WO2023277488A1 - Irreversible electroporation system and pulse applying method thereof - Google Patents

Irreversible electroporation system and pulse applying method thereof Download PDF

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WO2023277488A1
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pulse
voltage
current
high voltage
level
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PCT/KR2022/009141
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김성남
김홍배
정세웅
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(주)더스탠다드
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    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B18/00—Surgical instruments, devices or methods for transferring non-mechanical forms of energy to or from the body
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    • A61B18/14—Probes or electrodes therefor

Definitions

  • the present invention relates to an electroporation system, and more particularly, to an irreversible electroporation system capable of stably monitoring an output high voltage, effectively blocking an overcurrent of an output pulse, and inducing an electrochemical reaction.
  • Irreversible Electroporation is a method of cauterizing and removing malignant tumors such as solid cancers in a cell unit by generating a strong electric field between the electrodes by applying a high voltage or high current to both ends of the electrodes. This method is used in a limited range as a new local treatment for patients incapable of surgical treatment due to proximity to major blood vessels and organs.
  • High-frequency electroporation has been proposed to overcome the problems of muscle contraction and electrocardiogram (ECG) disturbance of conventional low-frequency monophase electroporation.
  • ECG electrocardiogram
  • a voltage must be applied twice or more compared to a monophase low frequency pulse.
  • cancer cells at a location where the strength of the electric field is weak between the two electrodes are highly likely to survive. Therefore, there is a need for further research on high-frequency electroporation to provide high cancer cell cauterization efficiency.
  • An object of the present invention is to provide an irreversible electroporation system that stably supplies an output high voltage by detecting or monitoring the output high voltage at a precise value even in various noises.
  • Another object of the present invention is to provide an irreversible electroporation system that calculates an average current free from the effects of current peaks.
  • an irreversible electroporation system capable of setting a limiting current value according to the treatment site or characteristics by providing various limiting current values.
  • Another advantage of the present invention is to provide a high-frequency irreversible electroporation system capable of inducing an electrochemical reaction in addition to the electroporation action.
  • it is to provide a pulse application method of an irreversible electroporation system capable of providing high-frequency pulses of various waveforms capable of varying the efficiency of the electrochemical reaction.
  • An irreversible electroporation system for generating an output high voltage according to an embodiment of the present invention, a boost circuit for generating the output high voltage through a charging operation for an input voltage, the output high voltage output from the boost circuit as a feedback voltage
  • a feedback circuit for converting to a voltage-frequency converter for generating a first detection signal having a frequency that varies according to the level of the feedback voltage, and a boost for controlling the charging operation of the step-up circuit with reference to the first detection signal. and a controller that generates control signals.
  • the irreversible electroporation system further comprises a comparator for generating a second detection signal by comparing the level of the set voltage defining the level of the feedback voltage and the output high voltage.
  • the comparator comprises: a first comparator comparing the feedback voltage with an adjustable first set voltage, a second comparator comparing the feedback voltage with a second set voltage of a fixed level, and the first set voltage. and a digital variable resistor for providing a voltage to the first comparator.
  • the second set voltage corresponds to the maximum value of the first set voltage.
  • the feedback circuit includes a plurality of resistors connected in series for outputting the feedback voltage by voltage-dividing the output high voltage, at least one capacitor connected between the ground and a feedback node from which the feedback voltage is output, and A Zener diode is connected between the feedback node and the ground and stabilizes the feedback voltage.
  • An irreversible electroporation system for generating a high voltage pulse from a pulse signal, a current detector for detecting the current of the high voltage pulse and outputting the detected current, the high voltage pulse to a control signal a high voltage switch that switches according to the voltage and provides a pulse output; and a controller that calculates an average current of the high voltage pulse using the detected current and generates the control signal based on the average current, wherein the controller comprises: The detection current corresponding to the first high voltage pulse before the current level is stabilized when the pulse is generated is excluded from the calculation of the average current.
  • the controller calculates the average current from the detection current corresponding to at least one second high voltage pulse generated after the current level is stabilized, and the controller calculates the average current corresponding to a current peak included in the second high voltage pulse. excluding detection current.
  • the controller outputs the control signal to shut off the high voltage switch when a current peak included in the high voltage pulse is greater than a limiting current.
  • the limiting current is added to or subtracted from the average current by a predetermined current size, and the predetermined current size varies according to a treatment mode to which the pulse output is applied.
  • the high voltage pulse is provided as a monopolar or bipolar waveform.
  • a pulse application method of a high-frequency irreversible electroporation system includes the steps of selecting any one mode to be applied to a target cell among a plurality of pulse modes, during a first period according to the selected pulse mode Applying a first pulse, maintaining a ground level during a second period following the first period, and applying a second pulse during a third period following the second period,
  • the first pulse includes a pulse peak and a pulse decay period, and provides electroporation to the target cell at the pulse peak, and the pulse decay period induces an electrochemical reaction in the target cell.
  • the second pulse is provided with the same waveform as the first pulse but with an opposite polarity.
  • the length of the decay period is set to 1 ⁇ s to 40 ⁇ s.
  • the pulse width is set to 0.5 ⁇ s to 20 ⁇ s.
  • the time constant for setting the length of the decay period is adjusted according to the selected pulse mode.
  • the average value of the current pulse of the irreversible electroporation system can be accurately calculated under various conditions. Therefore, the stability of the irreversible electroporation system can be increased by suppressing the occurrence of sparks in the high voltage pulse output under various conditions.
  • the irreversible electroporation method when applying the irreversible electroporation method, it is possible to implement an irreversible electroporation system capable of inducing an electrochemical action along with the electroporation effect and a method for applying a pulse thereof.
  • an irreversible electroporation system capable of inducing an electrochemical action along with the electroporation effect and a method for applying a pulse thereof.
  • the high-frequency electroporation system and its pulse application method of the present invention it is possible to induce electrochemical action of various effects according to the treatment characteristics, and thus can provide a high therapeutic effect.
  • FIG. 1 is a block diagram exemplarily showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the booster of FIG. 1 by way of example.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the feedback circuit and the voltage-frequency converter of FIG. 2 as an example.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a simplified concept of the comparator of FIG. 2 .
  • FIG. 5 is a timing diagram illustrating an operation of the comparator of FIG. 4 as an example.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing another embodiment of the comparator of FIG. 2 in detail.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing the charging control circuit of FIG. 2 as an example.
  • FIG. 8 is a timing diagram briefly illustrating an operation of the charging control circuit of FIG. 7 .
  • FIG. 9 is a flowchart briefly illustrating a control operation of the controller and the charging control circuit of FIG. 1 .
  • FIG. 10 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a timing diagram briefly illustrating a method of calculating an average current using a detected current in the controller of FIG. 10 .
  • FIG. 12 is a timing diagram showing a method of obtaining an average current according to the present invention in more detail.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing the high voltage switch shown in FIG. 10 as an example.
  • FIG. 14 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent performed by the controller of the present invention.
  • 15 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent for each mode of the present invention.
  • 16 is a timing diagram illustrating a method of blocking overcurrent according to another embodiment of the present invention.
  • Figure 17 is a flow chart briefly showing the overcurrent blocking method of the irreversible electroporation system of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention.
  • HF_Pulse high-frequency pulses
  • HF_Pulse high frequency pulse
  • FIGS 21 are timing diagrams showing waveforms of high frequency pulses (HF_Pulse) in various modes according to an embodiment of the present invention.
  • HF_Pulse high frequency pulses
  • 22 is a view briefly showing the operation characteristics of the high-frequency electroporation method according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS 2, 10 and 20 show the best mode for carrying out the present invention.
  • the irreversible electroporation system 1100 may include a booster 1110 , a controller 1120 , and a probe 1130 .
  • the booster 1110 boosts the input voltage V_in and provides it as an output high voltage HV_out.
  • the booster 1110 may include a charging and boosting circuit for stably boosting the input voltage V_in to a reference voltage or a set voltage level by charging the input voltage V_in.
  • the booster 1110 has a function of feeding back and monitoring the level of the output high voltage HV_out.
  • the booster 1110 monitors the feedback voltage Vfb and controls the charge level according to the level of the output high voltage HV_out. Accordingly, the output high voltage HV_out can be maintained at a stable level.
  • the booster 1110 of the present invention may perform double detection by feeding back the output high voltage HV_out.
  • the booster 1110 may detect the feedback voltage Vfb and generate the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status.
  • the feedback voltage (Vfb) is a voltage converted to a level that can be measured and managed in an internal circuit by voltage dividing the output high voltage (HV_out).
  • the first detection signal VF_out may be a pulse signal having a variable frequency according to the feedback voltage Vfb.
  • the second detection signal (Charge_status) indicates whether the output high voltage (HV_out) has reached the set voltage by comparing the level of the feedback voltage (Vfb) and the set voltage. That is, the second detection signal Charge_status corresponds to a state value indicating whether the output high voltage HV_out is charged to the target voltage level.
  • the controller 1120 generates a boost control signal (Boost_CTRL) for controlling the charging state of the booster 1110 by referring to the first detection signal (VF_out) and the second detection signal (Charge_status). That is, the controller 1120 may provide stable output characteristics of the booster 1110 through double monitoring of the output high voltage HV_out.
  • the controller 1120 may be implemented using a MICOM or various control units.
  • the probe 1130 may serve as an electrode for applying the output high voltage HV_out to the affected area or tissue.
  • Probe 1130 can be mounted on, for example, an endoscope to access tissue to be operated upon irreversibly electroporation.
  • the above non-reversible electroporation system 1100 of the present invention may perform monitoring by converting the output high voltage (HV_out) into a frequency signal by feeding back.
  • HV_out output high voltage
  • noise present in the output high voltage HV_out can be effectively filtered. Accordingly, a precise detection operation accompanied by noise filtering of the output high voltage HV_out is possible.
  • a booster 1110 may include a charge control circuit 1111, a boost circuit 1112, a feedback circuit 1113, a voltage-frequency converter 1114, and a comparator 1115.
  • the booster 1110 may further include additional components such as an isolation element or a function generator for converting the output high voltage (HV_out) into a pulse waveform for signal transmission stability. will be well understood.
  • the charge control circuit 1111 may control the charging operation of the boost circuit 1112 in response to a boost control signal (Boost_CTRL) provided from the controller 1120 or a second detection signal (Charge_status) provided from the comparator 1115.
  • Boost_CTRL boost control signal
  • the boost control signal Boost_CTRL may be generated by the controller 1120 by the first detection signal VF_out or the second detection signal Charge_status. That is, whether the level of the output high voltage HV_out output from the boost circuit 1112 matches the set voltage can be detected through the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status.
  • the controller 1120 may output a boost control signal (Boost_CTRL) to disable voltage charging of the boost circuit 1112 when the level of the output high voltage HV_out matches the set voltage.
  • Boost_CTRL boost control signal
  • the controller 1120 when the level of the output high voltage HV_out is lower than the set voltage, the controller 1120 outputs the boost control signal Boost_CTRL to activate voltage charging of the boost circuit 1112.
  • the charge control circuit 1111 may generate a charge control signal Enable to enable/disable the charging operation of the boost circuit 1112 according to the boost control signal Boost_CTRL and the second detection signal Charge_status.
  • the boost circuit 1112 charges the input voltage (V_in) and converts it into an output high voltage (HV_out).
  • the boost circuit 1112 may charge the input voltage V_in in response to the charge control signal Enable provided from the charge control circuit 1111 .
  • the charge control signal Enable is generated from the boost control signal Boost_CTRL provided from the controller 1120 and the second detection signal Charge_status provided from the comparator 1115 so that the output high voltage HV_out maintains the target voltage.
  • the feedback circuit 1113 converts the output high voltage HV_out into a feedback voltage Vfb and provides it to the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 .
  • the output high voltage HV_out is output as a high voltage of several thousand volts (eg, 3 kV). Accordingly, in the case of feedback without changing the level of the output high voltage HV_out, the internal circuit of the booster 1110 may malfunction or be destroyed due to voltage shock. Therefore, the level of the output high voltage HV_out by the feedback circuit 1113 should be normalized to a low voltage level that can be processed inside the booster 1110.
  • the output high voltage HV_out is converted into a relatively low feedback voltage Vfb by the feedback circuit 1113 .
  • the feedback voltage Vfb may be set to a level of 10V or less.
  • the voltage-frequency converter 1114 may output a pulse signal having a frequency corresponding to the level of the feedback voltage Vfb as the first detection signal VF_out.
  • setting the output oscillation frequency of the voltage-frequency converter (V/F Converter 114) is possible by adjusting a reference voltage or an internal RC time constant.
  • the voltage-frequency converter 1114 may be configured to output the first detection signal VF_out in the form of a pulse of 1.3 kHz with respect to the feedback voltage Vfb of 9 V.
  • the frequency of the output first detection signal VF_out may increase or decrease according to the increase or decrease of the feedback voltage Vfb.
  • the feedback voltage Vfb is converted into the first detection signal VF_out, which is a frequency signal, noise introduced into the output high voltage HV_out or the feedback voltage Vfb can be effectively removed.
  • an integrator is used in the voltage-frequency converter 1114, and noise included in the output high voltage (HV_out) or the feedback voltage (Vfb) can be substantially filtered by the integrator.
  • the voltage-to-frequency converter 1114 may be implemented as a circuit such as a voltage controlled oscillator (VCO).
  • the comparator 1115 compares the level of the feedback voltage Vfb with the set voltage V_set to generate the second detection signal Charge_status.
  • the set voltage V_set may be provided in a size corresponding to the target level of the output high voltage HV_out. That is, in order to set the output high voltage HV_out to output a target voltage (eg, 3 kV), the set voltage V_set may be set to 9V, which is voltage-divided by the feedback circuit 1113.
  • the comparator 1115 may transition the second detection signal Charge_status from the high level H to the low level L when the feedback voltage Vfb rises above the set voltage V_set.
  • the output high voltage HV_out may be double-monitored by the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status output from the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115, respectively.
  • the controller 1120 detects the level of the output high voltage HV_out with reference to the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status, and generates a boost control signal Boost_CTRL for controlling the charge control circuit 1111.
  • booster 1110 of the present invention has been briefly described.
  • the configuration of the booster 1110 is only one embodiment of the present invention, and various changes or additions to the above configurations may be possible.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the feedback circuit and the voltage-frequency converter of FIG. 2 as an example.
  • the feedback circuit 1113 divides the output high voltage HV_out to generate a feedback voltage Vfb.
  • the voltage-frequency converter 1114 generates the first detection signal VF_out having a variable frequency according to the level of the feedback voltage Vfb.
  • the feedback circuit 1113 includes a plurality of resistors R1, R2, R3, and R4 for voltage-dividing the output high voltage HV_out. Also, the feedback circuit 1113 may include a capacitor C1 for filtering noise included in the feedback voltage Vfb and a Zener diode D1 for stabilizing the feedback voltage Vfb.
  • the output high voltage HV_out formed at the output terminal (node N1) by the plurality of resistors R1, R2, R3, and R4 connected in series is voltage-divided to the feedback node N2 as the feedback voltage Vfb.
  • each of the resistors R1, R2, and R3 is 3.3M ⁇ and the resistor R4 is 30K ⁇
  • the resistance values of each of the resistors R1, R2, R3, and R4 may be set in various ways.
  • the capacitor C1 connected in parallel to the resistor R4 in which the feedback voltage Vfb is set can effectively filter noise included in the DC voltage feedback voltage Vfb.
  • Various types of noise may be introduced into the feedback voltage Vfb.
  • the boost circuit 1112 (see FIG. 2) may inherently generate noise due to the boost.
  • AC component noise may be included in the output high voltage HV_out or the feedback voltage Vfb due to defects in the elements.
  • a noise component introduced into the feedback voltage Vfb may be drained to ground by the capacitor C1.
  • the Zener diode D1 blocks the excessive rise of the feedback voltage Vfb, thereby stabilizing the feedback voltage Vfb.
  • the Zener diode D1 is doped with an appropriate breakdown voltage, it stabilizes the feedback voltage Vfb set in the reverse direction at both ends to a constant voltage. That is, the reverse current until the feedback voltage Vfb reaches the breakdown voltage of the Zener diode D1 is negligible, and when the feedback voltage Vfb reaches the breakdown voltage, the reverse current increases rapidly, but the reverse current is stable. voltage can be maintained. Therefore, a stable constant voltage corresponding to the breakdown voltage may be maintained at the feedback node N2 by the Zener diode D1.
  • the voltage-frequency converter 1114 generates a first detection signal VF_out corresponding to the magnitude of the feedback voltage Vfb transmitted through the variable resistor VR1 and the resistor R5.
  • the first detection signal VF_out may be a pulse signal having a variable frequency according to the magnitude of the feedback voltage Vfb.
  • the frequency of the first detection signal VF_out output from the voltage-frequency converter 1114 can be adjusted by adjusting the reference voltage set in the reference voltage input terminal RT or the internal RC time constant.
  • the voltage-frequency converter 1114 may be configured to output a first detection signal VF_out of 1.3 kHz for a feedback voltage Vfb of 9V. Noise introduced into the feedback voltage Vfb through the voltage-frequency converter 1114 can be effectively removed.
  • the voltage-frequency converter 1114 can be implemented through various IC devices other than the illustrated form.
  • FIG. 4 is a circuit diagram for explaining a schematic concept of the comparator of FIG. 2 . Referring to FIG. 4 , it is possible to detect whether the feedback voltage Vfb reaches the set voltage V_set by the comparator 1115a using an operational amplifier (OP-amp) according to an embodiment.
  • OP-amp operational amplifier
  • the comparator 1115a compares the level of the feedback voltage Vfb with the set voltage V_set to generate the second detection signal Charge_status. That is, the set voltage V_set is provided to the positive input terminal (+) of the comparator 1115a. Also, the feedback voltage Vfb is applied to the negative input terminal (-) of the comparator 1115a. When the feedback voltage Vfb is lower than the set voltage V_set, the second detection signal Charge_status is output at a high level (H). On the other hand, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than the set voltage V_set, the second detection signal Charge_status is output at a low level (L).
  • the set voltage V_set may be provided in a size corresponding to the target level of the output high voltage HV_out. That is, in order to set the output high voltage HV_out to output a target voltage (eg, 3 kV), the set voltage V_set may be set to 9V, which is a voltage divided by the feedback circuit 1113. In this case, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than 9V, the second detection signal Charge_status is transitioned from a high level (H) to a low level (L).
  • the level of the second detection signal Charge_status varies according to the levels of the feedback voltage Vfb and the set voltage V_set provided to the input terminal of the comparator 1115a.
  • the second detection signal Charge_status is output at a high level (H). Even if the feedback voltage (Vfb) increases, the second detection signal (Charge_status) is still maintained at the high level (H) in the period from T0 to T1 lower than the set voltage (V_set). This means that since the level of the output high voltage HV_out is lower than the target voltage, the boost circuit 1112 (see FIG. 2) needs to be charged more.
  • the feedback voltage (Vfb) reaches the set voltage (V_set), and maintains a state higher than the set voltage (V_set) until time T2.
  • the comparator 1115a will output a low level (L) second detection signal (Charge_status).
  • the low level (L) second detection signal (Charge_status) means that the charging of the boost circuit 1112 should be stopped because the level of the output high voltage (HV_out) reaches or is higher than the target voltage.
  • the feedback voltage (Vfb) decreases again to be less than the set voltage (V_set).
  • the second detection signal Charge_status transitions from the low level (L) to the high level (H).
  • the second detection signal Charge_status will maintain a high level (H) in the period T2 to T3 in which the feedback voltage Vfb is maintained lower than the set voltage V_set.
  • the boost circuit 1112 activates the charging operation by the second detection signal (Charge_status) of the high level (H).
  • the comparator 115b may include first and second comparators 1115-1 and 1115-2 and a digital variable resistor 1115-3.
  • the first comparator 1115-1 may output a second detection signal Charge_status by comparing the set voltage V_set provided by the digital variable resistor 1115-3 with the feedback voltage Vfb.
  • the set voltage V_set provided by the digital variable resistor 1115-3 is transmitted to the positive input terminal (+) of the first comparator 1115-1. That is, the set voltage V_set set up by the resistance value varied by the digital variable resistor 1115-3 and the distribution of the resistors R11 and R12 is the positive input terminal (+) of the first comparator 1115-1.
  • the feedback voltage Vfb is applied to the negative input terminal (-) of the first comparator 1115-1.
  • the feedback voltage Vfb may be provided by the feedback circuit 1113 described above.
  • the first comparator 1115-1 When the feedback voltage Vfb is lower than the set voltage V_set, the first comparator 1115-1 outputs a high level H second detection signal Charge_status. On the other hand, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than the set voltage V_set, the first comparator 1115-1 outputs a low level L second detection signal Charge_status.
  • the second comparator 1115-2 compares the fixed set voltage V_set_con and the feedback voltage Vfb to generate the second detection signal Charge_status. That is, the fixed set voltage V_set_con set up by the fixed resistors R17, R18, and R20 instead of the digital variable resistor 1115-3 is input to the positive input terminal (+) of the second comparator 1115-2. . Also, the feedback voltage Vfb is applied to the negative input terminal (-) of the second comparator 1115-2. When the feedback voltage Vfb is lower than the fixed set voltage V_set_con, the second detection signal Charge_status is output at a high level (H).
  • the second detection signal Charge_status is output at a low level (L).
  • the fixed set voltage V_set_con may be provided as the maximum value of the set voltage V_set that can be provided by the digital variable resistor 1115-3.
  • the sizes of the fixed resistors R17, R18, and R20 may be determined so that the fixed set voltage V_set_con is provided at 3 kV.
  • the digital variable resistor 1115-3 is a variable resistor that can be adjusted by a control unit such as a microcomputer.
  • the digital variable resistor 1115-3 can adjust the internal resistance of the data input terminal DIN to the variable resistance terminals A-W.
  • a variable set voltage (V_set) may be provided to the positive input terminal (+) of the first comparator 1115-1 through the setting of the digital variable resistor 1115-3.
  • the second detection signal (Charge_status) can be stably supplied through the first comparator 1115-1 and the second comparator 1115-2. That is, when the first comparator 1115-1 fails, the second comparator 1115-2 driven by the fixed set voltage V_set_con can stably supply the second detection signal Charge_status.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing the charging control circuit of FIG. 2 as an example.
  • the charging control circuit 1111 for controlling the charging operation of the boost circuit 1112 includes first and second MOSFET transistors Q1 and Q2. Each of the MOSFET transistors Q1 and Q2 is switched by a boost control signal (Boost_CTRL) provided from the controller 1120 and an inverted second detection signal (/Charge_status) provided from the comparator 1115, respectively.
  • Boost_CTRL boost control signal
  • /Charge_status inverted second detection signal
  • the first MOSFET transistor Q1 is switched by the boost control signal Boost_CTRL provided from the controller 1120 .
  • the boost control signal Boost_CTRL may be generated by the controller 1120 based on the first detection signal VF_out. That is, the controller 1120 composed of a control unit such as a microcomputer monitors the level of the output high voltage HV_out using the first detection signal VF_out obtained by converting the feedback voltage Vfb into a frequency signal. That is, the controller 1120 may monitor whether the output high voltage HV_out reaches a target voltage (eg, 3 kV) by monitoring the frequency of the first detection signal VF_out. That is, the controller 1120 may monitor whether the feedback voltage Vfb reaches the set voltage V_set from the first detection signal VF_out.
  • a target voltage eg, 3 kV
  • the controller 1120 If the monitored feedback voltage (Vfb) is lower than the level of the set voltage (V_set), the controller 1120 provides the boost control signal (Boost_CTRL) at a low level (L) to turn the first MOSFET transistor (Q1). Turn off. Then, the output node N3 of the charge control circuit 1111 is disconnected from the ground, and the charge control signal Enable of the high level H is output to a high level, so that the charge enable state can be obtained. That is, the charging operation of the boost circuit 1112 can be activated by the charging control signal (Enable) of the high level (H).
  • Boost_CTRL boost control signal
  • the controller 1120 when the monitored feedback voltage Vfb is equal to or higher than the set voltage V_set, the controller 1120 provides the boost control signal Boost_CTRL at a high level L to turn on the first MOSFET transistor Q1. (Turn-on). However, the charge control signal Enable is transitioned to the ground level only when both MOSFET transistors Q1 and Q2 are turned on.
  • the second MOSFET transistor Q2 is switched by the inverted second detection signal (/Charge_status) provided from the comparator 1115.
  • the second detection signal (Charge_status) is generated by comparing the set voltage (V_set) and the feedback voltage (Vfb) by the comparator 1115 . That is, the second detection signal (Charge_status) has a high level (H) when the feedback voltage (Vfb) is lower than the set voltage (V_set), and a low level when the feedback voltage (Vfb) is equal to or higher than the set voltage (V_set). will be forwarded to (L).
  • the inverted second detection signal (/Charge_status) is at a low level (L) when the feedback voltage (Vfb) is lower than the set voltage (V_set), and when the feedback voltage (Vfb) is equal to or higher than the set voltage (V_set) will be delivered at a high level (H).
  • the inverted second detection signal (/Charge_status) is transferred to a low level (L) to turn off the second MOSFET transistor (Q2) -off) Then, the output node N3 of the charge control circuit 1111 is disconnected from the ground, so that the high level H charge control signal can be enabled. That is, the charging operation of the boost circuit 1112 can be activated by the charging control signal (Enable) of the high level (H).
  • the inverted second detection signal (/Charge_status) is transferred to a high level (H) to turn on the second MOSFET transistor (Q2) (Turn-on).
  • the charge control signal Enable is transitioned to the ground level only when both MOSFET transistors Q1 and Q2 are turned on.
  • the state of the charge control signal (Enable) according to the level of the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) can be summarized through Table 1 below.
  • the charge control signal (Enable) is output at a high level (H) when at least one of the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) is a low level (L) do. Accordingly, when any one of the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status is detected to be lower than the set voltage V_set, the charging control circuit 1111 activates the charging operation of the boost circuit 1112. something to do. As a result, it means that a stable output high voltage (HV_out) can be provided through double monitoring by the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 of the present invention.
  • the charge control circuit 1111 controls high level (H) charging when at least one of the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) is low level (L). It is output as a signal (Enable).
  • H boost control signal
  • /Charge_status inverted second detection signal
  • both the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) are input at a high level (H). That is, both the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 indicate that the output high voltage HV_out is being output at a target level. In this case, both the first and second MOSFET transistors Q1 and Q2 are turned on, and the charge control circuit 1111 outputs a low level L charge control signal Enable. .
  • the boost control signal Boost_CTRL is input at a high level (H), and the inverted second detection signal (/Charge_status) is input at a low level (L). That is, the voltage-frequency converter 1114 detects that the output high voltage HV_out is output at the target level, and the comparator 1115 detects that the output high voltage HV_out is lower than the target level. In this case, the first MOSFET transistors Q1 are turned on (Turn-On), and the second MOSFET transistor (Q2) is turned off (Turn-Off). Accordingly, the charge control circuit 1111 will output a high level (H) charge control signal (Enable).
  • the boost control signal (Boost_CTRL) is input at a low level (L), and the inverted second detection signal (/Charge_status) is input at a high level (H). That is, the voltage-frequency converter 1114 detects that the output high voltage HV_out is lower than the target level, and the comparator 1115 detects that the output high voltage HV_out is output at the target level. In this case, the first MOSFET transistor Q1 is turned off (Turn-Off), and the second MOSFET transistor (Q2) is turned on (Turn-On). Accordingly, the charge control circuit 1111 will output a high level (H) charge control signal (Enable).
  • both the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) are input at a low level (L). That is, this is a case where both the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 detect a state in which the output high voltage HV_out is lower than the target level. In this case, both the first MOSFET transistor Q1 and the second MOSFET transistor Q2 are turned off. Accordingly, the charge control circuit 1111 will output a high level (H) charge control signal (Enable).
  • H high level
  • FIG. 9 is a flowchart briefly illustrating a control operation of the controller and the charging control circuit of FIG. 1 .
  • the controller 1120 and the charging control circuit 1111 may control the charging operation of the boost circuit 1112 using detection results of the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115.
