定出的增益值；执行步骤S27；

步骤S27、基带发送端将确定出的当前导频信号增益值通知给接收端。具体通知方法可与图3中的步骤S13相同，不重述。

步骤S28、基带发送端将导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列，并向接收端发送增益后的导频序列；具体实施方法可以与图3中步骤S14相同，不重述。

步骤S29、接收端接收到导频序列后，根据获得的导频信号增益值进行相应增益倍数的逆运算，恢复出导频信号。

如果发送端更新了导频信号增益值，则通过上述步骤S27通知接收端；在本步骤中，接收端采用更新后的导频信号增益值进行相应增益倍数的逆运算，恢复出导频信号；

如果发送端没有更新导频信号增益值，则不必重复通知接收端；接收端采用之前使用的导频信号增益值进行导频信号逆运算，恢复出导频信号。

实施例2主要适用于功率放大器的线性工作范围会发生较大范围变化(功率放大器会根据外界温度、湿度等自然环境变化以及老化等问题发生较大的变化)，或者中频削波门限值更新频率较高的***。

综上所述，本发明发射导频信号时，由基带发送端根据中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，先确定出一个合适的导频信号增益值；将确定出的导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列；使得增益后的导频序列的功率值满足小于等于中频削波门限功率值，且小于等于功率放大器线性工作范围的最大输入功率值。基带发送端将增益后的导频序列发送给接收端，这样，在基带发送端发射的导频信号就不会由于超出中频削波门限而被进行削波处理，导致产生失真；同时由于不会超过功率放大器的线性工作范围，保护了功率放大器。

本发明通过预设多个可选增益值，用导频序列的时域功率峰值分别乘以可选增益值，得到对应的多个增益结果值；在多个增益结果值中确定出与中频削波门限功率值最接近、且与功率放大器线性范围最大输入功率值最接近的一个增益结果值；将确定出的增益结果值对应的可选增益值作为所述导频信号增益值。这样，使得导频信号不仅不会被中频进行削波处理，避免信号失真，还采取最大可能的发射功率进行发射，提高了功率放大器的效率和接收端对导频信号接收的信噪比，使得接收端能更好地接收和恢复出导频信号。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种导频信号发射功率控制方法，其特征在于，包括：

选择一个功率峰均比PAPR值较小的数字序列作为导频序列；

A、确定导频信号增益值，包括：预设多个可选增益值；用导频序列的时域功率峰值分别乘以所述可选增益值，得到对应的多个增益结果值；在所述多个增益结果值中确定出与所述中频削波门限功率值最接近、且与功率放大器线性范围最大输入功率值最接近的一个增益结果值；将确定出的所述增益结果值对应的可选增益值作为所述导频信号增益值；

基带发送端将确定出的所述导频信号增益值通知给接收端；

B、将所述导频信号增益值与导频序列相乘，得到增益后的导频序列并发送；

接收端接收到导频序列后根据所述导频信号增益值进行相应增益倍数的逆运算，恢复出导频信号；

所述步骤A包括：

基带发送端根据中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，确定出导频信号增益值；使增益后的导频序列的时域功率值满足小于等于中频削波门限功率值，且小于等于功率放大器线性工作范围的最大输入功率值；或者

所述步骤A包括：

基带发送端连续或周期获取中频削波门限和功率放大器的线性工作范围，更新确定出的导频信号增益值；使增益后的导频序列的时域功率值满足小于等于中频削波门限功率值，且小于等于功率放大器线性工作范围的最大输入功率值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基带发送端将确定出的导频信号增益值通知给接收端，具体方法为：

基带发送端向接收端发送一条导频信号增益值通知消息，携带确定出的所述导频信号增益值信息；接收端接收到该通知消息后，解析出携带的所述导频信号增益值；或者

基带发送端通过现有信令携带表示导频信号增益值大小的标识信息，接收端解析所述标识信息，获得对应的导频信号增益值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述标识信息为占用N个比特的二进制数；接收端接收到该N个比特后，根据预先与基带发送端之间约定的对应关系，确定出该N比特二进制数对应的增益值。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述标识信息占用的比特位数N根据基站发送端和接收端之间约定的增益值个数确定。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述功率峰均比PAPR值较小的数字序列可由13比特的PN序列生成器生成。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对于多天线发射***，所述步骤B中，所述基带发送端发送增益后的导频序列到每一根天线上；各天线在频域上对增益后的导频序列乘以对应的相位旋转因子后再进行快速傅立叶逆变换IFFT后发送。

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