BRPI0918171B1

BRPI0918171B1 - dispositivo conversor e alimentação sem interupção equipada com esse dispositivo

Info

Publication number: BRPI0918171B1
Application number: BRPI0918171A
Authority: BR
Inventors: Lacarnoy Alain; Rizet Corentin; Ferrieux Jean-Paul
Original assignee: Mge Ups Systems
Priority date: 2008-09-12
Filing date: 2009-08-10
Publication date: 2019-09-03
Also published as: CN102150352A; BRPI0918171A2; FR2936113A1; FR2936113B1; WO2010029222A1; US20110133554A1; US8384246B2; EP2324565A1; CN102150352B

Abstract

"dispositivo conversor e alimentação sem interupção equipada com esse dispositivo". um dispositivo conversor que compreende uma entrada de ali- mentação (121, 122), meios corretores (01, 04), meios de comutação (t2, t3), meios de comando (301 ), e um circuito auxiliar da comutação (231, 232), esse circuito auxiliar da comutação comportando meios indutivos, meios de desvio de uma corrente de entrada (ie), e meios de acúmulo de energia (137, 138). o dispositivo da invenção é caracterizado pelo fato de os meios indutivos serem essencialmente constituídos por um transformador (tp, tn) diretamente conectado à entrada de alimentação (121, 122) e comportando enrolamentos bobinados em inverso, e pelo fato de os meios de desvio comportarem meios de comutação auxiliares (tx2, tx3) diretamente conectados entre esses meios indutivos e uma referência de tensão ou uma linha de saída (115, 117), para estabelecer um desvio da corrente de entrada sobre esses meios indutivos, antes de p atração principal. uma alimentação sem interrupção compreendendo o dispositivo conversor descrito acima.

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para DISPOSITIVO CONVERSOR E ALIMENTAÇÃO SEM INTERUPÇÃO EQUIPADA COM ESSE DISPOSITIVO.

DOMÍNIO DA INVENÇÃO

A presente invenção refere-se ao domínio dos conversores, tais como corretores, por exemplo, aqueles utilizados nas alimentações sem interrupção, em particular nas alimentações sem interrupção de elevada potência, isto é, cuja potência está geralmente compreendida entre aproximadamente 100 e 500 kVA.

A invenção se refere mais particularmente a um dispositivo conversor unidirecional destinado a fornecer uma tensão de saída sensivelmente contínua em uma linha de saída, esse dispositivo sendo equipado com pelo menos uma unidade de comutação que compreende:

- uma entrada de alimentação sobre a qual é aplicada uma tensão de entrada, geralmente variável;

- meios corretores conectados a essa entrada de alimentação para fornecer a tensão de saída;

- meios de comutação conectados a essa entrada de alimentação para se obter uma atração principal ou um bloqueio principal de uma corrente de entrada, de modo que, quando do bloqueio principal, essa corrente de entrada é desviada para esses meios corretores;

- meios de comando desses meios de comutação; e

- um circuito auxiliar da comutação disposto entre a entrada de alimentação e a linha de saída para estabelecer, antes da atração principal, uma tensão de comutação sensivelmente igual a 0, esse circuito auxiliar da comutação comportando meios indutivos, meios de desvio de uma corrente de entrada, e meios de acúmulo de energia montados em paralelo sobre os meios de comutação para estabelecer uma ressonância dessa corrente nos meios indutivos, antes da atração principal.

ESTADO DA TÉCNICA

As alimentações sem interrupção são comumente desenvolvidas para melhorar o seu rendimento e para reduzir os prejuízos sonoros gerados

2/21 por frequências de recorte frequentemente baixas, da ordem de alguns milhares de hertz. Nesse contexto, foi mostrado que era interessante utilizar alimentações sem interrupção que apresentam topologias sobre vários níveis, geralmente três níveis, utilizando componentes com melhores desempenhos, permitindo melhorar os problemas evocados acima.

Com referência à figura 1, essa alimentação sem interrupção 11 compreende uma entrada rede 12 sobre a qual é conectada uma rede elétrica de alimentação e permitindo aplicar a essa alimentação sem interrupção 11 uma tensão de entrada variável mais frequentemente alternativa. A alimentação sem interrupção compreende também uma saída rede 13 sobre a qual são conectadas cargas e permitindo fornecer uma alimentação elétrica dita auxiliar, isto é, uma alimentação elétrica para a qual a tensão e a frequência são controladas. A alimentação sem interrupção 11 compreende um corretor ou um conversor AC/DC 15 conectado à entrada rede 12, linhas 16, 17 de tensões sensivelmente contínuas, e uma referência de tensão 18 conectada na saída do corretor. A alimentação sem interrupção 11 compreende também um conversor DC/DC 19, que compreende meios de estocagem de energia elétrica 20, esse conversor e os meios de estocagem sendo conectados sobre as linhas 16, 17 de tensão sensivelmente contínua. A alimentação sem interrupção 11 compreende, além disso, condensadores de desacoplamento 21, 22 conectados entre a referência de tensão 18 e as linhas 16, 17 de tensão sensivelmente contínua, e um ondulador ou conversor DC/AC reversível 23 conectado entre essas linhas 16, 17 e a saída rede 13.

O corretor 15 de alimentação sem interrupção 11 representado na figura 2 compreende seis circuitos de comutação 31 a 36. Mais precisamente, o corretor 15 comporta dois circuitos de comutação para cada uma das três fases, um dedicado às alternâncias positivas e o outro dedicado às alternâncias negativas. Por outro lado, o corretor 15 é de tipo unidirecional, isto é, que não é reversível e permite unicamente realizar uma conversão AC/DC, para realizar essa conversão AC/DC, o corretor 15 comporta transistores 41 a 46 e diodos 51 a 56.

Conforme visível nas figuras 1 e 2, a alimentação sem interrup

3/21 ção 11 apresenta uma topologia em três níveis, isto é, o corretor 15 fornece uma tensão sensivelmente contínua em três níveis, a saber: um nível positivo sobre a linha 16, um nível negativo sobre a linha 17 e um nível zero sobre a referência de tensão 18. Os níveis positivo e negativo apresentam geralmente um mesmo potencial elétrico em valor absoluto sensivelmente igual à metade da tensão VDC entre as linhas 16 e 17.

