CN100362543C

CN100362543C - 数字模拟变换电路和数字模拟变换方法

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Publication number: CN100362543C
Application number: CNB2004100567032A
Authority: CN
Inventors: 中村卓; 林宏宜; 藤原久男; 苅部正男; 中村和夫; 木谷正克
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Japan Display Inc
Priority date: 2001-04-27
Filing date: 2002-04-27
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2022-04-27
Also published as: CN1388514A; KR20020083515A; CN1267879C; KR100427733B1; TW526465B; CN1637832A; CN1567406A; CN100426366C

Abstract

本发明的信号线驱动电路具有：锁存数字象素数据的锁存器、把锁存器的锁存输出变换或模拟图象信号的D/A变换器、放大由D/A变换器变换后的模拟图象信号的AMP(17)和选择作为由AMP(17)放大后的模拟图象信号供给目的处的信号线的信号线选择电路(18)；AMP17具有：串联连接的奇数个的反相器(IV1～IV3)、分别串联连接在反相器的级间与初级反相器的输入端与最末级反相器的输出端子之间的电容元件(C4、C5)把电源电压供给初级反相器(IV1)的第一电源供给线(XAVDD1)和把电源电压供给初级以外的反相器的第二电源供给线XAVDD2。通过仅把初级反相器的电源供给线分开，可以提高AMP17的精度。

Description

数字模拟变换电路和数字模拟变换方法

本申请是发明名称为“显示装置、数字模拟变换电路和数字模拟变换方法”、申请日为2002年4月27日、申请号为02141072.0母案的分案申请。

本申请是根据和享有2001年4月27日申请的日本专利申请的优先权的NO2001-132969和2001年12月28日申请的专利申请优先权的NO2001-400089这两篇申请的全部内容包括被引证编入本申请中。

技术领域

本发明涉及把数字或象素数据变换成模拟视频信号的D/A变换器、放大D/A变换器的输出的放大器和信号选择电路与象素阵合为一体地形成在绝缘基板上的数字模拟变换电路和数字模拟变换方法。

背景技术

在同一玻璃基板上形成象素阵部和驱动电路的液晶显示装置的开发正在蓬勃展开。由于象素阵部和驱动电路形成在同一玻璃基板上，而可使液晶显示装置整体轻薄短小化，从而可以作为便携式电话和笔记本计算机等便携式设备的显示装置广泛使用。

这种驱动电路的一体式液晶显示装置通过在玻璃基板上用多晶硅等形成TFT，利用这种TFT(薄膜晶体管)形成象素阵部和驱动电路两者。

然而，在玻璃基板上形成的TFT由于动作速度不能太快，所以为构成驱动电路必需各种各样的电路技巧。另外，在玻璃基板上形成特性一样的TFT在当前存在技术上的困难，由于TFT的特性不同存在引起显示不稳等显示性能低的问题。

另外，当在同一玻璃基板上形成象素阵部和驱动电路时，因象素阵部上的面积相对玻璃基板的面的相对比例小，而存在边框变大的问题。

图47是在基板利用多晶硅IFT构成的现有技术的DAC(数字模拟变换器)的电路图，是在特开平10-340072号公报中公开的构成。图7的DAC响应数字信号的各个比特值导通开关SW21、SW22中的一个。节点A或为基准电压V_ref或接地电压，最初开关SW23处在阻断状态，把电容元件C21中存储的电荷重新分别到电容元件C2。以上的处理对数字信号的各比特重复进行。

当该处理结束时，开关SW24、SW25变成阻断开关S26、SW27变成导通。因此节点B的电压被输送给放大器的输出端，存储在负反馈环内的电容元件C23的补偿电压同时被抵消。

通过以上的处理，使D/A变换后的电压从放大器输出。在D/A变换处理后，开关SW28变成导通，进行信号写入。

图47的DAC因为按数字信号的各比特进行电荷的存储和再分配，而在D/A变换时花费时间，使信号的写入时间变短。因此存在信号电压不能上升到所希望的电压或不能下降的问题，引起辉度不稳定而使显示性能变差。

另外，因为每条信号线需要图47的DAC和其后级的放大器，既使消耗的电功率增加，又使电路的占有面积变大，边框尺寸不能减少。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能提高显示品质的装置。

另外，本发明的另一目的在于提供边框尺寸小的显示装置。

另外，本发明的又一目的在于提供能使数字模拟变换所需要的时间缩短的数字模拟变换电路、显示装置和数字模拟变换方法。

另外，本发明的另一目的在于提供一种数字模拟变换电路，显示装置和数字模拟变换方法，所述的数字模拟变换电路、显示装置和数字模拟变换方法使进行数字模拟变换处理的期间与输出进行数字模拟变换的结果的期间局部重复，并使输出进行数字模拟变换的结果的期间变长。

为了达到上述目的，一种根据第一基准电压和比该第一基准电压电平低的第二基准电压输出与n(n为2以上的整数)比特的数字信号对应的电压的数字模拟变换电路具有：

能存储与上述数字信号的最高位以外的各比特的值对应的电荷的第一电容元件；

能在与上述第一电容元件之间再分配存储电荷的第二电容元件；

能存储与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷的第三电容元件；

电荷控制电路，每一上述数字信号的最高位比特以外的各比特分别重复进行把与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷顺次存储在上述第一电容元件中后，与上述第二电容元件之间进行存储电荷的再分配的处理，并把与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷存在上述第三电容元件中，然后在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配。

再者，一种对应于n(n是大于2的整数)比特的数字信号的第一电压与第二电压之间的电压的数字模拟变换方法，其特征在于，包括：

上述数字信号的最高位以外的各比特分别重复进行把对应上述数字信号的最高位比特以外的各比特的值的电荷顺次积存在第一电容元件后，与第二电容元件之间进行存储电荷的再分配的处理，并且把相应于上述数字信号的最高位比特的值的电荷存储在第三电容元件中，其后在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配。

附图说明

图1是表示液晶显示装置的第一实施方式构成的方框图。

图2是表示信号线驱动电路内部构成的方框图。

图3是表示信号驱动电路内的DAC、AMP17和信号选择电路18的详细构成的电路图。

图4是DAC的动作定时图。

图5是表示根据初级的反相器和第二级以后的反相器区分从外部供给的电源的种类的例子图。

图6是表示信号线选择电路18的具体构成的电路图。

图7是表示信号线选择电路18的变形例的电路图。

图8是表示构成预充电控制电路构成的电路图。

图9是表示把击穿补偿用的模拟开关串联连接在开关上的例子的电路图。

图10是表示在放大器内设置相位补偿用的电容元件的例子的电路图。

图11是表示用图10的变形例的电路图。

图12是表示图10的另一变形例的电路图。

图13是表示图12的变形例的电路。

图14是表示把放大器17的电源配线图案配置成重叠在公共电极上的例子的图。

图15是表示把放大器17内的电容元件配置成重叠在公共电极上的例子的图

图16是表示从玻璃基板2上的公共电位供给端的合成电阻的图。

图17是表示从辅助电容电位供给端的合成电阻的图。

图18是A是表示放大器的增益特性的图，图18B是用互补型反相器的放大器的增益特性的图。

图19是表示把反馈路径上的模拟开关配置在初级的反相器的输入电容附近例子的图。、

图20是信号线驱动电路的第十实施方式的电路图。

图21是表示本实施方式的液晶显示装置内的各都的电压电平的图。

图22是表示电源电压侧和接地电压侧的余量的图。

图23是信号驱动电路的第十一实施方式的电路图。

图24是第十二实施方式的信号线驱动电路内的放大器电路图。

图25是第十三实施方式的信号线驱动电路内放大器与信号线选择电路的电路图。

图26是表示相位余量变化状态的图。

图27是第十四实施方式的驱动电路内的放大器的电路图。

图28是第十五实施方式的信号线驱动电路内放大器的电路图。

图29A是第十六实施方式的信号线驱动电路的放大器的电路图，图29B是现有技术的放大器的电路图。

图30A是表示本实施方式的放大器17的动作定时图，图30B是为比较而示出的图25的放大器17的动作定时图。

图31是放大器17的周边电路图。

图32是图31的电路的动作定时图。

图33是表示包括在图2的电源IC中的升压电路一例的电路图。

图34是说明电源IC的功能的图。

图35是表示外部电源电压VDD、电源电压XAVDD、用分压电阻梯形网络形成的基准电压最大值REFH，基准电压最小值REVL的电压电平关系的图。

图36是说明放大器内的反相器电源线和接地线上连接的电阻的图。

图37是说明放大器输出的收敛时间的图。

图38是表示在初级的反相器栅极宽W1与第二级的反相器栅极宽W2相等并使第二级反相器的栅极宽W2与第三级反相器的栅极宽W3的比W2/W3变化时，放大器17的输出收敛时间如何变化的图。