  • step S110 the level of the output high voltage (HV_out) of the irreversible electroporation system (1100, see Fig. 1) is fed back by the feedback circuit (1113, see Fig. 2). That is, the output high voltage (HV_out), which is a high voltage (1 to 3 kV) by voltage division of the feedback circuit 1113, is a feedback voltage (Vfb) of a low voltage level that can be managed by the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 is converted to
  • step S120 the controller 1120 generates a boost control signal Boost_CTRL based on the first detection signal VF_out input from the voltage-frequency converter 1114 . That is, when the output high voltage HV_out is lower than the target level and the first detection signal VF_out is output, the controller 1120 generates the boost control signal Boost_CTRL at a low level (L). On the other hand, when the output high voltage HV_out is equal to or higher than the target level and the first detection signal VF_out is output, the controller 1120 outputs the boost control signal Boost_CTRL at a high level (H).
  • the comparator 1115 generates an inverted second detection signal (/Charge_status) based on the second detection signal (Charge_status) output from the comparator 1115.
  • the inverted second detection signal (/Charge_status) may be generated through a means such as an inverter or logically generated by the controller 1120. That is, when the output high voltage (HV_out) is lower than the target level, the inverted second detection signal (/Charge_status) is generated with a low level (L). On the other hand, when the output high voltage HV_out is equal to or higher than the target level, the inverted second detection signal /Charge_status is output at a high level (H).
  • step S140 an operation branch occurs according to the level of the boost control signal (Boost_CTRL).
  • Boost_CTRL boost control signal
  • step S150 the charging operation of the boost circuit 1112 is activated.
  • step S160 the procedure moves to step S160.
  • step S160 an operation branch occurs according to the level of the inverted second detection signal (/Charge_status).
  • the inverted second detection signal (/Charge_status) is at a low level (YES direction)
  • the procedure moves to step S150.
  • the inverted second detection signal (/Charge_status) is at a high level (NO direction)
  • the procedure moves to step S170.
  • step S170 the charging operation of the boost circuit 1112 is deactivated.
  • the output high voltage (HV_out) of the irreversible electroporation system 1100 of the present invention can be double-monitored.
  • the level of the output high voltage HV_out can be stably managed and noise filtering can be performed efficiently.
  • the irreversible electroporation system 2100 may include a function generator 2110, a high voltage pulse generator 2120, a current detector 2130, a high voltage switch 2140, a controller 2150 and a probe 2160.
  • Function generator 2110 generates a pulse signal corresponding to the waveform of the output pulse (Pulse_out) to be provided by the irreversible electroporation system (2100).
  • the function generator 2110 may generate a pulse signal in the form of a square wave for use in treatment of a patient.
  • the function generator 2110 will generate a pulse signal having a constant amplitude according to setting information about the pulse width or duty cycle of the pulse signal to be output.
  • the function generator 2110 may generate not only a simple mono-polar pulse but also a bi-polar pulse signal.
  • the high voltage pulse generator 2120 may amplify a pulse signal provided from the function generator 2110 to a high voltage.
  • the high voltage pulse generator 2120 may receive a boosted high voltage (HV) through a booster (Booster, not shown) provided in the irreversible electroporation system 3100.
  • the high voltage pulse generator 2120 may output the high voltage pulse (HV_Pulse) by switching the high voltage (HV) according to the pulse signal or amplifying the pulse signal to a high voltage (HV) level.
  • the current detector 2130 detects a current value of the high voltage pulse HV_Pulse output from the high voltage pulse generator 2120 .
  • the current detector 2130 may measure a direct current (DC Current) in pulse units of the high voltage pulse (HV_Pulse).
  • the current of the high voltage pulse (HV_Pulse) may be measured by measuring the alternating current in a specific time unit.
  • the current detector 2130 may detect DC current for each of the pulse trains and provide the detected current I_sen value to the controller 2150 .
  • the high voltage switch 2140 may output or block the high voltage pulse HV_Pulse to the probe 2160 in response to the switch control signal SW of the controller 2150 .
  • the high voltage switch 2140 may be cut off in a situation where an overcurrent is supplied by the controller 2150.
  • the high voltage switch 2140 should be implemented using a high voltage element capable of stable switching even at a high voltage.
  • the controller 2150 receives the detection current I_sen provided from the current detector 2130 .
  • the controller 2150 may calculate an average current using the detected current I_sen value corresponding to each pulse.
  • the controller 2150 may exclude initial pulses in which the high voltage pulse HV_Pulse is generated from calculating the current average value. That is, the controller 2150 may use the detected current I_sen of each of the pulse trains after the current value of the high voltage pulse HV_Pulse is stabilized to calculate the average value. Also, after the current value of the high voltage pulse HV_Pulse is stabilized, the controller 2150 does not use a current value corresponding to a current peak such as an overshoot or undershoot of each pulse in calculating an average value.
  • the controller 2150 may variably apply the size of the limiting current to the high voltage pulse (HV_Pulse) according to the treatment mode. That is, the treatment mode may be differently applied depending on the tissue to which the irreversible electroporation is applied. For example, when the irreversible electroporation method for liver cancer is applied, the controller 2150 may determine a current level exceeding 30% of the average current as an overcurrent and may limit the current. On the other hand, when the irreversible electroporation method for pancreatic cancer is applied, the controller 2150 may determine and limit a current exceeding 20% of the average current value as an overcurrent. In addition, when the irreversible electroporation method for lung cancer is applied, the controller 2150 may determine and limit a current exceeding 10% of the average current value as an overcurrent.
  • HV_Pulse high voltage pulse
  • the controller 2150 may select various modes according to the characteristics of the area or tissue to which the procedure is applied. Therefore, it is possible to provide a more stable high voltage pulse (HV_Pulse) compared to an irreversible electroporation system that generally uses 50A as a limiting current.
  • the controller 2150 may be implemented using a MICOM or various control units.
  • the probe 2160 may serve as an electrode for applying the high voltage pulse (HV_Pulse) to the affected area or tissue or may be connected to the electrode.
  • Probe 2160 can be mounted, for example, on an endoscope to access tissue to be operated upon irreversibly electroporation.
  • the above irreversible electroporation system 2100 of the present invention can provide a more accurate current detection technique for the high voltage pulse (HV_Pulse). And the irreversible electroporation system 2100 of the present invention can set a variety of limiting current upon application of the high voltage pulse (HV_Pulse) can suppress the spark (Spark) generation in various conditions.
  • FIG. 11 is a timing diagram briefly illustrating a method of calculating an average current using a detected current in the controller of FIG. 10 .
  • the average current I_avg is calculated using the detected current I_sen after the pulse current is stabilized.
  • HV_Pulse generation of the high voltage pulse (HV_Pulse) starts at the time point T0.
  • the voltage pulse Voltage_Pulse
  • the current pulse Current_Pulse
  • level stabilization is slower than that of the voltage pulse (Voltage_Pulse). Accordingly, the first pulse P1 of the current pulse Current_Pulse does not reach the current I_std in the steady state. The increase of the current pulse of the high voltage pulse HV_Pulse will continue until the stabilized level of the pulse P4 is reached.
  • the fourth pulse P4 of the current pulse Current_Pulse is generated.
  • the level of the current pulse Current_Pulse reaches the stable level I_std, which is a steady state.
  • the current pulses P4, P5, P6, ... generated after the time point T3 are stabilized at a constant level I_std.
  • the controller 2150 When the controller 2150 calculates the average current using the size of the current pulse (Current_Pulse) detected by the current detector 2130, the controller 2150 will use only pulses after the pulse level is stabilized. For example, the detection current for the current pulses P1 to P3 before being stabilized will be excluded from the averaging operation. Further, current pulses after stabilization (eg, 10 pulses of P4 to P13) may be used in an averaging operation to obtain an average current.
  • FIG. 12 is a timing diagram showing a method of obtaining an average current in more detail according to the present invention.
  • a current value corresponding to an overshoot caused by application of a square wave to the current pulses P4 to P6 after level stabilization may be excluded from calculating the average current.
  • the detected current (I_sen) value of the flat section from which the effect of overshoot is excluded will be used for the averaging operation.
  • a current peak corresponding to the overshoot OS4 may occur.
  • the overshoots OS4, OS5, and OS5 included in each of these current pulses P4, P5, and P6 are due to the parasitic capacitance or distribution capacitance of the elements, and it is preferable to exclude them in order to substantially calculate the average current. Do. Therefore, when the overshoots OS_4, OS_5, and OS_6 included in each of the current pulses P4, P5, and P6 are excluded, the detected current I_sen of each flat section of the current pulses P4, P5, and P6 ) will be used for averaging.
  • the overshoots OS_4, OS_5, and OS_6 included in each of the current pulses P4, P5, and P6 from the average operation are filtered to detect the current ( A method of measuring I_sen) may be used.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing the high voltage switch shown in FIG. 10 as an example.
  • the high voltage switch 2140 may include a high voltage MOSFET (HV_MOSFET) that is turned on/off in response to a switch control signal (SW) provided from the controller 2150.
  • HV_MOSFET high voltage MOSFET
  • SW switch control signal
  • the controller 2150 sets the limit current I_lim based on the calculated average current I_avg.
  • the size of the limiting current I_lim may be selected to have a certain margin compared to the average current I_avg.
  • the controller 2150 uses the switch control signal SW to turn on the high voltage MOSFET HV_MOSFET when the detection current I_sen of the high voltage pulse HV_Pulse is equal to or smaller than the limit current I_lim. will print On the other hand, when the detection current I_sen of the high voltage pulse HV_Pulse is greater than the limit current I_lim, the switch control signal SW is output to turn off the high voltage MOSFET HV_MOSFET.
  • the high voltage pulse (HV_MOSFET) is output to the probe 2160 as an output pulse (Pulse_out).
  • HV_MOSFET high voltage MOSFET
  • the present invention is not limited thereto.
  • Various high voltage switching elements may be provided as switching elements constituting the high voltage switch 2140 .
  • FIG. 14 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent performed by the controller of the present invention. Referring to FIG. 14 , a method for limiting overcurrent appearing in current pulses Pk, Pk+1, ... after being stabilized is illustrated. Here, it is assumed that the limit current I_lim is 20% higher than the average current I_avg.
  • the current level of the current pulse Pk generated at the time point Tk (k is a natural number equal to or greater than 4) is lower than the average current I_avg. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn on the high voltage switch 2140.
  • the current level of the current pulse Pk+1 generated at the time point Tk+1 is higher than the average current I_avg and higher than the limit current I_lim. Accordingly, the controller 2150 determines that the current pulse Pk+1 is overcurrent and generates a switch control signal SW for turning off the high voltage switch 2140.
  • the current pulse (Pk+2) generated at the time of Tk+2 includes the current peak caused by the overshoot (OS_k+2).
  • OS_k+2 the overshoot
  • the current level of the current pulse Pk+2 including the overshoot OS_k+2 will be detected to be higher than the average current I_avg.
  • the detection current I_sen at the current pulse Pk+2 will be detected as being lower than the limit current I_lim.
  • the controller 2150 will not determine the current pulse Pk+2 as overcurrent. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal SW for turning on the high voltage switch 2140 at the time point Tk+2.
  • a current peak due to overshoot (OS_k+3) is included in the current pulse (Pk+3) generated at the time of Tk+3.
  • the overcurrent caused by the current peak must also be blocked.
  • the current level of the flat section of the current pulse Pk+3 is lower than the limit current I_lim
  • the current level of the overshoot OS_k+3 will be detected higher than the limit current I_lim. Accordingly, the detection current I_sen of the current pulse Pk+3 will be detected as being lower than the limit current I_lim.
  • the controller 2150 determines the current pulse Pk+3 as overcurrent. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal (SW) for turning off the high voltage switch 2140 at the time point Tk+3.
  • SW switch control signal
  • the current level of the current pulse Pk+3 generated at the time point Tk+4 will be detected similarly to the average current I_avg. Accordingly, the controller 2150 determines the current pulse Pk+4 as a normal current and generates a switch control signal SW for turning on the high voltage switch 2140.
  • FIG. 15 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent for each mode according to the present invention.
  • a switch control signal provided to the high voltage switch 2140 for blocking overcurrent in a plurality of treatment modes (mode1, mode2, mode3) having different levels of limited current (I_lim1 ⁇ I_lim2 ⁇ I_lim3)
  • the waveform of (SW) is shown.
  • the first limit current I_lim1 is a limit current in the first mode mode1 and is 10% higher than the average current I_avg.
  • the second limit current I_lim2 is the limit current in the second mode (mode2) and is 20% higher than the average current I_avg
  • the third limit current I_lim3 is the limit current in the third mode (mode3). As the limiting current, it is assumed that it is 30% higher than the average current (I_avg).
  • the current level of the current pulse Pk generated at the time point Tk (k is a natural number equal to or greater than 4) is lower than the average current I_avg.
  • the detection current I_sen sensed from the current pulse Pk is lower than the first to third limit currents I_lim1, I_lim2, and I_lim3, respectively. Accordingly, at the time Tk, regardless of the procedure mode, the controller 2150 will generate a switch control signal SW for turning on the high voltage switch 2140.
  • the current level of the current pulse Pk+1 generated at the time Tk+1 is detected to be higher than the second limit current I_lim2 and lower than the third limit current I_lim3. Therefore, in the treatment modes of the first mode (mode1) and the second mode (mode2), the current pulse (Pk+1) will be determined as overcurrent. In this case, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140 . On the other hand, in the treatment mode of the third mode (mode3), the current pulse (Pk+1) will be determined as a normal current. Accordingly, the controller 2150 will maintain the high voltage switch 2140 in a turned-on state.
  • a current peak (peak1) is included in the current pulse (Pk+2) generated at the time of Tk+2.
  • the influence of current peaks such as overshoot is excluded, but the overcurrent caused by the current peak must also be blocked in the operation to block the overcurrent.
  • the detection current I_sen of the current pulse Pk+2 including the current peak peak1 is sensed higher than the first limit current I_lim1 and lower than the second limit current I_lim2. Therefore, in the treatment mode of the first mode (mode1), the current pulse (Pk+2) will be determined as overcurrent.
  • the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140 .
  • the current pulse (Pk+2) will be determined as a normal current. Accordingly, the controller 2150 will generate the high voltage switch 2140 in a turn-on state.
  • the current peak (peak2) may also be included in the current pulse (Pk+3) generated at the time point Tk+3. Due to the current peak2, the detection current I_sen of the current pulse Pk+3 is sensed higher than the first to third limit currents I_lim1, I_lim2, and I_lim3. Therefore, in all treatment modes of the first to third modes (mode1, mode2, and mode3), the current pulse (Pk+3) will be determined as overcurrent. In this case, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140 regardless of the procedure mode.
  • the current level of the current pulse Pk+4 generated at the time point Tk+4 is sensed higher than the average current I_avg, but lower than the first to third limit currents I_lim1 to I_lim3. Accordingly, at the time of Tk+4, regardless of the procedure mode, the controller 2150 will generate a switch control signal (SW) for turning on the high voltage switch 2140.
  • SW switch control signal
  • the overcurrent blocking method to which different limit currents (I_lim1, I_lim2, and I_lim3) are applied for each treatment mode has been briefly described.
  • the overcurrent blocking method of the irreversible electroporation system 2100 of the present invention is limited to the three treatment modes (mode1 to mode3), but the present invention is not limited to the disclosure herein. It will be well understood that applicable limit currents may be set even in two treatment modes or four or more treatment modes, and thus overcurrent blocking may be executed.
  • FIG. 16 is a timing diagram illustrating a method of blocking overcurrent according to another embodiment of the present invention.
  • the overcurrent limiting method of the present invention can be applied even to a high voltage pulse of a bipolar waveform.
  • average currents I_avg+ and I_avg- and limit currents I_lim+ and I_lim- for each polarity may be applied to the bipolar current pulse Current_Pulse.
  • the limiting currents I_lim+ and I_lim- may be divided into a plurality of levels.
  • the method of calculating the average current (I_avg+, I_avg-) may be applied for each polarity in the same way as in the previously described current pulse of a monopolar waveform.
  • a positive (+) polarity current pulse Pk is generated.
  • the level of the current I_sen detected by the current pulse Pk is higher than the average current I_avg+ but lower than the limit current I_lim+. Accordingly, at the time point Tk, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn on the high voltage switch 2140.
  • a negative (-) polarity current pulse (Pk+1) generated at the time Tk+1 is generated.
  • the current level of the current pulse Pk+1 is lower than the average current I_avg- (absolute value is high), but higher than the limit current I_lim- (absolute value is low). Therefore, since the current magnitude of the current pulse Pk+1 is smaller than the limit current I_lim-, the controller 2150 maintains the turn-on state of the high voltage switch 2140 at the time Tk+1.
  • a switch control signal (SW) will be generated.
  • a positive (+) polarity current pulse (Pk+2) is generated again.
  • the level of the current I_sen detected by the current pulse Pk+2 will be sensed higher than the average current I_avg+ and the limit current I_lim+. Accordingly, at the time of Tk+2, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140.
  • a negative (-) polarity current pulse (Pk+3) generated at the time of Tk+3 is generated.
  • the detection current I_sen at the current pulse Pk+3 will be sensed lower than the limit current I_lim- (the absolute value is higher).
  • the controller 2150 will determine the current pulse (Pk+3) as overcurrent. Accordingly, at the time of Tk+3, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140.
  • a current pulse (Pk+4) of positive (+) polarity generated at the time of Tk+4 is generated.
  • a current peak is observed at the current pulse (Pk+4).
  • the detection current I_sen at the current peak generated from the current pulse Pk+4 is higher than the average current I_avg+, but is sensed lower than the limit current I_lim+. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn on the high voltage switch 2140.
  • a negative (-) polarity current pulse (Pk+4) generated at the time of Tk+5 is generated.
  • a current peak is also observed at the current pulse (Pk+5).
  • the detection current I_sen at the current peak generated from the negative polarity current pulse Pk+5 will be sensed lower than the average current I_avg- (absolute value is high) and lower than the limit current I_lim-.
  • the controller 2150 will determine the current pulse (Pk+5) as overcurrent. Accordingly, at the time of Tk+5, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140.
  • FIG 17 is a flow chart briefly showing the overcurrent blocking method of the irreversible electroporation system of the present invention.
  • the irreversible electroporation system 3100 of the present invention can calculate an accurate average current value, based on the average current value can provide multiple levels of overcurrent blocking function.
  • step S210 when the irreversible electroporation system (1100, see FIG. 10) is booted, the high voltage pulse generator (2120, see FIG. 10) calculates the average current (I_avg) of the high voltage pulse (HV_Pulse) and sets the limit current. It begins. When power is applied, the various components of the irreversible electroporation system 2100 are activated.
  • the high voltage pulse HV_Pulse is generated by the high voltage pulse generator 2120.
  • the pulse signal provided from the function generator 2110 may be amplified to a high voltage level by the high voltage pulse generator 2120.
  • a pulse signal of 3.3V amplitude generated by the function generator 2110 may be amplified into a high voltage pulse (HV_Pulse) of thousands of volts (eg, 3 kV) by the high voltage pulse generator 2120.
  • step S230 the current size of the high voltage pulse (HV_Pulse) is detected and the average current (I_avg) is calculated.
  • the average current I_avg will use the detection current I_sen sensed after the current value of the high voltage pulse HV_Pulse is stabilized.
  • the detection current I_sen sensed from several pulses P1 to P3 initially generated of the high voltage pulse HV_Pulse may be excluded from calculating the average current I_avg. That is, the controller 2150 may calculate the average current I_avg using a plurality of high voltage pulses HV_Pulse generated after the current value is stabilized.
  • the limit current I_lim is selected based on the calculated average current I_avg. For example, if three treatment modes (mode1, mode2, and mode3) are provided, one of the three limiting currents (I_lim1, I_lim2, and I_lim3) corresponding to the selected treatment mode may be selected.
  • the first limit current I_lim1 is a limit current in the first mode mode1 and may be provided with a value 10% higher than the average current I_avg.
  • the second limit current I_lim2 is the limit current in the second mode (mode2) and has a value 20% higher than the average current I_avg
  • the third limit current I_lim3 is the limit current in the third mode (mode3). As a current, it can be provided with a value 30% higher than the average current (I_avg).
  • an output pulse Pulse_out may be output through the high voltage switch 2140 under the selected limit current I_lim condition.
  • Current peaks or sudden overcurrents due to various factors in the electrodes to which the output pulses (Pulse_out) are provided can be suppressed to the selected limit current (I_lim) level. Accordingly, overcurrent blocking characteristics optimized for the selected procedure characteristics may be provided.
  • the irreversible electroporation system 2100 of the present invention is capable of accurately calculating the average current (I_avg) for the generated high voltage pulse (HV_Pulse).
  • an overcurrent blocking function optimized for applied treatment characteristics based on the accurate average current I_avg may be provided.
  • the irreversible electroporation system 3100 may include a function generator 3110 , a pulse shaper 3130 , and an electrode 3150 .
  • Function generator 3110 generates a basic pulse signal for forming the waveform of the high-frequency pulse output from the non-reversible electroporation system 3100.
  • the function generator 3110 may generate a pulse signal having a waveform corresponding to the selected mode.
  • the input mode may be classified according to the ratio (pulse width : pulse interval : pulse width) of output high frequency pulses. That is, the mode represents a ratio of a positive pulse width, a pulse interval, and a negative pulse width in a bipolar pulse. That is, the mode may have a concept similar to a duty cycle indicating a ratio of a pulse width to a pulse interval in a unipolar pulse.
  • the function generator 2110 If the mode is the first mode (Mode_1) indicating '1:1:1', the function generator 2110 outputs a positive pulse width, a pulse interval, and a bipolar pulse having the same ratio of negative pulse widths. will generate a signal. At this time, the bipolar pulse signal output from the function generator 2110 may be generated in the form of a square wave.
  • the pulse generator 3130 converts the bipolar pulse signal provided from the function generator 3110 into the high frequency pulse signal HF_Pulse according to the selected mode.
  • the high frequency pulse signal HF_Pulse output from the pulse generator 3130 is a positive pulse including a positive pulse period, a pulse interval, and a negative pulse period.
  • the voltage pulse has an exponentially decreasing form according to a predefined time constant ( ⁇ ) from the positive voltage peak. Also, 0V (or ground level) is maintained in the pulse interval section.
  • the high frequency pulse signal HF_Pulse is provided in an exponentially increasing form at a negative voltage peak in a negative pulse period. Specific forms of the high frequency pulse signal HF_Pulse will be described in detail in a timing diagram to be described later.
  • the electrode 3150 is provided as a means for applying a high frequency pulse (HF_Pulse) to the affected area or tissue.
  • the electrodes 3150 may be mounted on, for example, an endoscope or other surgical equipment and applied to tissue to be operated according to irreversible electroporation. Electroporation and electrochemical reactions are induced in the affected area or tissue by the high voltage pulse (HV_Pulse) of the present invention, so that tissues such as cancer cells can be cauterized more efficiently.
  • HV_Pulse high voltage pulse
  • the above irreversible electroporation system 3100 of the present invention can induce an electrochemical reaction with electroporation by providing a high-frequency pulse (HF_Pulse) of bipolarity.
  • HF_Pulse high-frequency pulse
  • a shadow region of electroporation may exist due to non-uniformity of an electric field that inevitably occurs depending on the shape or configuration of the electrode 3150 .
  • Tissue cauterization may be further performed through a subsequent electrochemical reaction for the shaded area. Therefore, during the procedure through the irreversible electroporation system 3100 of the present invention, it is possible to provide an effect of cauterizing cancer cells that cannot be achieved only by the electroporation method.
  • HF_Pulse high-frequency pulses
  • FIG. 19 in order to describe the characteristics of the high frequency pulse (HF_Pulse), a high frequency pulse (HF_Pulse) having a '1:1:1' ratio will be described as an example.
  • the positive pulse peak V of the high frequency pulse HF_Pulse is provided.
  • the high frequency pulse HF_Pulse has a form of exponentially decreasing from a positive peak to a ground level.
  • a period exponentially decreasing from a positive pulse peak or a period exponentially increasing from a negative pulse peak to 0V will be referred to as a pulse decay period.
  • the voltage pulse will have a decay period until the time point T1.
  • the pulse decay period may be longer or shorter depending on the setting of the time constant ( ⁇ ).
  • the application of the positive pulse ends and corresponds to the pulse interval maintaining the ground level.
  • the voltage of the high frequency pulse (HF_Pulse) will be recovered to the ground level (or 0V).
  • a negative pulse peak (V magnitude) of the high frequency pulse (HF_Pulse) is provided. Then, the high frequency pulse HF_Pulse follows a pulse decay period that increases exponentially from the negative pulse peak to the ground level. After the negative pulse is applied, the voltage pulse will have a pulse decay period until time T4.
  • the high frequency pulse (HF_Pulse) of the pulse mode having a '1:1:1' ratio has been described as an example.
  • electroporation action occurs as in conventional electroporation.
  • an electrochemical reaction is induced, and tissue cauterization to which the electroporation effect has not been achieved may be performed.
  • FIG. 20 is a flowchart briefly showing a method of applying a high frequency pulse (HF_Pulse) in the irreversible electroporation system of the present invention.
  • HF_Pulse high frequency pulse
  • the irreversible electroporation system 3100 of the present invention can generate the waveform of the optimal high-frequency pulse (HF_Pulse) according to the pulse mode, the electrochemical reaction in the area that the electroporation does not reach can induce a high therapeutic effect.
  • step S310 when booted for a procedure using the irreversible electroporation system (3100, see FIG. 18), selection of the pulse mode by the user is made. For example, when a first mode (Mode_1) is selected from among a plurality of modes, the function generator 3110 displays '1:1:1' in which the ratio of the positive pulse width to the pulse interval and the negative pulse width is the same. It will generate a pulse signal in the form of a square wave of a waveform.
  • the pulse mode will be described in the drawings to be described later, but it will be well understood that pulse modes corresponding to various ratios may be implemented.
  • the pulse signal in the form of a square wave may form a high frequency pulse (HF_Pulse) having a decay characteristic to which a time constant ( ⁇ ) of a specific size is applied by the pulse generator 3130.
  • a high-frequency pulse (HF_Pulse) in which a positive pulse and a negative pulse decrease or increase exponentially may be formed by using high voltage switching or amplification of a pulse signal in the form of a square wave.
  • it may be performed by adjusting the time constant ⁇ at the output terminal of the high frequency pulse HF_Pulse.
  • step S330 an electroporation action by the pulse peak provided to the electrode occurs.
  • a high voltage pulse peak is applied between the electrodes, a relatively large electric field will be formed. Electroporation occurs in the cell membrane by this electric field. That is, a strong electric field will be formed between an anode and a cathode located on both sides of a tissue cell such as a cancer cell. Additionally, it will be appreciated that near infrared rays may be irradiated using an optical fiber. In this case, hyperpolarization and depolarization are induced in the cell membrane of the tumor tissue, respectively, and as a result, irreversible pores are formed in the cell membrane to induce cell death.
  • a pulse decay section follows step S330 continuously.
  • the magnitude of the electric field formed between the anode and cathode of the electrode has a characteristic proportional to the voltage. Therefore, in the pulse decay period, the intensity of the electric field also decreases exponentially equal to the intensity of the voltage. This exponential decrease in electric field intensity may induce different electrochemical reactions in the vicinity of the anode and cathode of the electrode. Hyperpolarization or depolarization by a strong electric field does not occur uniformly in all regions between electrodes.
  • the electrochemical reaction induced by the pulse decay can be relatively uniformly induced between the electrodes. Therefore, when the pulse application method of the present invention is applied, even cancer cells that survive electroporation can be eliminated by an electrochemical reaction.
  • step S350 it is determined whether the currently applied pulse corresponds to the final pulse of the previously planned target pulse. For example, the number of pulses provided in a specific mode is predetermined, and when the corresponding number of pulses is applied, the procedure may be completed. If the pulse applied in steps S330 and S340 corresponds to the last pulse of the target pulse, all high frequency pulse (HF_Pulse) application operations may be terminated. On the other hand, if the pulse applied in steps S330 and S340 is not the last pulse of the target pulse, the procedure moves to step S330 and an additional pulse (pulse of opposite polarity) is applied.
  • HF_Pulse high frequency pulse
  • FIG. 21 are timing diagrams showing waveforms of high frequency pulses (HF_Pulse) in various modes according to an embodiment of the present invention.
  • HF_Pulse high frequency pulses
  • the relative ratio of pulse width or pulse interval can be freely adjusted according to the mode. Adjustment of such a pulse width or pulse interval can be a means for adjusting the characteristics of an electrochemical reaction.
  • the waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the first mode (Mode_1) corresponds to '1:1:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width.
  • the waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the second mode (Mode_2) corresponds to '1:2:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width.
