AT389609B - Fernsehsignal-abtastsystem - Google Patents

Description

Nr. 389609

Die Erfindung bezieht sich auf ein Fernsehsignal-Abtastsystem mit einer Quelle von abzutastenden Femsehsignalen, mit einem Taktsignalgenerator zur Erzeugung von Taktsignalen mit einer Abtastfrequenz von 13.5 MHz ± n x 2.25 MHz, wobei n = 0, 1, 2.....betragen kann, mit einem Abtastgenerator, der mit dem

Taktsignalgenerator und der Quelle von Femsehsignalen verbunden ist und Abtastwerte der Femsehsignale mit dieser Frequenz liefert.

Es wurden verschiedene Eigenschaften eines Weltstandards für kompatibles digitales Fernsehen untersucht. Verschiedentlich wurde vorgeschlagen, daß während der Gesamtdauer einer Horizontalzeile die gleiche Anzahl von Abtastungen sowohl beim 525-Zeilen-60-Hz-System (NTSC) als auch beim 625-Zeilen-50-Hz-System (PAL/SECAM) herrschen sollte oder möglicherweise die gleiche Zahl von Abtastungen während jenes Teils des Zeilenintervalls, in dem tatsächlich Bildinformationen übertragen werden, welcher Teil im weiteren kurz als aktiver Teil einer Zeile bezeichnet wird.

Das Abtastintervall, das den verbleibenden Teil des Zeilenintervalls umfaßt, ist nicht allein durch das Rücklaufintervall gebildet, sondern enthält auch den Dunkelbaeich (off-screen-Bereich) des Hinlaufintervalls. Für einen solchen Weltstandard ist auch zu bedenken, daß die Abtastfrequenz für Systeme mit begrenzter Bandbreite geeignet sein muß und dennoch angemessene Auflösung vorhanden ist, und ob der Standard ein zusammengesetztes Farbfemsehsystem sein soll, was den Komponentensystemen wie RGB oder YIQ entgegensteht.

Es ist auch anzustreben, einen digitalen Femsehstandard zu haben, der hierarchisch ist. Ein hierarchisches System ist ein solches, bei dem verschiedene Grade oder Ebenen von Informationen einfach übertragen werden können, z. B. durch Filtern oder Weglassen von Abtastpunkten. Somit kann ein digitales System die Erzeugung von Signalen mit sehr hoher Abtastrate ermöglichen, was eine Auflösung ergibt, die für kinoartigen Einsatz geeignet ist. Eine derartige Auflösung könnten 2000 Linien pro Raster in vertikaler Richtung und 2000 Femsehzeilen horizontal sein. Fernsehstudios könnten aus Schnittgründen wünschen, eine Auflösung zu verwenden, die höher als die Standard-Femsehauflösung ist, könnten jedoch den Wunsch haben, Einrichtungen zu verwenden, die weniger kosten als diejenigen, die mit Datengeschwindigkeiten arbeiten, welche einem 2000-Linienraster entsprechen. Somit könnte ein Fernsehstudio Einrichtungen verwenden, die die zweite Ebene der Hierarchie verwenden, die eine 1000-Linien-Auflösung ist Wenn eine ursprünglich mit einer 2000-Linien-Auflösung hergestellte Bandaufzeichnung in einem Fansehstudio zur Verfügung steht wird durch Filtern und Weglassen jedes zweiten Abtastpunktes in jeder Zeile die Auflösung auf die 1000-Linien-Ebene herabgesetzt. Die nächste Ebene in der Hierarchie kann die 500-Linien-Auflösung sein, die in einer Femseh-Sendeanstalt verwendet werden kann, um analoge Videosignale für das Ausstrahlen der Sendung zu erzeugen. Ein von einem Fernsehstudio herausgegebener Aufzeichnungsträger könnte von der Femseh-Sendeanstalt in einer Einrichtung verwendet werden, die mit einer 500-Linien-Auflösung arbeitet, wobei jedes zweite Abtastsignal weggelassen wird. Ein Fernsehsender könnte auch einen Aufzeichnungsträger mit 2000-Linien-Auflösung aussenden, indem jeweils drei von vier aufeinanderfolgenden Abtastsignalen ausgelassen werden. Die nächste Stufe in der Hierarchie könnte bei elektronischen Kameras mit einer 250- Linien-Auflösung eingesetzt werden, während die wiederum nächstniedrigere Stufe der Auflösung für Überwachungszwecke Anwendung finden kann.

Es wird allgemein erwartet, daß in den Vereinigten Staaten und in anderen Ländern, die die NTSC-Standards verwenden, diese Einrichtung allgemein für die Verarbeitung von Femsehsignalen in einer zusammengesetzten Form zur Verfügung steht. Es ist bei einer solchen Einrichtung äußerst vorteilhaft, wenn die Abtastfrequenz ein ganzes Vielfaches wie das Drei- oder Vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz (3 x fsc, 4 x fsc) ist Es scheint sich abzuzeichnen, daß der Weltstandard für digitales Fernsehen, wenn er schließlich eingeführt wird, nicht auf einer Abtastfrequenz beruht, die fest an einen Farbhilfsträger gekoppelt ist. Es ist jedoch sehr wünschenswert, wenn ein mit einem Hilfsträger gekoppeltes abgetastetes zusammengesetztes Videosignal leicht codiert weiden kann, so daß es dann die Eigenschaften des Standard hat, wenn dieser Standard eingeführt wird. Mit hoher Wahrscheinlichkeit wird dieses Transcodieren eine Interpolation der Werte der Abtastungen beim Weltstandard aus den Werten da nächstliegenden Abtastungen des zusammengesetzten NTSC-Femsehsignals erfordern. Wenn die Taktfrequenz-Abtastungen der verschiedenen Standards identisch wären, würden natürlich auch die Abtastwerte identisch sein, so daß keine Interpolation notwendig wäre. Exakte Interpolation ist komplex und umständlich und erfordert Multiplikationen und Additionen für jeden interpolierten Abtastvorgang. Multiplizierer speziell arbeiten aber langsam, und damit ein Arbeitsablauf mit hohen Video-Datengeschwindigkeiten erreicht werden kann, sind teure Multiplizierer erforderlich. Es ist äußerst wünschenswert, einen Weltfemsehstandard für digitales Fernsehen zu haben, das zwischen dem 625/50- und 525/60-Standard bezüglich seiner Abtastfrequenz kompatibel ist, das hierarchisch ist und das außerdem ohne Einsatz von Multiplizierern leicht aus dem zusammengesetzten NTSC-Videosignal, das mit einem Vielfachen der Hilfsträgerfolge abgetastet ist, transcodiert weiden kann.

Die ursprüngliche NTSC-Standard-Horizontalzeilenfirequenz für Schwarz/Weiß-Femsehen war 15.750 Hz. Mit der Einführung von Farbsystemen wurde die Zeilenfolge so geändert, daß sie mit der Tonträgerfrequenz von 4.5 MHz in Beziehung stand. Die genaue Horizontalzeilenfrequenz ist 1/286 x 4,5 MHz, was die CCIR auf 15.734,264 ± 0,0003 % Hz standardisiert hat. Neuerdings hat das FCC die Farbträgerfrequenz in MHz als den. Quotienten 315/88 definiert, und die Zeilenfolge ist 2/455 mal die Farbträgerfrequenz, was etwa 15.734,266 ergibt Im 625/50-Standard beträgt die Horizontalzeilenfrequenz 15.625 Hz.

Es ist bekannt daß eine übliche Taktfrequenz von genau 13,5 MHz exakt 864 Abtastungen je Horizontalzeile -2-

Nr. 389609 im 625/50-System ergibt, und daß im 525/60-System dadurch genau 858 Abtastwerte pro Zeile entstehen. Die Abtastfrequenz von 13,5 MHz (und andere Abtastfrequenzen, die damit durch Vielfache von 2,25 MHz in Verbindung stehen) ergeben ganzzahlige Abtastungen je Zeile in beiden Systemen.

Die Dauer der Horizontalzeile ist im 625/50-System 64,00 ps und im 525/60-System etwa 63,56 ps. In den CCIR-Standards für das 625/50-System ist eine aktive Zeilendauer von etwa 52 ps vorgesehen, was einer Austast- oder Rücksprungdauer von 12 ps entspricht. Die Austastdauer beim derzeitigen NTSC-Farbstandard ist 10,9 ± 0,2 ps, doch sind Vorschläge gemacht worden, diesen Standard zu ändern. Die Austastdauer im NTSC-Standard ist also nicht eindeutig definiert. Wenn man einmal annimmt, daß die aktive Zeilendauer im 525/60-System ebenfalls 52 ps ist, schafft eine 13.5 MHz-Abtastffequenz 702 Abtastungen im aktiven Abschnitt einer jeden Zeile. Die Zahl von Abtastungen, die während des Austastabschnittes auftritt, unterscheidet sich jedoch durch 162 im 625/50-System gegenüber 156 im 525/60-System.

Ziel der Erfindung ist es, die aufgezeigten Nachteile der bekannten Lösungen zu vermeiden und ein Abtastsystem der eingangs erwähnten Art vorzuschlagen, daß sich für verschiedene Standards für digitale Femsehsysteme eignet

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht daß mit dem Abtastgenerator eine Abtastwert-Auswahlschaltung zur Auswahl einer fixen Anzahl von Abtastwerten von weiter zu verarbeitenden, aktiven, Bilder darstellenden Teilen eines Zeilenintervalles des Femsehsignales, gekoppelt ist, wobei die Anzahl einer Vielzahl von Potenzen der Zahl 2 entspricht

Damit ist es möglich, anstatt alle aktiven, Bildinformationen darstellenden Abtastwerte, die durch Abtasten mit einer vorher festgelegten Abtastrate von z. B. 13.5 MHz oder einer anderen Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches von 2.25 MHz darstellt, erzeugt werden, weiterzuverarbeiten, nur eine bestimmte Anzahl von

Abtastwerten dafür ausgewählt werden, welche Zahl ein Vielfaches von 16 (= 2^) darstellt oder allgemein gesprochen eine Vielzahl von Potenzen der Zahl 2 aufweist.