图39是图32放大器的部分布局图。

图40是第二十实施式的低温多晶硅TFT阵基板的布局图。

图41是信号驱动电路的概略构成图。

图42是表示DAC16与AMP17的详细构成的电路图。

图43是DAC16的动作定时图。

图44是本实施方式的信号线驱动电路5的动作定时图。

图45是表示H公共反转驱动的一例的信号线驱动电路的电路图。

图46是连接在不具有差动放大器的放大器上的DAC电路图。

图47是用多晶硅TFT在玻璃基板上构成的现有技术中的DAC的电路。

具体实施方式

下面参照附图具体说明与本发明有关的数字模拟变换电路、显示装置和数字模拟变换的方法。

图1是与本发明有关的显示装置的第一实施方式的概略构成的方框图，表示液晶显示装置的方框构成。图1的液晶显示装置具有半象素阵部1和驱动电路形成为一体的玻璃基板2，该玻璃基板2与图中未示出的对置基板相对配置的，并中间夹着液晶层密封。

与图1的玻璃基板2分开，另行设置装有把数字视频信号和控制信号输出到驱动电路的控制器IC3和供给电源电压的电源IC4的基板。这两个基板之间通过柔性的印刷电路基板等相接。

在图1的玻璃基板2上设置排列信号线和扫描线并在信号线与扫扫线的各交点附近的形成像素TFT的像素阵部1、驱动信号线的信号线驱动电路5、驱动扫描线的扫描线驱动电路6。

信号线驱动电路5具有：生成使起始脉冲顺序移位的移位脉冲的移位寄存器11、供给数字图像数据的数据总线12、与移位元脉冲同步顺序锁存数字图像数据的采样锁存器13、汇总采样锁存器13的锁存输出并按相同的定时锁存的负载锁存器14、根据数字图像数据的高位侧比特串选择基准电压的电压选择电路15，根据选择的基准电压对数字图像数据的低位侧比特列进D/A变换的D/A变换器(以下称DAC)16、放大D/A变换的模拟视频信号的放大器(以下称AMP)17、转换控制是否把AMP17的输出供给某个信号线的信号线选择电路18和定时控制电路19。

图2是表示信号线驱动电路5的内部构成的方框图。图2的数据分配电路21与图18移位寄存器11和数据总线12对应。另外，在图2中汇总DAC16和AMP17用一个方块表示。

分压电阻梯形网络20根据被电源IC4供给的三种基准电压REF1、V_m、REF2生成9种基准电压V₁～V₉，把生成的基准电压V₁～V₈供给电压选择电路15。电压选择电路15根据数字像素数据的高端3比特从基准电压V₁～V₉中选择两种电压V_r1～V_r2进行输出。

DAC16利用从电压选择电路15输出的基准电压V_r1、V_r2生成与数字象素数据的低端3比特对应的电压。被DAC16生成的电压被AMP17放大后，供给信号选择电路18。

信号线选择电路18在把来自AMP17的电压供给对应的信号线之前，进行信号线的预充电。更具体地说，利用如图8所示那样构成的电路进行预充电。

图3是表示信号线驱动电路5内的DAC16、AMP17和信号选择电路18的详细构成的电路图。象图中所示那样，DAC16根据被电压选择电路15供给的基准电压V_r1、V_r2进行D/A变换。

DAC16具有；电容元件C₁～C₃、进行电容元件C₁～C₃的电荷再分配的模拟开关S_1a～S_1c，S₂、S_3a、S_3b和S₄、根据数字象素数据的低端3比特的逻辑进行通断控制的模拟开关S5、/S5、S6、/S6、S7、/S7。另外设置被DAC16和AMP17共用的电容元件C6。该电容元件C6可用在D/A变换动作的过程，也可用在AMP17的初级反相器的动作控制。

图4是DAC16的动作定时图。首先在时刻T1时，模拟开关S5～S7根据数字像素数据的低端3比特进行通、断，并且模拟开关S_1a～S_1c导通。由此，把与数字像素数据的低端2比特对应的电荷存储在电容元件C1和C3中。例如在模拟开关S6导通时，与电压V_r2对应的电荷存储到电容元件C1中，在模拟开关/S6导通时，与电压V_r1对应的电荷存储在C1中。另外，在模拟开关S7导通时，与电压V_r2对应的电荷存储在电容元件C3中，在模拟开关/S7导通时，与电压V_r1对应的电荷存储在电容元件C3中。另外通常与电压V_r1对应的电荷存储在电容C2中。

然后，当为时刻T2时，模拟开关S2导通，在电容元件C1、C2之间进行电荷再分配，然后，在时刻3时，模拟开关S_3a，S_3b导通，在电容元件C2，C3之间进行电荷再分配，在电容元件C6上存储与第3比特对应的电荷。在时刻T4时，模拟开关S4导通，再分配分别存储在电容元件C2和电容元件C6上的电荷。这样，完成基于低端3比特的D/A变换，并把所希望的模拟电压V_out存储在电容元件6的左端上。另外，在时刻T3以后，AMP17与信号线之间的模拟开关18全都阻断，模拟开关S9、S10和S11导通，使IV₁～IV₃的输入输出短路。在电容C4～C6的右端存储IV₁～IV₃的动作门限值电压。当时刻T5时，模拟开关S9～S11阻断，开关S8和开关18中的一个导通，进行使信号电压等于模拟电压V_out的写入动作。AMP17进行工作，利用使信号线电压反馈的开关S8，对信号线进行电容C6的左端电压变成等于上述模拟电压V_out的方向的电压写入相。

然后，在时刻T5以后，重复进行时刻T1～T4的相同的动作。

AMP17如图3所示具有串联连接的三个反相器IV1、IV2、IV3，***在反相器IV1～IV3级间的电容元件C4和C5、串联连接在最末级的反相器IV3与初级的反相器IV1之间的模拟开关S8和电容元件C6、***在各反相器IV1～IV3输入输出端子间的模拟开关S9～S11。

电源电压XAVDD和接地电压分别供给AMP17内的三级反相器IV1～IV3。在本实施方式如图3所示，使初级的反相器IV1的电源供给线L与第二级及其后的反相器IV2、IV3的电源供给线L2分离。具体地说，通过电阻元件R1、R2分别把电源电压XAVDD和接地电压XAVSS供给初级反相器IV1，与此相对应，通过电阻R3、R4分别把电源电压XAVDD和接地电压XAVSS供给第二级及其后的反相器IV2、IV3。

这样，只把初级反相器IV1供给线分开的理由是因为初级反相器IV1对AMP17的精度影响大。

另外，只把初级反相器IV1电源供给线分开的具体的电路构成不限于图3所示的电路构成。例如图5表示按初级反相器IV1和第二级及其的反相器IV2、IV3分开外部供给的电源电压的种类的例子。图5中，电源电压XAVDD2通过电阻R1供给初级反相器IV1，而接地电压XAVSS1通过电阻R2供给初级反相器IV1。

与AMP17的第二反相器IV2的输出端相连的电容元件C7是发明人用尝试法最终作为使AMP的工作稳定的手段发现的重要的阻抗元件，下面详细描述。电容元件7尽管没有以显性方式设置，但随电路的布局而作为寄生电容非显性地形成电容，也能考虑可不设显性的相位补偿电容的情况，但一旦C7的值为零，则奇数级反相器串联连接成环路状而变成容易振荡的电路，最终使显示装置的放大电路的动作无效。

图5的情况也与图3一样，因为使AMP17内的初级反相器IV1的电源供给线与其它的反相器IV2、IV3的电源供给线分离，所以可以使AMP17的精度提高。

另外，在图5中为简化起见而省略AMP17的各反相器IV1～IV3的输入输出端子间的模拟开关。

另外，图3中所示的电阻元件Rm和电容元件Cm在模件(安装板)上，而R1～R4在绝缘板上。电容元件Cm使电源电压XACDD、XAVSS稳定，电阻元件Rm，R1～R4防止在构成AMP17的反相器IV1、IV2、IV3中流过大的电流，能抑制耗电增加。能防止AMP17振荡抑制显示不良的发生。

(第二实施方式)

信号线驱动电路5内的信号线选择电路18通过由TFT组成的模拟开关构成，但因TFT的特性的偏差，而引起模拟开关的导通电阻的偏差和AMP信号线的驱动速度的偏差，这最终又引起显示的不稳。