  • HF_Pulse high frequency pulse
  • the pulse decay provided from the time point T3 to the time T4 has the same length as the pulse decay from the time T0 to the time T1 but the opposite polarity. Accordingly, the high frequency pulse (HF_Pulse) in the second mode (Mode_2) may be provided at a ratio of '1:2:1' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
  • the waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the third mode (Mode_3) corresponds to '1:2:2' of the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width.
  • a positive pulse peak is applied at time T0
  • pulse decay continues until time T1.
  • a pulse interval twice as long as the pulse decay period is provided.
  • a negative pulse peak is applied at a time point T3
  • the pulse decay provided from time T3 to time T5 may be provided with a polarity opposite to that of the pulse decay from time T0 to time T1 and twice as long. Accordingly, the high frequency pulse (HF_Pulse) in the third mode (Mode_3) may be provided at a ratio of '1:2:2' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
  • the waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the fourth mode (Mode_4) corresponds to '2:1:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width.
  • a pulse interval with a length 1/2 times the length of the pulse decay period is provided.
  • the pulse decay provided from the time T3 to the time T4 may be provided with a polarity opposite to that of the pulse decay from the time T0 to the time T2 and a half-length.
  • the high frequency pulse (HF_Pulse) in the fourth mode (Mode_4) may be provided at a ratio of '2:1:1' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
  • the waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the fifth mode (Mode_4) corresponds to '2:2:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width.
  • a pulse interval having the same length as the pulse decay period is provided from time T2 to time T4.
  • the pulse decay provided from the time T4 to the time T5 may be provided with a polarity opposite to that of the pulse decay from the time T0 to the time T2 and a half-length.
  • the high frequency pulse (HF_Pulse) in the fifth mode (Mode_5) may be provided at a ratio of '2:2:1' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
  • the magnitude (V) of the pulse peak may be set to 0.5 to 10,000 kV / cm, the pulse width to 0.5 ⁇ s to 20 ⁇ s, the pulse interval to 1 ⁇ s to 100 ⁇ s, and the pulse decay period to 1 ⁇ s to 40 ⁇ s. .
  • the speed or strength of the electrochemical reaction can be adjusted to various levels.
  • the illustrated modes of the high frequency pulse (HF_Pulse) are only examples and various modes of various ratios may be added.
  • electroporation and an electrochemical reaction may be induced by a high frequency pulse (HF_Pulse) provided as a pulse peak 3210 and a pulse decay 3230 .
  • HF_Pulse high frequency pulse
  • an electroporation action S1 occurs due to the pulse peak provided to the electrode.
  • S1 an electroporation action
  • E the electric field formed by the pulse peak 3210
  • ⁇ V potential difference
  • Equation 1 electroporation occurs in the cell membrane of a cell such as a cancer cell by an electric field (E). That is, a strong electric field E will be formed between the anode 3151 and the cathode 3153 located on both sides of tissue cells such as cancer cells. Additionally, it will be well understood that cells may be irradiated with near-infrared rays using an optical fiber. In this case, hyperpolarization and depolarization are induced in the tissue cell membrane of the tumor, respectively.
  • E electric field
  • Hyperpolarization is induced in a portion of the cell membrane adjacent to the anode 3151, and depolarization is induced in a portion of the cell membrane adjacent to the cathode 3153. That is, when hyperpolarized, K+ ions in the cell may be released to the outside of the tumor. As a result, irreversible pores may be formed in the cell membrane to induce apoptosis.
  • an electrochemical reaction occurs by an electric field provided to an electrode that decreases exponentially.
  • S2 electrochemical reaction
  • water is separated into oxygen and hydrogen ions near the anode 151, and water is separated into hydrogen and hydroxide ions near the cathode 3153.
  • Cell death can be accelerated by this electrochemical action.
  • Characteristics of the electrochemical action can be performed by adjusting the length of the pulse decay period or the size of the pulse peak by mode selection.

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Abstract

An irreversible electroporation system for generating an output high voltage according to an embodiment of the present invention comprises: a boost circuit for generating the output high voltage through a charging operation for an input voltage; a feedback circuit for converting, into a feedback voltage, the output high voltage output from the boost circuit; a voltage-frequency converter for generating a first detection signal having a frequency that varies according to a level of the feedback voltage; and a controller for generating a boost control signal for controlling of the charging operation of the boost circuit with reference to the first detection signal. The irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention is capable of detecting an output high voltage free from noise by feeding back the output high voltage in a voltage-frequency conversion scheme. Therefore, an irreversible electroporation system capable of stable supply of an output high voltage can be implemented.

Description

비가역적 전기천공 시스템 및 그것의 펄스 인가 방법Irreversible electroporation system and its pulse application method
본 발명은 전기천공 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 안정적으로 출력 고전압을 모니터링할 수 있고, 출력 펄스의 과전류를 효과적으로 차단하며, 전기화학 반응을 유도할 수 있는 비가역적 전기천공 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to an electroporation system, and more particularly, to an irreversible electroporation system capable of stably monitoring an output high voltage, effectively blocking an overcurrent of an output pulse, and inducing an electrochemical reaction.
비가역적 전기천공법(Irreversible Electroporation: 이하, IRE)은 전극의 양 끝단에 고전압 또는 고전류를 흐르게 하여 전극 사이에 강한 전기장을 생성하여 고형암과 같은 악성 종양을 세포 단위로 소작하여 제거하는 방법이다. 이러한 방법은 주요 혈관 및 장기에 인접하여 수술적 치료가 불가능한 환자에게 새로운 국소 치료법으로 제한적인 범위에서 이용되고 있다. Irreversible Electroporation (IRE) is a method of cauterizing and removing malignant tumors such as solid cancers in a cell unit by generating a strong electric field between the electrodes by applying a high voltage or high current to both ends of the electrodes. This method is used in a limited range as a new local treatment for patients incapable of surgical treatment due to proximity to major blood vessels and organs.
비가역적 전기천공 시스템에서 전압을 인가하기 위한 전극에 고전압을 제공하기 위해서는 상용 전압을 고전압으로 승압하는 기술이 적용된다. 승압된 고전압을 사용하여 고형암이나 연조직의 절개가 이루어진다. 따라서, 승압된 고전압의 안정적인 공급 없이는 높은 정밀도를 요구하는 비가역적 전기천공법 시술이 불가하다. 예상치 못한 노이즈나 여러 가지 악조건에서도 비가역적 전기천공 시스템의 출력 전압은 설정된 전압 레벨로 유지되어야 한다. 따라서, 비가역적 전기천공 시스템의 출력 전압을 정밀하게 모니터링하여 안정적인 출력 고전압을 보장하기 위한 기술이 절실한 실정이다.In order to provide a high voltage to an electrode for applying a voltage in an irreversible electroporation system, a technique of boosting a commercial voltage to a high voltage is applied. Incision of solid cancer or soft tissue is performed using a boosted high voltage. Therefore, an irreversible electroporation procedure requiring high precision is impossible without a stable supply of a boosted high voltage. The output voltage of the irreversible electroporation system should be maintained at the set voltage level even in unexpected noise or various adverse conditions. Therefore, there is an urgent need for a technique for ensuring a stable output high voltage by precisely monitoring the output voltage of the irreversible electroporation system.
비가역적 전기천공법을 치료에 적용하는데 있어서, 전기 에너지를 안정적으로 공급하는 것은 매우 중요하다. 그러나 고전압 펄스를 안정적으로 인가하는데는 많은 제약이 따르는 것이 현실이다. 예를 들면, 고전압 펄스를 제공하기 위한 전극표면에서는 불가피하게 산화막이나 산소 필름(O2)이 생성되고, 이는 전극 사이의 커패시터(Capactior)로 작용한다. 이러한 용량성 결함으로 전극에 고전압 펄스가 인가되는 경우에 과도현상을 야기하여, 오버슈트(Over-shoot)나 언더슈트(Under-shoot)와 같은 전류 피크가 발생하게 된다. 이러한 전류 피크는 출력 펄스에 대한 정밀한 전류 제어를 어렵게 하는 요소로 작용한다.In applying irreversible electroporation to treatment, it is very important to stably supply electrical energy. However, in reality, there are many limitations in stably applying the high voltage pulse. For example, an oxide film or an oxygen film (O 2 ) is inevitably formed on the surface of an electrode for providing a high voltage pulse, which acts as a capacitor between electrodes. Such a capacitive defect causes a transient phenomenon when a high voltage pulse is applied to the electrode, resulting in a current peak such as over-shoot or under-shoot. This current peak acts as a factor that makes precise current control of the output pulse difficult.
고주파 전기천공법은 기존의 저주파 단극성(Monophase) 전기천공법이 가지는 근육 수축 및 심전도(ECG) 교란의 문제점을 극복하기 위해 제안되었다. 하지만, 양극성(Biphase)인 고주파 전기천공법을 적용하기 위해 단극성(Monophase)인 저주파 펄스에 비해 전압을 두 배 이상 인가해야 하는 위험성이 있다. 그리고 두 전극 사이에서 전기장의 세기가 약한 위치의 암세포는 생존할 가능성이 높다는 문제점이 있다. 따라서, 높은 암세포의 소작 효율을 제공하기 위한 고주파 전기천공법의 연구가 더 필요한 실정이다. High-frequency electroporation has been proposed to overcome the problems of muscle contraction and electrocardiogram (ECG) disturbance of conventional low-frequency monophase electroporation. However, in order to apply biphase high frequency electroporation, there is a risk that a voltage must be applied twice or more compared to a monophase low frequency pulse. In addition, there is a problem in that cancer cells at a location where the strength of the electric field is weak between the two electrodes are highly likely to survive. Therefore, there is a need for further research on high-frequency electroporation to provide high cancer cell cauterization efficiency.
본 발명의 목적은, 다양한 노이즈에도 출력 고전압을 정밀한 값으로 검출 또는 모니터링하여 출력 고전압을 안정적으로 공급하는 비가역적 전기천공 시스템을 제공하는 데 있다. An object of the present invention is to provide an irreversible electroporation system that stably supplies an output high voltage by detecting or monitoring the output high voltage at a precise value even in various noises.
본 발명의 다른 목적은, 전류 피크의 영향으로부터 자유로운 평균 전류를 계산하는 비가역적 전기천공 시스템을 제공하는 데 있다. 더불어, 다양한 제한 전류값을 제공하여 시술 부위나 특성에 따른 제한 전류값을 설정할 수 있는 비가역적 전기천공 시스템을 제공하는데 있다.　Another object of the present invention is to provide an irreversible electroporation system that calculates an average current free from the effects of current peaks. In addition, to provide an irreversible electroporation system capable of setting a limiting current value according to the treatment site or characteristics by providing various limiting current values.
본 발명의 또 다른 복적은, 전기천공 작용에 더하여 전기화학 반응을 유도할 수 있는 고주파 비가역적 전기천공 시스템을 제공하는 데 있다. 또한, 전기화학 반응의 효율을 가변할 수 있는 다양한 파형의 고주파 펄스를 제공할 수 있는 비가역적 전기천공 시스템의 펄스 인가 방법을 제공하는데 있다.Another advantage of the present invention is to provide a high-frequency irreversible electroporation system capable of inducing an electrochemical reaction in addition to the electroporation action. In addition, it is to provide a pulse application method of an irreversible electroporation system capable of providing high-frequency pulses of various waveforms capable of varying the efficiency of the electrochemical reaction.
본 발명의 일 실시 예에 따른 출력 고전압을 생성하기 위한 비가역적 전기천공 시스템은, 입력 전압에 대한 충전 동작을 통해 상기 출력 고전압을 생성하는 승압 회로, 상기 승압 회로에서 출력되는 상기 출력 고전압을 피드백 전압으로 변환하는 피드백 회로, 상기 피드백 전압의 레벨에 따라 가변되는 주파수를 갖는 제 1 검출 신호를 생성하는 전압-주파수 컨버터, 그리고 상기 제 1 검출 신호를 참조하여 상기 승압 회로의 충전 동작을 제어하기 위한 부스트 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함한다.An irreversible electroporation system for generating an output high voltage according to an embodiment of the present invention, a boost circuit for generating the output high voltage through a charging operation for an input voltage, the output high voltage output from the boost circuit as a feedback voltage A feedback circuit for converting to , a voltage-frequency converter for generating a first detection signal having a frequency that varies according to the level of the feedback voltage, and a boost for controlling the charging operation of the step-up circuit with reference to the first detection signal. and a controller that generates control signals.
이 실시 예에서, 상기 비가역적 전기천공 시스템은 상기 피드백 전압과 상기 출력 고전압의 레벨을 정의하는 설정 전압의 레벨을 비교하여 제 2 검출 신호를 생성하는 비교기를 더 포함한다.In this embodiment, the irreversible electroporation system further comprises a comparator for generating a second detection signal by comparing the level of the set voltage defining the level of the feedback voltage and the output high voltage.
이 실시 예에서, 상기 비교기는, 상기 피드백 전압과 조정 가능한 제 1 설정 전압을 비교하는 제 1 비교기, 상기 피드백 전압과 고정된 레벨의 제 2 설정 전압을 비교하는 제 2 비교기, 그리고 상기 제 1 설정 전압을 상기 제 1 비교기에 제공하기 위한 디지털 가변 저항기를 포함한다.In this embodiment, the comparator comprises: a first comparator comparing the feedback voltage with an adjustable first set voltage, a second comparator comparing the feedback voltage with a second set voltage of a fixed level, and the first set voltage. and a digital variable resistor for providing a voltage to the first comparator.
이 실시 예에서, 상기 제 2 설정 전압은 상기 제 1 설정 전압의 최대치에 대응한다.In this embodiment, the second set voltage corresponds to the maximum value of the first set voltage.
이 실시 예에서, 상기 피드백 회로는, 상기 출력 고전압을 전압 분배하여 상기 피드백 전압을 출력하는 직렬 연결된 복수의 저항들, 상기 피드백 전압이 출력되는 피드백 노드와 접지 사이에 연결되는 적어도 하나의 커패시터, 그리고 상기 피드백 노드와 상기 접지 사이에 연결되며, 상기 피드백 전압을 안정화하는 제너 다이오드를 포함한다. In this embodiment, the feedback circuit includes a plurality of resistors connected in series for outputting the feedback voltage by voltage-dividing the output high voltage, at least one capacitor connected between the ground and a feedback node from which the feedback voltage is output, and A Zener diode is connected between the feedback node and the ground and stabilizes the feedback voltage.
본 발명의 일 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템은, 펄스 신호로부터 고전압 펄스를 생성하는 고전압 펄스 발생기, 상기 고전압 펄스의 전류를 검출하여 검출 전류로 출력하는 전류 검출기, 상기 고전압 펄스를 제어 신호에 따라 스위칭하여 펄스 출력으로 제공하는 고전압 스위치, 그리고 상기 검출 전류를 사용하여 상기 고전압 펄스의 평균 전류를 계산하고, 상기 평균 전류를 기반으로 상기 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 컨트롤러는 상기 고전압 펄스의 생성시 전류 레벨이 안정화되기 이전의 제 1 고전압 펄스에 대응하는 검출 전류를 상기 평균 전류의 계산에서 제외한다.An irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention, a high voltage pulse generator for generating a high voltage pulse from a pulse signal, a current detector for detecting the current of the high voltage pulse and outputting the detected current, the high voltage pulse to a control signal a high voltage switch that switches according to the voltage and provides a pulse output; and a controller that calculates an average current of the high voltage pulse using the detected current and generates the control signal based on the average current, wherein the controller comprises: The detection current corresponding to the first high voltage pulse before the current level is stabilized when the pulse is generated is excluded from the calculation of the average current.
이 실시 예에서, 상기 컨트롤러는 상기 전류 레벨이 안정화된 이후에 생성되는 적어도 하나의 제 2 고전압 펄스에 대응하는 검출 전류로부터 상기 평균 전류를 계산하되, 상기 제 2 고전압 펄스에 포함되는 전류 피크에 대응하는 검출 전류는 제외한다.In this embodiment, the controller calculates the average current from the detection current corresponding to at least one second high voltage pulse generated after the current level is stabilized, and the controller calculates the average current corresponding to a current peak included in the second high voltage pulse. excluding detection current.
이 실시 예에서, 상기 컨트롤러는 상기 고전압 펄스에 포함되는 전류 피크가 제한 전류보다 큰 경우에는 상기 고전압 스위치를 차단하도록 상기 제어 신호를 출력한다.In this embodiment, the controller outputs the control signal to shut off the high voltage switch when a current peak included in the high voltage pulse is greater than a limiting current.
이 실시 예에서, 상기 제한 전류는 상기 평균 전류에 소정의 전류 크기가 가감되며, 상기 소정의 전류 크기는 상기 펄스 출력이 적용되는 시술 모드에 따라 가변된다.In this embodiment, the limiting current is added to or subtracted from the average current by a predetermined current size, and the predetermined current size varies according to a treatment mode to which the pulse output is applied.
이 실시 예에서, 상기 고전압 펄스는 모노폴라 또는 바이폴라 파형으로 제공된다.In this embodiment, the high voltage pulse is provided as a monopolar or bipolar waveform.
본 발명의 일 실시 예에 따른 고주파 비가역적 전기천공 시스템의 펄스 인가 방법은, 복수의 펄스 모드들 중에서 타깃 세포에 인가할 어느 하나의 모드를 선택하는 단계, 상기 선택된 펄스 모드에 따라 제 1 구간 동안 제 1 펄스를 인가하는 단계, 상기 제 1 구간에 후속하는 제 2 구간 동안 접지 레벨을 유지하는 단계, 그리고 상기 제 2 구간에 후속하는 제 3 구간 동안 제 2 펄스를 인가하는 단계를 포함하되, 상기 제 1 펄스는 펄스 피크와 펄스 디케이 구간을 포함하고, 상기 펄스 피크에서 상기 타깃 세포에 전기천공을 제공하고, 상기 펄스 디케이 구간은 상기 타깃 세포에서의 전기화학 반응을 유도한다A pulse application method of a high-frequency irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention includes the steps of selecting any one mode to be applied to a target cell among a plurality of pulse modes, during a first period according to the selected pulse mode Applying a first pulse, maintaining a ground level during a second period following the first period, and applying a second pulse during a third period following the second period, The first pulse includes a pulse peak and a pulse decay period, and provides electroporation to the target cell at the pulse peak, and the pulse decay period induces an electrochemical reaction in the target cell.
이 실시 예에서, 상기 제 2 펄스는 상기 제 1 펄스와 동일한 파형이지만 반대 극성으로 제공된다.In this embodiment, the second pulse is provided with the same waveform as the first pulse but with an opposite polarity.
이 실시 예에서, 상기 디케이 구간의 길이는 1㎲ 내지 40㎲로 설정된다.In this embodiment, the length of the decay period is set to 1 μs to 40 μs.
이 실시 예에서, 상기 펄스 폭은 0.5㎲ 내지 20㎲로 설정된다.In this embodiment, the pulse width is set to 0.5 μs to 20 μs.
이 실시 예에서, 상기 선택된 펄스 모드에 따라 상기 디케이 구간의 길이를 설정하는 시정수가 조정된다.In this embodiment, the time constant for setting the length of the decay period is adjusted according to the selected pulse mode.
상술한 본 발명의 실시 예에 따르면, 출력되는 비가역적 전기천공 시스템의 출력 고전압에 유입되는 노이즈를 효과적으로 필터링하여 정밀한 모니터링이 가능하다. 따라서, 안정적인 출력 고전압을 제공하고 높은 신뢰성을 갖는 비가역적 전기천공 시스템을 제공할 수 있다. According to the embodiment of the present invention described above, by effectively filtering the noise flowing into the output high voltage output of the irreversible electroporation system to be output, precise monitoring is possible. Therefore, it is possible to provide an irreversible electroporation system that provides a stable output high voltage and has high reliability.
상술한 본 발명의 실시 예에 따르면, 비가역적 전기천공 시스템의 전류 펄스의 평균값을 다양한 조건에서 정확하게 계산할 수 있다. 따라서, 다양한 조건 하에서 출력되는 고전압 펄스에서 스파크의 발생을 억제하여 비가역적 전기천공 시스템의 안정성은 높일 수 있다.According to the embodiment of the present invention described above, the average value of the current pulse of the irreversible electroporation system can be accurately calculated under various conditions. Therefore, the stability of the irreversible electroporation system can be increased by suppressing the occurrence of sparks in the high voltage pulse output under various conditions.
상술한 본 발명의 실시 예에 따르면, 비가역적 전기천공법을 적용할 때, 전기천공 효과와 더불어 전기화학적 작용을 유도할 수 있는 비가역적 전기천공 시스템 및 그것의 펄스 인가 방법을 구현할 수 있다. 더불어, 본 발명의 고주파 전기천공 시스템 및 그것의 펄스 인가 방법에 따르면 시술 특성에 따라 다양한 효과의 전기화학 작용을 유도할 수 있어, 높은 치료 효과를 제공할 수 있다.According to the above-described embodiment of the present invention, when applying the irreversible electroporation method, it is possible to implement an irreversible electroporation system capable of inducing an electrochemical action along with the electroporation effect and a method for applying a pulse thereof. In addition, according to the high-frequency electroporation system and its pulse application method of the present invention, it is possible to induce electrochemical action of various effects according to the treatment characteristics, and thus can provide a high therapeutic effect.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템을 예시적으로 보여주는 블록도이다. 1 is a block diagram exemplarily showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention.
도 2는 도 1의 부스터의 구성을 예시적으로 보여주는 블록도이다. 2 is a block diagram showing the configuration of the booster of FIG. 1 by way of example.
도 3은 도 2의 피드백 회로 및 전압-주파수 컨버터를 예시적으로 보여주는 회로도이다.FIG. 3 is a circuit diagram showing the feedback circuit and the voltage-frequency converter of FIG. 2 as an example.
도 4는 도 2의 비교기의 간략한 개념을 보여주는 회로도이다. FIG. 4 is a circuit diagram showing a simplified concept of the comparator of FIG. 2 .
도 5는 도 4의 비교기의 동작을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다. 5 is a timing diagram illustrating an operation of the comparator of FIG. 4 as an example.
도 6은 도 2의 비교기의 다른 실시 예를 구체적으로 보여주는 회로도이다. 6 is a circuit diagram showing another embodiment of the comparator of FIG. 2 in detail.
도 7은 도 2의 충전 제어 회로를 예시적으로 보여주는 회로도이다. FIG. 7 is a circuit diagram showing the charging control circuit of FIG. 2 as an example.
도 8은 도 7의 충전 제어 회로의 동작을 간략히 보여주는 타이밍도이다.8 is a timing diagram briefly illustrating an operation of the charging control circuit of FIG. 7 .
도 9는 도 1의 컨트롤러 및 충전 제어 회로의 제어 동작을 간략히 보여주는 순서도이다. 9 is a flowchart briefly illustrating a control operation of the controller and the charging control circuit of FIG. 1 .
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템을 개략적으로 보여주는 블록도이다. 10 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention.
도 11은 도 10의 컨트롤러에서 검출 전류를 이용한 평균 전류의 계산 방법을 간략히 보여주는 타이밍도이다.FIG. 11 is a timing diagram briefly illustrating a method of calculating an average current using a detected current in the controller of FIG. 10 .
도 12는 본 발명의 평균 전류를 구하는 방법을 좀 더 구체적으로 보여주는 타이밍도 이다.12 is a timing diagram showing a method of obtaining an average current according to the present invention in more detail.
도 13은 도 10에 도시된 고전압 스위치를 예시적으로 보여주는 회로도이다. FIG. 13 is a circuit diagram showing the high voltage switch shown in FIG. 10 as an example.
도 14는 본 발명의 컨트롤러에서 수행되는 과전류의 차단 방법을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다.14 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent performed by the controller of the present invention.
도 15는 본 발명의 양식별 과전류의 차단 방법을 예시적으로 보여주는 타이밍도 이다.15 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent for each mode of the present invention.
도 16은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 과전류의 차단 방법을 보여주는 타이밍도 이다. 16 is a timing diagram illustrating a method of blocking overcurrent according to another embodiment of the present invention.
도 17은 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템의 과전류 차단 방법을 간략히 보여주는 순서도이다.Figure 17 is a flow chart briefly showing the overcurrent blocking method of the irreversible electroporation system of the present invention.
도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템을 개략적으로 보여주는 블록도이다.18 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention.
도 19는 본 발명의 전기천공 및 전기화학 반응을 유도할 수 있는 고주파 펄스(HF_Pulse)의 파형을 예시적으로 보여주는 도면이다.19 is a diagram exemplarily showing waveforms of high-frequency pulses (HF_Pulse) capable of inducing electroporation and electrochemical reactions according to the present invention.
도 20은 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템에서의 고주파 펄스(HF_Pulse) 인가 방법을 간략히 보여주는 순서도이다.20 is a flowchart briefly showing a method of applying a high frequency pulse (HF_Pulse) in the irreversible electroporation system of the present invention.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 다양한 모드에서의 고주파 펄스(HF_Pulse)의 파형들을 보여주는 타이밍도들이다.21 are timing diagrams showing waveforms of high frequency pulses (HF_Pulse) in various modes according to an embodiment of the present invention.
도 22는 본 발명의 실시 예에 따른 고주파 전기천공법의 작용 특징을 간략히 보여주는 도면이다. 22 is a view briefly showing the operation characteristics of the high-frequency electroporation method according to an embodiment of the present invention.
본 발명의 실시를 위한 최선의 형태를 보여주는 도면은 도 2, 도 10 및 도 20이다.Figures 2, 10 and 20 show the best mode for carrying out the present invention.
이하에서, 본 발명의 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있을 정도로, 본 발명의 실시 예들이 명확하고 상세하게 기재될 것이다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described clearly and in detail to the extent that those skilled in the art can easily practice the present invention.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템을 개략적으로 보여주는 블록도이다. 비가역적 전기천공 시스템(1100)은 부스터(1110), 컨트롤러(1120), 그리고 프로브(1130)을 포함할 수 있다. 1 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention. The irreversible electroporation system 1100 may include a booster 1110 , a controller 1120 , and a probe 1130 .
부스터(Booster, 1110)는 입력 전압(V_in)을 승압하여 출력 고전압(HV_out)으로 제공한다. 부스터(1110)는 입력 전압(V_in)을 충전하여 기준 전압 또는 설정 전압 레벨로 안정적으로 승압하기 위한 충전 및 승압 회로를 포함할 수 있다. 특히, 부스터(1110)는 출력 고전압(HV_out)의 레벨을 피드백하여 모니터링하는 기능을 갖는다. 부스터(1110)는 피드백된 피드백 전압(Vfb)을 모니터링하여 출력 고전압(HV_out)의 레벨에 따른 충전 레벨의 제어가 가능하다. 따라서, 출력 고전압(HV_out)을 안정적인 레벨로 지속시킬 수 있다. The booster 1110 boosts the input voltage V_in and provides it as an output high voltage HV_out. The booster 1110 may include a charging and boosting circuit for stably boosting the input voltage V_in to a reference voltage or a set voltage level by charging the input voltage V_in. In particular, the booster 1110 has a function of feeding back and monitoring the level of the output high voltage HV_out. The booster 1110 monitors the feedback voltage Vfb and controls the charge level according to the level of the output high voltage HV_out. Accordingly, the output high voltage HV_out can be maintained at a stable level.
본 발명의 부스터(1110)는 출력 고전압(HV_out)을 피드백하여 이중 검출을 수행할 수 있다. 부스터(1110)는 피드백 전압(Vfb)을 검출하여 제 1 검출 신호(VF_out) 및 제 2 검출 신호(Charge_status)로 생성할 수 있다. 피드백 전압(Vfb)은 출력 고전압(HV_out)을 전압 분배하여 내부 회로에서 측정 및 관리할 수 있는 레벨로 변환된 전압이다. 그리고 제 1 검출 신호(VF_out)는 피드백 전압(Vfb)에 따라 가변되는 주파수를 갖는 펄스 신호일 수 있다. 제 2 검출 신호(Charge_status)는 피드백 전압(Vfb)과 설정 전압의 레벨을 비교하여 출력 고전압(HV_out)이 설정 전압에 도달했는지를 지시한다. 즉, 제 2 검출 신호(Charge_status)는 출력 고전압(HV_out)이 타깃 전압 레벨로 충전되었는지를 지시하는 상태 값에 대응한다. The booster 1110 of the present invention may perform double detection by feeding back the output high voltage HV_out. The booster 1110 may detect the feedback voltage Vfb and generate the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status. The feedback voltage (Vfb) is a voltage converted to a level that can be measured and managed in an internal circuit by voltage dividing the output high voltage (HV_out). Also, the first detection signal VF_out may be a pulse signal having a variable frequency according to the feedback voltage Vfb. The second detection signal (Charge_status) indicates whether the output high voltage (HV_out) has reached the set voltage by comparing the level of the feedback voltage (Vfb) and the set voltage. That is, the second detection signal Charge_status corresponds to a state value indicating whether the output high voltage HV_out is charged to the target voltage level.