Dadurch ist eine einfache Umsetzung von einem Standard auf einen anderen auf einfache Weise und mit relativ geringem Aufwand möglich.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Die Zeichnungen zeigen im einzelnen:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Umsetzeinrichtung mit einem digitalen Abschnitt gemäß einem Aspekt der Erfindung;

Fig. 2 Zeitsteuersignale, die bei der Anordnung nach Fig. 1 verwendet werden;

Fig. 3 ein zum Zeitdiagramm der relativen Abtastzeitpunkte bei der Transcodierung von zusammengesetzten NTSC-Farbfemsehsignalen in Signale gemäß den Standards der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 4 eine Kurve, welche die Fehler zeigt, die beim Transcodieren durch Interpolation von Werten des ursprünglichen Abtastsignals an den neuen Abtastpunkten aufireten;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung einschließlich Transcodierung;

Fig. 6 ein Zeitdiagramm, welches die relativen Abtastzeitpuntke zeigt, wenn PAL-Signale in Signale gemäß den Standards der Anordnung aus Fig. 1 transcodiert werden;

Fig. 7 eine Liste von Interpolations-Wichtungs-Faktoren für die PAL-Transcodierung;

Fig. 8,9 und 10 verallgemeinerte Kurvenformen, die die beim Transcodieren durch Interpolation in einer allgemeinen Weise auftretenden Fehler zeigt;

Fig. 11 das Blockschaltbild eines verallgemeinerten Interpolators ähnlich dem Interpolator aus Fig. 5;

Fig. 12 ein mehr ins Einzelne gehende Blockschaltbild eines verallgemeinerten Interpolators für eine verbesserte Interpolation der Signale bei der PAL-13,5-MHz-Transcodierung;

Fig. 13 das Blockschaltbild einer Digitalanordnung, mit der ein Eingangssignal (x) durch eine Zahl der Form 2r geteilt und dieses Ergebnis mit einer sich laufenden ändernden Variablen (p) multipliziert wird;

Fig. 14 das Blockschaltbild eines verallgemeinerten Interpolators entsprechend einem Aspekt der Erfindung;

Fig. 15 die Liste einer Umsetzung (n) nach (n') für eine bestimmte Transcodierung; und

Fig. 16 das Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eines Umsetzers von (n) nach (η').

Fig. 1 stellt eine Anordnung gemäß der Erfindung dar. Von einer (nicht dargestellten) Signalquelle, wie etwa einer Fernsehkamera, kommen Analog-Signale Rot (R), Grün (G) und Blau (B) zusammen mit Horizontal-Synchronisier-Signalen (H) an. Das (H)-Signal wird dem Vorbereitungseingang eines Zählers (150) zugeführt, während die Signale (R), (G) und (B) über ihre besonderen Leitungen einem entsprechenden “Anti-Alias“-Vor-Filter (10) zugeleitet werden, in dem die Bandbreite begrenzt wird, um das Auftreten von Überlappungs-Fehlran im Ausgangssignal zu vermeiden. Die bandbreitenbegrenzten Signale (R), (G) und (B) werden einem Analog/Digial-Wandler (12) (im weiteren kurz (ADC) genannt) zugeführt, innerhalb dessen die gesonderten Signale (R), (G) und (B) mit einer 13,5 MHz-Folge abgetastet und quantisiert werden, wozu von einem Taktgenerator (14) zur Steuerung ein Taktsignal zugeführt wird. ADC (12) kann an seinen Ausgangsklemmen die Signale (R), (G) und (B) in Form vieler paralleler Kanäle für jedes Signal oder eines einzigen Serienkanals für jedes Signal abgeben. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel werden für jedes Signal (8) Parallelleitungen verwendet

Die Signale werden vom ADC (12) einem Tor (16) zugeführt, das durch ein Flipflop (18) vorbereitet -3-

Nr. 389609 werden kann, damit Abtastsignale passieren können., oder das den Durchgang von Abtastsignalen für die anschließende digitale Signalverarbeitung, die als Block (20) dargestellt ist, verhindern kann. Die Digitalsignalverarbeitung (20) ist nicht Teil der Erfindung. Diese digitale Signalverarbeitung kann eine Bandaufzeichnung, einen Bandschnitt, eine Farbsteuerung oder -mischung oder sonstige spezielle Aufgaben durchführen. Die digitale Signalverarbeitungseinrichtung kann auch einfach ein Übertragungskanal sein, über den die Digitalsignale einem entfernten Ort zugeleitet werden. Nach der Digitalsignalverarbeitung müssen die Signale nicht weiter in digitaler Form vorliegen, weshalb sie einem Digital/Analog-Wandler (im weiteren kurz DAC (22) genannt) zugeleitet werden, wo quasi-analoge Abtastsignale erzeugt werden. Diese Quasi-Analog-Signale werden einem Ausgleichsfilter (24) eingegeben, um ein geeignetes Analog-Video-Signal zu erzeugen.

Das Tor (16) wird vorbereitet, um den aktiven Leitungsweg festzulegen, und so gesteuert, daß genau 704 Abtastsignale während jeder Leitungswegaktivierung durch die Digitalsignalverarbeitung (20) hindurchgehen. Die dafür erforderliche Zeitsteuerung wird vom Flipflop (18), einem Zähler (150) und einem Zähler (704) hergeleitet. (H)-Synchronisiersignale (204), die den Anfang einer jeden Horizontalzeile definieren, werden dem Vorbereitungseingang des Zählers (150) zugeführt, dessen zweiten Eingang die 13,5 MHz-Taktsignale vom Generator (14) eingegeben werden. Der Zähler (150) zählt 150 Takt- oder Abtastimpulse und gibt am Ende dieses Zeitintervalls einen Ausgangsimpuls ab, der dem Rücksetzeingang des Zählers (150), dem Vorbereitungseingang des Zählers (704) und dem Setzeingang des Flipflop (18) zugeleitet wird, wodurch der (Q)-Ausgang des FF (18) nach (H) geht und das Tor (16) vorbereitet, wodurch dieses mit dem Durchlaß der Abtastsignale beginnt Der Zähler (704) beginnt synchron mit den das Tor (16) passierenden Abtastsignalen zu zählen, und wenn genau 704 Abtastsignale gezählt worden sind, gibt der Zähler (704) ein Ausgangssignal ab, wodurch dieser Zähler rückgesetzt wird; das Ausgangssignal kommt außerdem auf den Rücksetzeingang des Flip-Flops (18) und setzt dadurch den (Q)-Ausgang auf (L), wodurch das Tor (16) gesperrt wird und keine weiteren Abtastsignale mehr durchgelassen werden, sodaß dadurch das Ende eines aktiven Teiles einer Zeile bestimmt ist

Die Arbeitsweise der Zeitsteueranordnung der Fig. 1 und die Unterschiede zwischen 525/60- und 625/50-Arbeitsweise sind deutlicher aus der Fig. 2 zu ersehen. In Fig. 2a sind die Taktabtastsignale (202) ohne Zeitmaßstab dargestellt. In Fig. 2b sind die Horizontalsynchronisierimpulse (204) gezeigt, die mit einer Nennfrequenz von 15.734,266 Hz auftreten. Mit dem Zeitpunkt (tO), der dem Anfang der Horizontalzeile entspricht, zählt der Zähler (150) bis zum Zeitpunkt (tl50), wie in Fig. 2c gezeigt der im Zeitpunkt (1150) einen Ausgangsimpuls abgibt durch den der Durchlaß von Abtastwerten durch das Tor (16) beginnt und durch den der Zähler (704) vorbereitet wird, der bis zum Zeitpunkt (t854) zählt wie in Fig. 2d dargestellt. Fig. 2e zeigt die verbleibende Zeit bis zum nächstfolgenden Horizontalsynchronisiersignal, das im Zeitpunkt (t858) einsetzt. Der zweite Teil des Austastintervalls, das durch die in Fig. 2e dargestellte Dauer bestimmt ist nimmt 4 Abtastsignale ein. Fig. 2f zeigt, daß die Horizontalsynchronisiersignale mit einer Nominalfrequenz von 15.625 Hz auftreten. Die Dauer des Zählvorgangs des Zählers (150) ist in Fig. 2g, die Dauer des Zählvorgangs des Zählers (704) in Fig. 2h gezeigt welch letztere wie im ersten Fall im Zeitpunkt (t854) beendet ist Das Austastintervall ist jedoch nun länger und erstreckt sich vom Zeitpunkt (t854) bis zum Zeitpunkt (t864), wo das nächste Horizontalsynchronisiersignal auftritt und ein neuer Zyklus beginnt

Da der aktive Teil einer Zeile in dem beschriebenen System durch 704 Abtastsignale definiert ist ist der Rest der Zeile bzw. deren Intervalls definitionsgemäß die Austastung. Die 150 Zählvorgänge des Zählers (150) bestimmen im wesentlichen das gesamte Austastintervall, das auftreten würde, wenn das Eingangssignal in das System von einer 525/60-Quelle kommt. Für eine solche Quelle ist der Abschnitt des Austastintervalls, das durch den Zähler (150) bestimmt wird, größer als der Abschnitt des Austastintervalls, der nach dem Zeitpunkt (t854) auftritt, in welchem der Zähler (704) und das Flip-Flop (18) rückgesetzt werden, bis zum Zeitpunkt (tO) des nächstfolgend»! Horizontalsynchronisierimpulses. Somit tritt der erste Abschnitt des Austastintervalls nach jedem (H)-Synchronisierimpuls auf und wird durch den Zähler (150) bestimmt. Der zweite Teil des Austastintervalls beginnt im Anschluß an den aktiven Teil einer Zeile und dauert, bis der nächstfolgende H-Synchronisierimpuls auftritt Somit ändert sich die Dauer des zweiten Abschnitts des Austastintervalls, der in jeder Zeile auftritt, abhängig von der Dauer einer Horizontalzeile, die vom Quellenstandard bestimmt wird.