另外，局部的Vth偏差发生时，使特定的模拟开关的导通电阻变得过小，使奇数级的串联连接的反相器的回路变成接近无负载状态，而引起放大AMP的振荡，可能引起线缺陷。

因此，如图6所示，可通过在每一信号线上分别并联两个模拟开关S21、S22来构成信号线选择电路18。这时与某一信号线连接的信号选择电路18如图6B所示，变成为由PMOS晶体管和NMOS晶体管组成的模拟开关S21、S22并联的构成。

这样，通过使模拟开关S21、S22并联连接构成信号线选择电路8，尽管并联的两个模拟开关S21、S22中的一个因局部的Vth偏差不能充分导通，但因为如另一个导通，则进行信号线写入，所以可以降低使引起上述显示不良的概率。因此不容易受模拟开关特性偏差的影响。另外，虽然因一个模拟开关不良而不能正常起作用，但因可以用另一模拟开关进行信号写入，所以可以提高制造上的成品率。

另外，如没有布局的制约，则如使用三个以上的模拟开关会更有效。

第三实施方式

使构成信号线选择电路18的模拟开关的电阻均一化在技术上是困难的。因此，如图7所示，考虑在信号线选择电路18与信号线之间***电阻元件R5，来减少信号线选择电路18内的模拟开关的导通电阻的影响，这时，最好是把电阻元件5的电阻值设定在比信号线选择电路18内的模拟开关的导通电阻大的值上。由此，使从AMP17侧看信号线侧的阻抗取决于电阻元件R5的电阻值，与信号选择电路18内的模拟开关的导通电阻无关，；因而可以减小信号线的写入定时的偏差。

另外，也可以象图18所示那样，把预充电控制电路22连接在电阻元件R5的一端上。图8的预充电控制电路22内的模拟开关在根据AMP17的输出进行信号线的写入之前导通，进行预充电(准备写入)。这样因为在进行信号线写入之前进行信号线的预充电，可以缩短信号线写入所需要的时间。

另外，由使预充电控制电路22内的模拟开关的尺寸比信号线选择电路18内的模拟开关的尺寸小，而可以减少来自预充电电源的漏电流。

反之，由于使预充电控制电路22内的模拟开关的尺寸比信号选择电路18内的模拟开关的尺寸大，能进一步缩短信号线写入所需要的时间。

(第四实施方式)

在信号驱动电路5内的各部分所用的模拟开关如图9A所示，通常具有使NMOS晶体管和PMOS晶体管并联连接的构造。在这样的构造情况下，在模拟开关从导通变化到阻断时，因存储在模拟开关的栅极与源极间的电容中的电荷流入负载电容中而引起模拟开关的输出电压变动问题。

在此如分别设模拟开关导通时的PMOS晶体管和NMOS晶体管的各栅极与源极间电容分别为CgSp(ON)和CgSn(ON)，并设模拟开关阻断时的PMOS晶体管和VMOS晶体管的各栅极与源极间电容CgSp(OFF)和CgSn(OFF)，则模拟开关的输出电压的变动ΔV用以下公式(1)表示。

ΔV = \frac{{C_{gsp (on)} - C_{gsn (oFF)}} V_{a} - {C_{gsp (ON)} - C_{gsp (OFF)}} (V_{a} - V_{dd})}{C + C_{gsn (OFF)} + C_{gsp (OFF)}}

= \frac{{C_{gsp} (- V_{a}) - C_{gsn} (- V_{a})} V_{a} - {C_{gsn} (V_{dd} - V_{a}) - C_{gsp} (V_{dd} - V_{a})} (V_{a} - V_{dd})}{C + C_{gsn} (- V_{a}) + C_{gsp} (V_{dd} - V_{a})}

例如当信号选择电路18内模拟开关的输出电压变动时，因信号线的写入电压变动而对显示品质产生不良影响。这对连接在图3所示的DAC16的电容元件C1～C3等的电容上的开关也是有效的。

因此，在本实施方式中，信号线驱动电路5内的至少一部分模拟开关如图9B所示那样，把击穿补偿用模拟开关S24串联在原模拟开关S23上。该击穿补偿用模拟开关S24具有使PMOS晶体管和NMOS晶体管并联边连接并使两晶体管的源极——漏极端子短路的构造。击穿补偿用的模拟开关S24进行与原模拟开关S23反向的通断控制。

因为设置图9B那样的击穿补偿用模拟开关S24，可以在原模拟开关S23从导通变化为阻断时，存储在原模拟开关S23内的晶体管栅极一源极间电容中的电荷传递给击穿补偿用的模拟开关S24。因此虽然使原模拟开关S23通断，该输出电压变动对显示的影响变得非常小。

(第五实施方式)

第五实施方式的特征是在构成放大DAC16的输出的AMP17的第二级反相器IV2的输入输出端之间配置如图10～图12所示的相位补偿元件。由于配置这样的相位补偿元件，所以可以通过相位补偿(信号的传播速度的适当的调整)来防止AMP17的振荡和“振铃现象”。

在此，所谓振荡是指AMP17的输出电压在所希望电位附近振荡不能收敛。这个振动因串联连接的奇数级反相器回路的信号传播速度过快，AMP17的输出振荡并按其原样传播给信号线而产生。该振荡例如在因Vth的绝对值变小而使各反相器的负载驱动能力变得过大等情况下发生。

而所谓“振铃现象”是指向所希望值收敛的速度变得过慢，因串联连接的奇数级的反相器的信号传播速度过慢，信号线的电位反馈变得过慢而产生。该现象例如在Vth的绝对值变大，使各反相器的负载驱动能力变得过低的情况下发生。

本发明人用尝试法终于发现以下所述的手段作为使AMP17的动作稳定的手段，成功地使AMP17的稳定性飞跃地提高。

如图10所示，因为在第二反相器IV2的输入输出之间设置由串联连接的电阻元件Ra和电容元件C7组成的相位补偿元件，所以即使在Vth的绝对值变小的情况下，也不容易引起振荡。也可以边考虑布局边考虑Ra的电阻值和C7化电容的大小，使Ra和C7的积达到规定的值。所谓规定值，可以取为从AMP17的输出至信号线的电阻Rsig与信号线电容Csig的积的数量级，最好是Csig x Rsig的0.5倍至3倍左右。

在图10的电路中，可以通过用反相器元件Ra和电容元件C7使原信号线负载的容易振荡的频率分量截止来防止振荡。另外，当电容元件C7过大时，产生电路面积增大的弊病和初级反相器的驱动负载增大的弊病，收敛性变差，并引起“振铃现象”。

另外，也可以把图10的电容元件C7***在构成AMP17的第三级反相器IV3的输入输出端子之间。

图11是图10的变形例，该变形例的特征是在***在初级反相器IV1与第二级反相器IV2之间的电容元件C4的一端与第二级反相器IV2的输出端之间***由图中示出的电阻元件Ra和电容元件C7组成的相位补偿元件。通过***这样的电容元件C7既能与图10一样能得到防止振荡的效果，又能使增益抑制得比图10减少的小。并且因为改善收敛速度，所以具有即便在Vth的绝对值已过大的情况下也能防止“振铃现象”的效果。这时电容元件C7的电容的大小要小到电容元件C4的1/2以下。如果过大，则发生电路面积增大的缺点和初级反相器的驱动负载增大缺点，从而使收敛性变差，容易引起“振铃现象”。、

另外，作为图11变形例也可如图12所示，在新***的电容元件C7与第二级反相器IV2的输出端之间***电阻元件R6。电容元件C7与电阻元件R6也可以左右调换。该电阻元件R6与电容元件C7同样进行相位补偿。也就是说，通过设置电阻元件R6使相位补偿的精度能进一步提高。其作用、效果与图1的情况相同。也可以根据判断布局方便和与处理的相容性选择使用。

或者，如图13所示，也可用高电阻材料形成新追加的电容元件C7的一个电极，以代替电阻元件R6具体地说，该电极是与第二反相器IV2的输出端相连的电极C7a。因此，虽然没有另外连接电阻元件6，但仍是具有连接电阻元件R6的情况相同的效果。

(第六实施方式)

用在便携式电话、笔记本型计算机等便携式设备上的液晶显示装置有使边框变小的要求。为此在第六实施方式中，把放大DAC16的输出的AMP17的电源配线图案P1象图14所示那样配置在重合在对置基板上的公共电极23上的位置。从而可以削减玻璃基板2的外形尺寸，可以使边框变小。

作为图14的变形例，如图15所示，也可以把连接在AMP17内的反相器IV1～IV3级间的电容元件C4、C5配置在与对置基板上的公共电极23上重合的位置上。由于电容元件要求比其它的电路部件的安装面积宽，所以通过如图15所示那样把电容元件配置在与公共电极重合的位置上，可以使玻璃基板2的外形尺寸缩小。