컨트롤러(1120)는 제 1 검출 신호(VF_out) 및 제 2 검출 신호(Charge_status)를 참조하여 부스터(1110)의 충전 상태를 제어하기 위한 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 생성한다. 즉, 컨트롤러(1120)는 출력 고전압(HV_out)에 대한 이중적인 모니터링을 통해서 부스터(1110)의 안정적인 출력 특성을 제공할 수 있다. 컨트롤러(1120)는 마이콤(MICOM)이나 다양한 컨트롤 유닛들을 사용하여 구현될 수 있다.The controller 1120 generates a boost control signal (Boost_CTRL) for controlling the charging state of the booster 1110 by referring to the first detection signal (VF_out) and the second detection signal (Charge_status). That is, the controller 1120 may provide stable output characteristics of the booster 1110 through double monitoring of the output high voltage HV_out. The controller 1120 may be implemented using a MICOM or various control units.
프로브(1130)는 출력 고전압(HV_out)을 환부나 조직에 인가하기 위한 전극으로 제공될 수 있다. 프로브(1130)는, 예를 들면 내시경에 장착되어 비가역적 전기천공법에 따라 시술되는 조직에 접근할 수 있다. The probe 1130 may serve as an electrode for applying the output high voltage HV_out to the affected area or tissue. Probe 1130 can be mounted on, for example, an endoscope to access tissue to be operated upon irreversibly electroporation.
이상의 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(1100)은 출력 고전압(HV_out)을 피드백하여 주파수 신호로 변환하는 방식으로 모니터링을 수행할 수 있다. 전압 레벨을 주파수 값으로 변환하면, 출력 고전압(HV_out)에 존재하는 노이즈를 효과적으로 필터링할 수 있다. 따라서, 출력 고전압(HV_out)에 대한 노이즈 필터링이 동반되는 정밀한 검출 동작이 가능하다. The above non-reversible electroporation system 1100 of the present invention may perform monitoring by converting the output high voltage (HV_out) into a frequency signal by feeding back. By converting the voltage level into a frequency value, noise present in the output high voltage HV_out can be effectively filtered. Accordingly, a precise detection operation accompanied by noise filtering of the output high voltage HV_out is possible.
도 2는 도 1의 부스터의 구성을 예시적으로 보여주는 블록도이다. 도 2를 참조하면, 부스터(1110)는 충전 제어 회로(1111), 승압 회로(1112), 피드백 회로(1113), 전압-주파수 컨버터(1114), 그리고 비교기(1115)를 포함할 수 있다. 도시되지는 않았지만, 부스터(1110)는 이 밖에도 신호 전달의 안정성을 위해 아이솔레이션 소자나, 출력 고전압(HV_out)을 펄스 파형으로 변환하기 위한 함수 발생기(Function Generator)와 같은 추가적인 구성을 더 포함할 수도 있음은 잘 이해될 것이다.2 is a block diagram showing the configuration of the booster of FIG. 1 by way of example. Referring to FIG. 2 , a booster 1110 may include a charge control circuit 1111, a boost circuit 1112, a feedback circuit 1113, a voltage-frequency converter 1114, and a comparator 1115. Although not shown, the booster 1110 may further include additional components such as an isolation element or a function generator for converting the output high voltage (HV_out) into a pulse waveform for signal transmission stability. will be well understood.
충전 제어 회로(1111)는 컨트롤러(1120)로부터 제공되는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)나 비교기(1115)에서 제공되는 제 2 검출 신호(Charge_status)에 응답하여 승압 회로(1112)의 충전 동작을 제어할 수 있다. 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)는 제 1 검출 신호(VF_out) 또는 제 2 검출 신호(Charge_status)에 의해서 컨트롤러(1120)에서 생성될 수 있다. 즉, 승압 회로(1112)에서 출력되는 출력 고전압(HV_out)의 레벨이 설정 전압과 일치하는지의 여부가 제 1 검출 신호(VF_out) 및 제 2 검출 신호(Charge_status)를 통해서 검출될 수 있다. 컨트롤러(1120)는 출력 고전압(HV_out)의 레벨이 설정 전압과 일치하는 경우에는 승압 회로(1112)의 전압 충전을 비활성화하도록 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 출력할 것이다. 반면, 컨트롤러(1120)는 출력 고전압(HV_out)의 레벨이 설정 전압보다 낮은 경우에는 승압 회로(1112)의 전압 충전을 활성화하도록 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 출력할 것이다. 충전 제어 회로(1111)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL) 및 제 2 검출 신호(Charge_status)에 따라 승압 회로(1112)의 충전 동작을 인에이블/디스에이블하는 충전 제어 신호(Enable)를 생성할 수 있다. The charge control circuit 1111 may control the charging operation of the boost circuit 1112 in response to a boost control signal (Boost_CTRL) provided from the controller 1120 or a second detection signal (Charge_status) provided from the comparator 1115. there is. The boost control signal Boost_CTRL may be generated by the controller 1120 by the first detection signal VF_out or the second detection signal Charge_status. That is, whether the level of the output high voltage HV_out output from the boost circuit 1112 matches the set voltage can be detected through the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status. The controller 1120 may output a boost control signal (Boost_CTRL) to disable voltage charging of the boost circuit 1112 when the level of the output high voltage HV_out matches the set voltage. On the other hand, when the level of the output high voltage HV_out is lower than the set voltage, the controller 1120 outputs the boost control signal Boost_CTRL to activate voltage charging of the boost circuit 1112. The charge control circuit 1111 may generate a charge control signal Enable to enable/disable the charging operation of the boost circuit 1112 according to the boost control signal Boost_CTRL and the second detection signal Charge_status.
승압 회로(1112)는 입력 전압(V_in)을 충전하여 출력 고전압(HV_out)으로 변환한다. 승압 회로(1112)는 충전 제어 회로(1111)에서 제공되는 충전 제어 신호(Enable)에 응답하여 입력 전압(V_in)을 충전할 수 있다. 충전 제어 신호(Enable)는 출력 고전압(HV_out)이 타깃 전압을 유지하도록 컨트롤러(1120)에서 제공되는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL) 및 비교기(1115)로부터 제공되는 제 2 검출 신호(Charge_status)로부터 생성된다.The boost circuit 1112 charges the input voltage (V_in) and converts it into an output high voltage (HV_out). The boost circuit 1112 may charge the input voltage V_in in response to the charge control signal Enable provided from the charge control circuit 1111 . The charge control signal Enable is generated from the boost control signal Boost_CTRL provided from the controller 1120 and the second detection signal Charge_status provided from the comparator 1115 so that the output high voltage HV_out maintains the target voltage.
피드백 회로(1113)는 출력 고전압(HV_out)을 피드백 전압(Vfb)으로 변환하여 전압-주파수 컨버터(1114) 및 비교기(1115)에 제공한다. 실질적으로 출력 고전압(HV_out)은 수천 볼트(예를 들면, 3kV)에 이르는 고전압으로 출력된다. 따라서, 출력 고전압(HV_out)의 레벨 변경없이 피드백하는 경우, 부스터(1110)의 내부 회로는 전압 충격에 의해서 오동작하거나 파괴될 수 있다. 따라서, 피드백 회로(1113)에 의해서 출력 고전압(HV_out)의 레벨은 부스터(1110)의 내부에서 처리 가능한 저전압 레벨로 정규화되어야 한다. 피드백 회로(1113)에 의해서 출력 고전압(HV_out)은 상대적으로 낮은 피드백 전압(Vfb)으로 변환된다. 예를 들면, 피드백 전압(Vfb)은 10V 이하의 레벨로 설정될 수 있다.The feedback circuit 1113 converts the output high voltage HV_out into a feedback voltage Vfb and provides it to the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 . Substantially, the output high voltage HV_out is output as a high voltage of several thousand volts (eg, 3 kV). Accordingly, in the case of feedback without changing the level of the output high voltage HV_out, the internal circuit of the booster 1110 may malfunction or be destroyed due to voltage shock. Therefore, the level of the output high voltage HV_out by the feedback circuit 1113 should be normalized to a low voltage level that can be processed inside the booster 1110. The output high voltage HV_out is converted into a relatively low feedback voltage Vfb by the feedback circuit 1113 . For example, the feedback voltage Vfb may be set to a level of 10V or less.
전압-주파수 컨버터(1114)는 피드백 전압(Vfb)의 레벨에 대응하는 주파수를 갖는 펄스 신호를 제 1 검출 신호(VF_out)로 출력할 수 있다. 일반적으로 전압-주파수 컨버터(114, V/F Converter)의 출력 발진 주파수의 설정은 기준 전압이나 내부의 RC 시정수를 조정함으로써 가능하다. 예를 들면, 전압-주파수 컨버터(1114)는 9V의 피드백 전압(Vfb)에 대해서 1.3kHz의 펄스 형태의 제 1 검출 신호(VF_out)를 출력하도록 설정할 수 있다. 이 경우, 피드백 전압(Vfb)의 증감에 따라 출력되는 제 1 검출 신호(VF_out)의 주파수는 증가하거나 감소할 수 있다. The voltage-frequency converter 1114 may output a pulse signal having a frequency corresponding to the level of the feedback voltage Vfb as the first detection signal VF_out. In general, setting the output oscillation frequency of the voltage-frequency converter (V/F Converter 114) is possible by adjusting a reference voltage or an internal RC time constant. For example, the voltage-frequency converter 1114 may be configured to output the first detection signal VF_out in the form of a pulse of 1.3 kHz with respect to the feedback voltage Vfb of 9 V. In this case, the frequency of the output first detection signal VF_out may increase or decrease according to the increase or decrease of the feedback voltage Vfb.
피드백 전압(Vfb)을 주파수 신호인 제 1 검출 신호(VF_out)로 변환함에 따라, 출력 고전압(HV_out) 또는 피드백 전압(Vfb)에 유입되는 노이즈를 효과적으로 제거할 수 있다. 일반적으로 전압-주파수 컨버터(1114)에는 적분 회로가 사용되며, 적분 회로에 의해서 출력 고전압(HV_out) 또는 피드백 전압(Vfb)에 포함된 노이즈는 상당량 필터링될 수 있다. 전압-주파수 컨버터(1114)는 전압 제어 발진기(Voltage Controlled Oscillator: VCO)와 같은 회로로 구현될 수도 있음은 잘 이해될 것이다.As the feedback voltage Vfb is converted into the first detection signal VF_out, which is a frequency signal, noise introduced into the output high voltage HV_out or the feedback voltage Vfb can be effectively removed. In general, an integrator is used in the voltage-frequency converter 1114, and noise included in the output high voltage (HV_out) or the feedback voltage (Vfb) can be substantially filtered by the integrator. It will be appreciated that the voltage-to-frequency converter 1114 may be implemented as a circuit such as a voltage controlled oscillator (VCO).
비교기(1115)는 피드백 전압(Vfb)의 레벨과 설정 전압(V_set)을 비교하여 제 2 검출 신호(Charge_status)를 생성한다. 설정 전압(V_set)은 출력 고전압(HV_out)의 타깃 레벨에 대응하는 크기로 제공될 수 있다. 즉, 출력 고전압(HV_out)이 타깃 전압(예를 들면, 3kV)을 출력하도록 설정하기 위해서, 설정 전압(V_set)은 피드백 회로(1113)에 의해서 전압 분배된 9V로 설정될 수 있다. 비교기(1115)는 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set) 이상으로 상승하는 경우, 제 2 검출 신호(Charge_status)를 하이 레벨(H)에서 로우 레벨(L)로 천이시킬 수 있다. The comparator 1115 compares the level of the feedback voltage Vfb with the set voltage V_set to generate the second detection signal Charge_status. The set voltage V_set may be provided in a size corresponding to the target level of the output high voltage HV_out. That is, in order to set the output high voltage HV_out to output a target voltage (eg, 3 kV), the set voltage V_set may be set to 9V, which is voltage-divided by the feedback circuit 1113. The comparator 1115 may transition the second detection signal Charge_status from the high level H to the low level L when the feedback voltage Vfb rises above the set voltage V_set.
전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115)에서 각각 출력되는 제 1 검출 신호(VF_out) 및 제 2 검출 신호(Charge_status)에 의해서 출력 고전압(HV_out)은 이중으로 모니터링될 수 있다. 컨트롤러(1120)는 제 1 검출 신호(VF_out) 및 제 2 검출 신호(Charge_status)를 참조하여 출력 고전압(HV_out)의 레벨을 검출하고, 충전 제어 회로(1111)를 제어하는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 생성한다.The output high voltage HV_out may be double-monitored by the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status output from the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115, respectively. The controller 1120 detects the level of the output high voltage HV_out with reference to the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status, and generates a boost control signal Boost_CTRL for controlling the charge control circuit 1111. generate
이상에서는 본 발명의 부스터(1110)의 예시적인 구성이 간략히 설명되었다. 부스터(1110)의 구성은 본 발명의 일 실시 예에 불과하며, 상술한 구성들에 추가되거나 다양한 변경이 가능할 것이다.In the above, an exemplary configuration of the booster 1110 of the present invention has been briefly described. The configuration of the booster 1110 is only one embodiment of the present invention, and various changes or additions to the above configurations may be possible.
도 3은 도 2의 피드백 회로 및 전압-주파수 컨버터를 예시적으로 보여주는 회로도이다. 도 3을 참조하면, 피드백 회로(1113)는 출력 고전압(HV_out)을 전압 분배하여 피드백 전압(Vfb)으로 생성한다. 전압-주파수 컨버터(1114)는 피드백 전압(Vfb)의 레벨에 따라 가변되는 주파수를 갖는 제 1 검출 신호(VF_out)를 생성한다.FIG. 3 is a circuit diagram showing the feedback circuit and the voltage-frequency converter of FIG. 2 as an example. Referring to FIG. 3 , the feedback circuit 1113 divides the output high voltage HV_out to generate a feedback voltage Vfb. The voltage-frequency converter 1114 generates the first detection signal VF_out having a variable frequency according to the level of the feedback voltage Vfb.
피드백 회로(1113)는 출력 고전압(HV_out)을 전압 분배하기 위한 복수의 저항들(R1, R2, R3, R4)을 포함한다. 그리고 피드백 회로(1113)는 피드백 전압(Vfb)에 포함되는 노이즈를 필터링하기 위한 커패시터(C1)와 피드백 전압(Vfb)의 안정화를 위한 제너 다이오드(D1)를 포함할 수 있다. 직렬 연결된 복수의 저항들(R1, R2, R3, R4)에 의해서 출력단(N1 노드)에 형성된 출력 고전압(HV_out)은 피드백 노드(N2)에 피드백 전압(Vfb)으로 전압 분배된다. 예를 들면, 저항들(R1, R2, R3)의 크기를 각각 3.3MΩ, 저항(R4)을 30KΩ으로 구성된 조건에서는, 출력 고전압(HV_out)이 3kV인 경우, 피드백 전압(Vfb)은 약 9V로 분배된다. 전압 분배비의 설정을 위해서 저항들(R1, R2, R3, R4) 각각의 저항치는 다양한 방식으로 설정될 수 있을 것이다. The feedback circuit 1113 includes a plurality of resistors R1, R2, R3, and R4 for voltage-dividing the output high voltage HV_out. Also, the feedback circuit 1113 may include a capacitor C1 for filtering noise included in the feedback voltage Vfb and a Zener diode D1 for stabilizing the feedback voltage Vfb. The output high voltage HV_out formed at the output terminal (node N1) by the plurality of resistors R1, R2, R3, and R4 connected in series is voltage-divided to the feedback node N2 as the feedback voltage Vfb. For example, under the condition that each of the resistors R1, R2, and R3 is 3.3MΩ and the resistor R4 is 30KΩ, when the output high voltage HV_out is 3kV, the feedback voltage Vfb is about 9V. Distributed. To set the voltage distribution ratio, the resistance values of each of the resistors R1, R2, R3, and R4 may be set in various ways.
피드백 전압(Vfb)이 셋업되는 저항(R4)에 병렬 연결되는 커패시터(C1)는 직류 전압인 피드백 전압(Vfb)에 포함된 노이즈를 효과적으로 필터링할 수 있다. 피드백 전압(Vfb)에는 다양한 형태의 노이즈가 유입될 수 있다. 승압 회로(1112, 도 2 참조)에는 본질적으로 승압에 의한 노이즈가 발생할 수 있다. 또는 소자들의 결함에 의해서 출력 고전압(HV_out)이나 피드백 전압(Vfb)에 교류 성분의 노이즈들이 포함될 수 있다. 이러한 피드백 전압(Vfb)에 유입되는 노이즈 성분은 커패시터(C1)에 의해서 접지로 드레인될 수 있다.The capacitor C1 connected in parallel to the resistor R4 in which the feedback voltage Vfb is set can effectively filter noise included in the DC voltage feedback voltage Vfb. Various types of noise may be introduced into the feedback voltage Vfb. The boost circuit 1112 (see FIG. 2) may inherently generate noise due to the boost. Alternatively, AC component noise may be included in the output high voltage HV_out or the feedback voltage Vfb due to defects in the elements. A noise component introduced into the feedback voltage Vfb may be drained to ground by the capacitor C1.
제너 다이오드(D1)는 피드백 전압(Vfb)이 과도하게 상승하는 경우를 차단하여, 피드백 전압(Vfb)을 안정화한다. 제너 다이오드(D1)는 적절한 항복 전압으로 도핑됨에 따라 양단에 역방향으로 설정되는 피드백 전압(Vfb)을 정전압으로 안정화시킨다. 즉, 피드백 전압(Vfb)이 제너 다이오드(D1)의 항복 전압에 도달하기 전까지의 역방향 전류는 무시할 정도이며, 피드백 전압(Vfb)이 항복 전압에 도달하는 경우, 역방향 전류는 급격히 증가하지만, 안정적인 역방향 전압은 유지될 수 있다. 따라서, 제너 다이오드(D1)에 의해서 항복 전압에 대응하는 안정적인 정전압이 피드백 노드(N2)에 유지될 수 있다.The Zener diode D1 blocks the excessive rise of the feedback voltage Vfb, thereby stabilizing the feedback voltage Vfb. As the Zener diode D1 is doped with an appropriate breakdown voltage, it stabilizes the feedback voltage Vfb set in the reverse direction at both ends to a constant voltage. That is, the reverse current until the feedback voltage Vfb reaches the breakdown voltage of the Zener diode D1 is negligible, and when the feedback voltage Vfb reaches the breakdown voltage, the reverse current increases rapidly, but the reverse current is stable. voltage can be maintained. Therefore, a stable constant voltage corresponding to the breakdown voltage may be maintained at the feedback node N2 by the Zener diode D1.
전압-주파수 컨버터(1114)는 가변 저항(VR1)과 저항(R5)을 통해서 전달되는 피드백 전압(Vfb)의 크기에 대응하는 제 1 검출 신호(VF_out)를 생성한다. 제 1 검출 신호(VF_out)는 피드백 전압(Vfb)의 크기에 따라 가변되는 주파수의 펄스 신호일 수 있다. 전압-주파수 컨버터(1114)에서 출력되는 제 1 검출 신호(VF_out)의 주파수는 기준 전압 입력단(RT)에 설정되는 기준 전압이나 내부의 RC 시정수를 조정함으로써 가능하다. 예를 들면, 전압-주파수 컨버터(1114)는 9V의 피드백 전압(Vfb)에 대해서 1.3kHz의 제 1 검출 신호(VF_out)를 출력하도록 설정될 수 있을 것이다. 전압-주파수 컨버터(1114)를 통해 피드백 전압(Vfb)에 유입되는 노이즈가 효과적으로 제거될 수 있다. 전압-주파수 컨버터(1114)는 도시한 형태 이외에도 다양한 IC 소자를 통해서 구현 가능하다. The voltage-frequency converter 1114 generates a first detection signal VF_out corresponding to the magnitude of the feedback voltage Vfb transmitted through the variable resistor VR1 and the resistor R5. The first detection signal VF_out may be a pulse signal having a variable frequency according to the magnitude of the feedback voltage Vfb. The frequency of the first detection signal VF_out output from the voltage-frequency converter 1114 can be adjusted by adjusting the reference voltage set in the reference voltage input terminal RT or the internal RC time constant. For example, the voltage-frequency converter 1114 may be configured to output a first detection signal VF_out of 1.3 kHz for a feedback voltage Vfb of 9V. Noise introduced into the feedback voltage Vfb through the voltage-frequency converter 1114 can be effectively removed. The voltage-frequency converter 1114 can be implemented through various IC devices other than the illustrated form.
도 4는 도 2의 비교기의 개략적 개념을 설명하기 위한 회로도이다. 도 4를 참조하면, 일 실시 예에 따른 연산 증폭기(OP-amp)를 활용한 비교기(1115a)에 의해서 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)에 도달했는지 검출할 수 있다. FIG. 4 is a circuit diagram for explaining a schematic concept of the comparator of FIG. 2 . Referring to FIG. 4 , it is possible to detect whether the feedback voltage Vfb reaches the set voltage V_set by the comparator 1115a using an operational amplifier (OP-amp) according to an embodiment.
비교기(1115a)는 피드백 전압(Vfb)의 레벨과 설정 전압(V_set)을 비교하여 제 2 검출 신호(Charge_status)를 생성한다. 즉, 비교기(1115a)의 정입력단(+)에는 설정 전압(V_set)이 제공된다. 그리고 비교기(1115a)의 부입력단(-)에는 피드백 전압(Vfb)이 인가될 것이다. 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)보다 낮은 경우에는 제 2 검출 신호(Charge_status)는 하이 레벨(H)로 출력될 것이다. 반면, 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)과 같거나 높은 경우, 제 2 검출 신호(Charge_status)는 로우 레벨(L)로 출력될 것이다. The comparator 1115a compares the level of the feedback voltage Vfb with the set voltage V_set to generate the second detection signal Charge_status. That is, the set voltage V_set is provided to the positive input terminal (+) of the comparator 1115a. Also, the feedback voltage Vfb is applied to the negative input terminal (-) of the comparator 1115a. When the feedback voltage Vfb is lower than the set voltage V_set, the second detection signal Charge_status is output at a high level (H). On the other hand, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than the set voltage V_set, the second detection signal Charge_status is output at a low level (L).
설정 전압(V_set)은 출력 고전압(HV_out)의 타깃 레벨에 대응하는 크기로 제공될 수 있다. 즉, 출력 고전압(HV_out)이 타깃 전압(예를 들면, 3kV)을 출력하도록 설정하기 위해서, 설정 전압(V_set)은 피드백 회로(1113)에 의해서 전압 분배된 크기인 9V로 설정될 수 있다. 이 경우, 피드백 전압(Vfb)이 9V와 같거나 그 이상으로 상승하는 경우, 제 2 검출 신호(Charge_status)를 하이 레벨(H)에서 로우 레벨(L)로 천이될 것이다. The set voltage V_set may be provided in a size corresponding to the target level of the output high voltage HV_out. That is, in order to set the output high voltage HV_out to output a target voltage (eg, 3 kV), the set voltage V_set may be set to 9V, which is a voltage divided by the feedback circuit 1113. In this case, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than 9V, the second detection signal Charge_status is transitioned from a high level (H) to a low level (L).
도 5는 도 4의 비교기의 동작을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다. 도 5를 참조하면, 비교기(1115a)의 입력단에 제공되는 피드백 전압(Vfb)과 설정 전압(V_set)의 레벨에 따라 제 2 검출 신호(Charge_status)의 레벨이 가변된다. 5 is a timing diagram illustrating an operation of the comparator of FIG. 4 as an example. Referring to FIG. 5 , the level of the second detection signal Charge_status varies according to the levels of the feedback voltage Vfb and the set voltage V_set provided to the input terminal of the comparator 1115a.
T0 시점에서 피드백 전압(Vfb)은 설정 전압(V_set)보다 낮은 것으로 가정하기로 한다. 그러면, 제 2 검출 신호(Charge_status)는 하이 레벨(H)로 출력될 것이다. 피드백 전압(Vfb)이 증가하더라도, 설정 전압(V_set)보다 낮은 T0~T1 구간에서는 여전히 제 2 검출 신호(Charge_status)는 하이 레벨(H)로 유지될 것이다. 이것은 출력 고전압(HV_out)의 레벨이 타깃 전압보다 낮은 상태이므로 승압 회로(1112, 도 2 참조)의 충전이 더 필요함을 의미한다. At time T0, it is assumed that the feedback voltage Vfb is lower than the set voltage V_set. Then, the second detection signal Charge_status is output at a high level (H). Even if the feedback voltage (Vfb) increases, the second detection signal (Charge_status) is still maintained at the high level (H) in the period from T0 to T1 lower than the set voltage (V_set). This means that since the level of the output high voltage HV_out is lower than the target voltage, the boost circuit 1112 (see FIG. 2) needs to be charged more.
T1 시점에서, 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)에 도달하고, T2 시점까지는 설정 전압(V_set)보다 높은 상태를 유지한다. 이 경우, 비교기(1115a)는 로우 레벨(L)의 제 2 검출 신호(Charge_status)를 출력할 것이다. 로우 레벨(L)의 제 2 검출 신호(Charge_status)는 출력 고전압(HV_out)의 레벨이 타깃 전압에 도달하거나 더 높은 상태이므로 승압 회로(1112)의 충전이 중지되어야 함을 의미한다. At time T1, the feedback voltage (Vfb) reaches the set voltage (V_set), and maintains a state higher than the set voltage (V_set) until time T2. In this case, the comparator 1115a will output a low level (L) second detection signal (Charge_status). The low level (L) second detection signal (Charge_status) means that the charging of the boost circuit 1112 should be stopped because the level of the output high voltage (HV_out) reaches or is higher than the target voltage.
T2 시점에서 다시 피드백 전압(Vfb)은 설정 전압(V_set) 이하로 감소하게 된다. 그러면, 제 2 검출 신호(Charge_status)는 로우 레벨(L)에서 하이 레벨(H)로 천이된다. 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)보다 낮게 유지되는 T2~T3 구간에서는 제 2 검출 신호(Charge_status)는 하이 레벨(H)을 유지할 것이다. 하이 레벨(H)의 제 2 검출 신호(Charge_status)에 의해서 승압 회로(1112)는 충전 작용을 활성화할 것이다. At time T2, the feedback voltage (Vfb) decreases again to be less than the set voltage (V_set). Then, the second detection signal Charge_status transitions from the low level (L) to the high level (H). The second detection signal Charge_status will maintain a high level (H) in the period T2 to T3 in which the feedback voltage Vfb is maintained lower than the set voltage V_set. The boost circuit 1112 activates the charging operation by the second detection signal (Charge_status) of the high level (H).
이상에서는 비교기(1115a)에 의한 피드백 전압(Vfb)과 설정 전압(V_set)의 레벨에 따른 제 2 검출 신호(Charge_status)의 출력 특성이 개념적으로 설명되었다. 하지만, 안정적인 제 2 검출 신호(Charge_status)의 제공을 위해 다양한 부가 구성들이나 소자들이 추가적으로 사용될 수 있을 것이다.In the above, the output characteristic of the second detection signal Charge_status according to the level of the feedback voltage Vfb and the set voltage V_set by the comparator 1115a has been conceptually described. However, various additional components or elements may be additionally used to provide a stable second detection signal (Charge_status).
도 6은 도 2의 비교기의 다른 실시 예를 구체적으로 보여주는 회로도이다. 도 6을 참조하면, 비교기(115b)는 제 1 및 제 2 비교기(1115-1, 1115-2)와 디지털 가변 저항기(1115-3)를 포함할 수 있다. 6 is a circuit diagram showing another embodiment of the comparator of FIG. 2 in detail. Referring to FIG. 6 , the comparator 115b may include first and second comparators 1115-1 and 1115-2 and a digital variable resistor 1115-3.