Quando da utilização da alimentação sem interrupção 11 representada na figura 1 e, em particular do dispositivo corretor 15, em sua função de conversor AC/DC, as velocidades de comutação dos transistores 41 a 46 e as fortes correntes que aí circulam impõem esforços estruturais muito importantes. Por outro lado, as perdas em comutação nesses componentes ativos de eletrônica de potência limitam o aumento da frequência de corte.

Uma solução para prevenir esses inconvenientes é utilizar circuitos auxiliares à comutação em cada circuito de comutação para se obterem comutações suaves, isto é, para diminuir as perdas em comutação e para controlar as variações de corrente. No dispositivo corretor 111 parcialmente representado na figura 3, esses circuitos auxiliares à comutação são utilizados. No dispositivo representado na figura 3, só foram representados dois circuitos de comutação associados a uma das três fases. Deve ser observado que o circuito corretor 111 não é reversível e só pode, portanto, ser utilizado para realizar uma conversão de tipo AC/DC.

Mais precisamente, com referência à figura 3, o dispositivo corretor 111 comporta uma fonte de tensão 112 que libera uma tensão alternativa, um primeiro circuito de comutação 113, permitindo fornecer sobre uma linha de saída 115 uma tensão sensivelmente constante tendo um valor positivo e um segundo circuito de comutação 116 que permite fornecer sobre uma linha de saída 117 uma tensão sensivelmente constante tendo um valor negativo. Uma primeira ramificação do dispositivo corretor 111 compreendendo um diodo de DP permite alimentar o primeiro circuito de comutação 113 para as alternâncias positivas da tensão de entrada. Da mesma forma, uma segunda ramificação do dispositivo corretor (111), comportando um diodo DN permite alimentar o segundo circuito de comutação 116 para as al

4/21 ternâncias negativas da tensão de entrada. Entre a fonte de tensão e as duas ramificações pré-citadas, uma indutância 118 permite fazer uma adaptação de impedância na escala do período de recorte. Cada circuito de comutação 113, 116 compreende uma entrada de alimentação 121, 122, na qual é injetada uma corrente de entrada IE. Meios corretores, no caso dos diodos D1, D4 conectados a suas entradas de alimentação 121, 122 respectivas permitem fornecer uma tensão de saída VS passando sucessivamente de um estado bloqueado a um estado passante. Cada circuito de comutação 113, 116 compreende meios de comutação, no caso transistores principais T2, T3 conectados a suas entradas de alimentação 121, 122 respectivas e permitindo obter uma mudança de estado, no caso uma atração principal ou um bloqueio principal da corrente de entrada. Quando da atração principal, a corrente de entrada IE passa no transistor principal. Quando do bloqueio principal, essa corrente de entrada IE é desviada para os meios corretores. O diodo DP, os meios corretores D1 e os meios de comutação T2 formam uma topologia frequentemente qualificada de estrutura elevador, ou em inglês “boost”. O mesmo acontece com o diodo DN, os meios corretores D4 e os meios de comutação T3. Assim, a topologia representada na figura 3 é frequentemente qualificada, em inglês, de “double boost”. Todavia, a invenção pode também se aplicar a uma topologia frequentemente qualificada de estrutura redutora.

Conforme visível na figura 3, o dispositivo corretor é equipado com circuitos auxiliares à comutação 131, 132, o circuito 131 sendo disposto entre a entrada de alimentação 121 e a linha de saída 115, o circuito 132 sendo disposto entre a entrada de alimentação 122 e a linha de saída 117. Esses circuitos auxiliares à comutação têm por função principal reduzir as perdas em comutação nos transistores de potência T2 e T3, limitando, até mesmo anulando, a corrente ou a tensão nesses transistores T2 e T3, quando das mudanças de estado. Em particular, esses circuitos auxiliares à comutação permitem obter uma atração principal dos meios de comutação T2 e T3 sob tensão nula. Esse modo de comutação é frequentemente qualificado em inglês de “Zero Voltage Switching”, ou em resumo “ZVS”. Os circuitos

5/21 auxiliares à comutação 131, 132 compreendem meios indutivos referenciados respectivamente com 133, 134 e conectados respectivamente às entradas de alimentação 121, 122. Na técnica anterior, os meios indutivos comportam geralmente pelo menos uma indutância que é frequentemente conectada de modo direto à entrada de alimentação. Os circuitos auxiliares à comutação 131, 132 compreendem também meios de desvio da corrente de entrada IE, referenciados respectivamente com 135, 136 e conectados a esses meios indutivos para estabelecer, antes da atração principal, um desvio da corrente de entrada nesses meios indutivos. Os circuitos auxiliares à comutação 131, 132 compreendem, além disso, meios de acúmulo de energia referenciados respectivamente 137, 138 montados em paralelo sobre os meios de comutação para estabelecer uma ressonância da corrente de entrada IE nos meios indutivos, antes da atração principal. Mais precisamente, esses meios de acúmulo de energia 137 comportam um condensador CR1 montado em paralelo com o diodo D1 e um condensador CR2 montado em paralelo com o transistor T2. Da mesma forma, os meios de acúmulo de energia 138 comportam um condensador CR4 montado em paralelo com o diodo D4 e um condensador CR3 montado em paralelo com o transistor T3.

O dispositivo corretor, representado na figura 3, funciona da seguinte forma: antes de atrair os meios de comutação T2, T3, a corrente de entrada IE é desviada pela extremidade de meios de desvio 135, 136. A intensidade da corrente IRP, IRN que circula nos meios indutivos 133, 134 aumenta ao mesmo tempo que a corrente que circula nos meios corretores D1, D4 diminui. Quando a corrente IRP, IRN nos meios indutivos 133, 134 atinge o valor da corrente de entrada IE, os meios corretores D1, D4 se bloqueiam. Obtém-se então uma fase de ressonância da corrente entre os meios indutivos 133, 134 e os meios de acúmulo de energia 137, 138. Essa fase de ressonância permite obter a anulação da tensão V2, V3 nos bornes dos meios de comutação T2, T3. É então possível atrair esses meios de comutação T2, T3 com uma tensão de comutação sensivelmente igual a zero. Durante toda essa fase, cria-se nos meios indutivos uma magnetização, isto é, o valor do campo magnético aumenta.

