CN100358009C - 低频扰动补偿控制装置以及使用其的盘驱动器 - Google Patents

Abstract

提供了一种能够有效地补偿引入到盘驱动器的低频扰动的用于盘驱动器的伺服控制装置。所述伺服控制装置包括：状态变量估计器，通过使用预定的状态方程基于用于控制磁头运动的控制输入和位置误差信号计算位置估计误差；估计滤波器，通过使用扰动和位置估计误差之间的数学关系从所述位置估计误差计算扰动估计值；以及减法器，从控制输入减去扰动估计值。

Description

低频扰动补偿控制装置以及使用其的盘驱动器

技术领域

本发明涉及一种用于盘驱动器的伺服控制装置，更具体地讲，涉及一种用于有效地补偿引入到盘驱动器的低频扰动的伺服控制装置。

背景技术

一般地，盘驱动器，数据存储设备的一个示例，通过使用磁头从盘读取数据或将数据写入盘中。随着盘驱动器趋向于具有大容量、高密度和压缩的尺寸，沿盘旋转方向的每英寸比特数(BPI)和沿盘径向的每英寸磁道数(TPI)变大。结果，在盘驱动器中需要高度精密的机制。

盘驱动器的磁道跟踪控制的目标是将磁头定位在目标磁道的中心。由于各种类型的扰动，可发生磁道跟踪控制误差。特别地，诸如微型驱动器的便携式驱动器容易受到低频振动和冲击。

参照图1，传统的用于盘驱动器的伺服控制***包括重复偏离(repetitiverun-out，RRO)补偿器110、状态估计器120、状态反馈控制器130A和130B、求和单元140A和140B以及音圈电机(VCM)驱动器/致动器150。

一般地，包括RRO补偿器110、状态估计器120、状态反馈控制器130A和130B以及求和单元140A和140B的电路块被总称为磁道跟踪控制电路1000。在本发明中，磁道跟踪控制电路1000由传递函数-C(z)来表示。

求和单元160A和160B相当于扰动d和盘驱动器的头盘组件中发生的盘偏离。

状态估计器120具有从位置误差信号(PES)和控制输入估计位置、速度和偏移的功能。RRO补偿器110具有补偿由盘偏心率引起的RRO扰动XRUNOUT的功能。状态反馈控制器130A和130B通过组合估计的位置、速度和偏移的值来计算控制输入信号，并且将控制输入信号施加于VCM驱动器/致动器150。估计的偏移的值用于控制电路中的积分器功能以补偿引入到***的扰动d中的低频扰动分量。然而，如果积分器的增益被增加以改善低频扰动补偿性能，那么出现控制***的稳定性被降低的问题。

发明内容

本发明提供了一种能够精确地估计并且有效地补偿引入到盘驱动器的低频扰动的用于盘驱动器的伺服控制装置以及使用所述伺服控制装置的盘驱动器。

根据本发明的一方面，提供了一种用于盘驱动器的低频扰动补偿控制装置，包括：状态变量估计器，通过使用预定的状态方程基于用于控制磁头运动的控制输入和位置误差信号计算位置估计误差；估计滤波器，通过使用扰动和位置估计误差之间的数学关系从所述位置估计误差计算扰动估计值；以及减法器，从控制输入减去扰动估计值。

根据本发明的另一方面，提供了一种盘驱动器，包括：磁道跟踪控制电路，从位置误差信号估计包括磁头的位置、速度和偏移的磁头运动的状态信息值，并且通过使用预定的状态反馈控制处理基于估计的状态信息值产生磁道跟踪控制输入；扰动观测器，从磁道跟踪控制输入和位置误差信号计算位置估计误差，并且通过使用由使用扰动和位置估计误差之间的数学关系设计的传递函数从所述位置估计误差产生扰动估计值；减法器，从磁道跟踪控制输入减去扰动估计值；音圈电机驱动器/致动器，通过产生与减法器的输出相应的驱动电流在磁道上移动磁头，并且根据磁头的移动产生位置误差信号。