Die Bedeutung der Zahl 704 ergibt sich aus der Tatsache, daß 704 eine größere Zahl von Potenzen der Zahl 2 enthält (704 = 2^x 11), so daß sie 6 Hierarchieebenen bestimmen kann. Außerdem ermöglicht die Zahl von 704 Abtastsignalen pro Zeile, daß genau das Austastintervall des 625/50-Systems erhalten wird und das erhaltene Austastintervall äußerst nah an den Grenzen des NTSC-Austastintervalls liegt

Die Anordnung der Fig. 1 stellt ein Digitalsignalverarbeitungssystem gemäß der Erfindung dar, bei dem die Synchronisierung der Quelle entweder dem 625/50- oder dem 525/60-Standard entsprechen kann und bei dem das Eingangssignal analog vorliegt. In vielen Fällen kann es jedoch wünschenswert sein, von einem anderen Digitalsystem in die in Verbindung mit der Anordnung der Fig. 1 beschriebenen Standards zu transcodieren. So wurde bereits erwähnt, daß es z. B. in den USA und möglicherweise auch in anderen Ländern wünschenswert ist, ein Digitalvideosystem zu haben, bei dem die Standard-Taktfrequenz auf einem Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz basiert, etwa 4 x fsc. Es wird noch beschrieben, daß die Zahl 704, auch dafür vorteilhaft ist, da sie auf einfache Weise die Transcodierung zwischen einem derartigen zusammengesetzten NTSC-Digital-Standard und dem in Verbindung mit Fig. 1 beschriebenen Weltstandard zuläßt.

Bei einem zusammengesetzten NTSC-Femsehsignal, das mit 4 x fsc abgetastet ist, erscheinen während jeder -4-

Nr. 389609 vollständigen Horizontalzeile 910 Abtastungen. Davon treten 754 Abtastungen während des aktiven Teils auf, die restlichen 156 während des Anstastintervalls. Um eine Transcodierung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung durchzuführen, werden 748 Abtastungen pro aktivem Abschnitt einer jeden Zeile benötigt. Die Zahl 748 ist gewählt, weil sie den Teiler 44 (748 = 17 x 44) mit der Zahl von Abtastungen im Weltstandard (704 = 16 x 44) gemeinsam hat Das bedeutet, daß jede Horizontalzeile in den beiden Systemen in 44 Transcodierblöcke aufgeteilt werden kann, wobei ein Block in einem Fall 17 Abtastsignale, im anderen 16 enthält. Fig. 3 hilft, dieses Schema zu verdeutlichen. An der waagrechten Achse in Fig. 3 ist die Zeit aufgetragen. Die Länge der Zeile in Fig. 3b beträgt 16 Einheiten, wobei jede Markierung den Zeitpunkt einer Abtastung darstellt. Die 16 Abtastungen in einem Block der Fig. 3b entsprechen einem der 44 gleichen Blöcke, die während des aktiven Teils einer Horizontalzeile im Digitalweltstandard nacheinander auftreten. Der Block von Abtastungen in der Fig. 3a nimmt praktisch dieselbe Dauer in Anspruch wie der Block der Fig. 3b. Der Block von Abtastungen in der Fig. 3a enthält jedoch statt der 16 nun 17 Abtastungen. Dennoch versteht es sich, daß 44 Blöcke von Abtastungen, wie sie in der Fig. 3a gezeigt sind, innerhalb derselben Zeit der 44 Blöcke gemäß Fig. 3b auftreten. Durch Auswahl der Gesamtzahl der Abtastungen derart, daß sie in relativ kleine Blöcke unterteilt werden können, kann die Größe der Signalverarbeitung, die beim Transcodieren nötig ist, erheblich reduziert werden.

Unter der Annahme, daß Digitalsignale zur Verfügung stehen, die mit einer Folge gemäß Fig. 3a auftreten, ist es verständlich, daß Interpolation erforderlich ist, um ein Signal gemäß dem Taktsystem der Fig. 3b zu erhalten. So liegt beispielsweise das siebte Abtastsignal in Fig. 3b praktisch in der Mitte zwischen dem siebten und dem achten Abtastsignal in Fig. 3a. Folglich kann der Wert des siebten Signals in 3b etwa gleich dem Mittelwert aus den Werten der Signale (7) und (8) der ankommenden Signale sein, die eine Taktfolge gemäß 3a haben. Das zweite Signal (Abtastung Nr. 1) in Fig. 3b liegt sehr nahe am zweiten Abtastsignal (Abtastung Nr. 1) in Fig. 3a, so daß angenommen werden kann, daß sein Wert gleich dem Signalwert des Abtastsignals (1) in Fig. 3 plus 1/16-der Differenz zwischen den Werten der Abtastpunkte (1) und (2). Allgemein gesagt ist der Wert (gn') des n-ten, linear interpolierten Ausgangsabtastsignals bestimmt durch

Sn 85 ίη+ @n+l " in) W» 16 wobei (n) die Werte von 0 -16 annehmen kann und die Abtastsignalzahl der neu erzeugten Abtastsignale ist. Bei der erfindungsgemäßen Transcodierung wird die Tatsache genutzt, daß der Faktor 17/16 ein Verhältnis aus kleinen ganzen Zahlen und der Nenner des Verhältnisses eine Potenz von 2 ist.

Bei der Kurve (f(t)) der Fig. 4 sei angenommen, daß (fn) die Folge der Abtastsignalwerte mit einer Frequenz von 4 x fsc ist, was die Frequenz (Fj) ist. Die geraden Linien, die aufeinanderfolgende Abtastsignalwerte miteinander verbinden, stellen eine lineare Annäherung an die analoge Kurvenform (f(t)) dar, und die mit (gn') markierten Abtastsignalwerte bilden die interpolierten Werte bei einer Taktfrequenz von 13,5 MHz (F2). Der Operationsvorgang gemäß Fig. 1 besteht aus zwei Additionen und einer Multiplikation. Einer der Faktoren in der Multiplikation ist der Bruch n/16, wobei (n) eine kleine ganze Zahl ist. Wenngleich die elektronische Multiplikation binärer Zahlen ein komplexer und zeitaufwendiger Vorgang ist, läßt sich das Teilen durch zwei sehr einfach durch Verschieben des Inhalts eines Schieberegisters um eine Stelle erreichen. Jede Binärzahl, z. B. 234jo = IIIOIOIO2 kann sehr einfach dadurch durch zwei geteilt werden, daß links der höchsten Stelle eine Null vorgesetzt und die niedrigste Stelle weggelassen wird. Als Ergebnis erhält man OIIIOIOI2» was die Hälfte der vorherigen Zahl ist, wobei aus der anfänglich achtstelligen Binärzahl eine siebenstellige geworden ist. Die Multiplikation eines Abtastsignalwertes mit einem Faktor von beispielsweise 7/16 läßt sich durch 4-maliges Teilen des anfänglichen Abtastsignalwertes (S) durch die Zahl 2 durchführen, wobei nacheinander 8/16 S, 4/16 S, 2/16 S und 1/16 S des Ausgangsabtastsignalwertes erhalten werden. Es wird dann das 7/16-fache des Wertes dadurch erhalten, daß die zu 4/16 S, 2/16 S und 1/16 S erhaltenen Werte nacheinander addiert werden. So kann jede Zahl in digitaler Form mit dem Faktor n/16 durch vier aufeinanderfolgende Verschiebungen und bis zu drei nacheinander durchgeführte Additionen multipliziert werden. Diese Technik kann auf jeden Multiplikator n/2r für jede ganze Zahl (r) verallgemeinert werden.

Die lineare Annäherung bei der vorher beschriebenen Technik kann im Interpolationsvorgang zu Fehlem führen. Der Fehler in Fig. 4 entspricht der Differenz zwischen dem Wert der Kurve (f(t)) im Zeitpunkt (n) des Abtastpunktes (gn') und dem Punkt auf der Geraden (410) zwischen (fn+j) und (fn). Dieser Fehler kann klein sein, speziell wenn das interpolierte Ergebnis auf dieselbe Ebenenzahl wie die Eingangskurve quantisiert wird. Die Fehler werden besonders 'groß an Stellen maximaler Krümmung der Eingangskurve und liegen richtungsmäßig stets zur Innenseite der Krümmung hin. Solche Fehler treten nicht auf in Bereichen des Bildes mit konstantem Pegel oder in sich linear ändernden Bereichen, sondern nur in der Umgebung von Änderungen (abwärts oder aufwärts gekrümmt). Diese Interpolationsfehler treten nur in Zonen mit hoher Auflösung oder an sprunghaften Übergängen auf. Die Fehler wirken sich so aus, daß die Krümmung herabgesetzt oder die Bildkanten -5-

Nr. 389609 sanfter gemacht werden.

Der Interpolationsfehler, der durch die Krümmungen in der analogen Annäherung (f(t)), von der die Ausgangsabtastimpuls werte (fn) genommen wurden, herrührt, kann erheblich durch Verwendung einer Information vermindert werden, die von mehreren der Umgebungspunkte entnommen wird, indem nämlich drei oder vier Abtastpunkte statt zwei zur Interpolation herangezogen werden. Dies geschieht so, daß die Verlängerungen (412) und (414) der Näherungsgeraden zwischen den beiden Abtastsignalpunkten (fn.j) und (fn) und zwischen (f„+j) und (f„+2) genommen werden. Bezieht man ein, daß der Zeitpunkt (n) des Auftretens der neuen Abtastsignalwerte (gn') mit der (F2)-Taktffequenz sehr nah am Zeitpunkt des Abtastwertes (fn> zu Beginn eines Blocks von Abtastwerten und sehr nah am Zeitpunkt des Abtastwertes (fn+j) gegen Ende des Blockes von Abtastwerten sein kann, so wird deutlich, daß das Gewicht, das den Näherungen (gn") oder (gn,n) bei der Bestimmung des tatsächlichen Wertes (gQ) des neuen Abtastwertes im Zeitpunkt (n) zu geben ist, von der Nähe des Zeitpunktes des Abtastwertes (gn) zum Abtastwert (fn) bzw. (fn+j) abhängt. Aus den Figuren 3 und 4 wird deutlich, daß jeder neue Abtastsignalwert (gn) innerhalb eines Blockes von Abtastwerten in einer Eins-zu-Eins-Beziehung zu einem vorhandenen Abtastsignalwert (fn) steht und folglich die Bezifferung der neuen Abtastwerte (gn), wie in Fig. 4 gezeigt, der Bezifferung der alten oder Ausgangsabtastsignalwerte (f„) entspricht.