6/21

Os circuitos auxiliares da comutação dos dispositivos conversores da técnica anterior não permite geralmente obter uma desmagnetização completa dos meios indutivos antes do bloqueio principal dos meios de comutação. No mais, eles comportam componentes eletrônicos de potência, em particular transistores, cujo calibre e cuja quantidade de energia dissipada não são otimizados.

EXPOSTO DA INVENÇÃO

A invenção visa a prevenir os inconvenientes dos dispositivos conversores da técnica anterior, propondo um dispositivo conversor unidirecional destinado a fornecer uma tensão de saída sensivelmente contínua sobre uma linha de saída, esse dispositivo sendo equipado com pelo menos uma unidade de comutação que compreende:

- uma entrada de alimentação sobre a qual é aplicada uma tensão de entrada,

- meios de comutação conectados diretamente a essa entrada de alimentação para obter uma atração principal ou um bloqueio principal de uma corrente de entrada, de modo que, quando do bloqueio principal, essa corrente de entrada é desviada para esses meios corretores;

- meios de comando desses meios de comutação; e

- um circuito auxiliar da comutação disposto entre a entrada de alimentação e a linha de saída para estabelecer, antes da atração principal, uma tensão de comutação sensivelmente igual a 0, esse circuito auxiliar da comutação comportando meios indutivos, meios de desvio de uma corrente de entrada para estabelecer um desvio da corrente de entrada sobre esses meios induzidos, antes da atração principal, e meios de acúmulo de energia montados em paralelo sobre esses meios de comutação para estabelecer uma ressonância dessa corrente nos meios indutivos, antes da atração principal.

O dispositivo conversor, segundo a invenção, é caracterizado pelo fato de os meios indutivos serem essencialmente constituídos por um

7/21 transformador diretamente conectado à entrada de alimentação e comportando enrolamentos bobinados em inverso, e pelo fato de os meios de desvio comportarem meios de comutação auxiliares diretamente conectados entre esses meios indutivos e uma referência de tensão ou entre esses meios indutivos e a linha de saída.

De preferência, o transformador comporta:

- um primeiro enrolamento conectado entre a entrada de alimentação e os meios de desvio; e

- um segundo enrolamento acoplado magneticamente ao primeiro enrolamento e conectado entre essa entrada de alimentação e a linha de saída ou entre a entrada de alimentação e a referência de tensão.

De preferência, o transformador apresenta uma relação de transformação inferior à unidade.

Vantajosamente, um primeiro diodo de retenção é conectado entre o primeiro enrolamento e a linha de saída ou entre o primeiro enrolamento e a referência de tensão. De preferência, um segundo diodo de retenção é conectado entre o segundo enrolamento e a linha de saída ou entre o segundo enrolamento e uma referência de tensão.

Vantajosamente, os meios de comutação auxiliares são essencialmente constituídos por um transistor auxiliar conectado diretamente entre o primeiro enrolamento e a referência de tensão ou entre o primeiro enrolamento e a linha de saída, esse transistor auxiliar permitindo, quando do bloqueio principal e no momento da atração desse transistor auxiliar, fornecer sobre os enrolamentos do transformador uma tensão que tem um valor função da tensão de saída.

De acordo com um modo de realização, os meios de comando comportam um modo de retardo concebido para forçar uma atração principal retardada após uma duração superior a uma duração predeterminada. De preferência, os meios de comando são aplicados aos meios de comutação auxiliares e comportam um módulo concebido para atrair o desvio da corrente por uma duração superior à duração predeterminada.

De preferência, os meios corretores compreendem um diodo que

8/21 compreende uma entrada de corrente, essa entrada sendo conectada à entrada de alimentação.

Vantajosamente, os meios de acúmulo de energia comportam um primeiro condensador montado em paralelo com os meios corretores e um segundo condensador montado em paralelo com os meios de comutação.

A invenção se refere também a uma alimentação sem interrupção, compreendendo uma entrada de alimentação sobre a qual é aplicada uma tensão de entrada variável, um corretor conectado a essa entrada, pelo menos uma linha de tensão sensivelmente contínua conectada na saída do corretor, um ondulador conectado a essa linha de tensão e comportando uma saída destinada a fornecer uma tensão de saída variável, caracterizada pelo fato de o corretor ser um dispositivo conversor segundo uma das reivindicações precedentes e fornece uma tensão de saída sensivelmente contínua sobre essa linha.

BREVE DESCRIÇÃO DAS FIGURAS.

Outras vantagens e características sobressaíram mais claramente da descrição que se segue de modos particulares de realização da invenção, dados a título de exemplos não limitativos, e representados nas figuras anexadas.

A figura 1 representa uma alimentação sem interrupção, segundo a técnica anterior.

A figura 2 representa o corretor da alimentação sem interrupção, representada na figura 1.

A figura 3 representa parcialmente um dispositivo corretor com um circuito auxiliar da comutação, segundo a técnica anterior.

A figura 4 representa parcialmente um dispositivo conversor, de acordo com um primeiro modo da invenção.

A figura 5 representa esquematicamente os meios de comando de um dispositivo conversor.

As figuras 6A a 6M são cronogramas que ilustram o funcionamento do dispositivo conversor representado na figura 4, durante a maior

9/21 parte da alternância.

As figuras 7A a 7K são cronogramas que ilustram o funcionamento do dispositivo conversor representado na figura 4 no começo e no fim da alternância.

A figura 8 representa parcialmente um dispositivo abaixador, de acordo com um segundo modo da invenção.

A figura 9 representa uma alimentação sem interrupção, de acordo com a invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA DE UM MODO DE REALIZAÇÃO.