附图说明

通过参照附图对其示例性实施例进行详细的描述，本发明的以上和其他特征和优点将会变得清楚，其中：

图1是显示传统的用于盘驱动器的伺服控制***的结构的示图；

图2是显示应用本发明的盘驱动器的头盘组件的俯视图；

图3是显示根据本发明的用于包括低频扰动补偿控制装置的盘驱动器的伺服控制***的结构的示图；

图4是从图3的电路图变换的等效电路图；

图5是从图4的电路图变换的等效电路图；

图6是显示根据存在和缺少扰动观测器的在伺服控制***的开环频率特性中的变化的示图；

图7是显示根据存在和缺少扰动观测器的在扰动和位置误差信号之间的增益特性中的变化的示图；

图8是显示根据存在和缺少扰动观测器的在盘偏离和位置误差信号之间的增益特性中的变化的示图；

图9A是显示在引入5Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的扰动估计性能的示图；

图9B是显示在引入5Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的位置误差信号的示图；

图10A是显示在引入10Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的扰动估计性能的示图；

图10B是显示在引入10Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的位置误差信号的示图；

图11A是显示在引入50Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的扰动估计性能的示图；

图11B是显示在引入50Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的位置误差信号的示图；

图12A是显示在引入100Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的扰动估计性能的示图；

图12B是显示在引入100Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的位置误差信号的示图；

图13A是显示在引入200Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的扰动估计性能的示图；

图13B是显示在引入200Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的位置误差信号的示图；

图14A是显示在引入400Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的扰动估计性能的示图；

图14B是显示在引入400Hz扰动的情况下使用根据本发明的低频扰动补偿控制装置的伺服控制***的位置误差信号的示图。

具体实施方式

盘驱动器包括由机械部件构成的头盘组件(HDA)和电子电路单元。

图2是显示应用本发明的盘驱动器的HAD 10的俯视图。HDA 10包括至少一个由主轴电机14旋转的磁盘12。另外，HDA 10包括布置于邻近盘表面的变换器(未显示)。

每一变换器通过检测盘12的磁场从盘12读取信息并且通过使盘12磁化在盘12写入信息。典型地，变换器与每一盘表面相关联。虽然单一的转换器被描述，但是应该理解，转换器可包括检测盘12的磁场的读转换器和使盘12磁化的写转换器。读转换器由磁阻(MR)材料制成。

转换器可以被并入到磁头16中。磁头16通常在变换器和盘表面之间形成气浮轴承。磁头16被包含到磁头臂组件(HSA)22中。HSA被附加到具有音圈26的驱动臂24。音圈26与磁组件28相邻地布置以限定音圈电机(VCM)30。当电流施加于音圈26时，VCM 30产生使驱动臂24围绕轴承组件32旋转的转矩。驱动臂24的旋转使转换器在盘表面上移动。

典型地，信息被记录在盘12上的环形磁道34中。每一磁道34包括多个扇区。每一扇区包括数据字段和识别字段。识别字段包括用于识别扇区和磁道(柱面)的格雷码。为了从其他磁道34读取记录的信息或在其他磁道34上写入信息，变换器在盘表面上移动。

图3显示了用于应用本发明的低频扰动补偿控制装置的盘驱动器的伺服控制***。所述伺服控制***包括磁道跟踪控制电路1000、VCM驱动器/致动器150、状态变量估计器210、估计滤波器220和减法器230。

包括状态变量估计器210和估计滤波器220的电路块被总称为扰动观测器2000。

磁道跟踪控制电路1000中的求和单元160A和160B相当于扰动d和在盘驱动器的头盘组件中发生的盘偏离。

磁道跟踪控制电路1000具有与图1中显示的传统的磁道跟踪控制电路1000相同的结构。在本发明中，扰动观测器2000和减法器230被添加到传统的伺服控制***。

状态变量估计器210基于控制输入信号u和位置误差信号XPES来估计位置和速度，并且产生位置估计误差 $\tilde{x}=x-\stackrel{\‾}{x}.$ 状态变量估计器210由方程1来表示。

[方程1]

$\stackrel{\‾}{x}(k+1)=A_p\hat{x}\left(k\right)+B_{p}u\left(k\right)$

$\hat{x}\left(k\right)=\stackrel{\‾}{x}\left(k\right)+L(x\left(k\right)-C_p\stackrel{\‾}{x}\left(k\right))$

估计滤波器220基于位置估计误差估计扰动值并且补偿扰动。

引入到盘驱动器的振动扰动作为扰动值被添加到位置估计误差。因此，通过将位置估计误差施加于良好设计的估计滤波器220，可估计扰动值。

为了设计高性能的扰动观测器2000，可得出扰动和位置估计误差之间的数学关系并且设计适当的估计滤波器220。如方程2所示，最优选的估计滤波器H_EST(z)可通过用低通滤波器传递函数H_LPF(z)除以最小相位***传递函数H_MIN(z)来获得。

[方程2]

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}$

现在，将对扰动和位置估计误差之间的数学关系的得出以及估计滤波器220的设计进行详细的描述。

通过合并表示状态变量估计器210的方程1中的两个方程，得到方程3

[方程3]