Der Wert von (gn") gleicht dem bekannten Wert des Ausgangsabtastsignalwertes (f„) plus einem kleinen Teil der Differenz zwischen den Abtastsignalwerten (fn) und (fn. j), weil dieser kleine Zusatzwert gleich ist, ob er nun zwischen (n-1) und (n) oder zwischen (n) und (n+1) liegt. Somit ist gn" = fn+ — (fn-<n-l) C2)· 16

In gleicher Weise kann der Wert (gn’") auf da- Verlängerung (414) dadurch bestimmt werden, daß zum bekannten Wert von (fn+j) die Differenz der Abtastsignalwerte zwischen (fn+j) und (fn+2)· multipliziert mit Eins minus dem zusätzlichen Teil, der zur Bestimmung von (gn") verwendet wurde, bestimmt werden, so daß man erhält: gn"' = fn+l + —(fn+l-fn+2) <& 16

Es versteht sich, daß, wenn der neue Abtastsignalwert (gn) nahe am Zeitpunkt von (fn) liegt, der Wert (gn") “ώ etwas Gewichtung zu dem Wert, der für (gn') bestimmt wurde, addiert werden kann, um eine Näherung herzustellen, und wenn (gn) nahe am Zeitpunkt für (f„+j) liegt, dann kann der Wert von (gn"*) addiert werden mit einer Gewichtung zum Wert von (gn').

Eine gute Näherung für die neuen Abtastsignalwerte (gn) ist, wenn (gn) näher an (fn) liegt (wenn n = 0,1,2,.....7) 16-n n (4), gn= Sn + gn 16 16 und wenn (g„) näher an (fn+j) liegt (wenn n = 9,10,11,..., 15) n 16-n gn = — gn'" +-gn 16 16 -6- (5).

Nr. 389609 Für n = 8 werden die Ergebnisse für (gn) aus den Gleichungen (4) und (5) gemittelt, um zu erhalten: 1 1 1 g8 = “ ( ” δδ" + - δδ" + g8 ^ (φ· 2 2 2

Es sei bemerkt, daß die Gleichungen (4), (5) und (6) Summen von Produkten sind, in denen die Produkte die Form K/16 g haben. Folglich können die quadratischen oder parabolischen Näherungen (gQ) von der Funktion (f(t)) durch nacheinander durchgeführte Teilungsvorgänge durch Zwei und Summiervorgänge ausgeführt werden, wie dies auch bei der linearen Interpolation der Fall war.

Wegen der konkaven Krümmung von (f(t)) unter einer Tangente an (f(t)) im Punkt (fQ) ist der interpolierte Wert von (gn) zwischen (gn’) und (gn") nahe der Mitte des Intervalls zwischen (n) und (n+1) eher etwas größer als der tatsächliche Wert von (f(t)), bevor die Abtastung zur Bildung der Werte (fn) vorgenommen wurde. Die mit der beschriebenen quadratischen Liteipolationsmethode gemachten Fehler liegen in einer Richtung, die Veränderungen überhöht, wodurch Übergänge oder Kanten im Fernsehbild stärker hervortreten.

Fig. 5 stellt eine Anordnung für die Durchführung der quadratischen Interpolation gemäß obiger Beschreibung dar. Die Taktffequenzen (Fj) und (F£ werden von einem Taktgenerator (502) erzeugt und haben ein Verhältnis

Fj 2r+l

was die gewünschte Möglichkeit ergibt, die Abtastsignalzeiten in jeder Zeile in Interpolationsblöcke oder Gruppen mit zeitlich zusammenfallenden Abtastsignalen an jedem Ende zu unterteilen. Ein analoges Farbfernsehsignalgemisch (f(t)) wird einem Abtaster (504) zugeführt, der in wiederholter Folge das ankommende Analogsignal abtastet und die Abtastsignale während einer Dauer hält, die für einen Analog/Digital Wandler (506) ausreicht, die Abtastsignale in M bit pro Abtastsignal zu quantisieren. Wie bekannt, können die M bit gleichzeitig auf parallelen Leitungen oder nacheinander auf einer einzigen Leitung auftreten. Jedes Abtastsignal von M bit stellt einen Abtastsignalwert (fn) dar. Die verschiedenen Abtastsignale (f„) (z. B. fn, fn+j, fn+2)) den nacheinander in einem Register (508) gespeichert, wo sie zugänglich sind, so daß die verschiedenen Näherungen (gn', gn", gn'") und schließlich (gn) berechnet werden können.

Die Synchronisation der verschiedenen Rechenvorgänge mit den Blöcken von Abtastsignalen wird durch die Horizontalsynchronisiersignale erreicht, die aus dem analogen Eingangssignal (f(t)) von einer Trennschaltung (512) abgesondert werden. Die abgesonderten Synchronisiersignale enthalten das (H)-Synchronisiersignal, die Austastung, den rückgewonnenen Farbträger und dergleichen. Die Synchronisiersignale werden einem Synchronisierer (526) zugeleitet, der ein Signal, das mit dem Farbträger in Beziehung steht, an den Taktsignalgenerator (502) überträgt, um die Abtasttaktfrequenz (Fj) und 4 x fsc zu verriegeln. Der Synchronisierer (526) erhält außerdem ein Signal, das den voll gezählten Zustand von N einem r-Stufenzähler (510) anzeigt, um den Zähler (510) rücksetzen zu können. Der Synchronisierer (526) verzögert überdies die Vorbereitung des Zählers (510) bis zum Beginn des aktiven Teils einer jeden Horizontalzeüe. In der Anordnung der Fig. 5 ist angenommen worden, daß die Abtastfolgen so gewählt sind, wie sie an früherer Stelle in Verbindung mit dem Weltdigitalstandard für das Erleichtern des Transcodierens durch Interpolation von einer Abtastsignalfolge beschrieben wurden, die auf 4 x fsc bezogen ist, so daß die Zahl (r) in Gleichung (7) bekannt ist und z. B. einen Wal wie r = 4 haben kann, was wiederkehrende Interpolationsblöcke in einer Länge von 16 neuen Abtastsignalen (gn) und 17 alten Abtastsignalen (fQ) bedeutet. Der Zähler (510) erhält von dem Synchronisierer (526) Signale, die den Anfang der Blöcke angeben, und zählt fortlaufend (Fj)-Taktimpulse und erzeugt auf der Leitung (514) ein paralleles Digitalsignäl, das den laufenden Wert von (n) darstellt, das im Beispiel im Bereich zwischen den Werten 0 und 15 liegen kann. Der Zähler (510) wird überdies wie erwähnt durch den Synchronisierer (526) nach jedem vollständigen Zyklus-Zählvorgang η = N auf 0 rückgestellt. Der laufende Wert von (n) auf der Leitung (514) wird einer Nachschlagetabelle (516) eingegeben, die durch ein Signal auf der Leitung (514) adressiert wird. An jedem Speicherplatz ist Information gespeichert, welche Abtastsignale nahe (fn) für die Berechnung für den jeweiligen Wert von (n) benützt werden sollen. Diese Information wird einem Rechner (518) eingegeben, in dem (gn'), (gn") und (g„'") berechnet werden je nach Bestimmung durch die in der Tabelle (516) für die Werte von (n) gemäß den Gleichungen (1), (2) und (3) -7-

Nr. 389609 gespeicherten Befehle. Diese Berechnungen werden in der beschriebenen Weise durch aufeinanderfolgendes Teilen durch 2 der verschiedenen Werte (fQ) und Summieren der Ergebnisse der verschiedenen Divisionen gemäß den gespeicherten Befehlen ausgeführt.

Fehler durch Abrunden können dadurch klein gehalten werden, daß bei der Durchführung der Verschiebungen S für die Teilungen durch Zwei und die Additionen in den Schieberegistern dieser (M+r) Stellen haben. Die Werte von (g„'). (gn") und (gn"'), die im Rechner (518) berechnet worden sind, werden nacheinander in ein Speicherregister (520) eingegeben und sind dann für eine weitere Berechnungsschaltung (522) greifbar, wo der Wert von (gn) entsprechend den Befehlen aus dem Register (516) für den jeweiligen Wert von (n) für die Ausführung der Gleichungen (4), (5) und (6) berechnet wird. Nach der Berechnung von (gQ) werden die untersten 10 Stellen fallengelassen, um ein M-bit-Ausgangssignal zu bekommen, und (gn) wird in einen Pufferspeicher (524) eingeführt. Die interpolierten Signale werden mit der Frequenz (F2) aus dem Pufferspeicher (524) abgegeben und stellen das transcodierte Signal dar.

Der Fachmann entnimmt, daß als Komponentensystem eines Weltstandards YIQ; Y, (B-Y), (R-Y) oder andere Komponenten als die dargestellten Komponeten RGB verwendet werden kann. Auch versteht es sich für ihn, daß 15 die Dauer des Austastintervalls, die durch den Zähler (150) bestimmt ist, auf die gewünschte Dauer und Position gegenüber dem Synchronisiersignal eingestellt werden kann.

Die insoweit beschriebene Interpolationseinrichtung betrifft das Transcodieren durch Interpolation von Signalen, die durch ein Abtastfrequenzverhältnis Fj/F2 = M/2r zueinander in Beziehung stehen, wobei M gleich (2Γ± 1) ist, wodurch die (F2)-Abtastsignale fortschreitend über den Zeitabstand zwischen aufeinanderfolgenden 20 (Fl)-Signalen laufen, wie in Fig. 3 über die Dauer eines Blockes von Abtastsignalen dargestellt. Bei dem speziellen beschriebenen Beispiel ist ein Frequenzverhältnis F1/F2 bestimmt durch das Verhältnis von 4 x fsc/13,5 MHz, was gleich dem Verhältnis 35/33 und angenähert dem Verhältnis 17/16 entspricht, so daß es der Gleichung (7) für einen Wert von r = 4 entspricht. Dies ermöglicht den Vorteil der Interpolation durch aufeinanderfolgendes Verschieben und Addieren. Die Vorteile der Interpolation durch Verschieben und Addieren 25 sind nicht auf den Fall beschränkt, daß sich der Zähler vom Nenner durch die ganze Zahl Eins unterscheidet, sondern sie treten bei allen positiven ganzen Zahlen M und r auf, solange M und 2r keinen gemeinsamen Teiler haben.