제 1 비교기(1115-1)는 디지털 가변 저항기(1115-3)에 의해서 제공되는 설정 전압(V_set)과 피드백 전압(Vfb)을 비교하여 제 2 검출 신호(Charge_status)를 출력할 수 있다. 제 1 비교기(1115-1)의 정입력단(+)에는 디지털 가변 저항기(1115-3)에 의해서 제공되는 설정 전압(V_set)이 전달된다. 즉, 디지털 가변 저항기(1115-3)에 의해서 가변되는 저항값과 저항들(R11, R12)의 분배에 의해서 셋업되는 설정 전압(V_set)이 제 1 비교기(1115-1)의 정입력단(+)에 입력될 수 있다. 그리고 제 1 비교기(1115-1)의 부입력단(-)에는 피드백 전압(Vfb)이 인가될 것이다. 피드백 전압(Vfb)은 앞서 설명된 피드백 회로(1113)에 의해서 제공될 수 있다. 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)보다 낮은 경우, 제 1 비교기(1115-1)는 하이 레벨(H)의 제 2 검출 신호(Charge_status)를 출력할 것이다. 반면, 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)과 같거나 높은 경우, 제 1 비교기(1115-1)는 로우 레벨(L)의 제 2 검출 신호(Charge_status)를 출력할 것이다. The first comparator 1115-1 may output a second detection signal Charge_status by comparing the set voltage V_set provided by the digital variable resistor 1115-3 with the feedback voltage Vfb. The set voltage V_set provided by the digital variable resistor 1115-3 is transmitted to the positive input terminal (+) of the first comparator 1115-1. That is, the set voltage V_set set up by the resistance value varied by the digital variable resistor 1115-3 and the distribution of the resistors R11 and R12 is the positive input terminal (+) of the first comparator 1115-1. can be entered into Also, the feedback voltage Vfb is applied to the negative input terminal (-) of the first comparator 1115-1. The feedback voltage Vfb may be provided by the feedback circuit 1113 described above. When the feedback voltage Vfb is lower than the set voltage V_set, the first comparator 1115-1 outputs a high level H second detection signal Charge_status. On the other hand, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than the set voltage V_set, the first comparator 1115-1 outputs a low level L second detection signal Charge_status.
제 2 비교기(1115-2)는 고정 설정 전압(V_set_con)과 피드백 전압(Vfb)을 비교하여 제 2 검출 신호(Charge_status)를 생성한다. 즉, 제 2 비교기(1115-2)의 정입력단(+)에는 디지털 가변 저항기(1115-3)가 아닌 고정 저항들(R17, R18, R20)에 의해서 셋업되는 고정 설정 전압(V_set_con)이 입력된다. 그리고 제 2 비교기(1115-2)의 부입력단(-)에는 피드백 전압(Vfb)이 인가될 것이다. 피드백 전압(Vfb)이 고정 설정 전압(V_set_con)보다 낮은 경우에는 제 2 검출 신호(Charge_status)는 하이 레벨(H)로 출력될 것이다. 반면, 피드백 전압(Vfb)이 고정 설정 전압(V_set_con)과 같거나 높은 경우, 제 2 검출 신호(Charge_status)는 로우 레벨(L)로 출력될 것이다. 여기서, 고정 설정 전압(V_set_con)은 디지털 가변 저항기(1115-3)에 의해서 제공될 수 있는 설정 전압(V_set)의 최대치로 제공될 수 있다. 예를 들면, 설정 전압(V_set)이 1kV 내지 3kV의 범위로 가변되는 경우, 고정 설정 전압(V_set_con)은 3kV로 제공되도록 고정 저항들(R17, R18, R20)의 크기가 결정될 수 있을 것이다.The second comparator 1115-2 compares the fixed set voltage V_set_con and the feedback voltage Vfb to generate the second detection signal Charge_status. That is, the fixed set voltage V_set_con set up by the fixed resistors R17, R18, and R20 instead of the digital variable resistor 1115-3 is input to the positive input terminal (+) of the second comparator 1115-2. . Also, the feedback voltage Vfb is applied to the negative input terminal (-) of the second comparator 1115-2. When the feedback voltage Vfb is lower than the fixed set voltage V_set_con, the second detection signal Charge_status is output at a high level (H). On the other hand, when the feedback voltage Vfb is equal to or higher than the fixed set voltage V_set_con, the second detection signal Charge_status is output at a low level (L). Here, the fixed set voltage V_set_con may be provided as the maximum value of the set voltage V_set that can be provided by the digital variable resistor 1115-3. For example, when the set voltage V_set varies in the range of 1 kV to 3 kV, the sizes of the fixed resistors R17, R18, and R20 may be determined so that the fixed set voltage V_set_con is provided at 3 kV.
디지털 가변 저항기(1115-3)는 마이콤과 같은 제어 유닛에 의해서 조정될 수 있는 가변 저항기이다. 디지털 가변 저항기(1115-3)는 데이터 입력단(DIN)을 가변 저항단(A-W)에 걸리는 내부 저항의 조정이 가능하다. 디지털 가변 저항기(1115-3)의 설정을 통해서 제 1 비교기(1115-1)의 정입력단(+)으로 가변되는 설정 전압(V_set)이 제공될 수 있다.The digital variable resistor 1115-3 is a variable resistor that can be adjusted by a control unit such as a microcomputer. The digital variable resistor 1115-3 can adjust the internal resistance of the data input terminal DIN to the variable resistance terminals A-W. A variable set voltage (V_set) may be provided to the positive input terminal (+) of the first comparator 1115-1 through the setting of the digital variable resistor 1115-3.
이상에서 설명된 바와 같이 제 1 비교기(1115-1) 및 제 2 비교기(1115-2)를 통해서 제 2 검출 신호(Charge_status)는 안정적으로 공급될 수 있다. 즉, 제 1 비교기(1115-1)의 고장시에, 고정 설정 전압(V_set_con)에 의해서 구동되는 제 2 비교기(1115-2)가 제 2 검출 신호(Charge_status)를 안정적으로 공급할 수 있다. As described above, the second detection signal (Charge_status) can be stably supplied through the first comparator 1115-1 and the second comparator 1115-2. That is, when the first comparator 1115-1 fails, the second comparator 1115-2 driven by the fixed set voltage V_set_con can stably supply the second detection signal Charge_status.
도 7은 도 2의 충전 제어 회로를 예시적으로 보여주는 회로도이다. 도 7을 참조하면, 승압 회로(1112, 도 2 참조)의 충전 동작을 제어하기 위한 충전 제어 회로(1111)는 제 1 및 제 2 MOSFET 트랜지스터들(Q1, Q2)을 포함한다. MOSFET 트랜지스터들(Q1, Q2) 각각은 컨트롤러(1120)로부터 제공되는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)와 비교기(1115)로부터 제공되는 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)에 의해 각각 스위칭된다.FIG. 7 is a circuit diagram showing the charging control circuit of FIG. 2 as an example. Referring to FIG. 7 , the charging control circuit 1111 for controlling the charging operation of the boost circuit 1112 (see FIG. 2) includes first and second MOSFET transistors Q1 and Q2. Each of the MOSFET transistors Q1 and Q2 is switched by a boost control signal (Boost_CTRL) provided from the controller 1120 and an inverted second detection signal (/Charge_status) provided from the comparator 1115, respectively.
제 1 MOSFET 트랜지스터(Q1)는 컨트롤러(1120)에서 제공되는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)에 의해서 스위칭된다. 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)는 컨트롤러(1120)에서 제 1 검출 신호(VF_out)를 기반으로 생성될 수 있다. 즉, 마이컴과 같은 제어 유닛으로 구성되는 컨트롤러(1120)는 피드백 전압(Vfb)을 주파수 신호로 변환한 제 1 검출 신호(VF_out)를 사용하여 출력 고전압(HV_out)의 레벨을 모니터링한다. 즉, 컨트롤러(1120)는 제 1 검출 신호(VF_out)의 주파수를 모니터링하여 출력 고전압(HV_out)이 타깃 전압(예를 들면, 3kV)에 도달했는지 모니터링할 수 있다. 즉, 컨트롤러(1120)는 제 1 검출 신호(VF_out)로부터 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)에 도달했는지를 모니터링할 수 있다. The first MOSFET transistor Q1 is switched by the boost control signal Boost_CTRL provided from the controller 1120 . The boost control signal Boost_CTRL may be generated by the controller 1120 based on the first detection signal VF_out. That is, the controller 1120 composed of a control unit such as a microcomputer monitors the level of the output high voltage HV_out using the first detection signal VF_out obtained by converting the feedback voltage Vfb into a frequency signal. That is, the controller 1120 may monitor whether the output high voltage HV_out reaches a target voltage (eg, 3 kV) by monitoring the frequency of the first detection signal VF_out. That is, the controller 1120 may monitor whether the feedback voltage Vfb reaches the set voltage V_set from the first detection signal VF_out.
만일, 모니터링된 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)의 레벨보다 낮은 경우, 컨트롤러(1120)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 로우 레벨(L)로 제공하여 제 1 MOSFET 트랜지스터(Q1)를 턴오프(Turn-off)시킨다. 그러면, 충전 제어 회로(1111)의 출력 노드(N3)는 접지와 차단되어 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)는 하이 레벨로 출력되어, 충전 인에이블(Enable) 상태가 될 수 있다. 즉, 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)에 의해서 승압 회로(1112)의 충전 동작이 활성화될 수 있다. If the monitored feedback voltage (Vfb) is lower than the level of the set voltage (V_set), the controller 1120 provides the boost control signal (Boost_CTRL) at a low level (L) to turn the first MOSFET transistor (Q1). Turn off. Then, the output node N3 of the charge control circuit 1111 is disconnected from the ground, and the charge control signal Enable of the high level H is output to a high level, so that the charge enable state can be obtained. That is, the charging operation of the boost circuit 1112 can be activated by the charging control signal (Enable) of the high level (H).
반면, 모니터링된 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)과 동일하거나 높은 경우, 컨트롤러(1120)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 하이 레벨(L)로 제공하여 제 1 MOSFET 트랜지스터(Q1)를 턴온(Turn-on)시킨다. 하지만, MOSFET 트랜지스터들(Q1, Q2)이 모두 턴온된 상태에서만 충전 제어 신호(Enable)는 접지 레벨로 천이될 것이다.On the other hand, when the monitored feedback voltage Vfb is equal to or higher than the set voltage V_set, the controller 1120 provides the boost control signal Boost_CTRL at a high level L to turn on the first MOSFET transistor Q1. (Turn-on). However, the charge control signal Enable is transitioned to the ground level only when both MOSFET transistors Q1 and Q2 are turned on.
제 2 MOSFET 트랜지스터(Q2)는 비교기(1115)로부터 제공되는 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)에 의해서 스위칭된다. 제 2 검출 신호(Charge_status)는 비교기(1115)에 의해서 설정 전압(V_set)과 피드백 전압(Vfb)의 비교에 의해서 생성된다. 즉, 제 2 검출 신호(Charge_status)는 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)보다 낮은 경우에는 하이 레벨(H), 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)과 같거나 높은 경우에는 로우 레벨(L)로 전달될 것이다. 따라서, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)보다 낮은 경우에는 로우 레벨(L), 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)과 같거나 높은 경우에는 하이 레벨(H)로 전달될 것이다. The second MOSFET transistor Q2 is switched by the inverted second detection signal (/Charge_status) provided from the comparator 1115. The second detection signal (Charge_status) is generated by comparing the set voltage (V_set) and the feedback voltage (Vfb) by the comparator 1115 . That is, the second detection signal (Charge_status) has a high level (H) when the feedback voltage (Vfb) is lower than the set voltage (V_set), and a low level when the feedback voltage (Vfb) is equal to or higher than the set voltage (V_set). will be forwarded to (L). Therefore, the inverted second detection signal (/Charge_status) is at a low level (L) when the feedback voltage (Vfb) is lower than the set voltage (V_set), and when the feedback voltage (Vfb) is equal to or higher than the set voltage (V_set) will be delivered at a high level (H).
만일, 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)의 레벨보다 낮은 경우, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)가 로우 레벨(L)로 전달되어 제 2 MOSFET 트랜지스터(Q2)를 턴오프(Turn-off)시킨다. 그러면, 충전 제어 회로(1111)의 출력 노드(N3)는 접지와 차단되어 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호는 인에이블(Enable) 상태가 될 수 있다. 즉, 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)에 의해서 승압 회로(1112)의 충전 동작이 활성화될 수 있다. If the feedback voltage (Vfb) is lower than the level of the set voltage (V_set), the inverted second detection signal (/Charge_status) is transferred to a low level (L) to turn off the second MOSFET transistor (Q2) -off) Then, the output node N3 of the charge control circuit 1111 is disconnected from the ground, so that the high level H charge control signal can be enabled. That is, the charging operation of the boost circuit 1112 can be activated by the charging control signal (Enable) of the high level (H).
반면, 피드백 전압(Vfb)이 설정 전압(V_set)과 동일하거나 높은 경우, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)가 하이 레벨(H)로 전달되어 제 2 MOSFET 트랜지스터(Q2)를 턴온(Turn-on)시킨다. 하지만, MOSFET 트랜지스터들(Q1, Q2)이 모두 턴온된 상태에서만 충전 제어 신호(Enable)는 접지 레벨로 천이될 것이다. On the other hand, when the feedback voltage (Vfb) is equal to or higher than the set voltage (V_set), the inverted second detection signal (/Charge_status) is transferred to a high level (H) to turn on the second MOSFET transistor (Q2) (Turn-on). on) However, the charge control signal Enable is transitioned to the ground level only when both MOSFET transistors Q1 and Q2 are turned on.
부스트 제어 신호(Boost_CTRL)와 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)의 레벨에 따른 충전 제어 신호(Enable)의 상태는 아래 표 1을 통해서 요약될 수 있다.The state of the charge control signal (Enable) according to the level of the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) can be summarized through Table 1 below.
Boost_CTRLBoost_CTRL /Charge_status/Charge_status Q1Q1 Q2Q2 EnableEnable
HH HH ONON ONON LL
HH LL ONON OFFOFF HH
LL HH OFFOFF ON ON HH
LL LL OFFOFF OFFOFF HH
상술한 표 1에 따르면, 충전 제어 신호(Enable)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)와 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status) 중 적어도 하나가 로우 레벨(L)인 경우에 하이 레벨(H)로 출력된다. 따라서, 제 1 검출 신호(VF_out) 및 제 2 검출 신호(Charge_status) 중 어느 하나만이라도 설정 전압(V_set)보다 낮은 것으로 검출되는 경우, 충전 제어 회로(1111)는 승압 회로(1112)의 충전 동작을 활성화할 것이다. 결국, 본 발명의 전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115)에 의한 이중적인 모니터링을 통해서 안정적인 출력 고전압(HV_out)을 제공할 수 있음을 의미한다. According to Table 1 described above, the charge control signal (Enable) is output at a high level (H) when at least one of the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) is a low level (L) do. Accordingly, when any one of the first detection signal VF_out and the second detection signal Charge_status is detected to be lower than the set voltage V_set, the charging control circuit 1111 activates the charging operation of the boost circuit 1112. something to do. As a result, it means that a stable output high voltage (HV_out) can be provided through double monitoring by the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 of the present invention.
도 8은 도 7의 충전 제어 회로의 동작을 간략히 보여주는 타이밍도이다. 도 8을 참조하면, 충전 제어 회로(1111)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)와 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status) 중 적어도 하나가 로우 레벨(L)인 경우에 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)로 출력된다.8 is a timing diagram briefly illustrating an operation of the charging control circuit of FIG. 7 . Referring to FIG. 8 , the charge control circuit 1111 controls high level (H) charging when at least one of the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) is low level (L). It is output as a signal (Enable).
T0~T1 구간에서, 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)와 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 모두 하이 레벨(H)로 입력된다. 즉, 전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115) 모두 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨로 출력되고 있음을 지시한다. 이 경우, 제 1 및 제 2 MOSFET 트랜지스터들(Q1, Q2) 모두가 턴온(Turn-On)되고, 충전 제어 회로(1111)는 로우 레벨(L)의 충전 제어 신호(Enable)를 출력하게 될 것이다.In the period T0 to T1, both the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) are input at a high level (H). That is, both the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 indicate that the output high voltage HV_out is being output at a target level. In this case, both the first and second MOSFET transistors Q1 and Q2 are turned on, and the charge control circuit 1111 outputs a low level L charge control signal Enable. .
T1~T2 구간에서, 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)는 하이 레벨(H), 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 로우 레벨(L)로 입력된다. 즉, 전압-주파수 컨버터(1114)는 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨로 출력되고 있는 것으로 검출하고, 비교기(1115)는 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨보다 낮은 것으로 검출하는 경우이다. 이 경우, 제 1 MOSFET 트랜지스터들(Q1)은 턴온(Turn-On), 제 2 MOSFET 트랜지스터(Q2)는 턴오프(Turn-Off)된다. 따라서, 충전 제어 회로(1111)는 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)를 출력하게 될 것이다.In the period T1 to T2, the boost control signal Boost_CTRL is input at a high level (H), and the inverted second detection signal (/Charge_status) is input at a low level (L). That is, the voltage-frequency converter 1114 detects that the output high voltage HV_out is output at the target level, and the comparator 1115 detects that the output high voltage HV_out is lower than the target level. In this case, the first MOSFET transistors Q1 are turned on (Turn-On), and the second MOSFET transistor (Q2) is turned off (Turn-Off). Accordingly, the charge control circuit 1111 will output a high level (H) charge control signal (Enable).
T2~T3 구간에서, 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)는 로우 레벨(L), 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 하이 레벨(H)로 입력된다. 즉, 전압-주파수 컨버터(1114)는 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨보다 낮은 것으로 검출하고, 비교기(1115)는 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨로 출력되는 것으로 검출하는 경우이다. 이 경우, 제 1 MOSFET 트랜지스터(Q1)는 턴오프(Turn-Off), 제 2 MOSFET 트랜지스터(Q2)는 턴온(Turn-On)된다. 따라서, 충전 제어 회로(1111)는 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)를 출력하게 될 것이다.In the intervals T2 to T3, the boost control signal (Boost_CTRL) is input at a low level (L), and the inverted second detection signal (/Charge_status) is input at a high level (H). That is, the voltage-frequency converter 1114 detects that the output high voltage HV_out is lower than the target level, and the comparator 1115 detects that the output high voltage HV_out is output at the target level. In this case, the first MOSFET transistor Q1 is turned off (Turn-Off), and the second MOSFET transistor (Q2) is turned on (Turn-On). Accordingly, the charge control circuit 1111 will output a high level (H) charge control signal (Enable).
T3~T4 구간에서, 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)와 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status) 모두가 로우 레벨(L)로 입력된다. 즉, 전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115) 모두가 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨보다 낮게 출력되는 상태를 검출하는 경우이다. 이 경우, 제 1 MOSFET 트랜지스터(Q1)와 제 2 MOSFET 트랜지스터(Q2) 모두가 턴오프(Turn-Off)된다. 따라서, 충전 제어 회로(1111)는 하이 레벨(H)의 충전 제어 신호(Enable)를 출력하게 될 것이다.In the period T3 to T4, both the boost control signal (Boost_CTRL) and the inverted second detection signal (/Charge_status) are input at a low level (L). That is, this is a case where both the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 detect a state in which the output high voltage HV_out is lower than the target level. In this case, both the first MOSFET transistor Q1 and the second MOSFET transistor Q2 are turned off. Accordingly, the charge control circuit 1111 will output a high level (H) charge control signal (Enable).
도 9는 도 1의 컨트롤러 및 충전 제어 회로의 제어 동작을 간략히 보여주는 순서도이다. 도 9를 참조하면, 컨트롤러(1120) 및 충전 제어 회로(1111)는 전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115)의 검출 결과를 이용하여 승압 회로(1112)의 충전 동작을 제어할 수 있다. 9 is a flowchart briefly illustrating a control operation of the controller and the charging control circuit of FIG. 1 . Referring to FIG. 9 , the controller 1120 and the charging control circuit 1111 may control the charging operation of the boost circuit 1112 using detection results of the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115.
S110 단계에서, 비가역적 전기천공 시스템(1100, 도 1 참조)의 출력 고전압(HV_out)의 레벨이 피드백 회로(1113, 도 2 참조)에 의해서 피드백된다. 즉, 피드백 회로(1113)의 전압 분배에 의해서 고전압(1~3kV)인 출력 고전압(HV_out)은 전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115)에서 관리할 수 있는 저전압 레벨의 피드백 전압(Vfb)으로 변환된다.In step S110, the level of the output high voltage (HV_out) of the irreversible electroporation system (1100, see Fig. 1) is fed back by the feedback circuit (1113, see Fig. 2). That is, the output high voltage (HV_out), which is a high voltage (1 to 3 kV) by voltage division of the feedback circuit 1113, is a feedback voltage (Vfb) of a low voltage level that can be managed by the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115 is converted to
S120 단계에서, 컨트롤러(1120)는 전압-주파수 컨버터(1114)로부터 입력되는 제 1 검출 신호(VF_out)를 기반으로 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 생성한다. 즉, 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨보다 낮은 것으로 제 1 검출 신호(VF_out)가 출력되는 경우, 컨트롤러(1120)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 로우 레벨(L)로 생성할 것이다. 반면, 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨과 같거나 높은 것으로 제 1 검출 신호(VF_out)가 출력되는 경우, 컨트롤러(1120)는 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)를 하이 레벨(H)로 출력할 것이다.In step S120 , the controller 1120 generates a boost control signal Boost_CTRL based on the first detection signal VF_out input from the voltage-frequency converter 1114 . That is, when the output high voltage HV_out is lower than the target level and the first detection signal VF_out is output, the controller 1120 generates the boost control signal Boost_CTRL at a low level (L). On the other hand, when the output high voltage HV_out is equal to or higher than the target level and the first detection signal VF_out is output, the controller 1120 outputs the boost control signal Boost_CTRL at a high level (H).
S130 단계에서, 비교기(1115)는 비교기(1115)로부터 출력되는 제 2 검출 신호(Charge_status)를 기반으로 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)를 생성한다. 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 인버터와 같은 수단을 통해서 생성되거나, 컨트롤러(1120)에 의해서 논리적으로 생성될 수도 있을 것이다. 즉, 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨보다 낮은 경우, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 로우 레벨(L)로 생성될 것이다. 반면, 출력 고전압(HV_out)이 타깃 레벨과 같거나 높은 경우, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)는 하이 레벨(H)로 출력될 것이다.In step S130, the comparator 1115 generates an inverted second detection signal (/Charge_status) based on the second detection signal (Charge_status) output from the comparator 1115. The inverted second detection signal (/Charge_status) may be generated through a means such as an inverter or logically generated by the controller 1120. That is, when the output high voltage (HV_out) is lower than the target level, the inverted second detection signal (/Charge_status) is generated with a low level (L). On the other hand, when the output high voltage HV_out is equal to or higher than the target level, the inverted second detection signal /Charge_status is output at a high level (H).
S140 단계에서, 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)의 레벨에 따른 동작 분기가 발생한다. 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)가 로우 레벨인 경우(YES 방향), 절차는 S150 단계로 이동한다. S150 단계에서, 승압 회로(1112)의 충전 동작이 활성화된다. 반면, 부스트 제어 신호(Boost_CTRL)가 하이 레벨인 경우(NO 방향), 절차는 S160 단계로 이동한다. In step S140, an operation branch occurs according to the level of the boost control signal (Boost_CTRL). When the boost control signal Boost_CTRL is at a low level (YES direction), the procedure moves to step S150. In step S150, the charging operation of the boost circuit 1112 is activated. On the other hand, when the boost control signal Boost_CTRL is at a high level (direction NO), the procedure moves to step S160.
S160 단계에서, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)의 레벨에 따른 동작 분기가 발생한다. 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)가 로우 레벨인 경우(YES 방향), 절차는 S150 단계로 이동한다. 반면, 반전된 제 2 검출 신호(/Charge_status)가 하이 레벨인 경우(NO 방향), 절차는 S170 단계로 이동한다. S170 단계에서, 승압 회로(1112)의 충전 동작은 비활성화된다.In step S160, an operation branch occurs according to the level of the inverted second detection signal (/Charge_status). When the inverted second detection signal (/Charge_status) is at a low level (YES direction), the procedure moves to step S150. On the other hand, when the inverted second detection signal (/Charge_status) is at a high level (NO direction), the procedure moves to step S170. In step S170, the charging operation of the boost circuit 1112 is deactivated.
이상의 순서도에 따르면, 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(1100)의 출력 고전압(HV_out)은 이중적으로 모니터링될 수 있다. 출력 고전압(HV_out)에 대한 전압-주파수 컨버터(1114)와 비교기(1115)에 의한 이중적인 모니터링을 통해서 출력 고전압(HV_out)의 레벨은 안정적으로 관리될 수 있고, 효율적으로 노이즈 필터링이 가능하다. According to the above flow chart, the output high voltage (HV_out) of the irreversible electroporation system 1100 of the present invention can be double-monitored. Through dual monitoring of the output high voltage HV_out by the voltage-frequency converter 1114 and the comparator 1115, the level of the output high voltage HV_out can be stably managed and noise filtering can be performed efficiently.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템을 개략적으로 보여주는 블록도 이다. 비가역적 전기천공 시스템(2100)은 함수 발생기(2110), 고전압 펄스 발생기(2120), 전류 검출기(2130), 고전압 스위치(2140), 컨트롤러(2150) 그리고 프로브(2160)를 포함할 수 있다. 10 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention. The irreversible electroporation system 2100 may include a function generator 2110, a high voltage pulse generator 2120, a current detector 2130, a high voltage switch 2140, a controller 2150 and a probe 2160.
함수 발생기(2110)는 비가역적 전기천공 시스템(2100)에서 제공하게 되는 출력 펄스(Pulse_out)의 파형에 대응하는 펄스 신호를 생성한다. 예를 들면, 함수 발생기(2110)는 환자의 치료에 이용하기 위한 구형파 형태의 펄스 신호를 생성할 수 있다. 함수 발생기(2110)는 출력되어야 할 펄스 신호의 폭(Pulse width)이나 듀티 사이클(Duty cycle) 등에 대한 설정 정보에 따라 일정한 진폭을 갖는 펄스 신호를 생성하게 될 것이다. 함수 발생기(2110)는 단순한 모노폴라(Mono-polar) 형태의 펄스뿐만 아니라 바이폴라(Bi-polar) 형태의 펄스 신호도 생성할 수 있다. Function generator 2110 generates a pulse signal corresponding to the waveform of the output pulse (Pulse_out) to be provided by the irreversible electroporation system (2100). For example, the function generator 2110 may generate a pulse signal in the form of a square wave for use in treatment of a patient. The function generator 2110 will generate a pulse signal having a constant amplitude according to setting information about the pulse width or duty cycle of the pulse signal to be output. The function generator 2110 may generate not only a simple mono-polar pulse but also a bi-polar pulse signal.
고전압 펄스 발생기(2120)는 함수 발생기(2110)에서 제공되는 펄스 신호(Pulse signal)를 고전압으로 증폭시킬 수 있다. 고전압 펄스 발생기(2120)는 비가역적 전기천공 시스템(3100)에 구비되는 부스터(Booster, 미도시)를 통해서 승압된 고전압(HV)을 제공받을 수 있다. 고전압 펄스 발생기(2120)는 고전압(HV)을 펄스 신호에 따라 스위칭하거나, 펄스 신호를 고전압(HV) 레벨로 증폭하는 방식으로 고전압 펄스(HV_Pulse)로 출력할 수 있다. The high voltage pulse generator 2120 may amplify a pulse signal provided from the function generator 2110 to a high voltage. The high voltage pulse generator 2120 may receive a boosted high voltage (HV) through a booster (Booster, not shown) provided in the irreversible electroporation system 3100. The high voltage pulse generator 2120 may output the high voltage pulse (HV_Pulse) by switching the high voltage (HV) according to the pulse signal or amplifying the pulse signal to a high voltage (HV) level.
전류 검출기(2130)는 고전압 펄스 발생기(2120)로부터 출력되는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류값을 검출한다. 전류 검출기(2130)는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 펄스 단위로 직류 전류(DC Current)를 측정할 수 있다. 특정 시간 단위로 교류 전류를 측정하는 방식으로 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류를 측정할 수도 있을 것이다. 바람직하게는, 전류 검출기(2130)는 펄스열들 각각에 대해서 직류 전류를 검출하여 검출 전류(I_sen) 값으로 컨트롤러(2150)에 제공할 수 있다. The current detector 2130 detects a current value of the high voltage pulse HV_Pulse output from the high voltage pulse generator 2120 . The current detector 2130 may measure a direct current (DC Current) in pulse units of the high voltage pulse (HV_Pulse). The current of the high voltage pulse (HV_Pulse) may be measured by measuring the alternating current in a specific time unit. Preferably, the current detector 2130 may detect DC current for each of the pulse trains and provide the detected current I_sen value to the controller 2150 .
