ES2376016T3

ES2376016T3 - Aparato y procedimiento para tomar en cuenta de los efectos de las discontinuidades en la salida del control autom�?tico de ganancia en un sistema de múltiples portadoras.

Info

Publication number: ES2376016T3
Application number: ES08731357T
Authority: ES
Inventors: Matthias Brehler
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2007-03-05
Filing date: 2008-03-04
Publication date: 2012-03-08
Anticipated expiration: 2028-03-04
Also published as: TWI370650B; JP2010520722A; TW200913583A; BRPI0808484A2; CN101641920A; TW200849903A; KR20090115771A; KR101126989B1; BRPI0808485A2; JP2010520723A; CA2678113A1; ATE539530T1; EP2130338B1; EP2130338A1; EP2130339A1; KR101129207B1; JP5242599B2; CN101641920B; WO2008109600A1; KR20090115772A

Abstract

Un procedimiento para ajustar los efectos del control automatico de ganancia cuando se combinan entrelazados pilotos utilizando un filtro de combinacion de entrelazados de un sistema de comunicacion, comprendiendo el procedimiento: determinar (604) una ganancia de normalizacion de un control automatico de ganancia aplicado normalizado en un momento predefinido; determinar (606) dos o mas coeficientes del filtro de combinacion de entrelazado sobre la base de un criterio predeterminadoº y modificar (608) cada uno de los dos o mas coeficientes sobre la base de la ganancia de normalizacion determinada para obtener los coeficientes ajustados.

Description

Aparato y procedimiento para tomar en cuenta de los efectos de las discontinuidades en la salida del control automatico de ganancia en un sistema de multiples portadoras

Referencia a aplicaciones relacionadas con la patente

La presente solicitud de patente esta relacionada con las siguientes solicitudes de patentes norteamericanas en tramitacion junto con la presente:

"CORRECCIONES DE TIEMPOS EN UN SISTEMA DE MULTIPLES PORTADORAS Y PROPAGACION A UN FILTRO DE TIEMPO de estimacion DE CANAL" de Bojan Vrcelj et al., que tiene la solicitud de patente U. S. numero 11/373.764, presentada el 9 de marzo de 2006, cedida al cesionario de la presente solicitud.

"AJUSTES DE TIEMPOS PARA LA ESTIMACION DE CANAL EN UN SISTEMA DE MULTIPLES PORTADORAS " de Matthias Brehler et al., que tienen una solicitud de patente U. S. numero 11/777, 251, presentada 12 de julio de 2007, cedida al cesionario de la presente solicitud.

Antecedentes

Campo

La presente divulgacion se refiere a aparatos y procedimientos para tomar en cuenta el control automatico de ganancia (AGC) en un sistema inalambrico de multiples portadoras, y mas en particular, para ajustar los coeficientes de combinacion para tomar en cuenta el AGC, que se utilizan para combinar entrelazados de tonos pilotos en un filtro de entrelazados para determinar la estimacion de canal.

Antecedentes

La Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal (OFDM) es un procedimiento de modulacion digital mediante el cual una seral es dividida en varios canales de banda estrecha en diferentes frecuencias portadoras ortogonales unas con respecto a las otras. Estos canales a veces son denominados subbandas o subportadoras. En algunos aspectos, la OFDM es similar a la Multiplexacion por division de frecuencia convencional (FDM), excepto por la manera con la que las serales son moduladas y demoduladas. Una de las ventajas de la tecnologia OFDM es que reduce la cantidad de interferencia o diafonia entre canales y simbolos en las transmisiones de serales. Sin embargo, los canales de desvanecimiento variables en el tiempo y selectivos en frecuencia presentan problemas en muchos sistemas de OFDM.

Con el fin de tomar en cuenta los canales de desvanecimiento variables en el tiempo y selectivos en frecuencia, se utiliza la estimacion de canal. En los sistemas de deteccion coherentes, los valores de referencia o "simbolos pilotos" (tambien conocidos simplemente como "pilotos") incorporados en los datos de cada simbolo de OFDM pueden ser utilizados para la estimacion de canal. El rastreo de tiempo y de frecuencia se puede lograr utilizando los pilotos en la estimacion de canal. Por ejemplo, si cada simbolo de OFDM consiste en un numeroNde subportadoras y en un numero P de pilotos, un numeroN P de subportadoras puede ser utilizado para la transmision de datos y el numero P de las mismas puede ser asignados a los tonos pilotos. El numero P de pilotos a veces se extiende uniformemente sobre las N subportadoras, de manera que cada dos tonos de pilotos estan separados por N/P1 subportadoras de datos (o, en otras palabras, cada piloto se produce en cadaN/ P esima portadora). Tales subconjuntos uniformes de subportadoras en un simbolo de OFDM y sobre un numero de simbolos que se producen en el tiempo son denominados entrelazados.

En un area de aplicacion, la OFDM se utiliza para servicios de radiodifusion digital, tales como los estandares de Solo Enlace Hacia Delante (FLO), Emision de Video Digital (DVBT / H (terrestre / manual)), y Emision Digital de Servicios Integrados (ISDB T). En tales sistemas de comunicacion inalambrica, las caracteristicas del canal, en terminos del numero de derivaciones del canal (es decir, el numero de muestras o "longitud" de un filtro de Respuesta de Impulso Finito (FIR) que se utiliza para representar el canal de una seral recibida) con energia significativa, se espera que las ganancias de trayecto y los retardos de trayecto varien de forma bastante significativa durante un periodo de tiempo. En un sistema de OFDM, un receptor responde a los cambios en el perfil del canal seleccionando apropiadamente el limite de simbolo de OFDM (es decir, la correccion del tiempo de ventana) para maximizar la energia captada en una ventana de transformada rapida de Fourier (FFT)

En los receptores de OFDM es comun que un bloque de estimacion de canal en un receptor se almacene en una memoria tampon y a continuacion se procesen las observaciones pilotos de multiples simbolos de OFDM, lo que resulta en una estimacion de canal que tiene un mejor promedio de ruido y resuelve los ensanchamientos de retardo de canal mas largos. Esto se logra mediante la combinacion de las observaciones del canal de longitud P de los simbolos de OFDM temporizados consecutivamente en una estimacion de canal mas larga en una unidad denominada unidad de filtrado de tiempo. Estimaciones de canal mas largas, en general, pueden conducir a algoritmos de sincronizacion de tiempo mas robustos. Sin embargo, el control automatico de ganancia (AGC) puede limitar el rendimiento de la combinacion de entrelazado. En particular, el AGC introduce discontinuidades en un canal, afectando negativamente la combinacion de entrelazado con gravedad creciente cuantos mas entrelazados se combinen, tales como en los sistema DVB e ISDB en particular. Como consecuencia, los efectos adversos del AGC en la combinacion de entrelazados degrada la estimacion de canal.