Die Transcodierung oder Umsetzung zwischen PAL-Signalen mit 625 Zeilen pro Bild und 50 Hz Bildfolge und dem vorgeschlagenen 13,5 MHz-Weltstandard läßt sich durch Interpolation nach diesem zusätzlichen 30 Verfahren vornehmen und kann einen verminderten Interpolationsfehler haben.

Wie in Fig. 4 gezeigt, ist der interpolierte Wert für einen neuen Abtastwert (gn) in der linken Hälfte für das Intervall zwischen den Zeitpunkten (n) und (n+1) auf folgende Weise bestimmt. Zuerst treten die eintreffenden Abtastsignale (fn) und (fQ+j) in den Zeitpunkten (n) bzw. (n+1) auf. Als zweites werden die Amplitudendifferenzen bestimmt: Zwischen (f„_j) und (f„) sowie zwischen (fn) und (fn+j). Als drittes 35 werden die Amplitudendifferenzen gemäß der relativen Zeitposition der betrachteten Abtastsignale innerhalb des

Abtastsignalblocks gewichtet. Als viertes wird jede der gewichteten Differenzen zum Wert von (fn) addiert, um ein Abtastsignal zu bilden, das zwischen (fQ) und (fn+j) linear interpoliert ist, und ein weiteres Abtastsignal, das vom Bereich zwischen (fn.j) und (fQ) linear extrapoliert ist. Die linear interpolierten und extrapolierten Abtastsignale werden dann weiter entsprechend ihrer Nähe zu (fQ) gewichtet und summiert zur Bildung eines 40 interpolierten Wertes. In der zweiten oder rechten Hälfte des Intervalls zwischen (n) und (n+1) wird ein entsprechendes Schema mit den Punkten (fn), (f„+j) und (fn+2) angewendet. Somit verwendet das in Verbindung mit Fig. 4 beschriebene Interpolationsschema drei Abtastwerte des ankommenden Signals für die Bestimmung jedes interpolierten Abtastsignalwertes. Es ist auch möglich, gleichzeitig von vier Abtastpunkten der Ausgangsfunktion auszugehen, um für jede positive ganze Zahl von M und r den Interpolationsvorgang zu 45 verbessern, wie beschrieben.

Ein verallgemeinertes Transcodierschema unter Verwendung irgendwelcher positiver ganzer Zahlen M und r findet z. B. Anwendung, wenn aus dem 625/50-PAL-System auf 13,5 MHz-Abtastsignale gemäß dem vorgeschlagenen Weltstandard transcodiert wird. Für diesen Transcodiervorgang werden die PAL-Signale bei 4 x fsc abgetastet, wodurch für jede vollständige Horizontalzeile 1135,0064 Abtastsignale erhalten werden. Es ist 50 bekannt, daß diese Signale auf genau 1135 Abtastsignale pro Feld korrigiert werden können, was in der Bildgeometrie nur einen Fehler von 0,16 % Schrägstellung ergibt.

Das Verhältnis von 1135 Abtastsignalen pro PAL-Zeile zu 864 Abtastsignalen für die Weltstandardzeile ist das Verhältnis 1135/864 = 1,3136574. Diese Zahl liegt sehr nahe am Quotienten 21/16 = 1,3125. Folglich kann der aktive Teil der Zeile von 704 Abtastsignalen beim 13,5 MHz Weltstandard mit Abtastsignalen aus dem 55 4 x fsc-PAL-System durch Umwandeln von 21 ankommenden Signalen mit 4 x fsc in 16 ausgehende

Abtastsignale bei 13,5 MHz in jedem Block von Abtastsignalen bei exakt 44 Blocks pro aktive Zeile ausgefüllt werden. -8-

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Das Ergebnis der vorgenommenen Näherungen bei derartiger Transcodierung ist eine geometrische Genauigkeit von (12/16) (864/1135) = 0.9991186, was zu einer geometrischen Verzerrung in Gestalt einer Dehnung von weniger als 0,1 % fuhrt Manipulationen am Bild, die zu vertikalen oder horizontalen Verzerrungen von weniger als 1 % fuhren, werden im allgemeinen als zulässig angesehen, da sie im Bereich der Toleranzgrenzen liegen, an die Kameras und Filmprojektoren herankommen können. Die durch die Näherungen, die in der Transcodierung enthalten sind, eingeführten Verzerrungen sind wesentlich kleiner als diese Grenzwerte und somit zulässig.

Innerhalb jedes Transcodierblockes von Abtastsignalen bei der Umwandlung von NTSC auf Weltstandard läuft, wie oben beschrieben, die Position eines jeden neuen Abtastsignals (gn) schrittweise Ober den Zeitabstand zwischen den ankommenden Abtastsignalen mit einer regelmäßigen Zunahme. Zu Beginn eines jeden Blockes tritt (gn) gleichzeitig mit (f„) auf, und mit zunehmender Zeit bewegt es sich zwischen den aufeinanderfolgenden Abtastsignalen (fn) und (fn+j) bis am Ende des zu transcodierenden Blockes von Abtastsignalen (gn) gleichzeitig mit (fn+j) auftritt. Dieses regelmäßige Fortschreiten ergibt sich aus der Zusatzzahl 1 im Zähler der Gleichung (7). Dieser Zähler ist mit M bezeichnet Im Falle des PAL-Signals unterscheidet sich M vom Nenner durch einen Wert größer als 1. Beim Ttanscodieren von PAL auf Weltstandard ergibt sich als Quotient

Fl M 2r+5 21 - - - ----- (8), F2 2r 2r 16 wobei der Zähler M 21 ist und sich vom Nenner 16 durch 5 unterscheidet. Diese Differenz bedeutet, daß in jedem zu transcodierenden Block 21 Abtastsignale des ankommenden Signals innerhalb eines Intervalls auftreten, in dem 16 neue transcodierte Abtastsignale erzeugt werden. Dies ist in der Fig. 6 dargestellt. Wie im Falle der Fig. 3 stellt die Länge der Linie (b) die Dauer eines Interpolationsblockes dar und ist in 16 Positionen unterteilt, die die Abtastzeiten wiedergeben. Die Punkte (a) sind die Abtastsignalzeitpunkte des ankommenden Signals. Die Differenz M-2r hat eine zweite Bedeutung, die mit der ersten in Verbindung steht Diese zweite Bedeutung läßt sich anhand der Fig. 6 erklären, aus der man feststellen kann, daß jeder neue Abtastsignalpunkt (Punkte auf der Linie (b) in Fig. 6) zwischen den Abtastsignalpunkten (a) des ankommenden Signals in einer Zeitstellung liegt die (M-2r)/16 oder 5/16 eines Abtastsignalintervalls von der vorherigen Position entfernt ist So erscheinen die Abtastsignalpunkte (0) gleichzeitig, der neue (b) Signalpunkt (1) erscheint auf 5/16 deswegen zwischen den ankommenden (a) Signalpunkten (1) und (2), der neue Signalpunkt (2) erscheint 5/16 + 5/16 = 10/16 der Strecke zwischen den ankommenden (a) Signalpunkten (2) und (3). In gleicher Weise erscheint da* neue Punkte (3) auf 15/16 des Weges zwischen den ankommenden Signalpunkten (3) und (4), der neue Signalpunkt (4) erscheint zu einem Zeitpunkt (15/16 + 5/16) -1 = 20/16 · 16/16 = 4/16 entlang dem Zeitabstand zwischen den ankommenden Signalpunkten (5) und (6). Das neue oder abgehende Abtastsignal (5) erscheint um 4/16 + 5/16 = 9/16 zwischen den ankommenden Abtastsignalen (6) und (7) gegenüber Signal (6) verschoben, und das neue Abtastsignal (6) erscheint zum Zeitpunkt 9/16 + 5/16 = 14/16 gegenüber dem ankommenden Abtastsignal (7) zum Abtastsignal (8) hin verschoben. In der Fig. 7 sind in einer Liste alle in der Fig. 6 auftretenden Positionen aufgeführt. In den Zeitabständen zwischen den ankommenden Abtastsignalen (4-5; 8-9; 12-13 und 16-17) liegen keine neuen Abtastsignale. Fig. 15 zeigt eine Liste der entsprechenden Informationen für eine Transcodierung, bei der r=4 und M = 25 sind.

Die in Verbindung mit Fig. 4 beschriebenen Interpolationen verwenden bei der Näherungsberechnung für (gn) (wobei der neue Wert abgeschätzt wird) (gn"), das durch eine erste Gruppe von Funktionen gewichtet ist, in der ersten Hälfte des Intervalls zwischen aufeinanderfolgenden ankommenden Abtastsignalen (fn) und eine zweite Wichtungsfunktion in der zweiten Hälfte des Intervalls. Dies ergibt eine Interpolation, die unter gewissen Bedingungen brauchbar ist, doch kann eine bessere Näherung (geringerer Fehler) erzielt werden, indem ein Mittelwert der gewichteten Annahmen (gn', gn" und g„"') über die Gesamtheit eines jeden Zwischenabtastintervalls genommen wird. Ein derartiger Mittelwert ist 2r-n’ n’ gn = l/2(gn’ +-gn" + - gn"·) (9), 2r 2r

Nr. 389609 worin n' = [(M-2r)xn] (modulo 2r) (10). (n') berücksichtigt die Stellung des neuen Ablastwertes (b) gegenüber den ankommenden Abtastwerten (a). Bei der Fig. 6 ergibt sich n' = (21-16)n modulo 16 = 5n modulo 16 (11) was bedeutet, daß für jeden neuen Abtastwert (n) der Wert für (n’) um 5 Teile von 16 zunimmt, wie bereits oben ausgeführt.

Die Näherung an (gn) der Gleichung (12), wie sie in Fig. 8 dargestellt ist, stellt eine Parabel dar, die durch die Punkte (fn, fn+j) verläuft. Wie ersichtlich, besitzt die Parabel einen höheren Scheitel als eine Kurve dritter Ordnung, die durch die vier Punkte (fn.j, f„, fn+j, fn+2) verläuft.