고전압 스위치(2140)는 컨트롤러(2150)의 스위치 제어 신호(SW)에 응답하여 고전압 펄스(HV_Pulse)를 프로브(2160)로 출력하거나 또는 차단할 수 있다. 고전압 스위치(2140)는 컨트롤러(2150)에 의해서 과전류가 공급되는 상황에서는 차단될 수 있다. 고전압 스위치(2140)는 고전압에도 안정적인 스위칭이 가능한 고전압 소자를 사용해서 구현되어야 할 것이다. The high voltage switch 2140 may output or block the high voltage pulse HV_Pulse to the probe 2160 in response to the switch control signal SW of the controller 2150 . The high voltage switch 2140 may be cut off in a situation where an overcurrent is supplied by the controller 2150. The high voltage switch 2140 should be implemented using a high voltage element capable of stable switching even at a high voltage.
컨트롤러(2150)는 전류 검출기(2130)로부터 제공되는 검출 전류(I_sen)를 수신한다. 컨트롤러(2150)는 펄스들 각각에 대응하는 검출 전류(I_sen) 값을 이용하여 평균 전류를 계산할 수 있다. 컨트롤러(2150)는 고전압 펄스(HV_Pulse)가 생성되는 초기 펄스들은 전류 평균값 계산에서 제외시킬 수 있다. 즉, 컨트롤러(2150)는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류값이 안정화된 이후의 펄스 열들 각각의 검출 전류(I_sen)를 평균값 계산에 사용할 것이다. 또한, 컨트롤러(2150)는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류값이 안정화된 이후 펄스들 각각의 오버슈트나 언더슈트와 같은 전류 피크(Current peak)에 대응하는 전류값은 평균값 연산에 사용하지 않는다.The controller 2150 receives the detection current I_sen provided from the current detector 2130 . The controller 2150 may calculate an average current using the detected current I_sen value corresponding to each pulse. The controller 2150 may exclude initial pulses in which the high voltage pulse HV_Pulse is generated from calculating the current average value. That is, the controller 2150 may use the detected current I_sen of each of the pulse trains after the current value of the high voltage pulse HV_Pulse is stabilized to calculate the average value. Also, after the current value of the high voltage pulse HV_Pulse is stabilized, the controller 2150 does not use a current value corresponding to a current peak such as an overshoot or undershoot of each pulse in calculating an average value.
더불어, 컨트롤러(2150)는 시술 모드에 따라 고전압 펄스(HV_Pulse)에 대한 제한 전류의 크기를 가변적으로 적용할 수 있다. 즉, 비가역적 전기천공법을 적용하는 조직에 따라 시술 모드를 다르게 적용할 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(2150)는 간암에 대한 비가역적 전기천공법을 적용하는 경우, 평균 전류의 30%를 초과하는 전류 크기를 과전류로 판단하고 제한할 수 있다. 반면, 컨트롤러(2150)는 췌장암에 대한 비가역적 전기천공법을 적용하는 경우, 평균 전류값의 20%를 초과하는 전류를 과전류로 판단하여 제한할 수 있다. 더불어, 컨트롤러(2150)는 폐암에 대한 비가역적 전기천공법을 적용하는 경우, 평균 전류값의 10%를 초과하는 전류를 과전류로 판단하여 제한할 수 있다. In addition, the controller 2150 may variably apply the size of the limiting current to the high voltage pulse (HV_Pulse) according to the treatment mode. That is, the treatment mode may be differently applied depending on the tissue to which the irreversible electroporation is applied. For example, when the irreversible electroporation method for liver cancer is applied, the controller 2150 may determine a current level exceeding 30% of the average current as an overcurrent and may limit the current. On the other hand, when the irreversible electroporation method for pancreatic cancer is applied, the controller 2150 may determine and limit a current exceeding 20% of the average current value as an overcurrent. In addition, when the irreversible electroporation method for lung cancer is applied, the controller 2150 may determine and limit a current exceeding 10% of the average current value as an overcurrent.
컨트롤러(2150)는 평균 전류값이 계산된 후에는 시술이 적용되는 부위나 조직의 특성에 따라 다양한 모드를 선택할 수 있다. 따라서, 일반적으로 50A를 제한 전류로 사용하는 비가역적 전기천공 시스템에 비해서 보다 안정적인 고전압 펄스(HV_Pulse)를 제공할 수 있다. 컨트롤러(2150)는 마이콤(MICOM)이나 다양한 컨트롤 유닛들을 사용하여 구현될 수 있다.After the average current value is calculated, the controller 2150 may select various modes according to the characteristics of the area or tissue to which the procedure is applied. Therefore, it is possible to provide a more stable high voltage pulse (HV_Pulse) compared to an irreversible electroporation system that generally uses 50A as a limiting current. The controller 2150 may be implemented using a MICOM or various control units.
프로브(2160)는 고전압 펄스(HV_Pulse)를 환부나 조직에 인가하기 위한 전극으로 제공되거나 전극에 연결될 수 있다. 프로브(2160)는, 예를 들면 내시경에 장착되어 비가역적 전기천공법에 따라 시술되는 조직에 접근할 수 있다. The probe 2160 may serve as an electrode for applying the high voltage pulse (HV_Pulse) to the affected area or tissue or may be connected to the electrode. Probe 2160 can be mounted, for example, on an endoscope to access tissue to be operated upon irreversibly electroporation.
이상의 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(2100)은 고전압 펄스(HV_Pulse)에 대한 보다 정확한 전류 검출 기법을 제공할 수 있다. 그리고 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(2100)은 고전압 펄스(HV_Pulse)의 인가시에 다양한 제한 전류를 설정할 수 있어 다양한 조건에서의 스파크(Spark) 발생을 억제할 수 있다.The above irreversible electroporation system 2100 of the present invention can provide a more accurate current detection technique for the high voltage pulse (HV_Pulse). And the irreversible electroporation system 2100 of the present invention can set a variety of limiting current upon application of the high voltage pulse (HV_Pulse) can suppress the spark (Spark) generation in various conditions.
도 11은 도 10의 컨트롤러에서 검출 전류를 이용한 평균 전류의 계산 방법을 간략히 보여주는 타이밍도이다. 도 11을 참조하면, 고전압 펄스(HV_Pulse)의 발생이 시작되면, 펄스 전류가 안정화된 후의 검출 전류(I_sen)를 사용하여 평균 전류(I_avg)가 계산된다. FIG. 11 is a timing diagram briefly illustrating a method of calculating an average current using a detected current in the controller of FIG. 10 . Referring to FIG. 11 , when generation of the high voltage pulse HV_Pulse starts, the average current I_avg is calculated using the detected current I_sen after the pulse current is stabilized.
T0 시점에서 고전압 펄스(HV_Pulse)의 생성이 시작된다. 전압 펄스(Voltage_Pulse)의 경우, 고전압(HV)으로부터 직접적으로 스위칭되어 생성되기 때문에 최초 펄스부터 일정한 레벨(V_amp)로 생성 가능하다. 하지만, 전류 펄스(Current_Pulse)의 경우, 전압 펄스(Voltage_Pulse)보다 레벨 안정화가 더디게 이루어진다. 따라서, 전류 펄스(Current_Pulse)의 최초 펄스(P1)는 정상 상태(Steady state)의 전류 크기(I_std)에 미치지 못하게 된다. 이러한 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류 펄스의 증가는 안정화된 레벨의 펄스(P4)에 도달할 때까지 계속될 것이다.Generation of the high voltage pulse (HV_Pulse) starts at the time point T0. In the case of the voltage pulse (Voltage_Pulse), since it is generated by directly switching from the high voltage (HV), it can be generated at a constant level (V_amp) from the first pulse. However, in the case of the current pulse (Current_Pulse), level stabilization is slower than that of the voltage pulse (Voltage_Pulse). Accordingly, the first pulse P1 of the current pulse Current_Pulse does not reach the current I_std in the steady state. The increase of the current pulse of the high voltage pulse HV_Pulse will continue until the stabilized level of the pulse P4 is reached.
T3 시점에서, 전류 펄스(Current_Pulse)의 4번째 펄스(P4)로 생성된다. 4번째 펄스(P4)에서 전류 펄스(Current_Pulse)의 레벨이 정상 상태인 안정화 레벨(I_std)에 도달하게 된다. T3 시점 이후에 생성되는 전류 펄스들(P4, P5, P6, …)은 일정한 레벨(I_std)로 안정화된다.At the time point T3, the fourth pulse P4 of the current pulse Current_Pulse is generated. In the fourth pulse P4, the level of the current pulse Current_Pulse reaches the stable level I_std, which is a steady state. The current pulses P4, P5, P6, ... generated after the time point T3 are stabilized at a constant level I_std.
컨트롤러(2150)는 전류 검출기(2130)로부터 검출된 전류 펄스(Current_Pulse)의 크기를 이용하여 평균 전류를 계산할 때, 펄스 레벨이 안정화된 이후의 펄스들만을 사용하게 될 것이다. 예를 들면, 안정화되기 이전의 전류 펄스들(P1~P3)에 대한 검출 전류는 평균화 연산에서 제외될 것이다. 그리고 평균 전류를 구하기 위한 평균화 연산에서 안정화 이후의 전류 펄스들(예를 들면, P4~P13의 10개 펄스들)을 사용할 수 있다.When the controller 2150 calculates the average current using the size of the current pulse (Current_Pulse) detected by the current detector 2130, the controller 2150 will use only pulses after the pulse level is stabilized. For example, the detection current for the current pulses P1 to P3 before being stabilized will be excluded from the averaging operation. Further, current pulses after stabilization (eg, 10 pulses of P4 to P13) may be used in an averaging operation to obtain an average current.
도 12는 본 발명의 평균 전류를 구하는 방법을 좀더 구체적으로 보여주는 타이밍도이다. 도 12를 참조하면, 레벨 안정화 이후의 전류 펄스들(P4~P6)에는 구형파의 인가로 인해서 발생하는 오버슈트에 대응하는 전류 값은 평균 전류 연산에서 제외될 수 있다. 반면에, 오버슈트의 효과가 배제된 플랫 구간의 검출 전류(I_sen)값이 평균화 연산에 사용될 것이다.12 is a timing diagram showing a method of obtaining an average current in more detail according to the present invention. Referring to FIG. 12 , a current value corresponding to an overshoot caused by application of a square wave to the current pulses P4 to P6 after level stabilization may be excluded from calculating the average current. On the other hand, the detected current (I_sen) value of the flat section from which the effect of overshoot is excluded will be used for the averaging operation.
레벨 안정화 이후의 전류 펄스(P4)의 경우, 오버슈트(OS4)에 대응하는 전류 피크가 발생할 수 있다. 이러한 전류 펄스들(P4, P5, P6) 각각에 포함되는 오버슈트들(OS4, OS5, OS5)은 소자들의 기생 용량이나 분포 용량에 기인하는 것으로, 실질적으로 평균 전류를 계산하기 위해서는 배제되는 것이 바람직하다. 따라서, 전류 펄스들(P4, P5, P6) 각각에 포함되는 오버슈트들(OS_4, OS_5, OS_6)을 배제하는 경우, 전류 펄스들(P4, P5, P6) 각각의 플랫 구간의 검출 전류(I_sen)가 평균 연산에 사용될 것이다. In the case of the current pulse P4 after level stabilization, a current peak corresponding to the overshoot OS4 may occur. The overshoots OS4, OS5, and OS5 included in each of these current pulses P4, P5, and P6 are due to the parasitic capacitance or distribution capacitance of the elements, and it is preferable to exclude them in order to substantially calculate the average current. Do. Therefore, when the overshoots OS_4, OS_5, and OS_6 included in each of the current pulses P4, P5, and P6 are excluded, the detected current I_sen of each flat section of the current pulses P4, P5, and P6 ) will be used for averaging.
전류 펄스들(P4, P5, P6) 각각에 포함되는 오버슈트들(OS_4, OS_5, OS_6)을 평균 연산에서 제외하기 위한 방식으로는 오버슈트들(OS_4, OS_5, OS_6)을 필터링하여 검출 전류(I_sen)를 측정하는 방식이 사용될 수도 있을 것이다. As a method for excluding the overshoots OS_4, OS_5, and OS_6 included in each of the current pulses P4, P5, and P6 from the average operation, the overshoots OS_4, OS_5, and OS_6 are filtered to detect the current ( A method of measuring I_sen) may be used.
도 13은 도 10에 도시된 고전압 스위치를 예시적으로 보여주는 회로도이다. 도 13을 참조하면, 고전압 스위치(2140)는 컨트롤러(2150)로부터 제공되는 스위치 제어 신호(SW)에 응답하여 턴온/턴오프(Turn-on/Turn-off)되는 고전압 MOSFET(HV_MOSFET)을 포함할 수 있다. FIG. 13 is a circuit diagram showing the high voltage switch shown in FIG. 10 as an example. Referring to FIG. 13 , the high voltage switch 2140 may include a high voltage MOSFET (HV_MOSFET) that is turned on/off in response to a switch control signal (SW) provided from the controller 2150. can
컨트롤러(2150)는 계산된 평균 전류(I_avg)에 기반하여 제한 전류(I_lim)를 설정한다. 제한 전류(I_lim)의 크기는 평균 전류(I_avg)에 비하여 어느 정도의 마진을 갖도록 선택될 수 있다. 그리고 컨트롤러(2150)는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 검출 전류(I_sen)가 제한 전류(I_lim)와 같거나 작은 경우에는 고전압 MOSFET(HV_MOSFET)을 턴온(Turn-on)시키도록 스위치 제어 신호(SW)를 출력할 것이다. 반면에, 고전압 펄스(HV_Pulse)의 검출 전류(I_sen)가 제한 전류(I_lim)보다 큰 경우에는 고전압 MOSFET(HV_MOSFET)을 턴오프(Turn-off)시키도록 스위치 제어 신호(SW)를 출력할 것이다.The controller 2150 sets the limit current I_lim based on the calculated average current I_avg. The size of the limiting current I_lim may be selected to have a certain margin compared to the average current I_avg. Further, the controller 2150 uses the switch control signal SW to turn on the high voltage MOSFET HV_MOSFET when the detection current I_sen of the high voltage pulse HV_Pulse is equal to or smaller than the limit current I_lim. will print On the other hand, when the detection current I_sen of the high voltage pulse HV_Pulse is greater than the limit current I_lim, the switch control signal SW is output to turn off the high voltage MOSFET HV_MOSFET.
고전압 MOSFET(HV_MOSFET)의 스위칭에 의해서 고전압 펄스(HV_Pulse)는 출력 펄스(Pulse_out)로서 프로브(2160)로 출력될 것이다. 고전압 펄스(HV_Pulse)를 전달 또는 차단하기 위한 고전압 스위칭 소자로서 고전압 MOSFET(HV_MOSFET)이 예시적으로 설명되었으나, 본 발명은 여기에 국한되지 않는다. 다양한 고전압 스위칭 소자가 고전압 스위치(2140)를 구성하는 스위칭 소자로서 제공될 수 있을 것이다.By switching the high voltage MOSFET (HV_MOSFET), the high voltage pulse (HV_Pulse) is output to the probe 2160 as an output pulse (Pulse_out). Although the high voltage MOSFET (HV_MOSFET) has been described as an example as a high voltage switching element for transmitting or blocking the high voltage pulse (HV_Pulse), the present invention is not limited thereto. Various high voltage switching elements may be provided as switching elements constituting the high voltage switch 2140 .
도 14는 본 발명의 컨트롤러에서 수행되는 과전류의 차단 방법을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다. 도 14를 참조하면, 안정화된 이후의 전류 펄스들(Pk, Pk+1, …)에서 나타나는 과전류의 제한 방법이 도시되어 있다. 여기서, 제한 전류(I_lim)는 평균 전류(I_avg)보다 20% 높은 레벨이라 가정하기로 한다. 14 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent performed by the controller of the present invention. Referring to FIG. 14 , a method for limiting overcurrent appearing in current pulses Pk, Pk+1, … after being stabilized is illustrated. Here, it is assumed that the limit current I_lim is 20% higher than the average current I_avg.
Tk(k는 4 이상의 자연수) 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg)보다 낮다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. The current level of the current pulse Pk generated at the time point Tk (k is a natural number equal to or greater than 4) is lower than the average current I_avg. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn on the high voltage switch 2140.
Tk+1 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+1)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg)보다 높고, 제한 전류(I_lim)보다도 높다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 전류 펄스(Pk+1)에 대해 과전류로 판단하고 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. The current level of the current pulse Pk+1 generated at the time point Tk+1 is higher than the average current I_avg and higher than the limit current I_lim. Accordingly, the controller 2150 determines that the current pulse Pk+1 is overcurrent and generates a switch control signal SW for turning off the high voltage switch 2140.
Tk+2 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+2)에는 오버슈트(OS_k+2)에 의한 전류 피크가 포함된다. 평균 전류(I_avg)를 계산하는 단계에서는 오버슈트와 같은 전류 피크의 영향은 제외되었으나, 과전류를 차단하기 위한 동작에서는 전류 피크에 의한 과전류도 차단되어야 한다. 오버슈트(OS_k+2)가 포함되는 전류 펄스(Pk+2)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg)보다 높게 검출될 것이다. 하지만, 전류 펄스(Pk+2)에서의 검출 전류(I_sen)는 제한 전류(I_lim)보다는 낮은 상태로 감지될 것이다. 이런 경우, 컨트롤러(2150)는 전류 펄스(Pk+2)를 과전류로 판단하지는 않을 것이다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 Tk+2 시점에서 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. The current pulse (Pk+2) generated at the time of Tk+2 includes the current peak caused by the overshoot (OS_k+2). In the step of calculating the average current I_avg, the influence of current peaks such as overshoot is excluded, but the overcurrent caused by the current peak must also be blocked in the operation to block the overcurrent. The current level of the current pulse Pk+2 including the overshoot OS_k+2 will be detected to be higher than the average current I_avg. However, the detection current I_sen at the current pulse Pk+2 will be detected as being lower than the limit current I_lim. In this case, the controller 2150 will not determine the current pulse Pk+2 as overcurrent. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal SW for turning on the high voltage switch 2140 at the time point Tk+2.
Tk+3 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+3)에도 오버슈트(OS_k+3)에 의한 전류 피크가 포함된다. 과전류를 차단하기 위한 제어 동작에서는 전류 피크에 의한 과전류도 차단되어야 한다. 비록 전류 펄스(Pk+3)의 플랫 구간의 전류 레벨은 제한 전류(I_lim)보다 낮지만, 오버슈트(OS_k+3)의 전류 레벨은 제한 전류(I_lim)보다 높게 검출될 것이다. 따라서, 전류 펄스(Pk+3)의 검출 전류(I_sen)는 제한 전류(I_lim)보다는 낮은 상태로 감지될 것이다. 이런 경우, 컨트롤러(2150)는 전류 펄스(Pk+3)를 과전류로 판단한다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 Tk+3 시점에서 고전압 스위치(2140)를 차단(Turn-off)하기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. A current peak due to overshoot (OS_k+3) is included in the current pulse (Pk+3) generated at the time of Tk+3. In the control operation for blocking the overcurrent, the overcurrent caused by the current peak must also be blocked. Although the current level of the flat section of the current pulse Pk+3 is lower than the limit current I_lim, the current level of the overshoot OS_k+3 will be detected higher than the limit current I_lim. Accordingly, the detection current I_sen of the current pulse Pk+3 will be detected as being lower than the limit current I_lim. In this case, the controller 2150 determines the current pulse Pk+3 as overcurrent. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal (SW) for turning off the high voltage switch 2140 at the time point Tk+3.
Tk+4 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+3)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg)와 유사하게 검출될 것이다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 전류 펄스(Pk+4)에 대해 정상 전류로 판단하고 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. The current level of the current pulse Pk+3 generated at the time point Tk+4 will be detected similarly to the average current I_avg. Accordingly, the controller 2150 determines the current pulse Pk+4 as a normal current and generates a switch control signal SW for turning on the high voltage switch 2140.
이상에서는 본 발명의 제한 전류(I_lim)를 기준으로 과전류를 판단하고 고전압 스위치(2140)를 제어하는 방법이 간략히 설명되었다. 평균 전류(I_avg)를 계산하는 과정에서는 오버슈트(Over-shoot)와 같은 전류 피크의 영향은 제외되었다. 하지만, 과전류를 차단하기 위한 동작에서는 전류 피크에 의한 과전류도 차단된다. In the above, the method of determining the overcurrent and controlling the high voltage switch 2140 based on the limit current I_lim according to the present invention has been briefly described. In the process of calculating the average current (I_avg), the influence of current peaks such as over-shoot was excluded. However, in the operation for blocking the overcurrent, the overcurrent caused by the current peak is also blocked.
도 15는 본 발명의 모드별 과전류의 차단 방법을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다. 도 15를 참조하면, 상이한 레벨의 제한 전류(I_lim1 < I_lim2 < I_lim3)를 갖는 복수의 시술 모드들(mode1, mode2, mode3)에서의 과전류를 차단하기 위한 고전압 스위치(2140)에 제공되는 스위치 제어 신호(SW)의 파형이 도시되어 있다. 여기서, 제 1 제한 전류(I_lim1)는 제 1 모드(mode1)에서의 제한 전류로, 평균 전류(I_avg)보다 10% 높은 값이라 가정하기로 한다. 더불어, 제 2 제한 전류(I_lim2)는 제 2 모드(mode2)에서의 제한 전류로, 평균 전류(I_avg)보다 20% 높은 값이고, 제 3 제한 전류(I_lim3)는 제 3 모드(mode3)에서의 제한 전류로, 평균 전류(I_avg)보다 30% 높은 값이라 가정하기로 한다. 15 is a timing diagram exemplarily showing a method of blocking overcurrent for each mode according to the present invention. Referring to FIG. 15, a switch control signal provided to the high voltage switch 2140 for blocking overcurrent in a plurality of treatment modes (mode1, mode2, mode3) having different levels of limited current (I_lim1 < I_lim2 < I_lim3) The waveform of (SW) is shown. Here, it is assumed that the first limit current I_lim1 is a limit current in the first mode mode1 and is 10% higher than the average current I_avg. In addition, the second limit current I_lim2 is the limit current in the second mode (mode2) and is 20% higher than the average current I_avg, and the third limit current I_lim3 is the limit current in the third mode (mode3). As the limiting current, it is assumed that it is 30% higher than the average current (I_avg).
Tk(k는 4 이상의 자연수) 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg)보다 낮다. 당연히 전류 펄스(Pk)로부터 감지되는 검출 전류(I_sen)는 제 1 내지 제 3 제한 전류(I_lim1, I_lim2, I_lim3) 각각보다 낮을 것이다. 따라서, Tk 시점에서는 시술 모드에 관계없이 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. The current level of the current pulse Pk generated at the time point Tk (k is a natural number equal to or greater than 4) is lower than the average current I_avg. Naturally, the detection current I_sen sensed from the current pulse Pk is lower than the first to third limit currents I_lim1, I_lim2, and I_lim3, respectively. Accordingly, at the time Tk, regardless of the procedure mode, the controller 2150 will generate a switch control signal SW for turning on the high voltage switch 2140.
Tk+1 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+1)의 전류 레벨은 제 2 제한 전류(I_lim2)보다 높고, 제 3 제한 전류(I_lim3)보다 낮게 검출될 것이다. 따라서, 제 1 모드(mode1) 및 제 2 모드(mode2)의 시술 모드에서는 전류 펄스(Pk+1)를 과전류로 판단할 것이다. 이 경우, 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. 반면, 제 3 모드(mode3)의 시술 모드에서는 전류 펄스(Pk+1)는 정상 전류로 판단할 것이다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on) 상태로 유지하게 될 것이다. The current level of the current pulse Pk+1 generated at the time Tk+1 is detected to be higher than the second limit current I_lim2 and lower than the third limit current I_lim3. Therefore, in the treatment modes of the first mode (mode1) and the second mode (mode2), the current pulse (Pk+1) will be determined as overcurrent. In this case, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140 . On the other hand, in the treatment mode of the third mode (mode3), the current pulse (Pk+1) will be determined as a normal current. Accordingly, the controller 2150 will maintain the high voltage switch 2140 in a turned-on state.
Tk+2 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+2)에는 전류 피크(peak1)가 포함된다. 평균 전류(I_avg)를 계산하는 단계에서는 오버슈트와 같은 전류 피크의 영향은 제외되었으나, 과전류를 차단하기 위한 동작에서는 전류 피크에 의한 과전류도 차단되어야 한다. 전류 피크(peak1)가 포함되는 전류 펄스(Pk+2)의 검출 전류(I_sen)는 제 1 제한 전류(I_lim1)보다 높고, 제 2 제한 전류(I_lim2)보다 낮게 센싱될 것이다. 따라서, 제 1 모드(mode1)의 시술 모드에서는 전류 펄스(Pk+2)를 과전류로 판단할 것이다. 이 경우, 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. 반면, 제 2 및 제 3 모드(mode2, mode3)의 시술 모드에서는 전류 펄스(Pk+2)는 정상 전류로 판단할 것이다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on) 상태로 생성할 것이다. A current peak (peak1) is included in the current pulse (Pk+2) generated at the time of Tk+2. In the step of calculating the average current I_avg, the influence of current peaks such as overshoot is excluded, but the overcurrent caused by the current peak must also be blocked in the operation to block the overcurrent. The detection current I_sen of the current pulse Pk+2 including the current peak peak1 is sensed higher than the first limit current I_lim1 and lower than the second limit current I_lim2. Therefore, in the treatment mode of the first mode (mode1), the current pulse (Pk+2) will be determined as overcurrent. In this case, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140 . On the other hand, in the treatment modes of the second and third modes (mode2 and mode3), the current pulse (Pk+2) will be determined as a normal current. Accordingly, the controller 2150 will generate the high voltage switch 2140 in a turn-on state.
Tk+3 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+3)에도 전류 피크(peak2)가 포함될 수 있다. 전류 피크(peak2)에 의해서 전류 펄스(Pk+3)의 검출 전류(I_sen)는 제 1 내지 제 3 제한 전류(I_lim1, I_lim2, I_lim3)보다 높게 센싱될 것이다. 따라서, 제 1 내지 제 3 모드(mode1, mode2, mode3)의 모든 시술 모드에서 전류 펄스(Pk+3)를 과전류로 판단할 것이다. 이 경우, 컨트롤러(2150)는 시술 모드에 관계없이 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다.The current peak (peak2) may also be included in the current pulse (Pk+3) generated at the time point Tk+3. Due to the current peak2, the detection current I_sen of the current pulse Pk+3 is sensed higher than the first to third limit currents I_lim1, I_lim2, and I_lim3. Therefore, in all treatment modes of the first to third modes (mode1, mode2, and mode3), the current pulse (Pk+3) will be determined as overcurrent. In this case, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140 regardless of the procedure mode.
Tk+4 시점에서 생성되는 전류 펄스(Pk+4)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg)보다는 높게 센싱되지만, 제 1 내지 제 3 제한 전류(I_lim1~I_lim3)보다 낮게 검출될 것이다. 따라서, Tk+4 시점에서는 시술 모드에 관계없이 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. The current level of the current pulse Pk+4 generated at the time point Tk+4 is sensed higher than the average current I_avg, but lower than the first to third limit currents I_lim1 to I_lim3. Accordingly, at the time of Tk+4, regardless of the procedure mode, the controller 2150 will generate a switch control signal (SW) for turning on the high voltage switch 2140.
이상에서는 각 시술 모드별 상이한 제한 전류들(I_lim1, I_lim2, I_lim3)이 적용되는 과전류 차단 방법이 간략히 설명되었다. 여기서, 3개의 시술 모드들(mode1~mode3)에 국한하여 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(2100)의 과전류 차단 방법이 설명되었으나, 본 발명은 여기의 개시에만 국한되지 않는다. 2개의 시술 모드, 또는 4개 이상의 시술 모드에서도 적용 가능한 제한 전류들이 설정될 수 있고, 그에 따른 과전류 차단이 실행될 수 있음은 잘 이해될 것이다.In the above, the overcurrent blocking method to which different limit currents (I_lim1, I_lim2, and I_lim3) are applied for each treatment mode has been briefly described. Here, the overcurrent blocking method of the irreversible electroporation system 2100 of the present invention is limited to the three treatment modes (mode1 to mode3), but the present invention is not limited to the disclosure herein. It will be well understood that applicable limit currents may be set even in two treatment modes or four or more treatment modes, and thus overcurrent blocking may be executed.