Se llama la atencion a un articulo de LINDE L P, titulado "Una estrategia de AGC para modems digitales de adaptacion en las aplicaciones de salto de frecuencia" COMUNICACIONES Y PROCESAMIENTO DE SENALES, 1989. COMSIG 1989. . PROCEDIMIENTOS DE LA CONFERENCIA DE AFRICA MERIDIONAL EN STELLENBOSCH, SUDAFRICA, 23 DE JUNIO DE 1989, NUEVA YORK, NY, EE.UU., IEEE, US, 1 de enero de 1989 (19890101), paginas 19 24, XP010042974 ISBN: 978 -0 87942 - 713 9

Sumario

De acuerdo con la presente invencion, se proporciona un procedimiento para ajustar el efecto del AGC, como se establece en la reivindicacion 1, y un aparato para su uso en un transceptorinalambrico, como se establece en la reivindicacion 9, Las realizaciones de la invencion son reivindicadas en las reivindicaciones dependientes.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 ilustra un diagrama de bloques de un transceptor ejemplar de acuerdo con la presente exposicion.

La figura 2 es un diagrama de un esquema de escalonamiento de tonos pilotos ejemplar, utilizado en estandares de OFDM particulares.

La figura 3 es un diagrama de una visualizacion de la combinacion de tono pilotos del esquema de escalonamiento de tonos pilotos ejemplar de la figura 2.

La figura 4 ilustra un grafico de una ganancia de canal en el tiempo en un sistema sin control automatico de ganancia.

La figura 5 ilustra un grafico de una ganancia de canal en el tiempo en un sistema que utiliza el control automatico de ganancia.

La figura 6 un procedimientopara la determinacion de loscoeficientes de combinacion ajustados para tomar en cuenta el tiempo de control automatico de ganancia en un dispositivo inalambrico.

La figura 7 ilustra un aparato para la determinacion de los coeficientes de combinacion ajustados que estiman el tiempo de control automatico de ganancia en un dispositivo inalambrico.

La figura 8 ilustra un grafico ejemplar de una simulacion que muestra caracteristicas de rendimiento mejoradas de un sistema que toma en cuenta el control automatico de ganancia con respecto a un sistema que no toma en cuenta el control automatico de ganancia.

Descripción detallada

La presente divulgacion explica un aparato y procedimientos para ajustar los efectos del control automatico de ganancia cuando se combinan los entrelazados pilotos en un filtro de entrelazados de un sistema de comunicacion, tal como un sistema de OFDM. Los procedimientos y aparatos desvelados consiguen la inversion de los efectos de las discontinuidades introducidas por el control automatico de ganancia (AGC) al combinar entrelazados pilotos. En consecuencia, la estimacion de canal, y, por tanto, el rendimiento del transceptor, son mejorados.

La figura 1 ilustra un diagrama de bloques de un transceptorde OFDM ejemplar oporcion de un transceptorde acuerdo con la presente divulgacion. El sistema de la figura 1, en particular, puede emplear las tecnicas desveladas para realizar ajustes de tiempo utilizando tonos pilotos, que se utilizan para la estimacion de canal. El sistema 100, que puede ser un transceptor o uno o m as procesadores, hardware, firmware, o una co mbinacion de los mismos, recibe una seral de RF transmitida, como se muestra. Un bloque de proceso frontal 102 recibe la seral de RF y realiza diversas funciones de proceso, incluyendo la conversion de analogico a digital, conversion reductora, y la unidad de AGC (Control Automatico de Ganancia) 103. La unidad de AGC 103 puede incluir, ademas, un control de amplificador de bajo ruido (LNA), un amplificador digital de ganancia variable (DVGA), o una combinacion de ambos.

Despues del procesamiento frontal 102 y del AGC103, las serales resultantes se envia a un se rvidor de muestras 104, que efectua la ventana de tiempo real (por ejemplo, la ventana de tiempo FFT) para el muestreo de las subportadoras dentro de la seral. La salida del servidor de muestras 104, que es una seral digital sincronizada, se introduce entonces a un rotador de frecuencias opcional, que funciona en conjunto con, y bajo el control de, un bloque de rastreo de frecuencia para provocar la rotacion o el desplazamiento de la fase de la seral en frecuencia con el fin de hacer ajustes finos o correcciones en la frecuencia.

Las serales, ya seandelservidor de muestras 104 o del rotador de frecuencias 106, si se utiliza, se envian a la Transformada de Fourier rapida (FFT) 110, que realiza una transformada de Fourierdiscreta de la seral. Mas en particular, la FFT 110 extrae las portadoras de datos de las portadoras pilotos. Los datos se envian a un demodulador 112 para la demodulacion de los datos, y a un decodificador 114 posterior para la decodificacion de los datos de acuerdo con cualquier esquema de codificacion adecuadoutilizado. La salida del decodificador es un tren de bits para su uso por otros procesadores, software o firmware dentro de un dispositivo transceptor.

Los tonos pilotos extraidos por la FFT 110 se envian a una memoria tampon de pilotos 116, que almacena un numero de entrelazados pilotos del uno o mas simbolos de OFDM. De acuerdo con un ejemplo desvelado en la presente memoria descriptiva, la memoria tampon 116 puede estar configurada para alojar multiples entrelazados en la memoria tampon para uso en la combinacion de los entrelazados. Los entrelazados pilotos almacenados en la memoria tampon son entregados por la memoria tampon 116 a un bloque o unidad de estimacion de canal 118, que estima los canales que utilizan los tonos pilotos entrelazados insertados por el transmisor (no mostrado) en los simbolos de la seral digital. Como se explicara adicionalmente, la estimacion de canal proporciona una respuesta de impulso de canal (CIR) Ik,npara ser utilizada en el rastreo de tiempo y una respuestade frecuencia de canal Hk,npara ser utilizada en la demodulacion de los datos del canal por el demodulador 112. La respuesta de impulso de canal (CIR) Ik,n, en particular, se entrega a un bloque de rastreo de tiempo 120, que efectua un algoritmo o un procedimiento de rastreo de tiempo para determinar una decision de tiempo para la ventana de FFT que es utilizada por el servidor de muestras 104. El sistema 100 tambien incluye un procesador 121, tal como, por ejemplo, un procesador de seral digital (DSP), en comunicacion con la unidad de estimacion de canal 118 y puede ser utilizado paraimplementar diversas operaciones de procesamiento, tales como las que se discutira mas adelante en relacion con el procedimiento de la figura 6.