O dispositivo conversor 211 representado parcialmente na figura 4 é um dispositivo corretor que comporta elementos descritos anteriormente e indicados pelas mesmas referências numéricas. Como para a figura 3, só os dois circuitos de comutação associados a uma das três fases foram representados. O dispositivo conversor 211 comporta uma fonte de tensão 112 que libera uma tensão alternada VE e uma corrente de entrada IE. Conforme no caso representado na figura 3, um primeiro circuito de comutação 213 permite fornecer sobre a linha de saída 115 uma tensão sensivelmente constante que tem um valor positivo. Da mesma forma, um segundo circuito de comutação 216 permite fornecer sobre uma linha de saída 117, uma tensão sensivelmente constante tendo um valor negativo. Como para a figura 3, esses circuitos de comutação são do tipo elevador. Cada circuito de comutação 213, 216 compreende uma entrada de alimentação 121, 122 sobre a qual é aplicada a tensão de entrada VE e na qual é injetada a corrente de entrada ΙΕ. A tensão de entrada VE é variável, geralmente alternada e frequentemente sinusoidal. O diodo DP, os meios corretores D1 e os meios de comutação T2 formam uma primeira estrutura de tipo elevador. O mesmo acontece com o diodo DN, os meios corretores D4 e os meios de comutação T3 que formam uma segunda estrutura de tipo elevador. Cada transistor principal T2, T3 dos meios de comutação comporta geralmente um diodo D2, D3 montado em paralelo e orientado no sentido contrário em relação ao sentido da corrente no transistor. O dispositivo conversor 211 é equipado com circuitos auxiliares da comutação 231, 232, o circuito 231 sendo disposto

10/21 entre a entrada de alimentação 121 e a linha de saída 115, o circuito 232 sendo disposto entre a entrada de alimentação 122 e a linha de saída 117.

No modo de realização representado na figura 4, os componentes referenciados DP e DN são diodos. Em outros modos de realização, esses componentes podem ser tiristores.

Com referência à figura 4, cada circuito auxiliar da comutação 231, 232 compreende meios indutivos essencialmente constituídos por um transformador TP, TN. Cada transformador TP, TN é diretamente conectado à entrada de alimentação 121, 122 do circuito de comutação considerado. Em outros termos, os dois enrolamentos do transformador são diretamente conectados à entrada de alimentação. Devido ao fato de os meios indutivos de cada circuito auxiliar da comutação serem essencialmente constituídos por um transformador, e de este, ser diretamente conectado à entrada de alimentação 121, 122, a topologia do dispositivo conversor 211 e de seus circuitos auxiliares da comutação 231,232 se acha simplificada.

Cada circuito auxiliar da comutação 231, 232, representado na figura 4, compreende também meios de desvio da corrente de entrada IE comportando meios de comutação auxiliares, no caso um transistor auxiliar TX2, TX3. Cada transistor auxiliar é conectado ao transformador TP, TN para estabelecer, antes da atração principal, um desvio da corrente de entrada IE nesse transformador. Mais precisamente, cada transistor auxiliar TX2, TX3 é diretamente conectado entre o transformador TP, TN e a referência de tensão. Por diretamente conectado, entende-se que os meios de conexão entre o transistor auxiliar e a referência de tensão, e entre esse mesmo transistor auxiliar e o transformador, são essencialmente constituídos por condutores elétricos ou/e por resistências equivalentes desses condutores.

Cada circuito auxiliar da comutação 231, 232, representado na figura 4, compreende, além disso, meios de acúmulo de energia 137, 138 montados em paralelo sobre os meios de comutação, isto é, sobre cada transistor T2, T3, e sobre os meios corretores, isto é, os diodos D1, D4. Mais precisamente, os meios de acúmulo de energia 137 comportam um condensador CR1 montado em paralelo com o diodo D1 e um condensador CR2

11/21 montado em paralelo com o transistor principal T2. Da mesma forma, os meios de acúmulo de energia 138 comporta um condensador CR4 montado em paralelo com o diodo D4 e um condensador CR3 montado em paralelo com o transistor T3. Esses meios de acúmulo permitem, entre outros, estabelecer antes da atração principal uma ressonância da corrente nos transformadores TP, TN.

Conforme representado na figura 4, o transformador TP, TN de cada circuito de comutação 231, 232 comporta um primeiro enrolamento 251, 252 conectado entre a entrada de alimentação 121, 122 e os meios de comutação auxiliares TX2, TX3. Esse transformador TP, TN comporta também um segundo enrolamento 253, 254 acoplado magneticamente ao primeiro enrolamento 251, 252 e conectado entre essa mesma entrada de alimentação 121, 122 e a linha de saída 115, 117, mais precisamente entre a entrada de alimentação 121, 122 e o diodo DA1, DA4. Por outro lado, o segundo enrolamento 253, 254 é bobinado em inverso em relação ao primeiro enrolamento 251,252.

Essa configuração do transformador TP, TN permite, quando os transistores auxiliares TX2, TX3 são atraídos, desviar mais corrente em cada um dos enroladores do transformador TP, TN. Com efeito, graças à bobinagem invertida dos enrolamentos e à conexão das extremidades contíguas desses enrolamentos à entrada de alimentação, a corrente de entrada e é desviado para ser dividido em cada um dos enrolamentos. Assim, a corrente de entrada IRP, IRN é amplificada por indução mútua. Isto permite uma redução do calibre em corrente do transistor auxiliar TX1, TX2. Após o bloqueio do diodo D1, D4, a tensão V2, V3 nos bornes do transistor principal T2, T3 diminui até um valor sensivelmente igual a zero, e o diodo D2, D3 correspondente se torna passante, o que permite atrair esse transistor principal sob uma tensão nula.

Essa configuração do transformador TP, TN permite, além disso, uma vez que o transistor principal T2, T3 é atraído, desmagnetizar esse transformador, isto é, que nenhuma corrente circula mais nos enrolamentos do transformador. Isto permite evitar um acúmulo de energia no transforma

12/21 dor que acabaria por destruir o dispositivo conversor. Essa desmagnetização é tornada possível, graças ao diodo DX1, DX4 que permite aplicar a tensão de saída VS em inverso sobre o enrolamento 251, 252, quando o transistor auxiliar TX2, TX3 é bloqueado e quando esse diodo se torna passante.

O transformador TP, TN apresenta geralmente escapamentos magnéticos sobre cada um dos enrolamentos que não se pode geralmente desprezar. Pode-se assim definir uma indutância equivalente criada pelos escapamentos e ligar essa indutância a uma indutância de ressonância equivalente. Essa indutância de ressonância determina a inclinação de subida da corrente nos enrolamentos do transformador. Vantajosamente, o transformador TP, TN comporta uma matéria eletricamente isolante que separa os enrolamentos. Uma caixa da espessura dessa matéria isolante permite, entre outros, regular a indutância de escapamento do transformador e, portanto, a inclinação de subida da corrente.