도 16은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 과전류의 차단 방법을 보여주는 타이밍도이다. 도 16을 참조하면, 바이폴라(Bi-polar) 파형의 고전압 펄스에도 본 발명의 과전류 제한 방법이 적용될 수 있음이 설명될 것이다. 설명의 간략화를 위해 바이폴라 전류 펄스(Current_Pulse)에 대해서 각 극성별 평균 전류(I_avg+, I_avg-) 및 제한 전류(I_lim+, I_lim-)가 적용될 수 있다. 물론, 복수의 시술 모드가 적용되는 경우에는 제한 전류(I_lim+, I_lim-)는 복수의 레벨로 분화될 수 있을 것이다. 더불어, 평균 전류(I_avg+, I_avg-)를 계산하는 방식은 이전에 설명된 모노폴라 파형의 전류 펄스에서와 동일하게 극성별로 적용될 수 있을 것이다.16 is a timing diagram illustrating a method of blocking overcurrent according to another embodiment of the present invention. Referring to FIG. 16 , it will be described that the overcurrent limiting method of the present invention can be applied even to a high voltage pulse of a bipolar waveform. For simplicity of description, average currents I_avg+ and I_avg- and limit currents I_lim+ and I_lim- for each polarity may be applied to the bipolar current pulse Current_Pulse. Of course, when a plurality of treatment modes are applied, the limiting currents I_lim+ and I_lim- may be divided into a plurality of levels. In addition, the method of calculating the average current (I_avg+, I_avg-) may be applied for each polarity in the same way as in the previously described current pulse of a monopolar waveform.
Tk(k는 4 이상의 자연수) 시점에서는 정(+) 극성의 전류 펄스(Pk)가 생성된다. 전류 펄스(Pk)에 의해서 검출되는 전류(I_sen)의 레벨은 평균 전류(I_avg+)보다 높지만, 제한 전류(I_lim+)보다는 낮게 센싱될 것이다. 따라서, Tk 시점에서 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. At the time point Tk (k is a natural number equal to or greater than 4), a positive (+) polarity current pulse Pk is generated. The level of the current I_sen detected by the current pulse Pk is higher than the average current I_avg+ but lower than the limit current I_lim+. Accordingly, at the time point Tk, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn on the high voltage switch 2140.
Tk+1 시점에서 생성되는 부(-) 극성의 전류 펄스(Pk+1)가 생성된다. 전류 펄스(Pk+1)의 전류 레벨은 평균 전류(I_avg-)보다는 낮지만(절대값은 높음), 제한 전류(I_lim-)보다 높다(절대값은 낮다). 따라서, 전류 펄스(Pk+1)의 전류 크기가 제한 전류(I_lim-)보다 작기 때문에, Tk+1 시점에서 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)의 턴온(Turn-on) 상태를 유지시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. A negative (-) polarity current pulse (Pk+1) generated at the time Tk+1 is generated. The current level of the current pulse Pk+1 is lower than the average current I_avg- (absolute value is high), but higher than the limit current I_lim- (absolute value is low). Therefore, since the current magnitude of the current pulse Pk+1 is smaller than the limit current I_lim-, the controller 2150 maintains the turn-on state of the high voltage switch 2140 at the time Tk+1. A switch control signal (SW) will be generated.
Tk+2 시점에서 다시 정(+) 극성의 전류 펄스(Pk+2)가 생성된다. 전류 펄스(Pk+2)에 의해서 검출되는 전류(I_sen)의 레벨은 평균 전류(I_avg+)와 제한 전류(I_lim+)보다는 높게 센싱될 것이다. 따라서, Tk+2 시점에서 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. At the time of Tk+2, a positive (+) polarity current pulse (Pk+2) is generated again. The level of the current I_sen detected by the current pulse Pk+2 will be sensed higher than the average current I_avg+ and the limit current I_lim+. Accordingly, at the time of Tk+2, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140.
Tk+3 시점에서 생성되는 부(-) 극성의 전류 펄스(Pk+3)가 생성된다. 전류 펄스(Pk+3)에서는 전류 피크는 존재하지 않고 플랫한 구간만 존재한다. 하지만, 전류 펄스(Pk+3)에서의 검출 전류(I_sen)는 제한 전류(I_lim-)보다 낮게(절대값은 높음) 센싱될 것이다. 이 경우, 컨트롤러(2150)는 전류 펄스(Pk+3)를 과전류로 판단할 것이다. 따라서, Tk+3 시점에서 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. A negative (-) polarity current pulse (Pk+3) generated at the time of Tk+3 is generated. In the current pulse (Pk+3), there is no current peak but only a flat section. However, the detection current I_sen at the current pulse Pk+3 will be sensed lower than the limit current I_lim- (the absolute value is higher). In this case, the controller 2150 will determine the current pulse (Pk+3) as overcurrent. Accordingly, at the time of Tk+3, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140.
Tk+4 시점에서 생성되는 정(+) 극성의 전류 펄스(Pk+4)가 생성된다. 전류 펄스(Pk+4)에서는 전류 피크가 관찰된다. 하지만, 전류 펄스(Pk+4)에서 발생되는 전류 피크에서의 검출 전류(I_sen)는 평균 전류(I_avg+)보다는 높지만, 제한 전류(I_lim+)보다 낮게 센싱될 것이다. 따라서, 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴온(Turn-on)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. A current pulse (Pk+4) of positive (+) polarity generated at the time of Tk+4 is generated. A current peak is observed at the current pulse (Pk+4). However, the detection current I_sen at the current peak generated from the current pulse Pk+4 is higher than the average current I_avg+, but is sensed lower than the limit current I_lim+. Accordingly, the controller 2150 will generate a switch control signal SW to turn on the high voltage switch 2140.
Tk+5 시점에서 생성되는 부(-) 극성의 전류 펄스(Pk+4)가 생성된다. 전류 펄스(Pk+5)에서도 전류 피크가 관찰된다. 음극 극성의 전류 펄스(Pk+5)에서 발생되는 전류 피크에서의 검출 전류(I_sen)는 평균 전류(I_avg-)보다 낮고(절대값은 높음), 제한 전류(I_lim-)보다도 낮게 센싱될 것이다. 이 경우, 컨트롤러(2150)는 전류 펄스(Pk+5)를 과전류로 판단할 것이다. 따라서, Tk+5 시점에서 컨트롤러(2150)는 고전압 스위치(2140)를 턴오프(Turn-off)시키기 위한 스위치 제어 신호(SW)를 생성할 것이다. A negative (-) polarity current pulse (Pk+4) generated at the time of Tk+5 is generated. A current peak is also observed at the current pulse (Pk+5). The detection current I_sen at the current peak generated from the negative polarity current pulse Pk+5 will be sensed lower than the average current I_avg- (absolute value is high) and lower than the limit current I_lim-. In this case, the controller 2150 will determine the current pulse (Pk+5) as overcurrent. Accordingly, at the time of Tk+5, the controller 2150 will generate the switch control signal SW to turn off the high voltage switch 2140.
이상에서는 바이폴라 파형의 고전압 펄스(HV_Pulse)의 경우에 본 발명의 과전류 차단 방법을 적용하는 예가 간략히 설명되었다. 물론, 복수의 시술 모드들을 적용하는 경우, 각 극성별 복수의 제한 전류들이 적용되어야 할 것이다.In the above, an example of applying the overcurrent blocking method of the present invention in the case of a high voltage pulse (HV_Pulse) of a bipolar waveform has been briefly described. Of course, when a plurality of treatment modes are applied, a plurality of limiting currents for each polarity must be applied.
도 17은 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템의 과전류 차단 방법을 간략히 보여주는 순서도이다. 도 10 및 도 17을 참조하면, 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(3100)은 정확한 평균 전류값을 계산할 수 있고, 평균 전류값에 기반하여 다한 레벨의 과전류 차단 기능을 제공할 수 있다. Figure 17 is a flow chart briefly showing the overcurrent blocking method of the irreversible electroporation system of the present invention. Referring to Figures 10 and 17, the irreversible electroporation system 3100 of the present invention can calculate an accurate average current value, based on the average current value can provide multiple levels of overcurrent blocking function.
S210 단계에서, 비가역적 전기천공 시스템(1100, 도 10 참조)이 부팅되면 고전압 펄스 발생기(2120, 도 10 참조)에서 생성되는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 평균 전류(I_avg) 계산 및 제한 전류의 설정이 시작된다. 전원이 투입되면, 비가역적 전기천공 시스템(2100)의 제반 구성들이 활성화된다.In step S210, when the irreversible electroporation system (1100, see FIG. 10) is booted, the high voltage pulse generator (2120, see FIG. 10) calculates the average current (I_avg) of the high voltage pulse (HV_Pulse) and sets the limit current. It begins. When power is applied, the various components of the irreversible electroporation system 2100 are activated.
S220 단계에서, 고전압 펄스 발생기(2120)에 의한 고전압 펄스(HV_Pulse)의 생성이 이루어진다. 구체적으로, 함수 발생기(2110)에서 제공되는 펄스 신호는 고전압 펄스 발생기(2120)에 의해서 고전압 레벨로 증폭될 수 있다. 예를 들면, 함수 발생기(2110)에서 생성되는 3.3V 진폭의 펄스 신호는 고전압 펄스 발생기(2120)에 의해서 수천 볼트(예를 들면, 3kV)의 고전압 펄스(HV_Pulse)로 증폭될 수 있다.In step S220, the high voltage pulse HV_Pulse is generated by the high voltage pulse generator 2120. Specifically, the pulse signal provided from the function generator 2110 may be amplified to a high voltage level by the high voltage pulse generator 2120. For example, a pulse signal of 3.3V amplitude generated by the function generator 2110 may be amplified into a high voltage pulse (HV_Pulse) of thousands of volts (eg, 3 kV) by the high voltage pulse generator 2120.
S230 단계에서, 고전압 펄스(HV_Pulse)에 대한 전류 크기의 검출 및 평균 전류(I_avg)에 대한 계산이 수행된다. 하지만, 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류값의 경우에는 전압값보다 레벨 안정화가 더디게 이루어진다. 따라서, 평균 전류(I_avg)는 고전압 펄스(HV_Pulse)의 전류값이 안정화된 이후에 센싱되는 검출 전류(I_sen)를 사용할 것이다. 예컨대, 고전압 펄스(HV_Pulse)의 최초에 생성되는 몇 개의 펄스들(P1~P3)로부터 센싱된 검출 전류(I_sen)는 평균 전류(I_avg) 계산에서 제외시킬 수 있다. 즉, 컨트롤러(2150)는 전류값이 안정화된 이후에 생성되는 복수의 고전압 펄스(HV_Pulse)들을 사용하여 평균 전류(I_avg)를 계산할 수 있을 것이다.In step S230, the current size of the high voltage pulse (HV_Pulse) is detected and the average current (I_avg) is calculated. However, in the case of the current value of the high voltage pulse HV_Pulse, level stabilization is slower than that of the voltage value. Therefore, the average current I_avg will use the detection current I_sen sensed after the current value of the high voltage pulse HV_Pulse is stabilized. For example, the detection current I_sen sensed from several pulses P1 to P3 initially generated of the high voltage pulse HV_Pulse may be excluded from calculating the average current I_avg. That is, the controller 2150 may calculate the average current I_avg using a plurality of high voltage pulses HV_Pulse generated after the current value is stabilized.
S240 단계에서, 계산된 평균 전류(I_avg)에 근거하여 제한 전류(I_lim)가 선택된다. 예를 들면, 3개의 시술 모드들(mode1, mode2, mode3)이 제공되는 경우라면, 3개의 제한 전류들(I_lim1, I_lim2, I_lim3) 중에서 선택된 시술 모드에 대응하는 어느 하나가 선택될 수 있다. 여기서, 제 1 제한 전류(I_lim1)는 제 1 모드(mode1)에서의 제한 전류로, 평균 전류(I_avg)보다 10% 높은 값으로 제공될 수 있다. 그리고 제 2 제한 전류(I_lim2)는 제 2 모드(mode2)에서의 제한 전류로, 평균 전류(I_avg)보다 20% 높은 값으로, 제 3 제한 전류(I_lim3)는 제 3 모드(mode3)에서의 제한 전류로, 평균 전류(I_avg)보다 30% 높은 값으로 제공될 수 있다. In step S240, the limit current I_lim is selected based on the calculated average current I_avg. For example, if three treatment modes (mode1, mode2, and mode3) are provided, one of the three limiting currents (I_lim1, I_lim2, and I_lim3) corresponding to the selected treatment mode may be selected. Here, the first limit current I_lim1 is a limit current in the first mode mode1 and may be provided with a value 10% higher than the average current I_avg. The second limit current I_lim2 is the limit current in the second mode (mode2) and has a value 20% higher than the average current I_avg, and the third limit current I_lim3 is the limit current in the third mode (mode3). As a current, it can be provided with a value 30% higher than the average current (I_avg).
S250 단계에서, 선택된 제한 전류(I_lim) 조건에서 고전압 스위치(2140)를 통한 출력 펄스(Pulse_out)가 출력될 수 있다. 출력 펄스(Pulse_out)가 제공되는 전극에서 다양한 요인에 따른 전류 피크나 급격한 과전류는 선택된 제한 전류(I_lim) 레벨로 억제될 수 있다. 따라서, 선택된 시술 특성에 최적화된 과전류의 차단 특성이 제공될 수 있다.In step S250, an output pulse Pulse_out may be output through the high voltage switch 2140 under the selected limit current I_lim condition. Current peaks or sudden overcurrents due to various factors in the electrodes to which the output pulses (Pulse_out) are provided can be suppressed to the selected limit current (I_lim) level. Accordingly, overcurrent blocking characteristics optimized for the selected procedure characteristics may be provided.
이상의 순서도에 따르면, 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(2100)은 생성되는 고전압 펄스(HV_Pulse)에 대한 정확한 평균 전류(I_avg)의 계산이 가능하다. 더불어, 정확한 평균 전류(I_avg)를 기반으로 적용되는 시술 특성에 최적화된 과전류의 차단 기능이 제공될 수 있다. 따라서, 높은 신뢰성과 안정성을 제공하는 비가역적 전기천공 시스템(2100)의 구현이 가능하다.According to the above flow chart, the irreversible electroporation system 2100 of the present invention is capable of accurately calculating the average current (I_avg) for the generated high voltage pulse (HV_Pulse). In addition, an overcurrent blocking function optimized for applied treatment characteristics based on the accurate average current I_avg may be provided. Thus, it is possible to implement an irreversible electroporation system 2100 that provides high reliability and stability.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 비가역적 전기천공 시스템을 개략적으로 보여주는 블록도이다. 비가역적 전기천공 시스템(3100)은 함수 발생기(3110), 펄스 형성기(3130), 그리고 전극(3150)을 포함할 수 있다. 1 is a block diagram schematically showing an irreversible electroporation system according to an embodiment of the present invention. The irreversible electroporation system 3100 may include a function generator 3110 , a pulse shaper 3130 , and an electrode 3150 .
함수 발생기(3110)는 비가역적 전기천공 시스템(3100)에서 출력되는 고주파 펄스의 파형을 형성하기 위한 기본 펄스 신호를 생성한다. 예를 들면, 함수 발생기(3110)는 선택된 모드(Mode)에 대응하는 파형의 펄스 신호를 생성할 수 있다. 입력된 모드(Mode)는 출력되는 고주파 펄스의 비율(펄스 폭 : 펄스 간격 : 펄스 폭)에 따라 구분될 수 있다. 즉, 모드(Mode)는 양극성(Bipolar) 펄스에서 양의 펄스 폭(Positive pulse width)과 펄스 간격(Pulse interval), 그리고 음의 펄스 폭(Negative pulse width)의 비를 나타낸다. 즉, 모드(Mode)는 단극성 펄스에서 펄스 폭과 펄스 간격의 비를 지시하는 듀티 사이클(Duty cycle)과 유사한 개념일 수 있다. 만일, 모드가 '1:1:1'을 지시하는 제 1 모드(Mode_1)인 경우, 함수 발생기(2110)는 양의 펄스 폭과 펄스 간격, 그리고 음의 펄스 폭의 비율이 동일한 형태의 양극성 펄스 신호를 생성할 것이다. 이때, 함수 발생기(2110)에서 출력되는 양극성 펄스 신호는 구형파 형태로 생성될 수 있다. Function generator 3110 generates a basic pulse signal for forming the waveform of the high-frequency pulse output from the non-reversible electroporation system 3100. For example, the function generator 3110 may generate a pulse signal having a waveform corresponding to the selected mode. The input mode may be classified according to the ratio (pulse width : pulse interval : pulse width) of output high frequency pulses. That is, the mode represents a ratio of a positive pulse width, a pulse interval, and a negative pulse width in a bipolar pulse. That is, the mode may have a concept similar to a duty cycle indicating a ratio of a pulse width to a pulse interval in a unipolar pulse. If the mode is the first mode (Mode_1) indicating '1:1:1', the function generator 2110 outputs a positive pulse width, a pulse interval, and a bipolar pulse having the same ratio of negative pulse widths. will generate a signal. At this time, the bipolar pulse signal output from the function generator 2110 may be generated in the form of a square wave.
펄스 형성기(3130)는 선택된 모드(Mode)에 따라 함수 발생기(3110)에서 제공되는 양극성 펄스 신호를 본 발명의 고주파 펄스 신호(HF_Pulse)로 변환한다. 펄스 형성기(3130)에서 출력되는 고주파 펄스 신호(HF_Pulse)는 양의 펄스 구간, 펄스 간격, 그리고 음의 펄스 구간을 포함하는 양극성 펄스이다. 양의 펄스 구간에서는 전압 펄스는 양의 전압 피크로부터 미리 정의된 시정수(τ)에 따라 지수 함수적으로 감소하는 형태를 가진다. 그리고 펄스 간격 구간에서는 0V(또는 접지 레벨)를 유지한다. 고주파 펄스 신호(HF_Pulse)는 음의 펄스 구간에서는 음의 전압 피크에서 지수 함수적으로 증가하는 형태로 제공된다. 고주파 펄스 신호(HF_Pulse)의 구체적인 형태들은 후술하는 타이밍도에서 자세히 설명하게 될 것이다.The pulse generator 3130 converts the bipolar pulse signal provided from the function generator 3110 into the high frequency pulse signal HF_Pulse according to the selected mode. The high frequency pulse signal HF_Pulse output from the pulse generator 3130 is a positive pulse including a positive pulse period, a pulse interval, and a negative pulse period. In the positive pulse period, the voltage pulse has an exponentially decreasing form according to a predefined time constant (τ) from the positive voltage peak. Also, 0V (or ground level) is maintained in the pulse interval section. The high frequency pulse signal HF_Pulse is provided in an exponentially increasing form at a negative voltage peak in a negative pulse period. Specific forms of the high frequency pulse signal HF_Pulse will be described in detail in a timing diagram to be described later.
전극(3150)은 고주파 펄스(HF_Pulse)를 환부나 조직에 인가하기 위한 수단으로 제공된다. 전극(3150)은, 예를 들면 내시경이나 기타 시술 장비에 장착되어 비가역적 전기천공법에 따라 시술되는 조직에 적용될 수 있다. 본 발명의 고전압 펄스(HV_Pulse)에 의해서 환부나 조직에서는 전기천공과 더불어 전기화학 반응이 유도되어, 암세포와 같은 조직의 소작을 보다 효율적으로 수행할 수 있다.The electrode 3150 is provided as a means for applying a high frequency pulse (HF_Pulse) to the affected area or tissue. The electrodes 3150 may be mounted on, for example, an endoscope or other surgical equipment and applied to tissue to be operated according to irreversible electroporation. Electroporation and electrochemical reactions are induced in the affected area or tissue by the high voltage pulse (HV_Pulse) of the present invention, so that tissues such as cancer cells can be cauterized more efficiently.
이상의 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(3100)은 양극성의 고주파 펄스(HF_Pulse)를 제공하여 전기천공과 더불어 전기화학 반응을 유도할 수 있다. 비가역적 전기천공법을 적용하는 경우, 전극(3150)의 형태나 구성에 따라 불가피하게 발생하는 전기장의 불균일성에 의해 전기천공의 음영 영역이 존재할 수 있다. 이러한 음영 영역에 대해 후속되는 전기화학 반응을 통해서 조직의 소작을 추가로 진행할 수 있다. 따라서, 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(3100)을 통한 시술시에 전기천공법 만으로는 달성할 수 없는 암세포의 소작 효과를 제공할 수 있다. The above irreversible electroporation system 3100 of the present invention can induce an electrochemical reaction with electroporation by providing a high-frequency pulse (HF_Pulse) of bipolarity. In the case of applying the irreversible electroporation method, a shadow region of electroporation may exist due to non-uniformity of an electric field that inevitably occurs depending on the shape or configuration of the electrode 3150 . Tissue cauterization may be further performed through a subsequent electrochemical reaction for the shaded area. Therefore, during the procedure through the irreversible electroporation system 3100 of the present invention, it is possible to provide an effect of cauterizing cancer cells that cannot be achieved only by the electroporation method.
도 19는 본 발명의 전기천공 및 전기화학 반응을 유도할 수 있는 고주파 펄스(HF_Pulse)의 파형을 예시적으로 보여주는 도면이다. 도 19를 참조하면, 고주파 펄스(HF_Pulse)의 특징을 설명하기 위해 '1:1:1' 비율의 고주파 펄스(HF_Pulse)를 예시로 설명하기로 한다. 19 is a diagram exemplarily showing waveforms of high-frequency pulses (HF_Pulse) capable of inducing electroporation and electrochemical reactions according to the present invention. Referring to FIG. 19 , in order to describe the characteristics of the high frequency pulse (HF_Pulse), a high frequency pulse (HF_Pulse) having a '1:1:1' ratio will be described as an example.
T1 시점에서 고주파 펄스(HF_Pulse)의 양의 펄스 피크(V)가 제공된다. 이어서, 고주파 펄스(HF_Pulse)는 양의 피크에서부터 지수적으로 접지 레벨까지 감소하는 형태를 가진다. 이하에서는 양의 펄스 피크에서 지수적으로 감소하는 구간 또는 음의 펄스 피크에서 지수 함수적으로 0V까지 증가하는 구간을 펄스의 디케이(Decay) 구간이라 칭하기로 한다. 양의 펄스가 인가된 후에 T1 시점까지 전압 펄스는 디케이 구간을 갖게 될 것이다. 하지만, 펄스 디케이 구간은 시정수(τ)의 설정에 따라서 길어질 수도 있고 짧아질 수도 있다.At the time point T1, the positive pulse peak V of the high frequency pulse HF_Pulse is provided. Subsequently, the high frequency pulse HF_Pulse has a form of exponentially decreasing from a positive peak to a ground level. Hereinafter, a period exponentially decreasing from a positive pulse peak or a period exponentially increasing from a negative pulse peak to 0V will be referred to as a pulse decay period. After the positive pulse is applied, the voltage pulse will have a decay period until the time point T1. However, the pulse decay period may be longer or shorter depending on the setting of the time constant (τ).
T2 시점에서는 양의 펄스 적용이 종료되고 접지 레벨을 유지하는 펄스 간격(Pulse Interval)에 대응한다. 펄스 간격에서 고주파 펄스(HF_Pulse)의 전압은 접지 레벨(또는 0V)로 리커버리(Recovery)될 것이다. At the time point T2, the application of the positive pulse ends and corresponds to the pulse interval maintaining the ground level. In the pulse interval, the voltage of the high frequency pulse (HF_Pulse) will be recovered to the ground level (or 0V).
T3 시점에서 고주파 펄스(HF_Pulse)의 음의 펄스 피크(V 크기)가 제공된다. 이어서, 고주파 펄스(HF_Pulse)는 음의 펄스 피크에서부터 지수적으로 접지 레벨까지 증가하는 펄스 디케이 구간이 이어진다. 음의 펄스가 인가된 후에 T4 시점까지 전압 펄스는 펄스 디케이 구간을 갖게 될 것이다. At time T3, a negative pulse peak (V magnitude) of the high frequency pulse (HF_Pulse) is provided. Then, the high frequency pulse HF_Pulse follows a pulse decay period that increases exponentially from the negative pulse peak to the ground level. After the negative pulse is applied, the voltage pulse will have a pulse decay period until time T4.
이상에서는 '1:1:1' 비율을 갖는 펄스 모드의 고주파 펄스(HF_Pulse)를 예시적으로 설명하였다. 펄스 피크(Pulse peak)에서는 통상의 전기천공법에서와 같이 전기천공 작용이 발생한다. 하지만, 펄스 디케이(Decay) 구간에서는 전기화학적 반응이 유도되어 전기천공 효과가 미치지 못한 조직의 소작이 이루어질 수 있다. In the above, the high frequency pulse (HF_Pulse) of the pulse mode having a '1:1:1' ratio has been described as an example. At the pulse peak, electroporation action occurs as in conventional electroporation. However, in the pulse decay period, an electrochemical reaction is induced, and tissue cauterization to which the electroporation effect has not been achieved may be performed.
도 20은 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템에서의 고주파 펄스(HF_Pulse) 인가 방법을 간략히 보여주는 순서도이다. 도 18 내지 도 20을 참조하면, 본 발명의 비가역적 전기천공 시스템(3100)은 펄스 모드에 따라 최적의 고주파 펄스(HF_Pulse)의 파형을 생성할 수 있고, 전기천공이 미치지 못하는 영역에 전기화학적 반응을 유도하여 높은 치료 효과를 제공할 수 있다.20 is a flowchart briefly showing a method of applying a high frequency pulse (HF_Pulse) in the irreversible electroporation system of the present invention. Referring to Figures 18 to 20, the irreversible electroporation system 3100 of the present invention can generate the waveform of the optimal high-frequency pulse (HF_Pulse) according to the pulse mode, the electrochemical reaction in the area that the electroporation does not reach can induce a high therapeutic effect.
S310 단계에서, 비가역적 전기천공 시스템(3100, 도 18 참조)을 사용하는 시술을 위해 부팅되면 사용자에 의한 펄스 모드의 선택이 이루어진다. 예를 들면, 복수의 모드들 중에 제 1 모드(Mode_1)가 선택되는 경우, 함수 발생기(3110)는 양의 펄스 폭과 펄스 간격, 그리고 음의 펄스 폭의 비율이 동일한 '1:1:1' 파형의 구형파 형태의 펄스 신호를 생성할 것이다. 펄스 모드는 후술하는 도면에서 설명되겠지만, 다양한 비율에 대응하는 펄스 모드들이 구현될 수 있음을 잘 이해될 것이다.In step S310, when booted for a procedure using the irreversible electroporation system (3100, see FIG. 18), selection of the pulse mode by the user is made. For example, when a first mode (Mode_1) is selected from among a plurality of modes, the function generator 3110 displays '1:1:1' in which the ratio of the positive pulse width to the pulse interval and the negative pulse width is the same. It will generate a pulse signal in the form of a square wave of a waveform. The pulse mode will be described in the drawings to be described later, but it will be well understood that pulse modes corresponding to various ratios may be implemented.
S320 단계에서, 펄스 형성기(3130)에 의해서 구형파 형태의 펄스 신호는 특정 크기의 시정수(τ)가 적용되는 디케이 특성을 갖는 고주파 펄스(HF_Pulse)를 형성할 수 있다. 예를 들면, 구형파 형태의 펄스 신호에 대해 고전압의 스위칭이나 증폭을 사용하여 양의 펄스 및 음의 펄스가 지수 함수적으로 감소 또는 증가하는 고주파 펄스(HF_Pulse)를 구성할 수 있다. 펄스 형성기(3130)의 디케이 특성을 조정하기 위해서는 고주파 펄스(HF_Pulse)의 출력단에서 시정수(τ)를 조정하는 방식으로 수행될 수 있을 것이다.In step S320, the pulse signal in the form of a square wave may form a high frequency pulse (HF_Pulse) having a decay characteristic to which a time constant (τ) of a specific size is applied by the pulse generator 3130. For example, a high-frequency pulse (HF_Pulse) in which a positive pulse and a negative pulse decrease or increase exponentially may be formed by using high voltage switching or amplification of a pulse signal in the form of a square wave. In order to adjust the decay characteristic of the pulse generator 3130, it may be performed by adjusting the time constant τ at the output terminal of the high frequency pulse HF_Pulse.