Como se ha mencionado mas arriba, en un transceptor utilizado en un sistema de OFDM, una unidad o bloque deestimacion de canal (por ejemplo, 118) esutilizado para obtener una estimacion Hk,nde la funcion detransferenciaa de canal del canal en cada portadora k y el momento n del simbolo de OFDM para la demodulacion de los simbolos de datos y una estimacionIk,n de la respuesta de impulso del canal correspondiente (CIR) para su uso en elrastreo de tiempos. En ambos sistemas DVBT / H e ISDBT, en particular, los tonos pilotos son transmitidos de acuerdo con un esquema de escalonamiento de entrelazados predeterminado 200 como se ilustra en la figura 2, que ilustra el esquema de las pocas primeras portadoras k y momentos de simbolos n. Como se puede observar en la figura 2, en un momento de simbolo dado n, los tonos pilotos p se insertan en cada 12a portadora hasta un total de hasta NK/12 tonos pilotos por simbolo n deOFDM (por ejemplo, en el momento de simbolo 0 en la figura 3puede haber un numero NK / 12 de tonos pilotos en los que la portadora 0 se utiliza para un tono piloto, pero NK / 12 1 para simbolos que tienen los pilotos escalonados, tal como un momento de simbolo de OFDM 1, 2 y 3 en la figura 2), en el que NK es el numero total de portadoras. Para los simbolos siguientes, la insercion de tonos pilotos se compensa con 3 x (n mod 4) tonos, basado desde el tiempo 0 (n = 0). Como consecuencia, en el simbolo 1, el tono piloto primero es insertado en la portadora 3, en el simbolo 2 el tono primero es insertado en la portadora 6, y asi sucesivamente. Como se ilustra adicionalmente, los tonos pilotos pl.m se insertan cada I esima portadora para un entrelazado respectivo m, en el que l es igual a 12 en este ejemplo, y m = mod4 (es decir, 0 :m : 3), en el que mod significa una operacion de modulo. De esta manera, despues de cuatro simbolos de OFDM (por ejemplo, los tiempos de simbolo de OFDM 0 3), el patron se repite. Por ejemplo, la figura 2 ilustra el primer piloto (es decir, l = 0), el patron entrelazado es escalonado para m = 0 a 3, como se puede ver por los cuatro pilotos p0,0, p0,1, p0,2, y p0,3 insertados en los simbolos 0, 1, 2 y 3, respectivamente.

Como un ejemplo, los algoritmos de estimacion de canal conocidos en sistemas que utilizan el entrelazado que se ilustra en la figura 2, tipicamente combinan entrelazados pilotos desde siete (7) simbolos de OFDM consecutivos, que se almacenan en una memoria tampon de entrelazados pilotos (no mostrada), en una forma pareada para encontrar una estimacion de canal para un momento n. En particular, cada par de tonos pilotos se corresponde con el mismo piloto (es decir, el pilotos I esimo) en las diferentes instancias de tiempos de simbolos de OFDM y se combinan para estimar el canal correspondiente al tiempo de datos. Como un ejemplo de este tipo de combinacion, la figura 3 ilustra un diagrama 300 del entrelazado ejemplar de los simbolos pilotos p que se muestran en la figura 2 con una representacion visual adicional dela combinacion de tonos pilotos. Como se ilustra, un primer piloto pl.m para l = 0, por ejemplo, se combina a tiempo para cada una de las portadoras (es decir, interpolados a tiempo). Como se puede observar en la figura 3, un par 302, 304 de pilotos (p0,1) en la portadora 3 (es decir, un desplazamiento de tres portadoras (3 × n mod4), por lo tanto es parte del mismo entrelazado m + 1) y tiempos n +1 y n 3 , respectivamente, se combinan en el momento del simbolo n (siendo n =0 en este ejemplo), como se indica con flechas verticales. Ademas, un tono piloto interpolado 306 puede ser entonces interpoladoen frecuencia con otros tonos pilotos interpolados 308 o un tono piloto existente en el tiempo n del simbolo de OFDM 310, como se ilustra por las flechas horizontales en la figura 3.

La combinacion de tonos pilotos puede ser efectuada utilizando cualesquiera tecnicas conocidas incluyendo las tecnicas de interpolacion. Se hace notar, ademas, que los entrelazados se pueden combinar en el dominio de frecuencia o de tiempo, como se explicaraen detalle a continuacion. Desde un punto de vista teorico, ambasestrategias de combinacion (dominio de frecuencia o de tiempo)producen exactamente el mismo rendimiento. Se hace notar, sin embargo, que combinando en tiempo puede presentar menos tension en un canal de IFFT en una implementacion de punto fijo (puesto que es mas corta).

Al utilizar el esquema de dispersion de pilotos que se ilustra en las figuras 2 y 3, todas las posiciones disponibles de tonos pilotos dispersos se utilizan para la combinacion de tonos pilotos. Como resultado, la respuesta de impulso del canal (CIR) cubre 1/3 del momento de simbolo de OFDM util (4/3 de la guardia maxima).

Una primera estrategia para combinar tonos pilotos de los entrelazados es la combinacion en el dominio de la frecuencia, como se ha mencionado mas arriba, utilizando un filtro. La combinacion de lostonos pilotos en el dominio de la frecuencia puede ser expresada matematicamente, como se muestra en la ecuacion (1) mas abajo, que pro

porciona la estimacion Hk,n del tono piloto

En la ecuacion (1) anterior, NP es la longitud de la estimacion final del canal en el dominio del tiempo, ml. [nk1 4 son los coeficientes de filtro del filtro, y Nc y Nnc son las longitudes de filtro causal y no causal, respectivamente. Se hace notar que la notacion [ 14 es una notacion abreviada, en la que el subindice 4 es un recordatorio de la operacion de modulo xmod4. Por simplicidad solo se permite el filtrado de tonos pilotos correspondientes al mismo entrelazado que la salida del filtro. En otras palabras, el filtro funciona verticalmente, como se indica en la figura 3 para el ejemplo que se desvela actualmente en el que Nc = Nnc = 3. De acuerdo con este ejemplo, los coeficientes de filtro ml. [n-k] 4 son elegidos para llevar a cabo una interpolacion lineal entre dos tonos pilotos, y se muestran en la Tabla 1 a continuacion. Como se puede observar en la tabla, los coeficientes del filtro ponderan con eficacia el peso del efecto de estos tonos mas cercanos a la portadora 0 (por ejemplo, k = 1), que en este ejemplo, dan mas peso que los tonos (por ejemplo, k = 3 ) mas alejados en frecuencia.