Conforme visível na figura 4, um primeiro diodo DX1, DX4 é conectado entre o primeiro enrolamento 251, 252 e a linha de saída 115, 117. Quando o transistor auxiliar TX2, TX3 é bloqueado, esse diodo permite a passagem da corrente no primeiro enrolamento 251, 252, em um único sentido. Esse diodo permite também limitar a tensão nos bornes do transistor auxiliar TX2, TX3. Um segundo diodo DA1, DA4 é conectado entre o segundo enrolamento 253, 254 e a linha de saída 115, 117. Esse diodo permite a passagem da corrente em um único sentido nesse segundo enrolamento. A presença desses diodos DA1, DA4 impede qualquer funcionamento reversível dos circuitos auxiliares da comutação do conversor 211, e permite a desmagnetização do transformador TP, TN. Esse funcionamento une direcionar é interessante, já que ele limita o tempo de funcionamento do circuito de comutação 231, 232, e, portanto, limita as perdas nesse circuito.

Os transistores principais T2, T3 dos meios de comutações podem ser utilizados em modo tiristor dual, isto é, a atração é feita de maneira natural. Em geral, a atração principal é feita de maneira natural, quando a tensão de comutação V2, V3 dos meios de comutação se torna sensivelmente igual a 0 e que o diodo D2, D3 se torna passante. Todavia, no caso

13/21 em que a intensidade da corrente de entrada e é sobre a entrada de alimentação 121, 122 é muito baixa, isto é, para uma amplitude da tensão VE inferior a aproximadamente 10% de seu valor máximo, o que corresponde geralmente ao início ou ao final da alternância dessa tensão VE, a tensão de saída não tem o tempo de atingir o valor da tensão de linha VS visada e a atração natural dos transistores principais não é possível. Com efeito, nesse caso os condensadores dos meios de acúmulo de energia não têm o tempo de se carregar e é difícil manter uma ressonância da corrente que entra nos meios indutivos.

Para prevenir esse inconveniente, os meios de comando 301, representados na figura 5, comportam um módulo de retardo 315 concebido para forçar uma atração principal retardada após uma duração superior a uma duração predeterminada TMAX. Esse modo de funcionamento forçado é principalmente utilizado quando do início e do fim da alternância da tensão VE, quando o valor da corrente de entrada IE não é suficiente para carregar os condensadores dos meios e acúmulo de energia. Os meios de comando 301 estão representados na figura 5 unicamente para a unidade de comutação 213. Meios equivalentes para a unidade de comutação 216, assim como as unidades de comutação das outras fases podem ser utilizadas, mas não foram representados.

Mais precisamente, conforme foi representado na figura 5, os meios de comando 301 comportam um módulo referenciado 311 para gerar um primeiro sinal de comando 302 com modulação de largura de impulso, em resumo MLI e em inglês PWM. Esse primeiro sinal de comando é determinado a partir das medidas da tensão de saída VS, da tensão de entrada VE e da corrente de entrada IE. Um módulo 316 permite atrair o transistor auxiliar TX2 durante um período TMAX’. Essa duração curta a contar do fronte montante do primeiro sinal de comando 302. Em funcionamento normal e por uma duração TMAX’, o transistor auxiliar TX2 pode, portanto, ser atraído, o que permite anular a tensão V2 para realizar uma tração do transistor principal T2. Para isso, os meios de comando comportam um comparador 312, permitindo detectar a passagem por 0 da tensão V2 nos bornes

14/21 do transistor principal T2. A saída desse comparador é conectada a uma entrada de um primeiro operador “booléen” de tipo “ET” lógico referenciado com 313. Uma outra entrada desse operador é conectada à saída do módulo 311 portadora do primeiro sinal de comando com modulação de largura de impulso 302. Assim, a passagem por 0 da tensão V2 e a presença simultânea de um sinal com modulação de largura de impulso ativo permitem ativar a saída desse operador “booléen” 313. Essa saída do operador 313 é conectada a um segundo operador “booléen” de tipo “OU” referenciado 314, cuja saída é conectada à entrada de comando do transistor principal T2. Assim, em funcionamento normal, quando a saída do operador “ET” 313 é ativada, a saída do operador 314 é também ativada, o que permite comandar a atração do transistor principal T2 no momento em que a tensão V2 passa por zero.

Em funcionamento forçado, isto é, no começo ou no fim de uma alternância da tensão de entrada VE, o valor da corrente de entrada IE não é suficiente para anular a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2. A saída do operador “ET” 313 permanece, portanto, inativa. Assim, para atrair o transistor principal T2 de maneira forçada, o módulo de retardo 315 mencionado anteriormente é utilizado. À entrada desse módulo 315 é conectada a saída do módulo 311 portadora do primeiro sinal de comando 302, a saída desse módulo 315 sendo conectada a uma entrada do operador “OU” lógico 314. Assim, em funcionamento forçado, o transistor T2 é automaticamente atraído ao cabo de um tempo predeterminado TMAX.

A escolha da relação cíclica utilizada no módulo de modulação 311 é geralmente realizado, considerando-se o tempo de desmagnetização do transformador TP, TN, que é geralmente da ordem da metade do tempo de atração. Isto permite evitar uma saturação desses transformadores.

Com referência aos cronogramas das figuras 6A a 6M, o funcionamento do circuito de comutação 213 do dispositivo conversor da figura 4 é descrito a seguir, no caso em que a intensidade da corrente de entrada IE sobre a entrada de alimentação do dispositivo conversor é suficiente para se obter uma atração natural dos transistores principais. Em outros termos, o

15/21 funcionamento descrito a seguir exclui em uma certa medida o início e o fim da alternância da tensão VE.

Na partida, o transistor principal T2 está em um estado atraído ou passante, o que é indicado pela presença de um traço graxo na figura 6A. O transistor auxiliar TX2 está em um estado bloqueado, o que é indicado pela ausência de traço graxo na figura 6B. Conforme visível na figura 6F, o diodo D1 é bloqueado. O transistor T2 vê passar uma corrente IT2, representado na figura 6E, sensivelmente igual à corrente de entrada ΙΕ. A tensão V2 nos bornes do transistor T2 representada na figura 6D é, dessa forma, sensivelmente igual a zero. O diodo DA1 não vê passar nenhuma corrente, conforme está representado na figura 6G e se acha no estado bloqueado. A tensão VDA1 em seus bornes representada na figura 6H é, portanto, sensivelmente igual ao valor da tensão de saída VS sobre a linha de saída 115.