(第7实施方式)

如果从玻璃基板上的公共电位供给端的合成电阻Rcom大，则可能形成在对置基板上的公共电极23的电平不能在规定的时间内达到所希望值。该合成电阻Rcom是图16的粗线部分的电阻。

因此，在第七实施方式中，通过使公共电极23的电压供给线***而短，可以使从公共电位供给端的合成电阻R7的电阻值降低。

具体地说，最好设定从公共电位供给端的合成电阻R7的电阻值Rcom，使其满足以下的式(2)的关系。

Rcom＜规定的系数×上述信号线选择电路的导通时间/辅助电容的总量/上述公共电极与上述绝缘基板间的电容/同时写入的信号线数 ……(2)

另外，从玻璃基板上的辅助电容供给端的合成电阻RCS增加时，可能辅助电容的电压电平在规定时间内达不到所希望的值。该合成电阻RCS是图17的粗线部分电阻。

作为第七实施方式的变形例，也可以通过使辅助电容配线的电压供给线变相而短来使从辅助电容电位供给端的合成电阻R7的电阻值变小。

具体地说，最好设定从辅助电容电位供给端的合成电阻R7的电阻值Rcs，使其满足以下的式(3)关系。

RCS＜规定的系数×上述信号线选择电路的导通时间/(辅助电容的总量/上述公共电极与上述绝缘基板间的电容/同时写入的信号线数 ……(3)

(第八实施方式)

图18A是本实施方式的液晶显示装置的液晶部分的电压一辉度曲线。相对电压变化的辉度化在中间电压附近大，在其它部分的电压比中间电压附近变化的小。也就是说，在中间电压附近的AMP17的输出的误差电压与显示波动直接关联，与此相反，在其它的电压上看不到误差电压不很大。因此AMP17的输出的误差电压最好是在中间电压附近变得最小。

本发明的AMP17的输出的误差电压与信号线写入时的各反相放大电路(反相器)的增益的积成反比。在此所谓增益是指反相放大电路的输入输出特性的斜率(陡度)，增益随输入电压而变化。本发明人发现，作为用在驱动液晶显示装置的信号线的AMP17上的反相放大电路，把P沟道TFT和n沟道TFT串联在电源电压之间的互补型反相器是适合的。

如果这样做，在写入中间电压时，各反相器在各个反相器阈值附近进行工作。如图18B所示，互补型反相器在其阈值附达到最大增益。也可以构成其它的例如源极跟随器等反相放大电路，但在输出中间频率附近的电压时，使具有误差电压变成最小的构成是困难的。

因此，在本实施方式中，把P沟道TFT和n沟道TFT串联连接在电源间的互补型反相器作为AMP17的反相器使用。

另外，用液晶显示装置其它的显示元件的情况进行如下。也就是说，也可以根据图18A的那样的显示元件的电压一辉度特性图研究斜率变成最陡的电压范围，选择放大级的电源电压、放大级的种类，以使在符合该范围的部分AMP放大器各增益级的增益变成最大。

(第九实施方式)

如图19所示，AMP17通过把奇数级的反相器串联而构成，在初级反相器IV1的输入端子与末级反相器IV3的输出端子之间***模拟开关S8和电容元件C6。

对AMP17的增益精度影响最大的是初级反相器IV1。当从最末级反相器IV3的反馈通路上的模拟开头S8和初级反相器IV的输入电容C6在互相离开的位置上时，该模拟开关S8的通断对初级的反相器IV1的输入电容的影响变大。

第九实施方式的特征是反馈通路上的模拟开关S8和初级反相器IV的输入电容互相靠近配置。因此，随着该模拟开关S8的通断；初级的反相器IV的输入电容不受影响，能进行精度的调整。

(第十实施方式)

第十实施方式是使连接在AMP17的电源供给线上的电阻的电阻值与连接在接地线上的电阻的电阻值不平衡的例子。

图20是信号驱动电路的第十实施方式和电路图。图20的信号线驱动电路虽然在构成上与图3的信号驱动电路相同，但是使与连接在AMP17内的反相器上的电源供给线L11(包括电源供给线L1，L2)连接的电阻R1，R3，Rd电阻值的总和比接地线L12(包括接地线L3，IA)上连接的电阻2，R4，R5的电阻值的总和大。在此，电阻Rd和R5是外装在玻璃基板上的电阻，而电阻R1-R4是在玻璃基板内形成的电阻。

图20的电压选择电路15、DAC16、AMP17和信号线选择电路18构成为一组电路，该电路在同一玻璃基板上一体形成多个。

图21是表示本实施方式的液晶显示装置内的各部分电压电平的图。电源电压XVDD(＝5V)是供给图1的移位寄存器、二极管12、采样开关锁存器13、负载锁存器14、电压选择电路15、DAC16和信号选择电路18的电源电压。电源电压XAVDD(＝5.5V)是供给图1的AMP17的反相器IV1、IV2和IV3的电源电压，电压GATE是图像驱动用TFT的栅极电压。公共电压VCOM是0V或5.3V电压，按规定周期交错地选择。信号电压VSIGH、VSIGL是从AMP17输出的电压信号，其最大电压是VSIGH(＝4.5V)，其最小值是VSIGH(＝0.5V)。电压REF1、RER2是供给图2的分压电阻梯形网络20的基准电压，与VCOM的驱动周期连动，使REF1和REF2的值交替为0V和5V，或5V和0V。

从图21可以看出，电源电压XAVDD与信号电压的最大值VSIGH的电位差为1.0V，与此相对应，接地电压0V与信号电压的最小值VIGL的电位差是0.5V。也就是说，如图22所示，电源电压侧有1.0V的余量，与此相反，接地电压侧只有0.5V的余量。在图22中，用Δ表示信号电压VSIGH、VSIGL的电压变动的部分。这时电源电压侧的余量ΔV1＝XAVDD-VSIGH+Δ)，接地电压侧的ΔV2＝(VIGHL-Δ)-XAVSS。

当把电阻分别连接到电源供给线L11和接地线L12上时，因为在这些电阻的两端引起电压降，而AMP17的电源端子的电压下降多少，接地端子的电压就上升多少。如果电压下降在上述的范围内，则AMP17仍正常工作。例如就分别连接在电源供给线L11和接地线L12上的电阻的电阻值互相相等且这些电阻和电阻值逐渐上升的情况进行考虑，随着电阻值上升，电阻两端间的电压下降变大。如上所述，因接地电压侧的余量小，而使接地电压侧首先超脱余量。为了不使接地电压例首先超脱余量，可使接地电压侧的电阻的电阻值比电源电压例的电阻的电阻值小。

在本实施方式中，与电源供给线L11连接的电阻的电阻值的总和比与接地线L11连接的电阻的电阻值的总和大，因此无论电源供给侧和接地线侧都能同样确保余量，同时使电源供给线L11侧的电阻值变大，从而使流过电源供给线L11侧的电流减少，减少消耗电功率。

另外，消耗电功率减少的效果是在构成AMP17的反相器的各TFT元件的Vth绝对值小时特别有效的。因为在AMP17的各反相器的栅极所加的电压经常是0.5～4.5V，所以在各反相器中流过贯通电流。在上述Vh的绝对值小时，该贯通电流增大。

在本实施方式中，因为在电源供给线上设置电阻，所以加在反相器上的作为电流×电阻的积的有效电压减小，具有抑制贯通电流的作用。

另外，在Vth的绝对值大时，贯通电流比较小，电流×电阻的积也比较小，加在反相器上的有效电压几乎按原样加电源电压，从而可以确保最大限度的电流驱动。

根据这个理由，本实施方式的技术特别适合于通过在玻璃基板上形成Vth偏差大的多晶硅TFT，以一体形成显示装置的象素部和驱动电路的情况。

虽然在上述的图20中，示出了在玻璃基板内的电源供给线L1、L2上设置电阻R1、R2，在接地线L3、L4上设置电阻R3、R4，在玻璃基板外设置电阻Rd、Rs的例子，但设置在各线上的电阻数没有特别限制，并且也可以把所有的电阻形成在玻璃基板内，反之也可以把全部电阻设置在玻璃基板外。

(第十一实施方式)

第十一实施方式分别通过各个电阻把电源供给AMP17内的各反相器。

图23是信号线驱动电路的第十一实施方式的电路图。图23的信号线驱动电路，除了连接在AMP17内的各反相器上的电源供给线的配置不同外，其它与图的信号驱动电路的构成相同。