Tabla 1 Coeficientes de filtro m para interpolacion lineal

k: 0 1 2 3

m0.k =: 1 0,75 0,5 0,25

m1.k =: 0 0,25 0,5 0,75

Se hace notar que un filtro mas general podria incorporar tonos pilotos de otros entrelazados (es decir, tambien trabaja en diagonal), con un incremento correspondiente de la complejidad. Despues de que se realice el filtrado de

la IFFT del Hk,n unas derivaciones por debajo de un cierto umbral se establecen en cero, y despues de rellenar con ceros con 2NP ceros (para interpolar en frecuencia) se toma una FFT para llegar a la estimacion Hk,n del canal final en la que NP es la longitud de la estimacion final del canal en el dominio del tiempo.

Aunque la combinacion de los entrelazados en el dominio de la frecuencia, como se ha explicado mas arriba, es muy sencilla, otra estrategia es combinar los entrelazados en el dominio del tiempo, como se contempla en la solicitud de patente U.S. numero 11/373.764,para un sistema de solo enlace directo (FLO). En un ejemplo actual, la misma combinacion de dominio del tiempo se puede hacer paralos sistemas de OFDM de DVBT /Hy deISDBT, por ejemplo. Sin embargo, debido a los cuatro (4) entrelazadosen los sistemas de DVBT / H yde ISDBT (vease, por ejemplo, las figuras 1 y 2), la mecanica es ligeramente diferente que en un sistema de FLO, en el que solo dos (2) entrelazados son utilizados para obtener las derivaciones de canal "real" y "exceso". En el presente ejemplo, 4 entrelazados diferentes, tales como los que se utilizan en los sistemas de DVBT / H y de ISDBT, se utilizan para obtener cuatro segmentos de la respuesta completa de impulso de canal (CIR).

En primer lugar, se toma una IFFT de los tonos pilotos de cada entrelazado. Mas especificamente, se efectua el

NkNk

relleno con ceros de los (o de los +1 para el entrelazado 0) tonos pilotos Pl.m a NIL , en el que NK repre

12 12 senta el numero de portadoras, y NIL representa la longitud de los entrelazados en frecuencia despues del relleno con ceros (es decir, extendiendo una seral (o espectro) con ceros para extender los limites de tiempo (o de banda de frecuencia)). En los sistemas de DVBH, por ejemplo, el numero de portadoras NK es 1705, 3409, o 6817, dependiendo del modo de operacion. En los sistemas ISDBT, como ejemplo adicional, tipicamente tienen 108, 216, o 432 portadoras NK dependiendo del modo de operacion. En los sistemas DVBH, por ejemplo, la longitud de los entrelazados NIL es de 256 o 512 o 1024, dependiendo del modo de operacion. Los sistemas de ISDBT, como otro ejemplo, tendrian una longitud de entrelazado de 16 o 32 o 64 dependiendo del modo de operacion. Despues delrelleno de

Nk

ceros de los tonos, se toma una IFFT para obtener una estimacion de dominio del tiempo de hk,n del canal por

entrelazado, que esta gobernada por la siguiente ecuacion (2):

En preparacion para combinar las estimaciones de canal de entrelazadoen el dominio del tiempo que tiene una longitud NIL con una estimacion de canal con una longitud NP (en el que NP = 4 NIL), las fases de hk,m tienen que ser ajustadas. Como consecuencia, la estimacion de canal se ajusta de acuerdo con la siguiente ecuacion (3):

en la que bk.m son denominadas memorias intermedias de entrelazado. Debido a que cada estimacion de canal de entrelazado se debe utilizar cuatro (4) veces para el calculo de las estimaciones de canal en tiempos de simbolo de OFDM, consecutivos, los bk, m se almacenan, lo que requiere por lo menos 7 espacios de almacenamiento complejo NIL para el ejemplo desvelado actualmente.

Los almacenamientos intermedios de entrelazado se pueden combinar para formar una estimacion de canal de do

minio del tiempo hk ,n que tiene una longitud de NP = 4 NIL. La estimacion de canal hk ,n se puede dividir entonces en cuatro segmentos, como se ilustra en la figura 4. Cada uno de los cuatro segmentos u tiene una longitud de NIL, en el que cada uno de los segmentos u se puede obtener de las memorias tampon como se demuestra en la siguiente relacion:

Para los mismos coeficientes de filtro ml.k las derivaciones del canal de dominio del tiempo obtenidos aqui son simplemente la IFFT de los tonos pilotos combinado de la ecuacion (1) anterior. La combinacion en el dominio del tiempo simplemente puede ser vista como una manera de implementar un algoritmo rapido para la transformada de Fourier discreta (DFT) de los tonos pilotos combinados en frecuencia. Mas en particular, la equivalencia se deriva como sigue para el caso en el que se utilicen exactamente cuatro entrelazados consecutivos y todos los cuatro (4) coeficientes ml.k del filtro son uno (un caso mas general con el filtrado se considerara mas adelante). Entonces, cada

entrelazado de tiempo hk ,m puede ser visto como obtenido de un canal de dominio de la frecuencia Hk,n por muestreo reductor y avance (en frecuencia). Puesto que el muestreo reductor en frecuencia corresponde a una distorsion en el tiempo y un desplazamiento en la frecuencia a un desplazamiento de fase en el tiempo, un experto en la tecnica apreciara que gobierna la siguiente relacion en la ecuacion (5) dada a continuacion.

Con la finalidad de la derivacion actual de la combinacion de los entrelazados en el dominio del tiempo, se supone que el canal es constante. De esta manera, para obtener el hk +uNILn de los entrelazados hk,n los coeficientes �kmu, se pueden encontrar de acuerdo con la ecuacion (6) de la siguiente manera:

que se puede lograr si: 5

que asegura que en la combinacion lineal de la ecuacion (6) los coeficientes delante de hk+uNILn , suman la unidad y para todos las otras distorsiones, la suma de los coeficientes es cero.

Como un experto en la tecnica reconocera, la solucion para akmu es, pues,

Reconociendo ademas que la relacion

, la distorsion y los coeficientes de combinacion de la memoria tampon de entrelazado se pueden extraer de esta solucion.