No tempo t1, o transistor T2 é bloqueado (figura 6A), a corrente de entrada IE é desviada nos meios de estocagem 137, o que permite diminuir as perdas desse transistor. Conforme visível na figura 6D, a tensão VE nos bornes do transistor principal T2 começa a aumentar progressivamente, carregando o condensador CR2 montado em paralelo. O diodo DA1 está sempre no estado bloqueado e a tensão VDA1 nesses bornes começa a diminuir (figura 6H) até atingir um valor nulo. Ao mesmo tempo, conforme visível na figura 6K, a tensão VTX2 nos bornes do transistor auxiliar TX2 aumenta até o valor da tensão de saída VS.

No tempo t2, a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2 atinge o valor da tensão de saída VS (figura 6D) , e o diodo D1 se coloca a conduzir uma corrente ID1, cujo valor é sensivelmente igual ao valor da corrente de entrada IE representada na figura 6F.

No tempo t3, o transistor auxiliar TX2 é atraído (figura 6B), o que vai acarretar uma diminuição da corrente ID1 no diodo D1 (figura 6F) que é desviado para o transistor auxiliar TX2 que é tornado passante. Conforme é visível na figura 6J, o transistor auxiliar TX2 vê, portanto, uma corrente ITX2 que aumenta progressivamente. Assim, a corrente IRP que entra no transformador TP, representada na figura 6C, vai aumentar ao mesmo tempo que

16/21 a corrente ID1 diminui. Após uma atração de diodo DA1, essa corrente IRP resulta da soma da corrente ITX2 no primeiro enrolamento 251 do transformador TP (figura 6J) e da corrente IDA1 no segundo enrolamento 253 desse mesmo transformador TP (figura 6G). Desde que o diodo DA1 é atraído, a tensão de saída VS é aplicada nos dois enrolamentos 251, 253 do transformador TP. Por causa dos escapamentos magnéticos desse transformador, o enrolamento 251 será submetido a uma tensão VSEC em seus bornes, representada na figura 6M, sensivelmente igual à tensão de saída VS. A relação de transformação do transformador TP estando muito próxima da unidade, a corrente ITX2 no enrolamento 251 representado na figura 6J e a corrente IDA1 no enrolamento 253 representado na figura 6G são sensivelmente iguais à metade do valor da corrente IRP que entra no transformador TP, isto é, iguais à metade da corrente de entrada IE.

No tempo T4, nenhuma corrente circula mais no diodo D1, o que acarreta seu bloqueio (figura 6F). A tensão V2 nos bornes do transistor T2 (figura 6D), começa, portanto, a diminuir. Ao mesmo tempo, conforme é visível nas figuras 6C, 6G e 6J, a corrente IRP à entrada do transformador TP, assim como as correntes IDA1 e ITX2 em cada enrolamento vão continuar a aumentar por indução mútua. Dessa forma, a corrente IRP que entra no transformador vai entrar em ressonância. Com efeito, no tempo t4, o condensador CR1 que é descarregado vai se carregar à medida que a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2 diminui até zero. Ao mesmo tempo, o condensador CR2 que é inicialmente carregado vai começar a se descarregar.

Entre os tempos t4 e t5, quando a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2 é sensivelmente igual a metade da tensão de saída VS, a corrente IRP que entra no transformador TP vai atingir um pico de ressonância (figuras C6 e 6D). Durante esse lapso de tempo, a tensão VSEC nos bornes do enrolamento 251 do transformador TP vai diminuir (figura 6M) e a tensão VPRI nos bornes do enrolamento 253 desse mesmo transformador vai aumentar (figura 6I). Em outros termos, a tensão de saída VS vai simultaneamente oscilar do enrolamento 251 ao enrolamento 253.

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No tempo t5, enquanto a tensão V2 no borne do transistor principal T2 se anula (figura 6D), uma pequena corrente vai circular no diodo D2 montado em inverso paralelamente ao transistor T2. isto é visível na figura 6E que representa a corrente IT2 que circula no módulo constituído pelo transistor principal T2 e o diodo D2. O transistor T2 é atraído entre o tempo t5 e o tempo t6, com uma tensão V2 nesses bornes que é, portanto, sensivelmente igual a zero (figura 6D). Assim a energia quando dessa atração se acha minimizada.

No tempo t6, a corrente IT2 no transistor principal T2 aumenta progressivamente (figura 6E), ao mesmo tempo a intensidade das correntes ITX2 e IDA1 respectivamente no primeiro e no segundo enrolamento 251, 253 diminuem (figura 6J, 6G).

No tempo t7, nenhuma corrente circula mais no diodo DA1 e no segundo enrolamento 253 do transformador TP (figura 6G), o que acarreta o bloqueio desse diodo. Uma corrente de baixa intensidade IMAG representada na figura 6J, devido à magnetização do transformador TP, continua a circular no transistor TX2, assim como no primeiro enrolamento desse transformador. Entre o tempo t7 e o tempo t8, as tensões VPRI, VSEC nos bornes dos enrolamentos 253, 251 do transformador TP sendo sensivelmente iguais a zero (figuras 6I, 6M), o valor dessa corrente IMAG permanece sensivelmente constante.

No tempo t8, o transistor TX2 é comandado em um estado bloqueado (figura 6B) e o diodo DX1 permite evacuar completamente a corrente de magnetização IMAG que circula no primeiro enrolamento 251, como é representado na figura 6L. Assim, uma desmagnetização completa do transformador TP se traduz antes do bloqueio principal do transistor principal T2. Conforme visível na figura 6K, o valor da tensão nos bornes do transistor TX2 é sensivelmente igual à tensão de saída VS. Conforme visível na figura 6H, a tensão nos bornes do diodo DA1 é sensivelmente igual a duas vezes o valor da tensão de saída VS. Assim, durante a desmagnetização do transformador TP, a tensão VTX2 nos bornes do transistor auxiliar TX2 é duas vezes menor que a tensão VDA1 nos bornes do diodo DA1. É portanto, o

18/21 diodo DA1 que encaixa uma tensão de desmagnetização importante no lugar do transistor auxiliar TX2, o que permite escolher um transistor TX2 de menor calibre, portanto, menos onerosos e que funciona com um consumo energético menor.