Ein anderes Interpolationsschema ist in der Fig. 9 gezeigt. Eine erste Parabel (900) ist durch die Punkte (fn.l, fn und fn+1) gelegt, während eine zweite Parabel (902) durch die Punkte (fn, f„+1, f„+2) verläuft.

Diese können durch folgende Gleichungen angegeben werden: 2r+n' 2r-n' (900) gn = 1/2 (-gn* +-gn") (12), 2r 2r 2r+l-n' n' (902) gn = 1/2 (-gn' + - gn’") (13). 2r 2r

Bei der Interpolation eine neuen Abtastsignals (gn) zwischen dem Zeitpunkt (n) des Abtastsignals (fn) und dem Zeitpunkt (n+1) des Abtastsignals (fn+j) kann, wie früher beschrieben, die Gleichung (12) in der ersten Hälfte des Intervalls und die Gleichung (13) in der zweiten Hälfte und der Durchschnitt aus beiden im Mittelpunkt benutzt werden. Der Durchschnitt über das gesamte Intervall andererseits ergibt die Gleichung 2r-n' n’ gn = l/4(3gn' +-gn" + - gn'") (14). 2r 2r

Eine andere Näherung für den Wert des neuen Abtastsignals (gn), das zwischen aufeinanderfolgenden Abtastsignalen (fn) interpoliert ist, kann so durchgeführt werden, daß die Gleichung (12) stärker gewichtet wird nahe dem Beginn des Intervalls und die Gleichung (13) stärker gewichtet wird nahe dem Ende des Intervalls, wofür die Gleichung dann lautet: 2r-n' n’ gn =-(Rechte Seite von Gl. 12) + — (Rechte Seite von Gl. 13) (15). 2r 2r

Fig. 10 zeigt allgemein die Unterschiede zwischen den Werten von neuen Abtastsignalen (gn), wenn sie durch Interpolationsnäherungen bestimmt sind, wie sie durch die Gleichungen (9) bzw. (14) gegeben sind. Die ausgezogene Kurve (1009) hat die Gestalt einer Parabel gemäß Gleichung (9), während die gestrichelte Kurve (1014) die Form einer Parabel entsprechend der Gleichung (14) besitzt. Die Kurve (1009) ist relativ stark gekrümmt und fällt unter die Punkte (fn_j) und (fn.2) ab, während die Kurve (1014) weniger stark gekrümmt ist und oberhalb dieser Punkte liegt. Es wurde die Tatsache erwähnt, daß eine Interpolation so eingerichtet werden kann, daß eine Verstärkung der Übergänge auftritt und damit ein Bild entsteht, das weniger "weich" ist oder dessen Konturen schärfer akzentuiert sind. Aus der Fig. 10 geht hervor, daß eine Interpolation unter Verwendung von Gleichung (9) neue Abtastsignalwerte schafft, die im Bereich starker Krümmungen im Vergleich zu solchen, die nach Gleichung (14) gewonnen werden, die Konturenabzeichnung erhöhen.

Die Gleichungen (4) - (6) und (9) - (14) stellen Näherungsgleichungen dar, die die Eigenschaft gemeinsam -10-

Nr. 389609 haben, daß sie durch Punkte (fn) und (fn+j) gehen und die die Summen von Multiplikationen oder Produkten von vier Abtastsignalpunkten fn, fn+j und fn+2> darstellen, und in denen die Faktoren die Form p/2r haben, wobei (p) eine ganze Zahl ist, die zwischen den Werten 0 und 2r+^ liegt. Gemäß der Erfindung können diese Algorithmen deshalb durch eine Folge von Verschiebungen und Additionen behandelt werden, was sich auf einfache Weise mit hoher Geschwindigkeit durchfuhren läßt

Eine Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 11 gezeigt ist, kann dazu benützt werden, eine Transcodierung von genereller Art, wie oben beschrieben, vorzunehmen. In Fig. 11 sind die Schaltkreiselemente, die denen in der Fig. 5 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Taktimpulse mit einer Impulsfolge (F2) werden in einem r-Stufen-n-Zähler (510) gezählt, der durch die Zeitsteuerung (1104) auf Null rückgesetzt wird, wenn der letzte Zählzustand von 2r-l erreicht ist (für das Beispiel PAL Rficksetzung bei 15). Für jeden Wat von (n) vom r-Stufenzähler (510) wählt das Festwertbefehlsregister (516) die geeigneten Befehle für die Berechnung von Werten (gn's gn" und gn"') von den fortlaufend gespeicherten Werten von (fn) im Speicherregister (508) aus.

Fig. 12 zeigt eine mehr ins einzelne gehende Blockschaltung, eines Ausführungsbeispiels eines verallgemeinerten Transcodierers, der sich dazu eignet, mit 4 x fsc abgetastete PAL-Signale (etwa 17,7 MHz) auf 13,5 MHz zu transcodieren. Analoge zusammengesetzte PAL-Signale (f(t)) werden über den Eingang (1210) einem Block (1212) zugeführt, der als Vorfilter, Abtaster und Analog/Digital-Wandler für 17,7 MHz arbeitet. Die Abtastung im Block (1212) wird durch den (Fl)-Takt gesteuert. Der Ausgang vom Block (1212) ist eine Vielzahl (in diesem Falle 8) von parallelen, Signale führenden Kanäle oder Leitungen, von denen eine die niedrigste Stelle (LSB) und eine andere die höchste Stelle (MSB) darstellt. Die Signale auf diesen Leitungen werden parallel oder gleichzeitig einer gleichen Anzahl von Schieberegistern in einem Block (1214) zugeführt. Nur die Schieberegister für das (LSD)- und das (MSB)-Signal sind im Block (1214) zeichnerisch dargestellt. Das Takten der Schieberegister (1214) steuern Zeitsteuersignale, die in einer Zeitsteuerschaltung (1216) erzeugt werden. Die Zeitsteuerschaltung (1216) erhält neben den (Fl)-Taktimpulsen bestimmte Synchronisationsinformation, die mit dem ankommenden PAL-Signal zusammenhängt, so daß die Verarbeitung der ankommenden Signale derart synchronisiert ist, daß Blöcke transcodiert werden, die mit dem Videosignal beginnen. Die neuesten Signale in den Schieberegistern entsprechen (fn+2) die ältesten (f„.])> während (fn) und (fn+j) an den dazwischenliegenden Plätzen gespeichert sind. Diese 8-bit-Signale werden von den

Schieberegistern (1214) an die Eingänge von Differenzbildnerschaltungen (1218, 1220 und 1222) geführt. Es werden somit (fn) und (f„_j) auf (1218) gegeben, (fn+j) und (fn) auf (1220) und (fB+2) UI,d (fn+i) auf (1222). Diese Differenzbildnerschaltungen bekommen außerdem Zeitsteuereingänge (T) von der Zeitsteuerschaltung (1216), damit ihr Arbeitsablauf mit den Abtastsignalen synchronisiert ist. Die Ausgänge da Differenzbildnerschaltungen (1218) und (1220) werden den Eingängen von Multiplizierern (1224) bzw. (1226) eingegeben, die sie mit n'/16 multiplizieren, was, wie beschrieben, durch mehrmaliges Teilen durch zwei und Addieren in Abhängigkeit vom Wert der laufenden Variablen (n') erfolgt, die den Multiplizierern von der Festwertinformationstabelle (1228) zugeführt werden. Wie oben erwähnt, gibt (η') die zeitliche Position des neuen Abtastwertes in bezug auf die Zeitpunkte der benachbarten ankommenden Abtastwerte an. Bei der vorgegebenen Transcodierung von PAL auf 13,5 MHz ist das Frequenzverhältnis bekannt, und deshalb ist die Eins-zu-Eins-Entsprechung von (n') zur Abtastnummer bekannt, wie sie z. B. in der Tabelle der Fig. 7 aufgeführt sind. Der Festwertspeicher (1228) wird durch eine Information adressiert, die von der Taktfrequenz (F2) da neuen Abtastsignale abhängt, die durch einen Zähler (1230) zu Blocks (n) gezählt werden. Jeder derart adressierte Speicherplatz ist zuvor mit Information versehen, die mit dem Wert von (η') zusammenhängt und für eine bestimmte Codierung einer Adressenzahl (n) entspricht Somit erhalten für jedes neue Abtastsignal, das innerhalb eines transcodierten Blockes erzeugt wird, die Multiplizierer (1224) und (1226) vom Festwertspeicher (1228) einen zugehörigen Wert von (n'), der die Additionen festlegt, die mit den durch Zwei geteilten Differenzsignalen vorgenommen werden müssen.

Das Ausgangssignal vom Multiplizierer (1226) wird einem Addierer (1232) zugeführt, wo es mit dem laufenden Wert von (fn) zur Bildung eines linear interpolierten Abtastsignales (gn') summiert wird, wie durch

Gleichung (1) beschrieben. In gleicher Weise wird das Ausgangssignal vom Multiplizierer (1224) einer taktgesteuerten Addierschaltung (1234) zugeführt, wo es zur Bildung eines linear extrapolierten Abtastwertes (gn") gemäß Gleichung (2) mit (f„) summiert wird. Der laufende (n')-Wert wird vom Festwertspeicher (1228) auf einen (lö-n^-Differenz bildenden Schaltkreis (1236) gegeben, und das Differenzsignal kommt zum Eingang eines Multiplizierers (1238). Das Differenzsignal (fn+j - fn+2) das in der Differenzbildnerschaltung (1222) entstanden ist, kommt zu einem zweiten Eingang des Multiplizierers (1238). Dieser bildet ein Produkt durch mehrmaliges Teilen durch Zwei und Addieren abhängig vom Wert von (16-n'), um ein Produktsignal hervorzubringen, das einem Addierer (1240) für das Summieren mit dem Wert von (fn+j) zugeführt wird, um gemäß Gleichung (3) den Wert (gn"') zu bilden.