El filtrado adicional introducido con los coeficientes ml,k se puede ver para que funcione solamente con un entrelazado dado, de manera que sea equivalente en los dominios del tiempo y de la frecuencia (es decir, las operaciones lineales son intercambiables). Si los entrelazados filtrados se combinan entonces en el dominio de la frecuencia o del tiempo, son los mismos de acuerdo con las metodologias actualmente descritas. En consecuencia, la ecuacion

(4) anterior se puede reescribir como la siguiente ecuacion (9):

en la que la suma interior corresponde al filtrado de entrelazado y la suma exterior corresponde al desnivelado de fase y entrelazado que se combinan en el dominio del tiempo.

Como se ha explicado mas arriba, los coeficientes de combinacion (ml,k en esta presentacion) para combinar los entrelazados pilotos son constantes, tal como se puede ver en la Tabla 1 anterior, en la que los coeficientes son interpolados linealmente en el tiempo. Sin embargo, los coeficientes ml,k pueden ser elegido de acuerdo con diferentes criterios / metodologias. Por ejemplo, los coeficientes pueden ser escogidos para minimizar el error cuadratico medio minimo (MMSE) entre el canal actual y la estimacion de canal. Se hace notar que el disero de los coeficientes de combinacion del filtro de entrelazado de acuerdo con el criterio del MMSE explota las correlaciones de tiempo del proceso de desvanecimiento (que son los mismos en los dominios de la frecuencia y del tiempo).

Una derivacion ejemplar para un estimador de entrelazados de MMSE es como sigue. Los tonos pilotos observados Zk.n se supone que son:

en los que Hk, n es el coeficiente de canal complejo de la portadora k en el momento n y fk.n es el aditivo complejo del ruido blanco Gaussiano (AWGN). Para simplificar, se hace notar que el ensanchamiento de la secuencia binaria pseudoaleatoria (PRBS) se ignora en esta explicacion. Las observaciones se combinan entonces para formar la siguiente estimacion:

Se hace notar que esto se puede extender facilmente a mas tonos pilotos y otras compensaciones temporales. Para efectos de este ejemplo, sin embargo, se supone el conocimiento perfecto de las estadisticas de segundo orden del proceso de Hk, n. Como consecuencia,

en la que rHH (l) es la autocorrelacion normalizada del proceso de desvanecimiento en la compensacion temporal de l, E indica el valor esperado, y C/N0 es la relacion de portadora a ruido.

Aplicando el principio de ortogonalidad, como se ilustra en la ecuacion (13) de la siguiente manera:

Esto proporciona la siguiente ecuacion (14) para encontrar los coeficientes m.

en la que I es la matriz de identidad 2 x 2.

5 Cuando se combinan entrelazados, ya sea en los dominios de la frecuencia o del tiempo, algunos ajustes de tiempo son necesarios debido al desplazamiento de fase entre los tonos pilotos en un simbolo de OFDM n actual y los entrelazados anteriores. Los algoritmos de rastreo fino de tiempos conocidos, por ejemplo, retardan o avanzan la posicion de la ventana de FFT en un servidor de muestras (que se explicara mas adelante). Estos ajustes de tiempo corresponden a desplazamientos de fase en el dominio de la frecuencia y por lo tanto afectar a la estimacion del

10 canal: Los tonos pilotos en el momento n tienen un desplazamiento de fase en comparacion con los entrelazados anteriores y, por lo tanto, la estimacion del canal debe ser configurada para corregir este desplazamiento de fase para combinar con las memorias tampon de entrelazados. El avance o retardo de la ventana de FFT puede ser tambien referido como un avance o retardo de la derivacion de muestras del simbolo de OFDM.

Con independencia de que metodologia utilizada para determinar los coeficientes de la combinacion sea elegida, en

15 los sistemas de OFDM el AGC (Control Automatico de Ganancia) puede limitar el rendimiento de la combinacion de entrelazados. Como un ejemplo visual, la figura 4 muestra un grafico de la ganancia del canal sin control automatico de ganancia (AGC). Sin AGC, el grafico de la ganancia del canal cambia suavemente. Cuando se utiliza el AGC en un receptor, tal como el AGC 103, la ganancia del receptor se ajusta de tal manera que las muestras dentro de un simbolo (o mas precisamente dentro de la ventana de la FFT) tiene una potencia mas o menos constante. Este ajus

20 te de la ganancia, que puede incluir etapas analogicas (tales como un Amplificador de Bajo Ruido, LNA) y / o etapas digitales (tales como un Amplificador de Ganancia Variable Digital, DVGA) permite que el receptor opere con menos bits en los bloques despues del ajuste, ya que el rango dinamico de la seral se reduce

Como se puedever en la figura 5, el canal que cambia suavemente de la figura 4 es "troceado" en piezas con discontinuidades por el AGC. Ademas, este efecto del AGC en la estimacion de canal es mas pronunciado cuantos mas

25 entrelazados se combinan: Se reconoce, sin embargo, que el rendimiento del receptor cuando se combinan los entrelazados mejora si las discontinuidades introducidas por el AGC se "invierten" o se niegan. Esto puede ser efectuado de la manera mas eficiente cambiando los coeficientes de combinacion ml,k para revertir los efectos del AGC. En terminos matematicos, las observaciones piloto en cualquier receptor pueden ser representadas por la siguiente ecuacion:

en la g (n) es la ganancia de AGC (por ejemplo, los LNA / DVGA combinados) en un momento n y Zkn representa una observacion piloto teorica, sin AGC. El valor Zk, n puede ser definido adicionalmente de la siguiente manera:

en la que Hk,n es el coeficiente de canal complejo actual de una portadora k en un momento n, y fk.n es el aditivo

35 complejo de ruido blanco Gaussiano (AWGN). Por lo tanto, un filtro de combinacion de entrelazados en el bloque de estimacion de canal opera en las observaciones ajustadas de AGC de acuerdo con la ecuacion (17) que sigue, con el fin de normalizar la ganancia de AGC.

Como se puede apreciar en esta ecuacion, esta normalizacion es efectuada multiplicando el tono piloto de un entre

40 lazado m- ésimo por la relacion de la ganancia de AGC, g(n), de un simbolo de tiempo n de una ganancia de AGC g(m) de un entrelazado m. A los efectos de la presente descripcion, la relacion de g(n) a g(m) se denomina como ganancia de normalizacion, que sirve para normalizar la ganancia de AGC en un momento predeterminado n. Se hace notar que para la relacion anterior (17), en un ejemplo, el valor de m puede ser limitado de acuerdo con la condicion (n - 3) : m : (n + 3) en el caso de un esquema de combinacion de 7 entrelazados para los sistemas de DVB o

45 de ISDB. Esto puede ser menor para los sistemas de FLO u otros sistemas que tengan esquemas de combinacion de entrelazados de menos de 7 entrelazados.