No tempo t9, o transformador TP é completamente desmagnetizado, isto é o valor médio da tensão em seus bornes é nulo. Dessa forma, a corrente IMAG se torna nula e o diodo DX1 se bloqueia (figura 6L). Assim, se encontra a situação inicial precedendo o tempo t1.

Com referência às figuras 7A a 7K, o funcionamento do circuito de comutação 213 do dispositivo conversor da figura 4 é descrito a seguir, no caso particular em que a intensidade da corrente de entrada IE sobre a entrada de alimentação é insuficiente para se obter uma tração natural dos transistores principais. O funcionamento descrito a seguir é, portanto, geralmente aplicável no início e no fim da alternância da tensão VE.

Na partida, o transistor T2 é atraído ao passante, conforme visível na figura 7A, e conduz uma corrente IT2 representada na figura 7E, cujo valor é sensivelmente igual à corrente de entrada IE. Conforme visível nas figuras 7D e 7F, o valor da tensão V2 nos bornes dos transistor principal T2 é quase nulo e o diodo D1 está em um estado bloqueado.

No tempo t1, o transistor principal T2 passa do estado atraído para o estado bloqueado (figura 7A) e a corrente de entrada IE é desviada nos meios de estocagem 137. Como visível na figura 7D, a tensão V2 nos bornes do transistor principal começa a aumentar progressivamente, carregando o condensador CR2 montado em paralelo. A intensidade da corrente de entrada IE sendo muito baixa, a tensão V2 nos bornes do transistor T2 aumenta muito lentamente e não chega a atingir o valor da tensão de saída VS. Dessa forma, o diodo D1 não pode ser atraído e não conduz portando (figura 7F).

No tempo t2, o transistor auxiliar TX2 é atraído (figura 7B). Conforme visível na figura 7I, o transistor auxiliar TX2 vê, portanto, uma corrente ITX2 que aumenta progressivamente. Da mesma forma, a corrente IRP que entra no transformador TP (figura 7F) e a corrente IDA1 no diodo de DA1

19/21 (figura 7G) aumentam.

A corrente IRP que entra no transformador TP vai em seguida entrar em uma faze de ressonância. Com efeito, o condensador CR1 que é inicialmente descarregado vai se carregar à medida que a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2 diminui até zero. Ao mesmo tempo, o condensador CR2 que é inicialmente carregado vai começar a se descarregar. A corrente IRP que entra no transformador TP vai em seguida atingir um pico de ressonância (figura 7C), que vai prosseguir por uma baixa. Conforme visível nas figuras 7C, 7D, 7G, 7H, 7I e 7K, a fase de ressonância se traduz por oscilações sem que a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2 possa se anular. O transistor T2 não pode, portanto, se atrair, devido ao fato de saída do operador “booléen” ΈΤ” lógico 313 dos meios de comando 301 permanece em um estado inativo.

No tempo t3, após o lapso do tempo TMAX definido pelo modo de retardo 316 dos meios de comando 301, o transistor principal T2 é atraído automaticamente (figura 7A). Ao mesmo tempo, a tensão V2 nos bornes do transistor principal T2 é brutalmente levada para zero (figura 7D), o que gera um pico de corrente no transistor principal T2 (figura 7E). A corrente IR diminui (figura 7C) e o diodo DA1 se acha em seu estado bloqueado (figura 7G). Sozinha, uma corrente magnetizante IMAG circula no transistor TX2 (figura 7I).

No tempo t4, após uma duração TMAX’ definida pelo módulo 315 dos meios de comando 301, o transistor auxiliar PX2 é bloqueado (figura 7B). O diodo DX1 permite obter uma desmagnetização completa do transformador TP no tempo t5 (figuras 7H, 7I e 7J).

No tempo t5, o transformador TP é completamente desmagnetizado. Dessa forma, a corrente IMAG se torna nula, e o diodo DX1 se bloqueia (figura 7J). Assim se encontra a situação inicial precedente do tempo t1.

O dispositivo conversor representado na figura 4, cujo funcionamento foi descrito anteriormente corresponde a uma montagem de tipo ha

20/21 cheur¹ elevador. O dispositivo conversor, de acordo com a invenção, pode também ser adaptado será adaptado a uma montagem de tipo hacheur abaixador conforme no modo de realização representado na figura 8.

O dispositivo conversor representado parcialmente na figura 8 comporta elementos já descritos anteriormente com referência à figura 4. Para simplificar, só o circuito de comutação para o tratamento das alternâncias positivas e associado a uma das três fases foi representada. O dispositivo conversor representado na figura 8 comporta uma fonte de tensão 402 que libera uma tensão de entrada alternada VE e uma corrente de entrada IE, e meios de comutação 404. O circuito de comutação representado permite fornecer, sobre a linha de saída 415, uma tensão VS sensivelmente constante e tendo um valor positivo. A saída do circuito conversor está representada como uma fonte de tensão contínua VS. Uma indutância 403 serve para adaptar a impedância entre as duas fontes de tensão. O circuito de comutação representado compreende uma entrada de alimentação 405 sobre a qual é aplicada a tensão de entrada VE e na qual é injetada a corrente de entrada IE. Os meios corretores D1 e o transistor principal T2 formam uma estrutura de tipo abaixador. O dispositivo conversor é equipado com um circuito auxiliar da comutação disposto entre a entrada de alimentação 405 e a linha de saída 415 compreendendo meios indutivos 412 essencialmente constituídos por um transformador TP diretamente conectado à entrada de alimentação 405. O circuito auxiliar da comutação compreende também meios de desvio 411 da corrente de entrada, no caso um transistor auxiliar TX2 conectado ao transformador TP, TN para estabelecer, antes da atração principal, um desvio da corrente de entrada IE nesse transformador. Mais precisamente, o interruptor auxiliar TX2 é conectado entre o primeiro enrolamento 451 e a linha de saída 415. O circuito auxiliar da comutação compreende, além disso, meios de acúmulos de energia 413 montados em paralelo sobre os meios de comutação 404.

Conforme representado na figura 8, o transformador TP comporta um primeiro enrolamento 451 conectado entre a entrada de alimentação ¹ Dispositivo gerador de corrente contínua de tensão variável.