在AMP17内的串联连接的三个反相器IV1、IV2、IV3的电源端子与从外部供给电源电压XAVDD的基准电源端子T1之间分别连接电阻R11、R12、R13。这些电阻R11～R13，可以形成在玻璃基板的内部，也可以外装在玻璃基板上。

与初级反相器V1相连的电阻R11的电阻值Rd1、与第二级反相器IV2相连电阻Rd2的电阻值Rd2和与最末级的反相器IV3相连的电阻值R13的电阻值Rd3按照Rd2＜Rd3＜Rd1的要求设定。更具体地说，例如设定Rd1＝2KΩ、Rd2＝200Ω、Rd3＝700Ω。

使初级的电阻R11的电阻值Rd1为最大的理由是因为初级反相器IV1可以仅在阈值电压附近工作，所以从使消耗功率降低的目的出发，通过使电阻变大而降低供给反相器IV1的电源电压。

设定最末级的电阻的电阻值Rd3，以使从反相器IV3输出所希望的电压幅值的电压。另外，因为如果第二级的电阻的电阻值Rd2变大，AMP17有可能振荡起来，所以电阻值Rd2设定在小的值上。

这样，在本实施方式，因为通过对各反相器分别设定把电源电压供给AMP17内的各反相器IV1～IV3的电源供给线上的电阻来把各电阻R11～R13的电阻值设定在对应各反相器IV1～IV3的作用的最佳值上，所以可以在提高AMP17的性能的同时，减少消耗电功率。

(第十二实施方式)

第十二实施方式调整AMP17内的反相器的尺寸。

图24是第十二实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。如图所示，AMP17包括：串联连接的三个反相器IV1～IV3，连接在各反相器IV1～IV3的级间的电容元件C4、C5，串联连接在最末级的反相器IV3的输出端子与初级反相器IV1的输入端子之间的模拟开关S8和电容元件C6，连接在反相器IV2的输入输出端子之间的相位补偿用电容器元件C7。

在本实施方式，使第二反相器IV2的尺寸等于或大于最末级的反相器IV3的尺寸，并使初级反相器IV1的尺寸等于或小于第二反相器IV2的尺寸。

在图24中，使AMP17的反相器的级数为三级，但如果是大于三级的奇数级，则不管具使的级数。例如在AMP17内串联(2n+1)级的反相器(n为大于1的整数)的情况下，使构成各级反相器的晶体管的栅极的宽度W1～W2n+1和栅极的长度L1～L2n+1满足以下的关系：

W2n/L2n≥W2n+1/L2n+1

W2n-1/L2n-1≥W2n+1/L2n+1

......

W2/L2≥W2n+1/L2n+1

W1/L1≤W2/L2

满足上式关系的理由如下。

因为初级反相器V1是输入信号级，所以如使该反相器的尺寸大，则寄生电容变大，影响AMP17的精度，因而不能取得过大。

而最末级反相器的尺寸，本来必须由后级的信号线的负载决定。如果使该反相器的尺寸大，则对信号线的负载的驱动力变得过大，结果会损害AMP17的稳定性。

另外，如果使第二级的反相器IV2的尺寸比最末级的反相器3大，则使第二级的反相器IV2的响应速度变快，使AMP17的动作速度提高。

另外，AMP17内的反相器的级数也可以为3级以上的奇数级。

这样一来，通过设定AMP17内的反相器的尺寸使其满足式(1)的关系，可以提高AMP17的精度，并且也使动作速度变快。

(第十三实施方式)

第十三实施方式使AMP17内的最末级的反相器的尺寸等于或小于信号线选择电路的尺寸。

图25是第十三实施方式信号线驱动电路器的AMP17和信号线选择电路18的电路图。

AMP17的构成与图24相同，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3。在本实施方式中，使最末级反相器IV3的尺寸等于或小于信号线选择电路18的尺寸。

具体地说，设构成最末级反相器的晶体管栅极的宽度为W3、栅极长度为L3，信号线选择电路18的晶体管的栅极宽度为W4，栅极长度为L4，则满足以下的关系：

W4/L4≥W3/L3

之所以要满足上式的关系，是因为当信号线选择电路18导通电阻变高时，AMP17的反馈变得过快，可能使AMP17的有振荡。这时因串联连接的IV1～IV3与环形振荡器电路(振荡电路)一样起作用而激烈振荡。

图26是示出在使AMP17内的反相器IV1～IV3的尺寸和信号线选择电路18的尺寸进行各种改变情况下表明起振容易度的相位余量变化状态的图。图26的曲线g1、曲线g2和曲线g3分别表示尺寸比为2∶1∶1∶2∶5时，1∶2∶2∶5和2∶2∶1∶5时的状态。

从图26可以看出在曲线g3的情况下，即在最末级反相器IV3的尺寸比其它反相器IV1、IV2和信号选择电路18的尺寸小的情况下，相位余量最大。

由此还可发现，如满足(2)的条件，不容易引起振荡。

这样，因为本实施方式使AMP17的最末级的反相器IV3的尺寸等于或小于信号选择电路18的尺寸，所以可以确实防止AMP17的振荡。

另外，在本实施方式中，虽然如图24所示，把AMP17内的反相器的级数设定为三级，但也同样适用三级以上奇数级。

(第十四实施方式)

第十四实施方式调整连接在AMP17内的各级反相器的电源端子上的电阻元件的电阻值。

图27是第十四方式的信号驱动电路内的AMP17的电路图。图27的AMP17由与图24的AMP17相同，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3。各反相器IV1～IV3具有电源端子Vdd和接地端子Vss，在各反相器的电源端子Vdd与基准电压端子XAVDD之间分别另外连接电阻元件RV(1)、RV(2)和RV(3)。同样，在各反相器IV1～IV3的接地端子Vss与接地电压端子XAVSS之间分别另外连接电阻元RS(1)、RS(2)和RS(3)。

第二级电阻元件RV(2)的电阻值设定为第三级的电阻元件RV(3)的电阻值以下，而初级的电阻元件RV(1)的电阻值设定为第二级电阻元件RV(2)的电阻值以上。

同样，第二级的电阻元件RS(2)的电阻值设定为第三级的电阻元件RS(3)的电阻值以下，初级的电阻元件RS(1)的电阻值设定在第二级的电阻元件，RS(2)的电阻值以上。

在图27中，虽然把AMP17内的反相器的级数设定为三级，但如果是三级以上奇数级，则不管具体级数如何。例如在AMP17内串联连接(2n+1)级的反相器(n是大于1的整数)的情况下，使分别连接在各级反相器的电源端子上的电阻元件RV(1)～RV(2n+1)分别满足以下的关系：

RV(2n)≤RV(2n+1)

RV(2n-1)≤RV(2n+1)

......

RV(2)≤RV(2n+1)

RV(1)≥RV(2)

或者使分别连接在各级反相器的接线端子上的电阻元件Rs(1)～Rs(2n+1)分别满足以下的关系：

RS(2n)≤RS(2n+1)

RS(2n-1)≤RS(2n+1)

......

RS(2)≤RS(2n+1)

RS(1)≥RS(2)

这样，在本实施方式中，因为连接在AMP17内的各级反相器的电源端子或接地端子上的电阻元件的电阻值满足上式的关系，所以具有与第十二实施方式同样的效果，也就是说通过调整各电阻元件的电阻值，可以把各级反相器的驱动能力调整到最佳，从而提高AMP17的精度和速度。

(第十五实施方式)

第十五实施方式是把另外的电源电压分别供给AMP17的各级反相器的例子。

图28是第十五实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。图28的AMP17与图24的AMP17同样，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3，各反相器IV1～IV3分别具有第一和第二电源端子Vdd、Vss。在各级的反相器IV1～IV3的第一电源端子上分别供给另一电源电压XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。同样在各级反相器IV1～IV3的第二电源端子Vss上分别供给另一电源电压XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。

使供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值等于或大于供给最末级反相器的电源电压XAVDD(3)的设定值，使供给初级反相器IV1的电源电压XAVDD(1)的设定值等于或小于供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值。

或者使供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值等于或小于供给最末级反相器IV3的电源电压XAVDD(3)的设定值，使供给初级反相器IV1的电源电压XAVDD(1)的设定值等于或大于供给第二级反相器的电源电压XAVDD(2)的设定值。虽然在图28中把AMP17内的反相器的级数设定为三级，只要是三级以上的奇数级，就与具体的级数无关。例如在AMP17内串联连接(2n+1)级反相级(n为大于1的整数)的情况下，分别供给各级反相器的第一电源端子Vdd的电源电压XAVDD(1)～XAVDD(2n+1)按满足以下的关系设定：

XAVDD(2n)≥XAVDD(2n+1)

XAVDD(2n-1)≥XAVDD(2n+1)

......