$\stackrel{\‾}{x}(k+1)=(A_P-A_P{\mathrm{LC}}_P)\stackrel{\‾}{x}\left(k\right)+A_P{\mathrm{Lx}}_{\mathrm{PES}}\left(k\right)+B_{P}u\left(k\right)$

通过使用方程3，图3的电路图可被变换为图4的等效电路图。通过使用矩阵计算方法和线性***理论，可获得方程4。

[方程4]

$1-C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{A}_{P}L=\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)-C_P\mathrm{Adj}(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)A_{P}L}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}$

$=\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P)}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}$

通过使用方程4，图4的电路图可被变换为图5的等效电路图。由扰动引起的估计误差可通过图5的电路图来估计。所述估计由方程5来表示。

[方程5]

$\tilde{x}\left(z\right)=\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P)}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}P\left(z\right)(d\left(z\right)+u\left(z\right))-C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_{P}u\left(z\right)$

$=\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P)}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}\frac{C_P\mathrm{Adj}(\mathrm{zI}-A_P)B_P}{\det (\mathrm{zI}-A_P)}(d\left(z\right)+u\left(z\right))-C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_{P}u\left(z\right)$

$=C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_P(d\left(z\right)+u\left(z\right))-C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_{P}u\left(z\right)$

$=C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_{P}d\left(z\right)$

根据本发明的估计滤波器220通过使用方程6来选择。

[方程6]

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=H_{\mathrm{INV}}\left(z\right)=\frac{1}{C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_P}$

通过选择由方程6表示的估计滤波器220，可获得由方程7表示的精确的扰动值。

[方程7]

$\hat{d}\left(z\right)=H_{\mathrm{INV}}\left(z\right)\tilde{x}\left(z\right)=d\left(z\right)$

这里，因为H_INV(z)表示非因果***，所以不可能实现传递函数H_INV(z)。因此，添加由方程8表示的低通滤波器。

[方程8]

$H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)=\frac{1-a}{z-a}$

方程9表示通过添加由方程8表示的低通滤波器而设计的估计滤波器220。

[方程9]

$H_{\mathrm{ESST}}\left(z\right)=H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)h_{\mathrm{INV}}\left(z\right)=\left(\frac{1-a}{z-a}\right)\frac{1}{C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_P}$

通过将实际扰动施加于低通滤波器，扰动估计值被获得。获得的扰动估计值由方程10来表示。

[方程10]

$\hat{d}\left(z\right)=H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)H_{\mathrm{INV}}\left(z\right)\tilde{x}\left(z\right)=H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)d\left(z\right)$

一般地，构造有VCM驱动器/致动器150的VCM驱动***P(z)具有控制延迟时间，从而所述***可以是具有不稳定零点的非最小相位***C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P。另外，C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P的零点与P(z)的零点相同，出现上述的非因果***H_INV(z)变得不稳定的问题。

为了解决所述问题，非最小相位***C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P被设计为最小相位***传递函数H_MIN(z)和全通滤波器传递函数H_AP(z)的乘积。

[方程11]

C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P＝H_MIN(z)H_AP(z)

例如，可假设非最小相位***C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P由方程12来表示。

[方程12]

$C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_P=K\frac{(z+{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})(z+{\mathrm{\β}}_S)}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}$

如果β_US是方程12的两个零点中的不稳定零点，那么最小相位***传递函数H_MIN(z)和全通滤波器传递函数H_AP(z)可由方程13来表示。

[方程13]

$H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)={\mathrm{K\β}}_{\mathrm{US}}\frac{(z+{\mathrm{\β}}_S)(z+1/{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}$

$H_{\mathrm{AP}}\left(z\right)=\frac{1}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}}}\frac{(z+{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})}{(z+1/{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})}$

基于方程14设计的估计滤波器220是稳定的因果***，从而可实际地实现估计滤波器220。

[方程14]

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}=\left(\frac{1-a}{z-a}\right)\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}{{\mathrm{K\β}}_{\mathrm{US}}(z+{\mathrm{\β}}_S)(z+1/{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})}$

可以理解通过将实际扰动值施加于低通滤波器和全通滤波器，扰动估计值被获得。

[方程15]

$\hat{d}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}\tilde{x}\left(z\right)=H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)H_{\mathrm{AP}}\left(z\right)d\left(z\right)$

根据本发明的实现为测试***的性能的图4的开环***传递函数H_OPEN(z)由方程16来表示。

[方程16]