Se hace notar que el ajuste de AGC se puede realizar en los dominios de tiempo o de la frecuencia con la ventaja de rendimientos exactamente iguales. El ajuste puede ser incorporado de esta manera al filtro de entrelazado por la definicion de un coeficiente de combinacion ajustado ml,k de acuerdo con la siguiente relacion (18).

En la ecuacion (18), el coeficiente de combinacion ml,k es multiplicado por la ganancia de AGC normalizada, que se pueden derivar de la ecuacion (17). Se hace notar que para la ecuacion (18), se supone un sistema que utiliza 4 entrelazados, tal como el sistema que ha sido ilustrado en la figura 2. Por lo tanto, el valor de m puede ser representado por (n(kl�4)) en un esquema de cuatro entrelazados. Un experto en la tecnica apreciara que la ecuacion (18) puede ser modificada para tomar en cuenta otros sistemas, tales como el sistema de 2 entrelazados utilizado en los sistemas de FLO. Este coeficiente ajustado puede entonces ser sustituidos en la ecuacion (1), por ejemplo, para

determinar una estimacion de canal Hk,n . Sin embargo, la ganancia de AGC tipicamente no se almacena de forma lineal, sino en el dominio logaritmico con precision de b bits, es decir, l(n) = rnd (2b log2 (g(n))). Por lo tanto la ecuacion (18) se convierte en:

15 La parte entera de (l(n)l(n(kl�4)))/2b en la ecuacion (19) corresponde a un desplazamiento simple. Por lo tanto, la potencia de 2 de la parte no entera se puede aproximar con un polinomio de grado 2. Un experto en la tecnica apreciara que la ecuacion (19) puede ser implementada eficientemente en un procesador de seral digital (DSP). Puesto que el resultado podria superar el ancho de bit de la maquina de FFT, el resultado debe ser saturado al ancho de bit de la maquina de FFT.

La figura 6 ilustra un diagrama de flujo de un procedimiento para determinar los coeficientes de combinacion en un sistema de multiples portadoras de OFDM, en el que los coeficientes estan normalizados para tomar en cuenta los efectos del AGC. Como se muestra, el procedimiento 600 comienza en un bloque de inicio 602. El flujo procede entonces al bloque 604, en el que se determina una ganancia de normalizacion de un control automatico de ganancia aplicado. La ganancia de normalizaciones normalizada a un momento predefinido,tal como un momento de

25 simbolo n. El procedimiento del bloque 604 efectua encontrar la relacion g(n) / g(m) que se ha explicado mas arriba en relacion con las ecuaciones (17), (18) y (19). Despues de determinar la ganancia de normalizacion en el bloque 604, el flujo procede al bloque 606 en el que se determinan dos o mas coeficientes de combinacion de un filtro de entrelazado. Los coeficientes se pueden determinar por cualquiera de un numero de criterios predeterminados conocidos, tales como, por ejemplo, por medio de interpolacion lineal o MMSE como se ha explicado mas arriba. Se hace notar que el bloque 606, aunque se muestran secuencialmente despues del bloque 604, la operacion del bloque 606 se puede producir, alternativamente, antes de la operacion del bloque 604 o concurrentemente con la operacion del bloque 604. Ademas, se hace notar que un procesador 121, tal como, por ejemplo, un procesador de seral digital (DSP), el bloque de estimacion de canal 118, una combinacion de los mismos, o cualquier otro medio adecuado, puede afectar el funcionamiento de los bloques 604 y 606, por ejemplo.

35 Despues de que las operaciones de los bloques 604 y 606 se hayan completado, el flujo procede al bloque 608, en el que los coeficientes de combinacion (por ejemplo, ml,k) son modificados en funcion de la ganancia de normalizacion determinada. Esta operacion se ha descrito mas arriba en relacion con las ecuaciones (18) y (19), en las que un coeficiente ml,k modificado o ajustado es calculado. Se hace notar que un procesador de seral digital (DSP), tal como el DSP 121, el bloque de estimacion de canal 118, una combinacion de estos, o cualquier otro medio adecuado, pueden afectar la funcionalidad del bloque 608. Despues de que los coeficientes de combinacion ajustados o modificados se hayan determinado, el proceso 600 termina en el bloque 610. Los coeficientes de combinacion son utilizados por el filtro de entrelazado (por ejemplo, 118) para determinar una estimacion de canal, como se ha explicado mas arriba y tambien en la aplicacion relacionada titulado "AJUSTES DE TIEMPO PARA LA ESTIMACION DE CANAL EN UN SISTEMA DE MULTIPLES PORTADORAS" que tiene el Expediente de Agente numero 061615U1,

45 presentado simultaneamente con la presente. Se hace notar que el proceso 600 se repite continuamente durante la recepcion y el procesamiento de las serales (por ejemplo, estimacion de canal) en un transceptor.

Aunque, con propositos de simplicidad de la explicacion, la metodologia se muestra y describe como una serie o numero de actos, se debe entender que los procesos descritos en la presente memoria descriptiva no estan limitados por el orden de los actos, puesto que algunos actos pueden ocurrir con diferentes ordenes y / o conjuntamente con otros actos que los que se muestran y se describen en la presente memoria descriptiva. Por ejemplo, los expertos en la tecnica apreciaran que una metodologia podria representar alternativamente una serie de estados o eventos interrelacionados tales como, por ejemplo, en un diagrama de estado. Por otra parte, no todos los actos ilustrados pueden ser requeridos para implementar una metodologia de acuerdo con las metodologias del objeto que se desvelan en la presente memoria descriptiva.

La figura 7 ilustra un aparato 700 para determinar los coeficientes de combinacion para la estimacion de canal en un dispositivo inalambrico. Elaparato 700 recibe una informacionde ganancia del control automatico de ganancia (AGC) en una entrada 702, que entrega la seral a un modulo 704 para determinar una ganancia de normalizacion de un control automatico de ganancia aplicado normalizado en un momento predefinido. Como ejemplo, la entrada 702 puede recibir la informacion de ganancia AGC del AGC, tal como el AGC 103 a traves de un enlace de comunicacion 122, como se ilustra en la figura 1. Ademas, el modulo 704 puede ser implementado por estimacion de canal y el filtro de entrelazados 118, DSP 121, una combinacion de estos o cualquier otro medio de proceso adecuado

El aparato 700 incluye tambien un modulo 706 para determinar dos o mas coeficientes de combinacion de un filtro de entrelazados basado en un criterio predeterminado. Elmodulo 706 puede ser implementado por el bloque de estimacion de canal 118 en la figura 1, un DSP (121), una combinacion de ambos, como ejemplos, o cualquier otro medio de procesamiento adecuado.