XAVDD(2)≥XAVDD(2n+1)

XAVDD(1)≤XAVDD(2)

或者分别供给各级的反相器的第二电源端子Vss的电源电压XAVSS(1)～XAVSS(2n+1)按满足以下关系设定：

XAVSS(2n)≤XAVSS(2n+1)

XAVSS(2n-1)≤XAVSS(2n+1)

......

XAVSS(2)≤XAVAA(2n+1)

XAVSS(1)≥XAVSS(2)

这样，在本实施方式中，因为可以分别调整AMP17内和各级反向器的电源电压，所以可以把各级反相器的驱动能力调整到最佳，从而可以提高AMP17的精度和动作速度。

另外，因为即使把(第十二实施方式)、(第十三实施方式)、(第十四实施方式)和(第十五实施方式)并用也能得到同样的效果，所以可以把各级反相器的驱动能力调整到最佳，从而使AMP17的精度和动作速度提高。

(第十六实施方式)

第十六实施方式是并行执行模拟图象信号的采样和往信号线上写入的例子。

图29A是第十六实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。29A的AMP17由并联连接的两个第一放大部31构成初级反相器。这两个第一放大部31分别具有串联连接的开关S21、电容元件C6a、反相器IV1a、开关S22和并联连接在反相器IV1a的输入输出端子间的开关S23。这两个第一放大部31与第二放大部分相连接。第二放大部32由串联连接的电容元件C4、反相器IV2、电容元件C5和反相器IV3构成。另外虽然图中未示，但第二级反相器设置图11所示那样的相位补偿元件。

图25所示的AMP17如图29B所示，每六根信号线设置一个与此相反本实施方式的AMP17，每12根信号线设置一个。因此平均每一AMP17减少2个反相器。

图30A是本实施方式的AMP17的动作定时图，图3013是为比较而示出的图25的AMP17的动作定时图。

图25的AMP17交替进行模拟信号的采样和信号线写入，而本实施方式的AMP17是并行进行采样和信号线写入。因而不会使采样时间和信号线写入时间变短，可以驱动图25的两倍的信号线。

图31是AMP17的周边电路图，示出了DAC16、AMP17和信号线选择电路18的电路图。DAC16具有根据数字象素数据的低端3比特b2～b0的值进行转换控制的模拟开关S30、S31、S32a和S32b、存储与应比特b0对应的电荷的电容元件C11、存储与比特b0～b2对应的电荷的电容器C12、进行控制电容元件C11，C12中的电荷存储的开关S33a、S33b、S33c、S33d、S34a、S34b、S34c。

图32是图31的电路动作的定时图。首先在时刻T1使开关S33a、S33b、S33c导通。由此，把与比特b0、b1对应的电荷分别存储到电容元件C11、C12中。然后，在时刻T2使开关S9a导通，把与比特b2对应的电荷存储在电容元件C6a中。

然后，在时刻T3使开关S33a、S33b、S33c阻断后，在时刻T4～T5之间使开关s34a、S34b导通。由此，在电容元件C11、C12、C6a之间进行电荷的再分配。

然后，在时刻T6使开关S10、S11导通，在直到时刻T8的期间进行AMP17的采样。然后在时刻T9～T12的期间进行信号线的写入。

另外，在时刻T7～T15中与时刻T1～T8相同，进行应写入下一信号线的数据的采样。

这样，在本实施方式中，因为通过使反相器并联，并且交替转换驱动各反相器IV1a、IV1b，而并行地进行数据的采样和信号线的写入。

在此，AMP17的功率消耗用相当于AMP17的电源电压×1个AMD17的电流×AMP17数来表示，因此，象本实施方式那样，如果减少构成AMP17的反相器的个数，则可以实现减少功率消耗。

(第十七方式)

第十七方式是把用于驱动AMP17的电源电压XAVDD设置为从外部供给的电源电压VDD的整数倍(例如2倍)的例子。电源IC等LSI的电源电压一般为3V以下，在液晶显示装置的驱动电路中，1)为了驱动液晶材料，另外2)为了驱动比LSI的Vth大的多晶硅，需要升压到适当的值后供给信号线驱动驱动电路。例如对最普及的双扭向列式液晶需用4V左右的电压驱动。为驱动多晶硅所必需的电压值是P沟道TFT和N沟道TFT的Vth绝对值的最大的总和左右。

图33是表示包含在图2的电源IC中的升压电路的一例的电路图。该升压电路生成把从外部供给的电源电压VDD升压为2倍的电源电压XAVDD。所生成的电源电压XAVDD用于驱功AMP17。

图33的升压电路具有串联连接在IN(+)端子与OUT(+)端子之间的开关SW1a和SW2a、串联连接在开关SW1a、和SW2a间的连接通路与IN(-)端子之间的电容元件C13和开关SW1b、连接在IN(+)端子与IN(-)端子间的电容元件C14、串联连接在电容元件C14的两端子间的开关SWW1b和SW2b、以及连接在OUT(+)端子与OUT(-)端子间的电容元件C15。

首先使开关SW1a、SW1b导通。借此使对应于输入电压Vin的电荷存储在电容元件C13中。接着使开关SW2a、SW2b导通，借此使电容元件C13串联连接输入电压Vin，把与输入电压Vin的2倍电压对应的电荷存储在电容元件13上，使输出电压变为2Xvin。

虽然在图33的升压电路内连接电阻可以生成任意的倍率的升压电压，但如考虑到电源效率，最好如图33那样生成输入电压的整数倍的电压。因此，在本实施方式中用电源IC4生成电源电压VDD的整数倍的电压XAVDD。

电源IC4安装在形成在玻璃基板2上的显示装置上，或者利用多晶硅TFT与显示装置同样地形成在玻璃基板上，或者安装或形成在与玻璃基板2不同的基板上。不论怎样做，因为图33的升压电路不用电感元件，所以便于集成到LSI、集成到玻璃基板上。

电源IC4如图34所示，除了AMP17驱动用的电源电压XAVDD之外，还生成用于驱动显示装置内的数字电路部件的电源电压XVDD、D/A变换用的基准电压REFH、REFL。数字电路部件因为电功率消耗小，而对电源电压XVDD的要求低。因此，在本实施方式中，从电路设计的高效率和制造容易上看，而使电源电压XVDD的电压电平与电源电压XAVDD相同。

这样，在第十七实施方式中，因为把用于驱动AMP17的电源电压XAVDD设定为从外部供给的电源电压VDD的整数倍，所以既可提高AMP17的驱动能力，又能提高电源的效率。

另外因为把用于驱动显示装置内的数字电路部件的电源电压XVDD变成与电源电压XAVDD相同电平，而可以简化电源IC4的内部构成。

(第十八实施方式)

第十八实施方式是对图17的实施方式的改进，虽然因制造偏差而使构成AMP17的TFT的Vth等的特性有偏差，也能确保充分的动作余量，并且设定电源电压以使消耗电功率最小。

利用多晶硅TFT在玻璃基板上一体成DAC16和AMP17的显示装置的消耗电功率，其中AMP17的消耗电功率和分电压阻梯形网络的消耗电功率所占的比率大。因为AMP17边在反相器流过贯通电流边动作，所以电流消耗量大。在电源IC4的构成上，应使AMP17的电源升压效率的最大化得到最优先。因此使XAVDD为VDD(2.75V)的两倍5.5V。

另外，分压电阻梯形网络20的消耗电功率可以用施加电压的平方/电阻值表示，因此施加在分压电阻梯形网络上的电压没有必要很大。并且电压偏差也应在50％以下。如果电压偏差增大，则将因不能确保驱动液晶所必需的电压而引起对比度的不足，或者使施加在液晶上的电压偏离规定的值，使中间色调的显示产生障碍。因此施加在分压电阻梯形网络20两端的电压的一个为0V(地)，另一个为5V。

外部电源电压VDD、电源电压XAVDD、供给分压电阻梯形网络20的基准电压最大值REFH、基准电压最小值REFL的电压电平存在如图35所示的那样关系。基准电压最大值REFH基准电压最小值REFL每次极性转换时作为极性转换的基准电压REF1、REF2供给分压电阻梯形网络20。

如果从减少消耗电功率的观点出发进行电压设定，如图25所示那样，信号线驱动电压在0.5V～4.5V的范围，必然比电源电压XAVDD偏径0V侧。为了确保相对AMP17的电源电压偏离的范围的AMP17的输出电压，最好使***在AMP17内的反相器的电源线和接地线上的电阻值在电源线侧和接地线侧上变为非对称。其理由是如在第十实施方式中说明那样，通过连接图36那样的电阻Ra、Rb，具有与第十实施方式同样的效果。