Der (gn')-Wert wird mittels eines weiteren Multiplizierers (1242) einer Summierschaltung (1244) -11-

Nr. 389609 eingegeben. Der Multiplizierer (1242) multipliziert mit einem konstanten Wert 11/16, der die Form n/16 hat und deshalb mit Hilfe von durch Zwei teilenden Schaltungen und Addierern ausgeführt werden kann. Die (gn") und (gn'")-Werte werden durch Multiplizierer (1246) und (1248) gewichtet und zwar entsprechend der Stellung des neuen Abtastwertes (gn) in bezug auf die benachbarten ankommenden Abtastwerte.

Der Multiplizierer (1248) multipliziert mit n'/16 und erhält vom Festwertspeicher (1228) die laufende Variable (n') für diesen Zweck. Der Multiplizierer (1246) multipliziert mit (16-n')/16 und erhält als laufende Variable das Differenzsignal (16-n’) von der Differenzbildnerschaltung (1236). Diese beiden Multiplizierer sind die wünschenswerten, schnell arbeitenden Verschiebe- und Addierschaltungen, wie unten beschrieben. Diese gewichteten Signale (gn") und (gn”') werden in einer Summierschaltung (1250) miteinander addiert. Am Ausgang des Summierers (1250) ist das Signal die Summe eines kleinen Teils von (ga") und eines großen Teils von (gn'")> wo (η') Hein ist, was dann der Fall ist, wenn der neue Abtastwert (gn) nahe beim Abtastwert (fn) liegt. Wenn der neue Abtastwert (gn) nahe beim Wert (fn+j) liegt, d. h., wenn (n') nahe 16 ist, dann wird vom Summierer (1250) das Signal mit Hilfe eines großen Teils von (gn) und eines Heinen Teils von (gn') erzeugt. Dieses Gewichten bringt einen angenähert berechneten Wert von (f(t)), wenn das analoge

Eingangssignal stark hervortretende Spitzen aufweist. Um den Kontrast zu mindern, wird das summierte Signal am Ausgang des Summierers (1250) mit einem festen Faktor 5/16 in einer Multiplizierschaltung (1252) multipliziert, wodurch das Gewicht, das auf den Spitzenwerteinfluß zurückzuführen ist, im Vergleich zur linearen Annäherung (gn') reduziert wird. Die mit 11/16 gewichteten (gn') und 5/16 gewichteten (gn") und (g„*")-

Signale werden im Summierer (1244) summiert und dessen Ausgang wird zur Erzeugung des neuen, angenähert berechneten Wertes (gn) abgerundet

Es ist deutlich geworden, daß der Wert der Gewichtung der Signale durch die Multiplizierer (1242) und (1252) nach Belieben variiert werden kann, womit ein gewünschtes Maß an Hervorhebung der Obergänge erzeugt werden kann. Der Effekt der Hervorhebung kann in den Algorithmus einbezogen sein, mit dem die neuen Abtastsignale gebildet werden: 2r-k k 2r-n* n’

Sn =-gn' + ~ (-8n" + - gn") 06). 2r 2r 2r 2r worin (k) eine Kontrastkonstante ist die Null oder ein positiver Wert bis zum Maximalwert von 2r sein kann. Wenn k = 0 ist, wird der zweite Gleichungsausdruck Null, und der interpolierte Wert von (gn) ist lediglich die lineare Interpolation (gn') gemäß Gleichung (1). Der Teil des rechten Ausdrucks der Gleichung (16) in der Klammer stellt eine Parabel dar, die den Werten (fn und fn+j) angepaßt ist, jedoch eine wesentlich stärkere

Krümmung besitzt, als vom Eingangssignal (f(t)) zu erwarten wäre. Da (k) im Bereich zwischen Null und 2r liegt ergibt die Gleichung (16) alle möglichen Parabeln, die durch die Werte (fn und fn+1) verlaufen und zwischen der Geraden (gn') und der sehr stark gekrümmten Parabel in der Klammer der Gleichung (16) liegen.

Ein Wat k = 8 z. B. ergibt Gleichung (9), ein Wert (k) = 4 die Gleichung (14). In Fig. 12 ist der Wert (k) durch die mit einer festen Konstante arbeitenden Multiplizierer (1242) und (1252) umfaßt Der Multiplizierer (1242) multipliziert mit (16-k)/16 und der Multiplizierer (1252) mit k/16, wobei (k) = 5 ist, und der Transcodierer arbeitet allgemein gemäß Gleichung (16).

Die Multiplizierer (1224, 1226, 1238, 1246 und 1248) multiplizieren mit dem Quotienten einer laufenden Variablen, die durch 2r geteilt ist, wobei (r) = 4 und 2T = 16 sind. Die Multiplizierer (1242) und (1252) haben dieselbe Form, jedoch einen im Wert festliegenden Zähler. Fig. 13 zeigt das Blockschaltbild einer digitalen Einrichtung für das Teilen des Eingangssignals (X) durch eine Zahl der Form 2r und Multiplizieren des Ergebnisses mit einer laufenden Variablen, die mit (p) bezeichnet ist In der Fig. 13 wird die laufende Variable (p) einer EingangsHemme (1310) und der Multiplikand (X) einer EingangsHemme (1320) zugeführt Der Multiplikand (X) gelangt (in Serie oder parallel) zu einem Register (1322), das bei dem dargestellten Beispiel mit einem 8-bit-Digitalwort 10000001 geladen ist, was den Wert 129 darstellt. Die höchste Stelle (MSB) des Registers (1322) stellt für sich den Wert 128 dar. Die Teilung durch Zwei wird dadurch erreicht, daß der Inhalt des Registers (1322) in die letzten acht Stufen eines 9-stelligen zweiten Registers (1324) eingegeben wird. Die höchste Stelle des Registers (1324) stellt ebenfalls den Wert 128 dar, und sie ist mit dem Wert Null vorgeladen. Folglich wird durch den Übergang von 10000001 vom Register (1322) in das Register (1324) eine Teilung durch Zwei bewirkt Der im 9-stelligen Register (1324) gespeicherte Wert wird in die letzten 9 Stellen des 10-stelligen Registers (1326) übenragen, dessen höchste Stelle mit dem Wen von 128 vorgeladen ist. Somit stellt die Übertragung der Daten aus dem Register (1324) in das Register (1326) eine weitere Teilung durch Zwei dar. Die Daten werden abermals durch nachfolgende Übertragung in das 11-stellige Register (1328) und das 12- -12-

Nr. 389609 stellige Register (1330) geteilt. Am Ende des Übertragungsvorgangs enthalten die Register (1324, 1326, 1328 und 1330) die Inhalte (X/2, X/4, X/8 bzw. X/16). Da diese Bestandteile 8/16 X, 4/16 X, 2/16 X und 1/16 X darstellen, ist es leicht zu verstehen, daß jeder Teilwert von (X) zwischen 1/16 und 15/16 als Summe der verschiedenen Kombinationen der geteilten und den Registern gespeicherten Werte gebildet werden kann. Bei dem dargestellten Beispiel hat (p) den Wert 7 (digital 0111), so daß der Inhalt der Register (1326, 1328 und 1330) zur Bildung einer Summe von 7/16 X summiert werden muß. Der Wert von (p) wird in ein Register (1332) eingelesen. Der Inhalt jeder Stufe des Registers (1332) wird dazu benützt, das Öffnen der Register (1324 bis 1330) zu steuern, wie dies durch die Tore (1334 bis 1340) dargestellt ist. Ein Wert Eins in einer Stufe des Registers (1332) ermöglicht, daß das zugehörige Register (1324 bis 1330) für die nachfolgenden Summierschaltungen geöffnet wird. Die Register (1324) und (1326) sind mit den Eingängen einer Summierschaltung (1342) und die Register (1328) bis (1330) mit den Eingängen einer Summierschaltung (1344) verbunden. Die Ausgänge der Summierschaltungen (1342 und 1344) sind wiederum mit den Eingängen einer weiteren Summierschaltung (1346) verbunden, von der schließlich das Ausgangssignal (p/16 X) gebildet wird. Die an die Summierer (1342, 1344 und 1346) angrenzenden Blöcke stellen die Digitalwerte in diesen Punkten dar.

Die bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele nutzen die Vorteile bei der Multiplikation durch Verschieben und Addieren, doch sind auch Interpolatoren allgemeinerer Form gemäß Fig. 14 verwendbar. Die Abtastfolgefrequenzen der Eingangs- und Ausgangssignale werden so gewählt, daß während jeder des aktiven Teiles der Ziele eine ganze Zahl von Transcodierblöcken entsteht mit gleichzeitigen Eingangs- und Ausgangsabtastsignalzeitpunkten zu Beginn und zum Ende eines jeden Transcodierblocks. Derartige Interpolatoren haben im Vergleich zum Stand der Technik Vorteile, auch wenn gewöhnliche Multiplizierer verwendet werden, da zum Erzielen einer bestimmten Genauigkeit nur wenige Mulitplizierer erforderlich sind. Der Interpolator gemäß Fig. 14 mit nur 4 Multiplizierern entspricht einer Anordnung im Stand der Technik mit 15 Multiplizierern.

In Fig. 14 wird ein Eingangssignal über eine Eingangsklemme (1410) den Eingängen eines Verzögerungselementes (1412) und einer Synchronisier- oder Zeitsteuerschaltung (1424) zugeführt. Das Verzögerungselement (1412) verzögert das Signal um eine bekannte Größe und erzeugt so ein verzögertes Signal (fn) das das Eingangssignal als (fn.j) definiert. Das verzögerte Signal (fQ) wird weiter einem

Verzögerungselement (1414) und dann einem Verzögerungselement (1416) zugeleitet, wodurch weitere verzögerte Signale (fn+i und fn+2) hervorgebracht werden. Die Signale (fn-l> fn> fn+l und ^n+2^ werden auf Multiplizierer gegeben, die gewöhnlich 8 x 8-Multiplizierer sein können, die die Signale mit ein«· bekannten Funktion (entnommen aus einem tabellarischen Festwertspeicher (1420)) der laufenden Variablen n multiplizieren, die durch eine Synchronisations- oder Zeitsteuerschaltung (1424) erzeugt wird. Die multiplizierten Signale werden in einem Addierer (1432) zur Bildung des gewünschten interpolierten Ausgangssignals an der Ausgangsklemme (1422) summiert.