La ganancia de normalizacion determinada es emitida por el medio 704 y dos o mas coeficientes de combinacion son emitidos por el modulo 706. Ambas de estas salidas son introducidas en el modulo 708 para la modificacion de los coeficientes de combinacion sobre la base de la ganancia de normalizacion determinada. Como se ha explicado mas arriba, el modulo 708 puede modificar o ajustar los coeficientes multiplicando la ganancia de normalizacion por los coeficientes de combinacion para alcanzar los coeficientes de combinacion ajustados. Se hace notar que el modulo 708 se puede utilizar para efectuar una de las ecuaciones (17) (19) anteriores. Ademas, el modulo 708 puede ser implementado, por ejemplo, por el bloque de estimacion de canal 118, DSP 121, o cualquier combinacion de estos.

Los coeficientes decombinacion ajustadosson emitidospor el modulo 708 para su uso por otroproceso en un transceptor para determinar una estimacion de canal de la seral de OFDM recibida. En un ejemplo particular en relacion con la determinacion de la estimacion de canal, la figura 7 ilustra un modulo 710 dentro de un aparato 700 para combinar dos o mas entrelazados pilotos de simbolos recibidos en un transceptor utilizando los coeficientes de combinacion ajustados. El modulo 710 puede ser implementado por la unidad de estimacion de canal yel filtro de entrelazados 118, como se muestra en la figura 1, como ejemplo. Tambiense hace notaraqui que el aparato 700 puede ser implementado dentro de un transceptor, tal como un transceptor de OFDM, y puede consistir en hardware, software, firmware, o cualquier combinacion de estos.

La figura 8 proporciona un ejemplo grafico de resultados de simulacion evidenciando una mejora de rendimiento obtenida por los ajustes de AGC que se han explicado en la presente memoria descriptiva. Esta figura ilustra la relacion de portadora a ruido (C / N), que esta especificada en dB, que se requiere para lograr una tasa de error de bit despues de la decodificacion de Viterbi (VBER) de 2 x 104en un canal urbano tipico con 6 trayectos (TU6) y frecuencia maxima Doppler variable, como ejemplo. Como se puede observar en la figura, el rendimiento del transceptor se ha mejorado para altas velocidades. En particular, un transceptor se hace operativo en un Doppler maximo de aproximadamente 100 Hz cuando se utilizanajustes de AGC (vease, por ejemplo, el graficodelimitado por cuadrados), mientras que sin los ajustes de AGC, el transceptor esta limitado a 70 Hz (vease, por ejemplo, el grafico delimitado por rombos).

En vista de lo que se ha expuesto mas arriba, un experto en la tecnica apreciara que el aparato y los procedimientos descritos efectuan un rendimiento de estimacion de canal mejorado en la porcion receptora de un transceptor. Esto se consigue, en particular, por medio de lainversion de las discontinuidades introducidas por el AGC mediante la determinacion de una ganancia de normalizacion, que se normaliza a un momento de simbolo en particular. Esta ganancia de normalizacion, a su vez, se utiliza para ajustar los coeficientes de combinacion utilizados en un filtro de entrelazados para determinar la estimacion de canal.

Se debe entenderque el orden especifico ola jerarquia de etapasen los procesos que se han desvelado es un ejemplo de enfoques ejemplares. Sobre la base de las preferencias de disero, se entiende que el orden especifico o jerarquia de etapas en los procesos pueden ser reorganizados manteniendose en el alcance de la presente descripcion. Las reivindicaciones de procedimiento que se acomparan presentan elementos de las diferentes etapas en un orden de muestra, y no se pretenden limitar a la orden o jerarquia especificas presentadas.

Los expertos en la tecnica apreciaran que la informacion y las serales pueden ser representadas utilizando cualquiera de una variedad de diferentes tecnologias y tecnicas. Por ejemplo, los datos, instrucciones, ordenes, informacion, serales, bits, simbolos, y chips a los que se puede haber hecho referencia a lo largo de la descripcion anterior, pueden ser representados por voltajes, corrientes, ondas electromagneticas, campos o particulas magneticos, campos o particulas opticos, o cualquier combinacion de los mismos.

Los expertos podran apreciar adicionalmente que los distintos bloques logicos ilustrativos, modulos, circuitos, y etapas de algoritmo descritos en relacion con las realizaciones desveladas en este documento puede ser implementados como hardware electronico, software informatico, o combinaciones de ambos. Para ilustrar claramente esta intercambiabilidad de hardware y software, varios componentes ilustrativos, bloques, modulos, circuitos, y etapas se han descrito mas arriba en general en terminos de su funcionalidad. �ue esta funcionalidad se implemente como hardware o software depende de la aplicacion y limitaciones de disero impuestas por el sistema general. Los expertos pueden implementar la funcionalidad descrita de diversas formas para cada aplicacion particular, pero esas decisiones de implementacion no deben ser interpretadas como causantes de una separacion con respecto al alcance de la presente descripcion.

Los distintos bloques logicos ilustrativos, modulos y circuitos descritos en relacion con las realizaciones desveladas en la presente memoria descriptiva pueden aplicarse o realizarse con un procesador de proposito general, un procesador de seral digital (DSP), un circuito integrado especifico de aplicaciones (ASIC), un campo de matriz de puertas programables (FPGA) o cualquier otro dispositivo logico programable, puerta discreta o logica de transistor, componentes discretos de hardware, o cualquier combinacion de estos diserada para realizar las funciones descritas en la presente memoria descriptiva. Un procesador de proposito general puede ser un microprocesador, pero en la alternativa, el procesador puede ser cualquier procesador convencional, controlador, microcontrolador, o maquina de estado. Un procesador tambien puede implementarse como una combinacion de dispositivos informaticos, por ejemplo, una combinacion de un DSP y un microprocesador, una pluralidad de microprocesadores, uno o mas microprocesadores en conjunto con un nucleo de DSP, o cualquier otra configuracion de este tipo.