在图36中，把连接在AMP17内的各反相器电源端子与电源电压线XAVDD之间的电阻Ra和连接在各反相器的接地端子与接地线GND之间的电阻Rb的电阻比设定为非对称，例如Ra∶Rb∶2∶1状态。借此，即使因多晶硅TFT基板的制造过程引起TFT的Vth的偏差，也能把消耗电功率限制在最低限度，并能使动作稳定。

(第十九实施方式)

第十九实施方式是使构成AMP17的三个反相器中的第二级反相器的栅极宽度W比第三级反相器的栅极宽度W大的例子。虽然把一般用于驱动显示装置的信号线的TAB-IC的AMP17的由差动电路组成的比较电路的元件的栅极宽度设计得尽可能地小，并使输出级的元件的栅极宽度设定得大，但本实施方式的AMP17与一般的考虑方法显著不同。

本发明人根据尝试法的结果发现了特别适合于面向便携电话的液晶显示装置和面向PDA的液晶显示装置等比较小型的显示装置的非明显的反相器各级的栅极宽度的相对关系。在此，所谓比较小型是指从AMP17看去的驱动负载电容(每根信号线的电容)大约为20PF的显示装置。

在利用象多晶硅TFT元件那样的Vth等特性偏差比较大的元件构成用于信号线驱动的AMP17的情况下，使输出级变大对确保动作稳定性未必有效，反而存在容易引起振荡或“振铃现象”的问题。本发明人根据尝试法的结果发现下述事实：宁可使构成最未级的反相器的TFT的栅极小，而第二级的栅极宽度大，此方案较佳。

AMP17如图24等所示，通过隔着电容元件串联连接电容元件三个反相器构成。因为AMP17的输出容易引起振荡或“振铃现象”，所以如图37所示，需要输出稳定前有一段某种长度的时间(以下称该时间为收敛时间)。

图38是示出在使初级的反相器的栅极W1和第二级反相器的栅极W2相等并使第二级反相器的栅极W2与第三级反相器的栅极W2的比W2/W3改变时AMP17的输出的收敛时间如何变化的图。

如图所示，W2/W3在0.5～1.5的范围，可以发现第二级反相器的栅极宽度W2比第三级反相器的栅极宽度W3越大，收敛时间越短。因此通过使第二级反相器栅极宽度W2比第三级反相器的栅极宽度W3大，可以使AMP17的动作稳定。

(第二十实施例)

下面就适用于对角2英寸、176×180点的液晶显示装置中的AMP电路的具体布局方式进行说明。

图39是图3的AMP17的局部布局图。开关和元件的符号与图3对应标记。

为了防止振荡或“振铃现象”而用图11的相位补偿元件作为设置在第二级反相器前后的相位补偿元件。电容元件通过N⁺掺杂多晶硅与栅极线层的交叉而形成。在该显示装置中信号线的电容是12pF，信号线的电阻是0.4KΩ。驱动负载的时间常数是12pF×0.8KΩ＝9.6nsec。设相位补偿元件的电阻值为100KΩ静电容为0.1pF，每根信号线的驱动时间为4μs。

为了抑制因模拟开关的击穿电压引起的输电压误差，而与图9相同，在各处配置击穿补偿开关。

模拟开关和反相器都以互补方式使用P沟道TFT和N沟道TFT。实施左右对称的电路配置，使不希望的寄生电容均等地寄生在P沟道TFT和N沟道TFT上，以便使其影响最小。

在N⁺掺杂多晶硅的层与栅极线层的交叉部上形成用在D/A的电容元件C1、C2、C3和C6。这些电容最好具有同一静电容值。这是因为静电容的偏差直接与D/A变换的误差电压关联。例如在C3也用局部信号线层与栅极层的交叉部，尽可能地使与C2的静电容的电容值相同。

构成AMP17的各反相器与电源间的电阻具有图3的标号，设Rm＝360Ω(XAVDD侧)/220Ω(XAVSS侧)，R1＝70Ω、R3＝50Ω、R2＝35Ω、R4＝25Ω。

设AMP17的各反相器的栅极宽度比为IV1∶IV2∶IV3∶6∶6∶5。

构成液晶单元的两块玻璃基板的一个是形成公共电极的滤色片基板。公共电极以一次水平扫描期间作为周期驱动极性反转。而另一基板如图40所示，是一体形成象素阵部1、信号驱动电路5、扫描线(栅极线)驱动电路6、定时电路7构成的低温多晶硅TFT阵列基板。

在信号线驱动电路5上配置44组AMP17和DAC16，在一水平期间通过顺次选择12根信号线进行12次D/A变换和进行利用AMP17的信号线驱动(在图4中所示的动作)动作12次。

在图41中示出了信号线驱动电路5的概略构成图。另外本实施方式的液晶装置具有在图34中所示的电源IC4和LCD控制器，按照图35和图21中所示的电源设定进行工作。

通过这样的构成，使低消耗电功率和AMP17的稳定性良好，对D/A变换的精度也没有问题，可以进行良好的显示，可以对起因于制造工艺的偏差引起的Vth偏差确保足够高的成品率。并且N沟道TFT与P沟道TFT的Vth的绝对值在从各个最小0.5V到最大2.5V左右的范围的范围没有问题地动作。

(第二十一的实施方式)

第二十一实施方式是确保信号线的写入时间长的例子。第二十一实施例的整体构成与图1的相同，信号线驱动电路方块构成还与图2相同。

信号线驱动电路5内的分压电阻梯形网络20通过串联连接未示出的多个电阻元件构成。如图2所示，把三种基准电压REF1、Vm、REF2供给分压电阻网络20，从串联连接的多个电阻元件的级间可以取出几种基准电压V1～V9。最好使Vm接近(REF1+RERF2)/2。这是因为电阻梯形网络的电功率消耗可以用(REF1-Vm)的平方/(REF1与Vm间的电阻)+(Vm-REF2)的平方/Vm与REF2间的电阻)表示，并就使该值最小。

DAC16用从电压选择电路15输出的基准电压Vr1、Vr2生成与数字象素数据低端3比特应的电压。由DAC16生成的电压被AMP17放大后，供给信号线选择电路18。

信号选择电路18把来自AMP17的电压供给对应的信号线之前进行信号线的预充电。使用从电压选择电路15输出的电压Vr1、Vr2作为预充电电压。

图42是表示DAC16和AMP17的详细构成的电路图。如图中所示，DAC16具有：根据除去数字象素数据的低端3比特中最高端比特后的2比特D1、D0的值选择基准电压Vr1、Vr2中的任何一个的开关SW11、根据数字图象数据的最高端比特的值选择基准电压Vr1、Vr2中任何一个的开关SW12、能存储与数字象素数据的最高位比特以外的各比特值对应的电荷的电容元件(第一电容元件)CP1、能在与电容元件CP1之间再分配存储电荷的电容元件(第二电容元件)CP2、能存储与数字象素数据最高端比特的值对应的电荷的电容元件(第三电容元件)CP3、在把与数字象素数据的最低端比特D0值对应的电荷存储在电容元件(P)中时导通的开关SW0、转换是否电容元件CP1、CP2之间进行存储电荷再分配的转换开关(第一转换电路)SW1、在把与比特D1的值对应的电荷存储在电容元件CP1中时导通的开关SW2、在把与比特D2的值对应的电荷存储在电容元件CP3中时导通的开关(第二转换电路)SW3、转换是否在电容元件CP2、CP3之间进行存储电荷再分配的开关(第三转换电路)

AMP17具有：差动放大器17a、连接在差动放大器17a的反向输入端子与输出端子之间的开关ISP、连接在开关ISP和信号线负载30的连接点a与电容元件CP3和开关SW3、SW4的连接点b之间的开关AFB。

电容元件CP3连接在差动放大器17a的反向输入端子上，基准电压供给正向输入端子。

上述的各开关SW0～SW3、SW11、SW12、ISP、AFB、XSW的转换通过电荷控制电路31进行控制。

图43是DAC16的动作定时图。下面根据图43的动作定时图说明DAC16的动作。在时刻T1输入负载信号时，数字象素数据D2～D0输入给DAC16。在时刻T2～T3期间开关SW0导通，相应于数字图象数据的比特D0的值的电荷存储在电容元件CD1中。具体地说，如果比特D0是“1”，则相应于基准电压Vr1的电荷存储在电容元件CP1中，如果是“0”，则相应于基准电压Vr2的电荷存储在电容元件CP2。