Anstelle eines tabellarischen Festwertspeichers wie des Speichers (1228) der Fig. 12 für die Bildung des Wertes von (n') aus dem Wert (n) gemäß dem bekannten Muster der Zeilposition des neuen Abtastsignals (gn) zwischen den Zeitpositionen benachbarter ankommender Abtastsignale (fn) für eine gegebene allgemeine Transcodierung ist es möglich, eine Logikschaltung zur Berechnung von (n') aus (n) gemäß der Gleichung n’ = (M-2r) x n(modulo 2r) zu verwenden. Eine derartige Logikschaltung ist in der Fig. 16 gezeigt

In Fig. 16 werden die Eingangstaktsignale am Ausgang oder die neue Taktsignalfrequenz (F2) einem (r)-Stufen-n-Zähler (1230) zugeführt, wie in Fig. 12. Die (F2)-Taktsignale werden zudem einer Zeitsteuerschaltung (1616) zugeleitet, die Rücksetzimpulse für den Zähler (1230) und für einen n'-Zähler (1618) am Ende eines Zählvorgangs von 2r (F2)-Taktimpulsen durch den Zähler (1230) erzeugt Ein solches Rücksetzsignal löscht den Inhalt der Zähler (1230) und (1618) am Beginn eines jeden wiederkehrenden Blockes von Abtastsignalen. Der Zähler (1230) zählt (F2)-Taktimpulse, um die laufenden Werte von (n) zu bestimmen, die Ausgangsimpulszahl innerhalb jedes Inteipolationsblockes. Der im Register (1230) laufend gespeicherte Zählzustand ist mit 13 (1101) dargestellt. Bei jedem aufeinanderfolgenden (F2)-Taktimpuls treibt die Zeitsteuerung (1616) einen getakteten Addierer (1620), der zu dem Wert von (n'), der laufend im (n')-Register (1618) gespeichert ist (wie dargestellt, war der letzte oder vorhergehende Wert von (η') 13 oder 1101), eine feste Zahl (M-2r) addiert, die mit 5 (0101) dargestellt ist. Die Summe dieser beiden wird in einem Register 1622, das r+1 Stufen hat und in dem die linke Stufe die höchste ist, gespeichert. Die Summe von 5 und dem vorhergehenden Wert von (n') 13 ist 18 oder 10010, was im Register (1622) als laufender Wert gespeichert ist Die untersten (r)-Stufen des Registers (1622) sind mit entsprechenden Stufen des Registers (1618) verbunden, um den Wert von (n') auf den laufenden Wert aufzudatieren. Da jedoch nur die untersten Stufen oder Stellen des Registers (1622) angeschlossen sind, werden nur diese dem Regist« (1618) als neuer Wert (n') eingegeben.

Diese Anordnung bewirkt, daß der Wert von (n') in Einheiten von fünf (M-2r) für jeden Zählvorgang von (n) -13-

Claims (17)

1. Nr. 389609 fortschreitet, bis die Summe den Wert (2r-l) übersteigt, wo dann die höchste Stelle in der (r+l)-ten Stufe des Registers (1622) auf den Logikzustand 1 umschaltet. Die Übertragung der (r) untersten Stufen oder Stellen erlaubt ein Fortschieiten in Stufen von fünf in einer modulo-2r-Weise. Die bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele betreffen die Interpolation zwischen Abtastsignalwerten entlang einer horizontalen Abtastlinie in einem digitalen Fernsehsystem. Dieselben Interpolationsverfahren können auch in vertikaler Richtung bei benachbarten Abtastsignalwerten in aufeinanderfolgenden Zeilen angewendet werden, um zwischen Signalen mit unterschiedlichen Zeilenabtastgeschwindigkeiten zu interpolieren oder in der Zeit zwischen Abtastsignalen am gleichen Ort in aufeinanderfolgenden Bildern für die Interpolation zwischen Signalen mit verschiedenen Bildfolgefrequenzen. PATENTANSPRÜCHE 1. Fernsehsignal-Abtastsystem mit einer Quelle von abzutastenden Fernsehsignalen, mit einem Taktsignalgenerator zur Erzeugung von Taktsignalen, mit einer Abtastfrequenz von 13.5 MHz ± n x 2.25 MHz, wobei n = 0,1,2,... betragen kann, mit einem Abtastgenerator, der mit dem Taktsignalgenerator und der Quelle von Femsehsignalen verbunden ist und Abtastwerte der Femsehsignale mit dieser Frequenz liefert, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Abtastgenerator (12) eine Abtastwert-Auswahlschaltung (16, 18, 150, 704) zur Auswahl einer fixen Anzahl von Abtastwerten von weiter zu verarbeitenden, aktiven, Bilder darstellenden Teilen eines Zeilenintervalls des Femsehsignales, gekoppelt ist, wobei die Anzahl einer Vielzahl von Potenzen der Zahl 2 entspricht.
2. 2. Femsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung (16,18, 150, 704) eine Anzahl von Abtastwerten auswählt, die einer Vielzahl von 16 entspricht.
3. 3. Femsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung (16,18,150,704) eine Anzahl von Abtastwerten auswählt, die einen Faktor aufweist, der eine gerade Zahl nahe der Zahl 44 ist.
4. 4. Femsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung (16,18,150, 704) 704 Werte aus dem aktiven, Bildsignale aufweisenden Teil des Zeilenintervalls mit einer Abtastfrequenz von 13.5 MHz auswählt
5. 5. Femsehsignal-Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung ein steuerbares Torglied (16) aufweist
6. 6. Femsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung einen Abtastwert-Zähler (704) aufweist der mit dem steuerbaren Torglied (16) verbunden ist.
7. 7. Femsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das steuerbare Torglied (16) auf digitale Abfragewerte anspricht, eine bestimmte Anzahl von nach dem Beginn des Zeilensynchronisierimpulses auftretenden Abfragewerten in jedem Zeilenintervall ausschließt und danach eine feste Anzahl von Abfrageweiten durchläßt.
8. 8. Femsehsignal-Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung mit einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung (20) verbunden ist, die die ausgewählten Abtastwerte digital mit der Abtastrate verarbeitet
9. 9. Femsehsignal-Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1 · bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung die Zeitlage der ausgewählten Abtastwerte steuert, um ein Austastintervall herzustellen. -14- Nr. 389609
10. 10. Femsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwert-Auswahlschaltung einen zweiten Zähler (150) zur Herstellung der Austastintervalle aufweist.
11. 11. Fernsehsignal-Abtastsystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zähler (150) durch den Zeilensynchionisierimpuls in jedem Zeilenintervall aktivierbar ist.
12. 12. Fernsehempfänger für digitale Femsehsignale mit einer Frequenz von 13.5 MHz mit einem System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 und einem digitalen Signalverarbeitungskreis, der die abgetasteten Signale empfängt, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalverarbeitungskreis diese Signale in ein Format bringt, das eine gerade Anzahl N aktiver, Bildsignale darstellender Abfragewerte pro Zeile aufweist, wobei N durch das Produkt aus P mal Q gebildet ist und P ein Vielfaches einer geraden Potenz der Zahl 2 und Q eine gerade Zahl in der Größenordnung von 44 ist, und ein Digital- zu Analog-Signalverarbeitungskreis (22) zur Erzeugung eines analogen Signales zur Übertragung der verarbeitenden Signale vorgesehen ist
13. 13. Fernsehempfänger für digitale Femsehsignale mit einem Femsehsignal-Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 11, mit einer Quelle von digitalen, mit 13.5 MHz abgetasteten Signalen, einem digitalen Signalverarbeitungskreis, der mit der Quelle der Digitalsignale verbunden ist und einer Digital-Analog-Wandler-Anordnung, die mit dem Ausgang des Signalverarbeitungskreises zur Erzeugung analoger Femsehsignale verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der digitalen Signale eine gerade Anzahl N von aktiven, Bildinformationen enthaltenden Abtastwerten pro Zeile liefert, wobei N dem Produkt aus P mal Q entspricht, wobei P ein Vielfaches einer ganzen Potenz von 2 ist und Q eine ganze Zahl mit einem Wert nahe 44 ist.
14. 14. Fernsehempfänger nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß P den Wert 16 aufweist.
15. 15. Fernsehempfänger nach Anspruch 12, 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl N der aktiven, Bildinformationen darstellenden Abtastwerte zur einfachen Umcodierung von nach NTSC oder PAL zusammengesetzten Signalen ausgewählt ist, welche Signale M mal während des aktiven Teiles einer jeden Zeile des zusammengesetzten Signals abgetastet sind, wobei M das Produkt aus R mal Q und die Differenz D zwischen P und R eine kleine ganze Zahl ist.
16. 16. Digitales Farbfemseh-Übertragungssystem, dadurch gekennzeichnet, daß zur einfachen Uncodierung von Standard-Femsehsignalen, diese mit einer Tastrate abgetastet werden, die gleich dem Produkt einer kleinen ganzen Zahl mal der Frequenz des Farbhilfsträgers des Standard-Femsehsignals ist, um so ein getastetes Femsehsignal zu bilden, wobei dieses System einen Abtastwert-Auswahlkreis zur Auswahl von M Abtastwerten innerhalb des aktiven, Bildinformationen darstellenden Teiles einer jeden Zeile des getasteten Femsehsignals, wobei M das Produkt einer ganzen Zahl R mal einer ganzen Zahl Q ist und R einen Wert nahe 16 und Q einen Wert nahe 44 aufweist, und einen Taktsignalgenerator zur Erzeugung eines 13.5 MHz Taktsignals als Abtastsignal für das digitale Übertragungssysten aufweist, wobei eine gerade Zahl N der Taktsignale während eines jeden Intervalls von den M Abtastwerten auftritt, wobei N das Produkt aus P mal Q ist und P ein Vielfaches einer Potenz von 2 und die Differenz D zwischen P und R eine kleine ganze Zahl ist
17. 17. System gemäß Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß M einen Wert gleich 748 aufweist. Hiezu 9 Blatt Zeichnungen -15-