$H_{\mathrm{OPEN}}\left(z\right)=\frac{P\left(z\right)C\left(z\right)+P\left(z\right)\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P)}{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}}{1-\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}{C}_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_P}=\frac{P\left(z\right)C\left(z\right)+H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)H_{\mathrm{AP}}\left(z\right)}{1-H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)H_{\mathrm{AP}}\left(z\right)}$

通过使用方程16，扰动和位置误差信号x_PES之间的传递函数被获得。所述传递函数由方程17来表示。

[方程17]

$\frac{x_{\mathrm{PES}}\left(z\right)}{d\left(Z\right)}=\frac{P\left(z\right)}{1+H_{\mathrm{OPEN}}\left(z\right)}=\frac{(1-H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)H_{\mathrm{AP}}\left(z\right))P\left(z\right)}{1+P\left(z\right)C\left(z\right)}$

另外，盘偏离x_runout和位置误差信号x_PES之间的传递函数由方程18来表示。

[方程18]

$\frac{x_{\mathrm{PES}}\left(z\right)}{x_{\mathrm{RUNOUT}}\left(z\right)}=\frac{1}{1+H_{\mathrm{OPEN}}\left(z\right)}=\frac{1-H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)H_{\mathrm{AP}}\left(z\right)}{1+P\left(z\right)C\left(z\right)}$

现在，根据本发明的扰动补偿***的性能将参照实验结果被描述如下。

在实验中，台式盘驱动器被测试。测试的盘驱动器的磁道密度、磁道宽度和盘旋转速度分别是130000TPI、0.19μm和7200rpm。用于所述盘驱动器的VCM驱动***的传递函数由方程19来表示。

[方程19]

$P\left(z\right)=\frac{0.013377(z+5.248)(z+0.1539)}{z{(z-1)}^2}$

如方程19所示，因为***具有一个不稳定的零点-5.248，所以***是非最小相位***。状态变量估计器的增益设置为L＝[0.4375，0.1129，0]。扰动和位置估计误差之间的传递函数C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P由方程20表示。

[方程20]

$C_P{(\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}^{-1}{B}_P=\frac{0.013377(z+5.248)(z+0.1539)}{z{(z-0.75)}^2}$

因此，为了设计估计滤波器，所述非最小相位***和全通滤波器可被选择为方程21。

[方程21]

$H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)=\frac{0.070197(z+0.1906)(z+01539)}{z{(z-0.75)}^2}$

$H_{\mathrm{AP}}\left(z\right)=\frac{0.19056(z+5.248)}{(z+0.1906)}$

作为示例，当α＝0.9时，低通滤波器由方程22表示。

[方程22]

$H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)=\frac{1-a}{z-a}=\frac{0.1}{z-0.9}$

结果，估计滤波器被设计为方程23。

[方程23]

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}=\frac{1.4246z{(z-0.75)}^2}{(z-0.9)(z+0.1906)(z+0.1539)}$

图6显示从由方程16表示的传递函数H_OPEN(z)获得的开环频率特性。图7显示扰动和位置误差信号之间的增益特性。如图6和图7所示，可以理解通过使用扰动观测器可大大地减小扰动的影响。例如，30dB或更大的扰动的影响在10Hz可被减小。图8显示盘偏离RUNOUT和位置误差信号之间的增益特性。如图8所示，可以理解通过使用扰动观测器可大大地减小盘偏离的影响。

图9到图14显示在正弦振动扰动被施加于***的情况下扰动估计性能和位置误差信号性能的测试结果。具体地。图9到图14显示在分别具有频率5Hz、10Hz、50Hz、100Hz、200Hz和400Hz以及振幅102mA、52.5mA、6.4mA、3.8mA、2.6mA和2mA的正弦振动扰动的情况下性能的测试结果。如图9和图10所示，可以理解根据本发明的扰动观测器在诸如5Hz和10Hz的低频具有几乎完善的扰动补偿性能。另外，如图11到图14所示，可以理解所述扰动观测器在低频具有高的扰动补偿性能，而在高频具有低的扰动补偿性能。

作为测试的结果，根据本发明的扰动观测器可被有效地用于补偿在400Hz或更低的频率的扰动。

如上所述，根据本发明，通过使用能够精确地估计引入到盘驱动器的扰动的伺服控制***，可改善所述盘驱动器的磁道跟踪性能。特别地，可有效地补偿引入到用于便携式装置的盘驱动器的低频振动扰动。

尽管已经参照其示例性实施例显示和描述了本发明，但是本领域技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可在形式上和细节上进行各种变动。因此，本发明可适合于包括硬盘驱动器的多种盘驱动器。