在时刻T3-T4期间开关SW1导通，在电容元件CP1、CP2之间进行电荷再分配。其后在时刻T4-T5期间开关SW2导通，与数字象素数据的比特D1的值对应的电荷存储在电容元件CP1中。

然后在时刻T5-T6期间开关SW1导通，在电容元件CP1、CP2之间进行电荷再分配。从而与比特D1、D0的值相对应的电荷存储在电容元件CP1、CP2中。

直到时刻T6，开关AFB、XSW一直处在导通状态，把与存储在电容元件CP3中的电荷对应的电压，即与当前的数字象素数据对应的电压Vold供给信号线负载30。并且AMP17的输入输出端子间的开关ISP阻断，AMP17继续向信号线供给Vold一直到时刻T6。

然后，在时刻T6-T7期间，开关SW3导通，与比特D2的值对应的电荷存储在电容元件CP3中。并且开关ISP导通代替开关AFB、XSW导通，AMP17动作，以使AMP17的动作阈值电压充电到电容元件CP3的右端上。

然后在时刻T7-T8期间，开关SW4导通。借此，在电容元件CP2与CP3之间进行存储电荷的再分配。结果与数字象素数据比特D0～D2的值对应的电荷存储在电容元件CP2、CP3中，变为电压Vnew。这时因为开关ISP处在导通状态，并且XSW处在阻断状态，与电容元件CP3的存储电荷对应的电压不从AMP17输出。

如上所述，在电容元件CP3的左端存储与数字象素数据的比特D0～D2的值对应的电荷，充电到电压Vnew，并且在电容元件CP3的右端充电到AMP17的动作阈值电压，从而完成AMP17的取样动作。

时刻T8以后，开关ISP阻断，开关XSW、AFB导通，进行把与电容元件CP3的存储电荷对应的电压供给信号线负载30的写入动作。也就是说在通过模拟开关AFB反馈给电容元件CP3左端的电压与Vnew相等之前，AMP17继续把规定方向的电流写入信号线负载。

图44是本实施方式的信号线驱动电路5的动作定时图。如果在时刻T11时供给起动脉冲XST，则采样开关13的依次锁存红色奇数象素，在一水平行份额的红色奇数象素的锁存结束的时点T12，负载锁存器14在汇总一水平行份额的奇数象素的同时进行锁存，负载锁存器14的输出被输入到DAC16进行D/A变换。

与就红色奇数象素用DAC16的变换动作并行，采样锁存器13进行一水平行份额的红色偶数象素的锁存(时刻T13～T14)。其后，采样锁存器13顺次进行一水平行份额的绿色奇数象素、绿色偶数象素蓝色奇数像素和蓝色偶数象素的锁存。

本实施方式的信号驱动电路5，进行每一水平期间1H使公共电极的电压反转的H公共反转驱动。

图45是表示H公共反转驱动的一例的信号线驱动电路的电路图。如图所示，在信号驱动电路5内以规定间隔重复设置电路5b。

在电路5b中，采样锁存器13与来自移位寄存器11的移位时钟同步地锁存数字象素数据。

接着采样锁存器13，重新锁存电平移位后的锁存数据。DAC16内的高端3比特D/A根据采样锁存器13的锁存数据的高端3比特选择基准电压，利用选择的基准电压，低端3比特D/A对采样锁存器13的锁存数据的低端3比特进行D/A变换

D/A变换后的模拟图象信号被AMP17采样后，通过信号选择电路18供给对应的信号线。

这样，在本实施方式中，通过使利用DAC16的D/A变换动作的定时和AMP17的采样动作的定时部分重复，可以确保信号线写入时间足够长，从而能使DAC16和AMP17在多个信号线上共用，可以减小电路规模。

虽然在上述的实施方式中是以利用在液晶显示装置的信号线驱动电路5上的DAC16为例说明的，但本发明的数字模拟变换电路可适用在各种用途上。并且信号线驱动电路5的动作定时不限于图4中所示的动作定时。另外，信号线驱动电路5的极性反转驱动，也可以采用与H共用反转驱动不同的方式，例如采用V公用反转驱动。

另外，AMP17也可以用差动放大器以外的放大器。例如也可以用使P沟道晶体管和N沟道晶体管串联在电源间构成的反相器，这时没有Vref端子。这时的DAC16的电路变成为图16。图16的电容元件CP3作为把从图43的时刻T7到T8之间的期间在电容元件CP3上采样的电压与在时刻T8以后通过模拟开关AFB输入(反馈)给电容CP3的信号线电位进行比较的比较器起作用。另外为了提高AMP17的输出精度，使多个比较器串联起来使用是有效的。

又，如上文所述，通过图46的三个串联的反相器中的正中的反相器上设置图10～13所示的相位补偿元件可以确保AMP电路动作稳性。

Claims

1.一种数字模拟变换电路，所述数字模拟变换电路根据第一基准电压和比该第一基准电压电平低的第二基准电压输出与n比特的数字信号对应的电压，其中n为2以上的整数，

所述数字模拟变换电路具有：

存储与上述数字信号的最高位比特以外的各比特的值对应的电荷的第一电容元件；

在与上述第一电容元件之间再分配存储电荷的第二电容元件；

存储与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷的第三电容元件；以及

电荷控制电路，所述电荷控制电路对每一上述数字信号的最高位比特以外的各比特分别重复进行下述处理，即把与上述数字信号的最高位比特以外的各比特的值对应的电荷顺次存储在上述第一电容元件中后、与上述第二电容元件之间进行存储电荷的再分配的处理，并且所述电荷控制电路把与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷存在上述第三电容元件中，然后在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配。

2.如权利要求1所述的数字模拟变换电路，具有：

转换在上述第一电容元件与上述第二电容元件之间是否进行存储电荷的再分配的第一转换电路；

转换是否在上述第三电容元件存储与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷的第二转换电路；以及

转换是否在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配的电荷的第三转换电路；

上述电荷控制电路对每一上述数字信号的最高位比特以外的各比特，将与各比特的值对应的电荷存储到上述第一电容元件中后，使上述第一转换电路导通，在上述第一电容元件与上述第二电容元件之间进行存储电荷再分配，在上述第一转换电路导通的同时使上述第二转换电路导通，把与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷存储在上述第三电容元件中，然后使上述第三转换电路导通，在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配。

3.如权利要求2所述的数字模拟变换电路，其特征在于，具有：

转换是否把对应于上述第二基准电压的电荷存储在上述第二电容元件中的第四转换电路；

上述电荷控制电路在把与上述数字信号的最低位比特的值对应的电荷存储在上述第一电容元件上时，使上述第四转换电路导通，把对应于第二基准电压的电荷存储在上述第二电容元件中。

4.如权利要求2所述的数字模拟变换电路，其特征在于，具有：

在第二期间向负载电容供给电压的放大器，使上述负载电容的电压与第一期间中的上述第三电容元件的存储电荷对应的电压相等；以及

转换是否使上述放大器的输入输出端短路的第五转换电路；

上述电荷控制电路对每一上述数字信号的最高位比特以外的各比特，把与各比特的值对应的电荷存储到上述第一电容元件上以后，使上述第一转换电路导通，在上述第一电容元件与上述第二电容元件之间进行存储电荷的再分配，其后使上述第二转换电路导通，把与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷存储在上述第三电容元件中，其后使上述第三转换电路导通，在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配，而且在上述第二转换电路的导通期间和上述第三转换电路的导通期间中通过使上述第五转换电路导通，使上述放大器的输入输出端子短路。

5.如权利要求2所述的数字模拟变换电路，其特征在于，具有：

转换是否把上述放大器的输出供给负载的第六转换电路；

连接在上述第六转换电路和上述负载的连接点、与上述第二转换电路和第三电容元件的连接点之间的第七转换电路；

上述电荷控制电路在除去上述第二转换电路的导通期间中与上述第三转换电路的导通期间中，使上述第六和第七转换电路导通，把上述第二转换电路与上述第三电容元件的接点的电压供给到上述负载。

6.一种数字模拟变换方法，所述数字模拟变换方法对应于n比特的数字信号的第一电压与第二电压之间的电压，其中n是大于2的整数，其特征在于，包括下述步骤：

对每一上述数字信号的最高位比特以外的各比特分别重复进行下述处理，即把与上述数字信号的最高位比特以外的各比特的值对应的电荷顺次存储在第一电容元件后、与第二电容元件之间进行存储电荷的再分配的处理，

并且把与上述数字信号的最高位比特的值对应的电荷存储在第三电容元件中，其后在上述第二电容元件与上述第三电容元件之间进行存储电荷的再分配。