S330 단계에서, 전극으로 제공되는 펄스 피크에 의한 전기천공 작용이 발생한다. 전극 사이에는 고전압의 펄스 피크가 인가되면, 상대적으로 큰 전기장이 형성될 것이다. 이러한 전기장에 의해서 세포막에서는 전기천공이 발생한다. 즉, 암세포와 같은 조직 세포의 양측에 위치한 양극 및 음극 사이에는 강한 전기장이 형성될 것이다. 추가적으로 광섬유를 사용하여 근적외선이 조사될 수도 있음은 잘 이해될 것이다. 이 경우, 종양의 조직 세포막에 각각 과분극(Hyperpolarization) 및 탈분극(Depolarization)이 유도되고, 결과적으로 세포막에 비가역적 공공을 형성하여 세포 사멸을 유도할 수 있다. In step S330, an electroporation action by the pulse peak provided to the electrode occurs. When a high voltage pulse peak is applied between the electrodes, a relatively large electric field will be formed. Electroporation occurs in the cell membrane by this electric field. That is, a strong electric field will be formed between an anode and a cathode located on both sides of a tissue cell such as a cancer cell. Additionally, it will be appreciated that near infrared rays may be irradiated using an optical fiber. In this case, hyperpolarization and depolarization are induced in the cell membrane of the tumor tissue, respectively, and as a result, irreversible pores are formed in the cell membrane to induce cell death.
S340 단계에서, S330 단계에 연속하여 펄스 디케이(Decay) 구간이 이어진다. 펄스 디케이(Decay) 구간에서 전극의 양극과 음극 사이에 형성되는 전기장의 크기는 전압에 비례하는 특성을 가진다. 따라서, 펄스 디케이(Decay) 구간에서는 전기장의 세기도 전압의 세기와 동일한 지수 함수적 감소가 발생한다. 이러한 전기장 세기의 지수 함수적 감소는 전극의 양극(Anode)과 음극(Cathode) 부근에서 각각 다른 전기화학적 반응을 유도할 수 있다. 강한 전기장에 의한 과분극이나 탈분극은 전극 사이의 모든 영역에 균일하게 발생하지는 못한다. 반면, 펄스 디케이에 의해서 유도되는 전기화학적 반응은 전극들 사이에 상대적으로 균일하게 유도될 수 있다. 따라서, 본 발명의 펄스 인가 방법의 적용시 전기천공에 의해서도 살아남는 암세포도 전기화학 반응에 의해서 소멸될 수 있다. In step S340, a pulse decay section follows step S330 continuously. In the pulse decay period, the magnitude of the electric field formed between the anode and cathode of the electrode has a characteristic proportional to the voltage. Therefore, in the pulse decay period, the intensity of the electric field also decreases exponentially equal to the intensity of the voltage. This exponential decrease in electric field intensity may induce different electrochemical reactions in the vicinity of the anode and cathode of the electrode. Hyperpolarization or depolarization by a strong electric field does not occur uniformly in all regions between electrodes. On the other hand, the electrochemical reaction induced by the pulse decay can be relatively uniformly induced between the electrodes. Therefore, when the pulse application method of the present invention is applied, even cancer cells that survive electroporation can be eliminated by an electrochemical reaction.
S350 단계에서, 현재 인가된 펄스가 미리 계획된 타깃 펄스의 최종 펄스에 대응하는지 판단한다. 예를 들면, 특정 모드에서 제공되는 펄스의 수는 미리 결정되어 있고, 해당 펄스의 수가 인가되면 시술이 종료될 수 있을 것이다. 만일, S330 및 S340 단계에서 인가된 펄스가 타깃 펄스의 마지막 펄스에 대응하는 경우, 제반 고주파 펄스(HF_Pulse) 인가 동작은 종료될 수 있다. 반면, S330 및 S340 단계에서 인가된 펄스가 타깃 펄스의 마지막 펄스가 아닌 경우, 절차는 S330 단계로 이동하여 추가적인 펄스(반대 극성의 펄스) 인가가 진행될 것이다. In step S350, it is determined whether the currently applied pulse corresponds to the final pulse of the previously planned target pulse. For example, the number of pulses provided in a specific mode is predetermined, and when the corresponding number of pulses is applied, the procedure may be completed. If the pulse applied in steps S330 and S340 corresponds to the last pulse of the target pulse, all high frequency pulse (HF_Pulse) application operations may be terminated. On the other hand, if the pulse applied in steps S330 and S340 is not the last pulse of the target pulse, the procedure moves to step S330 and an additional pulse (pulse of opposite polarity) is applied.
이상에서는 펄스 피크와 펄스 디케이에 의한 고주파 전기천공 기법이 간략히 설명되었다. 펄스 피크에 의한 전기천공 작용과, 펄스 디케이에 의해서 유도되는 전기화학적 반응에 의해서 암세포와 같은 조직의 높은 소작 효율이 제공될 수 있다.In the above, the high-frequency electroporation technique by pulse peak and pulse decay has been briefly described. High cauterization efficiency of tissues such as cancer cells can be provided by the electroporation action by the pulse peak and the electrochemical reaction induced by the pulse decay.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 다양한 모드에서의 고주파 펄스(HF_Pulse)의 파형들을 보여주는 타이밍도들이다. 도 21을 참조하면, 모드에 따라 펄스 폭이나 펄스 간격의 상대적인 비율을 자유롭게 조정할 수 있다. 이러한 펄스 폭이나 펄스 간격의 조정은 전기화학적 반응의 특성을 조정할 수 있는 수단이 될 수 있다.21 are timing diagrams showing waveforms of high frequency pulses (HF_Pulse) in various modes according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 21 , the relative ratio of pulse width or pulse interval can be freely adjusted according to the mode. Adjustment of such a pulse width or pulse interval can be a means for adjusting the characteristics of an electrochemical reaction.
제 1 모드(Mode_1)의 고주파 펄스(HF_Pulse) 파형은 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '1:1:1'에 해당한다. T0 시점에 양의 펄스 피크(Positive Pulse Peak)가 인가된 후에, 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. 즉, 펄스 피크로부터 지수 함수적으로 전압이 감소하게 된다. 그리고 펄스 디케이에 후속하여 펄스 간격이 동일한 비율로 제공된다. 이어서, T2 시점에서 음의 펄스 피크(Negative Pulse Peak)가 인가된 후에, 지수 함수적으로 전압의 레벨이 증가하는 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. The waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the first mode (Mode_1) corresponds to '1:1:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width. After a positive pulse peak is applied at time T0, a pulse decay follows. That is, the voltage decreases exponentially from the pulse peak. And following the pulse decay, the pulse intervals are provided at the same rate. Subsequently, after a negative pulse peak is applied at a time point T2, a pulse decay in which the voltage level increases exponentially follows.
제 2 모드(Mode_2)의 고주파 펄스(HF_Pulse) 파형은 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '1:2:1'에 해당한다. T0 시점에 양의 펄스 피크(Positive Pulse Peak)가 인가된 후에, T1 시점까지 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. 그리고 T1 시점부터 펄스 디케이 구간의 2배 길이로 펄스 간격이 제공된다. 이어서, T3 시점에서 음의 펄스 피크(Negative Pulse Peak)가 인가된 후에, 지수 함수적으로 전압의 레벨이 증가하는 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. T3 시점에서 T4 시점까지 제공되는 펄스 디케이(Pulse Decay)는 T0 시점에서 T1 시점까지 펄스 디케이와 극성만 반대이고 길이는 동일하다. 따라서, 제 2 모드(Mode_2)에서의 고주파 펄스(HF_Pulse)는 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '1:2:1'로 제공될 수 있다. The waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the second mode (Mode_2) corresponds to '1:2:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width. After a positive pulse peak is applied at time T0, pulse decay continues until time T1. And, from the time point T1, a pulse interval twice as long as the pulse decay period is provided. Subsequently, after a negative pulse peak is applied at a time point T3, a pulse decay in which the voltage level increases exponentially follows. The pulse decay provided from the time point T3 to the time T4 has the same length as the pulse decay from the time T0 to the time T1 but the opposite polarity. Accordingly, the high frequency pulse (HF_Pulse) in the second mode (Mode_2) may be provided at a ratio of '1:2:1' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
제 3 모드(Mode_3)의 고주파 펄스(HF_Pulse) 파형은 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '1:2:2'에 해당한다. T0 시점에 양의 펄스 피크(Positive Pulse Peak)가 인가된 후에, T1 시점까지 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. 그리고 T1 시점부터 펄스 디케이 구간의 2배 길이로 펄스 간격(Pulse Interval)이 제공된다. 이어서, T3 시점에서 음의 펄스 피크(Negative Pulse Peak)가 인가된 후에, 지수 함수적으로 전압의 레벨이 증가하는 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. T3 시점에서 T5 시점까지 제공되는 펄스 디케이(Pulse Decay)는 T0 시점에서 T1 시점까지 펄스 디케이와 반대 극성으로, 그리고 2배의 길이로 제공될 수 있다. 따라서, 제 3 모드(Mode_3)에서의 고주파 펄스(HF_Pulse)는 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '1:2:2'로 제공될 수 있다. The waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the third mode (Mode_3) corresponds to '1:2:2' of the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width. After a positive pulse peak is applied at time T0, pulse decay continues until time T1. And, from the time point T1, a pulse interval twice as long as the pulse decay period is provided. Subsequently, after a negative pulse peak is applied at a time point T3, a pulse decay in which the voltage level increases exponentially follows. The pulse decay provided from time T3 to time T5 may be provided with a polarity opposite to that of the pulse decay from time T0 to time T1 and twice as long. Accordingly, the high frequency pulse (HF_Pulse) in the third mode (Mode_3) may be provided at a ratio of '1:2:2' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
제 4 모드(Mode_4)의 고주파 펄스(HF_Pulse) 파형은 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '2:1:1'에 해당한다. T0 시점에 양의 펄스 피크(Positive Pulse Peak)가 인가된 후에, T2 시점까지 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. 그리고 T2 시점부터 T3 시점까지 펄스 디케이 구간의 1/2배 길이로 펄스 간격(Pulse Interval)이 제공된다. 이어서, T3 시점에서 음의 펄스 피크(Negative Pulse Peak)가 인가된 후에, 지수 함수적으로 전압의 레벨이 증가하는 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. T3 시점에서 T4 시점까지 제공되는 펄스 디케이(Pulse Decay)는 T0 시점에서 T2 시점까지 펄스 디케이와 반대 극성으로, 그리고 1/2배의 길이로 제공될 수 있다. 따라서, 제 4 모드(Mode_4)에서의 고주파 펄스(HF_Pulse)는 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '2:1:1'로 제공될 수 있다. The waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the fourth mode (Mode_4) corresponds to '2:1:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width. After a positive pulse peak is applied at time T0, pulse decay continues until time T2. And, from time T2 to time T3, a pulse interval with a length 1/2 times the length of the pulse decay period is provided. Subsequently, after a negative pulse peak is applied at a time point T3, a pulse decay in which the voltage level increases exponentially follows. The pulse decay provided from the time T3 to the time T4 may be provided with a polarity opposite to that of the pulse decay from the time T0 to the time T2 and a half-length. Accordingly, the high frequency pulse (HF_Pulse) in the fourth mode (Mode_4) may be provided at a ratio of '2:1:1' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
제 5 모드(Mode_4)의 고주파 펄스(HF_Pulse) 파형은 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '2:2:1'에 해당한다. T0 시점에 양의 펄스 피크(Positive Pulse Peak)가 인가된 후에, T2 시점까지 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. 그리고 T2 시점부터 T4 시점까지 펄스 디케이 구간과 동일한 길이로 펄스 간격(Pulse Interval)이 제공된다. 이어서, T4 시점에서 음의 펄스 피크(Negative Pulse Peak)가 인가된 후에, 지수 함수적으로 전압의 레벨이 증가하는 펄스 디케이(Pulse Decay)가 이어진다. T4 시점에서 T5 시점까지 제공되는 펄스 디케이(Pulse Decay)는 T0 시점에서 T2 시점까지 펄스 디케이와 반대 극성으로, 그리고 1/2배의 길이로 제공될 수 있다. 따라서, 제 5 모드(Mode_5)에서의 고주파 펄스(HF_Pulse)는 펄스 폭, 펄스 간격, 펄스 폭의 비율의 '2:2:1'로 제공될 수 있다. The waveform of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the fifth mode (Mode_4) corresponds to '2:2:1' in the ratio of pulse width, pulse interval, and pulse width. After a positive pulse peak is applied at time T0, pulse decay continues until time T2. In addition, a pulse interval having the same length as the pulse decay period is provided from time T2 to time T4. Subsequently, after a negative pulse peak is applied at a time point T4, a pulse decay in which the voltage level increases exponentially follows. The pulse decay provided from the time T4 to the time T5 may be provided with a polarity opposite to that of the pulse decay from the time T0 to the time T2 and a half-length. Accordingly, the high frequency pulse (HF_Pulse) in the fifth mode (Mode_5) may be provided at a ratio of '2:2:1' between the pulse width, the pulse interval, and the pulse width.
이상에서는 본 발명의 고주파 펄스(HF_Pulse)의 다양한 파형을 제공하기 위한 모드들에 대해서 간략히 설명되었다. 여기서, 펄스 피크의 크기(V)는 0.5~10,000㎸/㎝, 펄스 폭은 0.5㎲ 내지 20㎲, 펄스 간격은 1㎲ 내지 100㎲, 그리고 펄스 디케이 구간은 1㎲ 내지 40㎲로 설정될 수 있다. 펄스 디케이 구간의 길이와, 펄스 간격의 길이를 다양한 비율로 제공함으로써, 전기화학적 반응의 속도나 강도를 다양한 레벨로 조정할 수 있다. 하지만, 도시된 고주파 펄스(HF_Pulse)의 모드들은 예시에 불과하며 다양한 비율의 다양한 모드들이 추가될 수 있음은 잘 이해될 것이다. In the above, modes for providing various waveforms of the high frequency pulse (HF_Pulse) of the present invention have been briefly described. Here, the magnitude (V) of the pulse peak may be set to 0.5 to 10,000 kV / cm, the pulse width to 0.5 μs to 20 μs, the pulse interval to 1 μs to 100 μs, and the pulse decay period to 1 μs to 40 μs. . By providing the length of the pulse decay period and the length of the pulse interval at various ratios, the speed or strength of the electrochemical reaction can be adjusted to various levels. However, it will be well understood that the illustrated modes of the high frequency pulse (HF_Pulse) are only examples and various modes of various ratios may be added.
도 22는 본 발명의 실시 예에 따른 고주파 전기천공법의 작용 특징을 간략히 보여주는 도면이다. 도 22를 참조하면, 펄스 피크(3210)와 펄스 디케이(3230)로 제공되는 고주파 펄스(HF_Pulse)에 의해서 전기천공 및 전기화학적 반응이 유도될 수 있다. 22 is a view briefly showing the operation characteristics of the high-frequency electroporation method according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 22 , electroporation and an electrochemical reaction may be induced by a high frequency pulse (HF_Pulse) provided as a pulse peak 3210 and a pulse decay 3230 .
펄스 피크(3210)에서는 전극으로 제공되는 펄스 피크에 의한 전기천공 작용(S1)이 발생한다. 애노드(3151)와 캐소드(3153) 사이에는 고전압의 펄스 피크(3210)가 인가되면, 상대적으로 큰 전기장(E)이 형성될 것이다. 펄스 피크(3210)에 의해서 형성되는 전기장(E)과 전위차(ΔV) 사이의 관계는 아래 수학식 1로 표현될 수 있다.In the pulse peak 3210, an electroporation action (S1) occurs due to the pulse peak provided to the electrode. When a high voltage pulse peak 3210 is applied between the anode 3151 and the cathode 3153, a relatively large electric field E will be formed. The relationship between the electric field (E) formed by the pulse peak 3210 and the potential difference (ΔV) can be expressed by Equation 1 below.
Figure PCTKR2022009141-appb-img-000001
Figure PCTKR2022009141-appb-img-000001
여기서, D는 전극 사이의 간격, θ는 전기장과의 각도를 나타낸다. 수학식 1에 따르면, 전기장(E)에 의해서 암세포와 같은 세포(Cell)의 세포막에서는 전기천공이 발생한다. 즉, 암세포와 같은 조직 세포의 양측에 위치한 애노드(3151) 및 캐소드(3153) 사이에는 강한 전기장(E)이 형성될 것이다. 추가적으로 세포(Cell)에는 광섬유를 사용하여 근적외선이 조사될 수도 있음은 잘 이해될 것이다. 이 경우, 종양의 조직 세포막에 각각 과분극(Hyperpolarization) 및 탈분극(Depolarization)이 유도된다. 과분극은 애노드(3151)에 인접한 세포막 부분에 유도되고, 탈분극은 캐소드(3153)에 인접한 세포막 부분에 유도된다. 즉, 과분극 상태가 되면, 세포(Cell) 내의 K+ 이온들이 종양 외부로 방출될 수 있다. 그 결과, 세포막에 비가역적 공공을 형성하여 세포 사멸을 유도할 수 있다. Here, D is the distance between the electrodes and θ is the angle with the electric field. According to Equation 1, electroporation occurs in the cell membrane of a cell such as a cancer cell by an electric field (E). That is, a strong electric field E will be formed between the anode 3151 and the cathode 3153 located on both sides of tissue cells such as cancer cells. Additionally, it will be well understood that cells may be irradiated with near-infrared rays using an optical fiber. In this case, hyperpolarization and depolarization are induced in the tissue cell membrane of the tumor, respectively. Hyperpolarization is induced in a portion of the cell membrane adjacent to the anode 3151, and depolarization is induced in a portion of the cell membrane adjacent to the cathode 3153. That is, when hyperpolarized, K+ ions in the cell may be released to the outside of the tumor. As a result, irreversible pores may be formed in the cell membrane to induce apoptosis.
펄스 디케이(3230)에서는 전극으로 제공되는 지수 함수적으로 감소하는 전기장에 의해서 전기화학 반응(S2)이 발생한다. 지수 함수적으로 감소하는 펄스 디케이(3230)에 의해 애노드(151) 부근에서는 물이 산소와 수소 이온들로 분리되고, 캐소드(3153) 부근에서는 물이 수소와 수산화 이온으로 분리되는 현상이 발생한다. 이러한 전기화학 작용에 의해서 세포 소멸이 가속화될 수 있다.In the pulse decay 3230, an electrochemical reaction (S2) occurs by an electric field provided to an electrode that decreases exponentially. By the exponentially decreasing pulse decay 3230, water is separated into oxygen and hydrogen ions near the anode 151, and water is separated into hydrogen and hydroxide ions near the cathode 3153. Cell death can be accelerated by this electrochemical action.
이상에서는, 본 발명의 고주파 펄스(HF_Pulse)에 의한 전기천공 효과와 전기화학적 반응을 유도하는 특징에 대해서 설명되었다. 전기화학 작용의 특성은 모드 선택에 의해서 펄스 디케이 구간의 길이나 펄스 피크의 크기 조정을 수행함으로써 가능하다.In the above, the characteristics of inducing the electroporation effect and the electrochemical reaction by the high frequency pulse (HF_Pulse) of the present invention have been described. Characteristics of the electrochemical action can be performed by adjusting the length of the pulse decay period or the size of the pulse peak by mode selection.
상술한 내용은 본 발명을 실시하기 위한 구체적인 실시 예들이다. 본 발명은 상술한 실시 예들 이외에도, 단순하게 설계 변경되거나 용이하게 변경할 수 있는 실시 예들도 포함할 것이다. 또한, 본 발명은 실시 예들을 이용하여 용이하게 변형하여 실시할 수 있는 기술들도 포함될 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 상술한 실시 예들에 국한되어 정해져서는 안되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 발명의 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 할 것이다.The foregoing are specific examples for carrying out the present invention. In addition to the above-described embodiments, the present invention will also include embodiments that can be simply or easily changed in design. In addition, the present invention will also include techniques that can be easily modified and practiced using the embodiments. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the above-described embodiments and should not be defined, and should be defined by those equivalent to the claims of this invention as well as the claims to be described later.

Claims (11)

  1. 출력 고전압을 생성하기 위한 비가역적 전기천공 시스템에 있어서:In an irreversible electroporation system for generating an output high voltage:
    입력 전압에 대한 충전 동작을 통해 상기 출력 고전압을 생성하는 승압 회로;a step-up circuit generating the output high voltage through a charging operation for an input voltage;
    상기 승압 회로에서 출력되는 상기 출력 고전압을 피드백 전압으로 변환하는 피드백 회로;a feedback circuit that converts the output high voltage output from the boost circuit into a feedback voltage;
    상기 피드백 전압의 레벨에 따라 가변되는 주파수를 갖는 제 1 검출 신호를 생성하는 전압-주파수 컨버터; 그리고a voltage-frequency converter generating a first detection signal having a frequency that varies according to the level of the feedback voltage; And
    상기 제 1 검출 신호를 참조하여 상기 승압 회로의 충전 동작을 제어하기 위한 부스트 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되,A controller generating a boost control signal for controlling a charging operation of the boost circuit with reference to the first detection signal,
    상기 피드백 회로는:The feedback circuit is:
    상기 출력 고전압을 전압 분배하여 상기 피드백 전압을 출력하는 직렬 연결된 복수의 저항들;a plurality of resistors connected in series to output the feedback voltage by voltage-dividing the output high voltage;
    상기 피드백 전압이 출력되는 피드백 노드와 접지 사이에 연결되는 적어도 하나의 커패시터; 그리고at least one capacitor connected between a feedback node from which the feedback voltage is output and a ground; And
    상기 피드백 노드와 상기 접지 사이에 연결되며, 상기 피드백 전압을 안정화하는 제너 다이오드를 포함하는 비가역적 전기천공 시스템.An irreversible electroporation system comprising a Zener diode connected between the feedback node and the ground and stabilizing the feedback voltage.
  2. 제 1 항에 있어서,According to claim 1,
    상기 피드백 전압과 상기 출력 고전압의 레벨을 정의하는 설정 전압의 레벨을 비교하여 제 2 검출 신호를 생성하는 비교기를 더 포함하는 비가역적 전기천공 시스템.Irreversible electroporation system further comprising a comparator for generating a second detection signal by comparing the level of the set voltage defining the level of the feedback voltage and the output high voltage.
  3. 제 2 항에 있어서,According to claim 2,
    상기 비교기는: The comparator is:
    상기 피드백 전압과 조정 가능한 제 1 설정 전압을 비교하는 제 1 비교기; a first comparator comparing the feedback voltage with an adjustable first set voltage;
    상기 피드백 전압과 고정된 레벨의 제 2 설정 전압을 비교하는 제 2 비교기; 그리고 a second comparator comparing the feedback voltage with a second set voltage at a fixed level; And
    상기 제 1 설정 전압을 상기 제 1 비교기에 제공하기 위한 디지털 가변 저항기를 포함하는 비가역적 전기천공 시스템.An irreversible electroporation system comprising a digital variable resistor for providing the first set voltage to the first comparator.
  4. 제 3 항에 있어서,According to claim 3,
    상기 제 2 설정 전압은 상기 제 1 설정 전압의 최대치에 대응하는 비가역적 전기천공 시스템.The second set voltage is irreversible electroporation system corresponding to the maximum value of the first set voltage.
  5. 비가역적 전기천공 시스템에 있어서:In the irreversible electroporation system:
    펄스 신호로부터 고전압 펄스를 생성하는 고전압 펄스 발생기;a high voltage pulse generator generating high voltage pulses from the pulse signal;
    상기 고전압 펄스의 전류를 검출하여 검출 전류로 출력하는 전류 검출기;a current detector detecting the current of the high voltage pulse and outputting the detected current;
    상기 고전압 펄스를 제어 신호에 따라 스위칭하여 펄스 출력으로 제공하는 고전압 스위치; 그리고a high voltage switch for switching the high voltage pulse according to a control signal and providing a pulse output; And
    상기 검출 전류를 사용하여 상기 고전압 펄스의 평균 전류를 계산하고, 상기 평균 전류를 기반으로 상기 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되,A controller configured to calculate an average current of the high voltage pulse using the detected current and generate the control signal based on the average current;
    상기 컨트롤러는 상기 고전압 펄스의 생성시 전류 레벨이 안정화되기 이전의 제 1 고전압 펄스에 대응하는 검출 전류를 상기 평균 전류의 계산에서 제외하고, 상기 전류 레벨이 안정화된 이후에 생성되는 적어도 하나의 제 2 고전압 펄스에 대응하는 검출 전류로부터 상기 평균 전류를 계산하되, 상기 제 2 고전압 펄스에 포함되는 전류 피크에 대응하는 검출 전류는 상기 평균 전류의 계산에서 제외하며,When the high voltage pulse is generated, the controller excludes the detection current corresponding to the first high voltage pulse before the current level is stabilized from the calculation of the average current, and at least one second voltage pulse is generated after the current level is stabilized. The average current is calculated from the detection current corresponding to the high voltage pulse, but the detection current corresponding to the current peak included in the second high voltage pulse is excluded from the calculation of the average current;
    상기 고전압 펄스에 포함되는 전류 피크가 제한 전류보다 큰 경우에는 상기 고전압 스위치를 차단하도록 상기 제어 신호를 출력하고,outputting the control signal to shut off the high voltage switch when a current peak included in the high voltage pulse is greater than a limit current;
    상기 제한 전류는 상기 평균 전류에 소정의 전류 크기가 가감되며, 상기 소정의 전류 크기는 간암 시술 모드에서는 상기 평균 전류의 30%, 폐암 시술 모드에서는 상기 평균 전류의 10%에 대응하는 비가역적 전기천공 시스템.The limiting current is an irreversible electroporation corresponding to 30% of the average current in the liver cancer treatment mode and 10% of the average current in the lung cancer treatment mode. system.
  6. 제 5 항에 있어서,According to claim 5,
    상기 고전압 펄스는 모노폴라 또는 바이폴라 파형으로 제공되는 비가역적 전기천공 시스템.The high voltage pulse is provided in a monopolar or bipolar waveform irreversible electroporation system.
  7. 고주파 비가역적 전기천공 시스템의 펄스 인가 방법에 있어서:A method for pulsing a high-frequency irreversible electroporation system:
    복수의 펄스 모드들 중에서 타깃 세포에 인가할 어느 하나의 모드를 선택하는 단계;selecting one of a plurality of pulse modes to be applied to a target cell;
    상기 선택된 펄스 모드에 따라 제 1 구간 동안 제 1 펄스를 인가하는 단계;applying a first pulse during a first period according to the selected pulse mode;
    상기 제 1 구간에 후속하는 제 2 구간 동안 접지 레벨을 유지하는 단계; 그리고maintaining a ground level during a second period following the first period; And
    상기 제 2 구간에 후속하는 제 3 구간 동안 제 2 펄스를 인가하는 단계를 포함하되,Applying a second pulse during a third interval following the second interval,
    상기 제 1 펄스는 펄스 피크와 펄스 디케이 구간을 포함하고, 상기 펄스 피크에서 상기 타깃 세포에 전기천공을 제공하고, 상기 펄스 디케이 구간은 상기 타깃 세포에서의 전기화학 반응을 유도하는 지수함수 형태로 감쇄되는 전압이 제공되며,The first pulse includes a pulse peak and a pulse decay period, provides electroporation to the target cell at the pulse peak, and the pulse decay period decays in the form of an exponential function inducing an electrochemical reaction in the target cell. voltage is provided,
    상기 전기화학 반응은 상기 제 1 펄스가 인가되는 애노드 전극에는 물이 산소와 수소 이온으로 분리되고, 캐소드 전극에서는 물이 수소와 수산화이온으로 분리되는 펄스 인가 방법.The electrochemical reaction is a pulse application method in which water is separated into oxygen and hydrogen ions at the anode electrode to which the first pulse is applied, and water is separated into hydrogen and hydroxide ions at the cathode electrode.
  8. 제 7 항에 있어서,According to claim 7,
    상기 제 2 펄스는 상기 제 1 펄스와 동일한 파형이지만 반대 극성으로 제공되는 펄스 인가 방법.The second pulse is provided with the same waveform as the first pulse but with an opposite polarity.
  9. 제 7 항에 있어서,According to claim 7,
    상기 디케이 구간의 길이는 1㎲ 내지 40㎲로 설정되는 펄스 인가 방법.The length of the decay period is set to 1 μs to 40 μs.
  10. 제 7 항에 있어서,According to claim 7,
    상기 펄스 폭은 0.5㎲ 내지 20㎲로 설정되는 펄스 인가 방법.The pulse width is set to 0.5 μs to 20 μs.
  11. 제 7 항에 있어서,According to claim 7,
    상기 선택된 펄스 모드에 따라 상기 디케이 구간의 길이를 설정하는 시정수가 조정되는 펄스 인가 방법.A pulse application method in which a time constant for setting the length of the decay period is adjusted according to the selected pulse mode.
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