Claims (11)

1、一种用于盘驱动器的低频扰动补偿控制装置，包括：

状态变量估计器，通过使用预定的状态方程基于用于控制磁头运动的控制输入和位置误差信号计算位置估计误差；

估计滤波器，通过使用由使用扰动和位置估计误差之间的数学关系而设计的传递函数从所述位置估计误差来计算扰动估计值；和

减法器，从控制输入减去扰动估计值。

2、如权利要求1所述的低频扰动补偿控制装置，其中，所述预定的状态方程包括

$\stackrel{\‾}{x}(k+1)=A_P\hat{x}\left(k\right)+B_{P}u\left(k\right)$

$\hat{x}\left(k\right)={\stackrel{\‾}{x}}_n\left(k\right)+L(x\left(k\right)-C_P\stackrel{\‾}{x}\left(k\right)).$

3、如权利要求1所述的低频扰动补偿控制装置，其中，估计滤波器的传递函数H_EST(z)表示为

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)},$

其中，H_LPF(z)和H_MIN(z)分别是低通滤波器和最小相位***的传递函数。

4、如权利要求1所述的低频扰动补偿控制装置，其中，通过将非最小相位***C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P表示为最小相位***传递函数H_MIN(z)和全通滤波器传递函数H_AP(z)的乘积并且将预定的低通滤波器传递函数H_LPF(z)除以最小相位***传递函数H_MIN(z)，获得所述估计滤波器传递函数H_EST(z)。

5、如权利要求4所述的低频扰动补偿控制装置，其中，所述估计滤波器传递函数H_EST(z)被设置为

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}=\left(\frac{1-a}{z-a}\right)\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}{{\mathrm{K\β}}_{\mathrm{US}}(z+{\mathrm{\β}}_S)(z+1/{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})}.$

6、一种盘驱动器，包括：

磁道跟踪控制电路，从位置误差信号估计包括磁头的位置、速度和偏移的磁头运动的状态信息值，并且通过使用预定的状态反馈控制处理基于估计的状态信息值产生磁道跟踪控制输入；

扰动观测器，从磁道跟踪控制输入和位置误差信号计算位置估计误差，并且通过使用由使用扰动和位置估计误差之间的数学关系而设计的传递函数从所述位置估计误差产生扰动估计值；

减法器，从磁道跟踪控制输入减去扰动估计值；

音圈电机驱动器/致动器，通过产生与减法器的输出相应的驱动电流在磁道上移动磁头，并且根据磁头的移动产生位置误差信号。

7、如权利要求6所述的盘驱动器，其中，所述扰动观测器包括：

状态变量估计器，通过使用预定的状态方程基于控制输入和位置误差信号计算位置估计误差；和

估计滤波器，通过使用由使用扰动和位置估计误差之间的数学关系而设计的传递函数从所述位置估计误差计算扰动估计值。

8、如权利要求7所述的盘驱动器，其中，所述预定的状态方程包括

$\stackrel{\‾}{x}(k+1)=A_P\hat{x}\left(k\right)+B_{P}u\left(k\right)$

$\hat{x}\left(k\right)={\stackrel{\‾}{x}}_n\left(k\right)+L(x\left(k\right)-C_P\stackrel{\‾}{x}\left(k\right)).$

9、如权利要求7所述的盘驱动器，其中，所述估计滤波器传递函数H_EST(z)表示为

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)},$

其中，H_LPF(z)和H_MIN(z)分别是低通滤波器和最小相位***的传递函数。

10、如权利要求7所述的盘驱动器，其中，通过将非最小相位***C_P(zI-A_P+A_PLC_P)^-1B_P表示为最小相位***传递函数H_MIN(z)和全通滤波器传递函数H_AP(z)的乘积并且用预定的低通滤波器传递函数H_LPF(z)除以最小相位***传递函数H_MIN(z)，获得所述估计滤波器传递函数H_EST(z)。

11、如权利要求10所述的盘驱动器，其中，所述估计滤波器传递函数H_EST(z)被设置为

$H_{\mathrm{EST}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)}{H_{\mathrm{MIN}}\left(z\right)}=\left(\frac{1-a}{z-a}\right)\frac{\det (\mathrm{zI}-A_P+A_P{\mathrm{LC}}_P)}{{\mathrm{K\β}}_{\mathrm{US}}(z+{\mathrm{\β}}_S)(z+1/{\mathrm{\β}}_{\mathrm{US}})}.$

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