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405 e os meios de desvio TX2, e um segundo enrolamento 453 bobinado em inverso, acoplado magneticamente ao primeiro enrolamento e conectado entre essa entrada de alimentação 405 e a linha de saída e uma referência de tensão. Um primeiro diodo de retenção DX1 é conectado entre o primeiro enrolamento 451 e a referência de tensão. Um segundo diodo de retenção DA1 é conectado entra o segundo enrolamento 453 e a referência de tensão. O funcionamento dessa montagem abaixadora é essencialmente o mesmo que aquele da montagem elevadora anteriormente descrita.

Os dispositivos conversores descritos anteriormente, e, em particular, os dispositivos corretores podem ser utilizados em uma alimentação sem interrupção 501, tal como aquela representada na figura 9. Essa alimentação sem interrupção compreende uma entrada de alimentação 502 sobre a qual é aplicada uma tensão de entrada variável de uma primeira rede trifásica. A alimentação sem interrupção compreende um corretor 503 do tipo daquele descrito anteriormente, esse corretor sendo conectado entre, por um lado, a entrada de alimentação 502 e, por outro, duas linhas de saída 504 ou barra de tensão sensivelmente contínua. A alimentação sem interrupção compreende um ondulador 506 conectado entre as linhas de saída 504 e uma saída 507 destinada a fornecer uma tensão alternada trifásica segura a uma carga 508. A barra de tensão contínua 504 é também conectada a uma bateria 509 pela entre colocação de um conversor DC/DC 510.

Conforme visível na figura 9, contactores estáticos 511 e 512 permitem selecionar entre a entrada 502 da primeira rede trifásica e uma entrada de alimentação 513 de uma segunda rede também trifásica. Assim é possível alimentar a carga por intermédio da primeira rede segura pela alimentação sem interrupção 501 e, se for o caso, comutar sobre a segunda rede.

Claims

1. Dispositivo conversor unidirecional para fornecer uma tensão de saída (VS) contínua em uma linha de saída (115, 117), o dispositivo incluindo pelo menos uma unidade de comutação (213, 216) que compreende:

- uma entrada de alimentação (121, 122) sobre a qual é aplicada uma tensão de entrada (VE),

- meios retificadores (D1, D4) conectados a essa entrada da fonte de alimentação para fornecer a tensão de saída (VS);

- meios de comutação (T2, T3) conectados a essa entrada de alimentação para um ligamento ou desligamento principal de uma corrente de entrada, de modo que, quando um desligamento principal ocorre, uma corrente de entrada é desviada para esse meios retificadores;

- meios de comando (301) para esses meios de comutação;

- um circuito auxiliar de comutação (231, 232) conectado entre a entrada de alimentação (121, 122) e a linha de saída (115, 117) para estabelecer uma tensão de comutação (V2, V3) igual a 0 antes da ligação principal, esse circuito auxiliar de comutação comportando meios indutivos e meios de desvio (IE) corrente de entrada para esses meios indutivos, antes da ativação da alimentação principal, e meios de acúmulo de energia (137, 138) conectados em paralelo aos meios de comutação para estabelecer uma ressonância dessa da dita corrente nos meios indutivos, antes da ligação principal, caracterizado pelo fato de os meios indutivos serem constituídos um transformador (TP, TN) diretamente conectado à entrada de alimentação (121, 122) e comportando pelo menos um primeiro enrolamento, pelo menos um segundo enrolamento bobinado no sentido inverso em relação ao primeiro enrolamento, e os meios de desvio comportam meios de comutação auxiliares (TX2, TX3) diretamente conectados entre esses meios indutivos e uma referência de tensão ou entre esses meios indutivos e a linha de saída.

2/3 nectado entre essa entrada de alimentação (121, 122) e a linha de saída (115, 117) ou entre a entrada de alimentação (121, 122) e a referência de tensão.

2. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o primeiro enrolamento (251, 252) é conectado entre a entrada de alimentação (121, 122) e os meios de desvio (TX2, TX3), e o segundo enrolamento (253, 254) é acoplado magneticamente ao primeiro enrolamento e co

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3/3 lo fato de que os meios de acúmulo de energia (137, 138) comportam um primeiro capacitor conectado em paralelo com os meios retificadores e um segundo capacitor (CR2, CR3) conectado em paralelo com os meios de comutação.

3. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o transformador apresenta uma relação de transformação inferior à unidade.

4. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que um primeiro diodo anti-retorno (DX1, DX4) é conectado entre o primeiro enrolamento (251, 252) e a linha de saída (115, 117) ou entre o primeiro enrolamento (251,252) e a referência de tensão.

5. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que um segundo diodo anti-retorno bloqueio inverso (DA1, DA4) é conectado entre o segundo enrolamento (253, 254) e a linha de saída (115, 117) ou entre o segundo enrolamento (253, 254) e uma referência de tensão.

6. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que os meios de comutação auxiliares compreendem um transistor auxiliar (TX2, TX3) conectado diretamente entre o primeiro enrolamento e a referência de tensão ou entre o primeiro enrolamento (251, 252) e a linha de saída (115, 117), esse transistor auxiliar fornecendo(TX2, TX3), aos enrolamentos do transformador uma tensão que tem um valor que é uma função da tensão de saída (VS) no desligamento principal e no momento da ligação do dito transistor auxiliar.

7. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de os meios de comando (301) comportarem um módulo de retardo (315) para forçar uma ligação principal retardada após uma duração superior a uma duração predeterminada (TMAX).

8. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que os meios de comando (301) são conectados aos meios de comutação auxiliares (TX2, TX3) e comportam um módulo (316) para iniciar o desvio da corrente por uma duração superior à duração predeterminada (TMAX').

9. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os meios retificadores compreendem um diodo (D1, D4) para uma entrada de corrente para a entrada de alimentação.

10. Dispositivo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pe

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5 11. Alimentação sem interrupção (301) compreendendo uma entrada de alimentação (302) à qual pode ser aplicada uma tensão de entrada variável, um retificador (303) conectado a essa entrada, pelo menos uma linha de tensão contínua conectada a uma saída do retificador, um inversor conectado a uma linha de tensão e comportando uma saída (307) para fornecer uma ten10 são de saída variável, caracterizada pelo fato de que o retificador é um dispositivo conversor conforme definido na reivindicação 1 para fornecer uma tensão de saída contínua sobre DC essa linha.