Las etapas de un procedimiento o algoritmo descrito en relacion con lasrealizacionesdesveladas en la presente memoria descriptiva pueden ser incluidas directamente en el hardware, en un modulo de software ejecutado por un procesador, o en una combinacion de los dos. Un modulo de software puede residir en la memoria RAM, en la memoria flash, en la memoria ROM, en la memoria EPROM, en la memoria EEPROM, en registros, en disco duro, en un disco extraible, en un CDROM, o en cualquier otra forma de medio de almacenamiento conocidoen la tecnica. Un medio de almacenamiento ejemplar (por ejemplo, la memoria 124 en la Figura 1) esta acoplado al procesador de manera que el procesador pueda leer la informacion, y escribir la informacion, en el medio de almacenamiento. En la alternativa, el medio de almacenamiento puede ser integral al procesador. El procesador y el medio de almacenamiento pueden residir en un ASIC. El ASIC puede residir en un terminal de usuario. En la alternativa, el procesador y el medio de almacenamiento pueden residir como componentes discretos en un terminal de usuario.

Los ejemplos descritos mas arriba solamente son ejemplares y los expertos en la tecnica, pueden hacer ahora numerosos uso y modificaciones de los ejemplos desvelados mas arriba, sin separarse de los conceptos de la invencion desvelados en la presente memoria descriptiva. Diversas modificaciones a estos ejemplos pueden ser evidentes para los expertos en la tecnica y los principios genericos definidos en la presente memoria descriptiva pueden aplicarse a otros ejemplos, por ejemplo, en un servicio de mensajeria instantanea o cualesquiera otras aplicaciones de comunicacion inalambrica de datos en general, sin separarse del alcance de las reivindicaciones adjuntas. Por lo tanto, el alcance de la divulgacion no pretende limitarse a los ejemplos que se muestran en la presente memoria descriptiva, sino que se acuerda el alcance mas amplio consistente con los principios y las caracteristicas noveles que se han descrito en la presente memoria descriptiva. La palabra "ejemplares" se utiliza exclusivamente aqui en el sentido de "servir como un ejemplo, caso, o ilustracion". Cualquier ejemplo que se describe en la presente memoria descriptiva como "ejemplar" no necesariamente debe interpretarse como preferido o ventajoso con respecto a otros ejemplos. Como consecuencia, los aspectos novedosos descritos en la presente memoria descriptiva se deben definir unicamente por el alcance de las reivindicaciones que siguen.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un procedimiento para ajustar los efectos del control automatico de ganancia cuando se combinan entrelazados pilotos utilizando un filtro de combinacion de entrelazados de un sistema de comunicacion, comprendiendo el procedimiento:

determinar (604) una ganancia de normalizacion de un control automatico de ganancia aplicado normalizado en un momento predefinido�

determinar (606) dos o mas coeficientes del filtro de combinacion de entrelazado sobre la base de un criterio predeterminado� y

modificar (608) cada uno de los dos o mas coeficientes sobre la base de la ganancia de normalizacion determinada para obtener los coeficientes ajustados.
2.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 1, en el que modificar (608) los coeficientes incluye calcular el producto de la ganancia de normalizacion y al menos uno de los dos o mas coeficientes.
3.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 1, en el que el criterio predeterminado incluye al menos una de entre una interpolacion lineal y una minimizacion del error cuadratico medio minimo.
4.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 1, que comprende, ademas:

combinar dos o mas entrelazados pilotos de simbolos recibidos en un transceptor utilizando los coeficientes ajustados del filtro de combinacion de entrelazados.
5.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 4, que comprende ademas: obtener una estimacion de canal sobre la base de los entrelazados pilotos combinados.
6.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 5, que comprende ademas: demodular los datos contenidos en un simbolo utilizando la estimacion de canal.
7.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 4, en el que los simbolos son simbolos multiplexados por division de frecuencia ortogonal.
8.

El procedimiento como se ha definido en la reivindicacion 4, en el que combinar los dos o mas entrelazados pilotos se lleva a cabo en uno de entre el dominio de la frecuencia y el dominio del tiempo.
9.

Un aparato para ajustar los efectos delcontrol automatico de ganancia cuando se combinan entrelazados pilotos usando un filtro de combinacion de entrelazados de un sistema de comunicacion, que comprende:

un medio (704) para determinar una ganancia de normalizacion de un control automatico de ganancia normalizado aplicado en un momento predefinido�

un medio (706) para determinar dos o mas coeficientes del filtro de combinacion de entrelazados sobre la base de un criterio predeterminado, y

un medio (708) para modificar cada uno de los dos o mas coeficientes de combinacion sobre la base de ganancia de normalizacion determinada para obtener los coeficientes ajustados.
10. El aparato como se ha definido en la reivindicacion 9, en el que el medio (708) para modificar los coeficientes incluye, ademas, un medio para calcular el producto de la ganancia de normalizacion y al menos uno de los dos

o mas coeficientes.
11.

El aparato como se ha definido en la reivindicacion 9,en el que el criterio predeterminado utilizado por el medio para determinar dos o mas coeficientes de un filtro de combinacion de entrelazados incluye al menos una de entre la interpolacion lineal y la minimizacion del error cuadratico medio minimo.
12.

El aparato como se ha definido en la reivindicacion 9, que comprende ademas:

un medio para combinar dos o mas entrelazados pilotos de simbolos recibidos en un transceptor utilizando los coeficientes ajustados del filtro de combinacion de entrelazados.
13.

El aparato como se ha definido en la reivindicacion 12, que comprende ademas: un medio para obtener una estimacion de canal sobre la base de entrelazados pilotos combinados.
14.

El aparato como se ha definido en la reivindicacion 12, en el que el aparato esta adaptado para demodular los datos contenidos en los simbolos utilizando la estimacion de canal corregida.
15.

Un producto de programa informatico para ajustar los efectos del control automatico de ganancia cuando se

combinan entrelazados pilotos utilizando un filtro de combinacion de entrelazados de un sistema de comunicacion, 5 que comprende:

un medio legible por ordenador que comprende:

un codigo para hacer que un ordenador determine una ganancia de normalizacion de un control automatico de ganancia aplicado normalizado en un momento predefinido�

un codigo para hacer que el ordenador determine dos o mas coeficientes del filtro de combinacion de entrelazados 10 sobre la base de un criterio predeterminado� y

un codigo para hacer que el ordenador modifique cada uno de los dos o mas coeficientes sobre la base de la ganancia de normalizacion determinada para obtener los coeficientes de ajuste.