WO2023248489A1 - 光変調器 - Google Patents

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WO2023248489A1
WO2023248489A1 PCT/JP2022/036984 JP2022036984W WO2023248489A1 WO 2023248489 A1 WO2023248489 A1 WO 2023248489A1 JP 2022036984 W JP2022036984 W JP 2022036984W WO 2023248489 A1 WO2023248489 A1 WO 2023248489A1
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waveguide
optical modulator
frequency electrode
phase modulation
modulation region
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PCT/JP2022/036984
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百合子 川村
雅之 高橋
祥吾 山中
健太郎 本田
陽介 雛倉
Original Assignee
日本電信電話株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
    • G02F1/00—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics
    • G02F1/01—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour 
    • G02F1/015—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on semiconductor elements having potential barriers, e.g. having a PN or PIN junction
    • G02F1/025—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on semiconductor elements having potential barriers, e.g. having a PN or PIN junction in an optical waveguide structure

Definitions

  • the present invention relates to a Mach-Zehnder interferometer type optical modulator used in optical communications.
  • a Mach-Zehnder interferometer type optical modulator has small wavelength dependence, has no wavelength chirp component in principle, and can operate at high speed. For this reason, it is widely used in medium and long-distance optical communication systems using a coherent method, and IMDD (direct detection direct modulation) optical communication systems for short distances of several hundred meters.
  • IMDD direct detection direct modulation
  • a Mach-Zehnder interferometer type optical modulator splits the light incident on the input optical waveguide into two optical waveguides (arm optical waveguides) with an intensity of approximately 1:1, and propagates the split light over a fixed length. It has a structure in which the signals are combined again and then output. By changing the phase of the two lights using the phase modulation region provided in the optical waveguide that is split into two, the interference conditions of the lights when they are combined are changed, and the intensity and phase of the output light are modulated. be able to.
  • dielectrics such as LiNbO 3 and semiconductors such as InP, GaAs, and Si (silicon) are used.
  • semiconductors such as InP, GaAs, and Si (silicon)
  • Non-Patent Document 1 discloses a Si Mach-Zehnder optical modulator with a modulator length of about several millimeters.
  • FIG. 1 shows the structure of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
  • FIG. 1 is a perspective view of the structure of an optical waveguide and electrodes of a single-electrode Mach-Zehnder optical modulator, viewed from above.
  • FIG. 2 shows a cross section taken along II-II' in FIG.
  • the Si optical modulator 100 includes an input optical coupler (or Y-shaped splitter) 101 connected to an input optical waveguide, and one-to-two parallel first waveguides 102 that guide split input light into two. It includes a second waveguide 103 and an output optical coupler 104 that combines output light from the two waveguides and outputs it to an output optical waveguide.
  • the n-type semiconductor layer and the p-type semiconductor layer may be formed in reverse. Furthermore, the vicinity of the central thick Si layers 151a and 151b may be a low concentration region, and the side of the slab regions 152a to 152c connected to the electrodes may be a high concentration region.
  • the Si optical modulator 100 unless the pn junction is in a reverse bias state, the modulation speed will deteriorate. Therefore, a voltage is applied to the metal bias electrode 107 such that the pn junction is in a reverse bias state, no matter what bias state each of the first modulation region 110 and the second modulation region 111 is in. .
  • a differential modulated electrical signal is input to the first modulation region 110 and the second modulation region 111 from a driver amplifier connected to the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, respectively. This modulates the light.
  • An object of the present invention is to provide an optical modulator that minimizes impedance reduction while maintaining the amplitude voltage value of a modulated electrical signal and has high modulation efficiency.
  • a first capacitor formed on the opposite side of the first capacitor, a first resistor whose one end is connected between the first phase modulation region and the first capacitor, and the first high-frequency a second phase modulation region formed in the second waveguide having a second conductivity type semiconductor layer connected to an electrode and a first conductivity type semiconductor layer connected to the second high frequency electrode; and a second capacitor inserted between the second phase modulation region and the first high frequency electrode, the second phase modulation region being formed with the first high frequency electrode in between.
  • a second capacitor formed on a side opposite to the region where the phase modulation is performed, and a second resistor whose one end is connected between the second phase modulation region and the second capacitor. It is characterized by
  • FIG. 1 is a plan view showing the structure of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view showing the structure of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
  • FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit in the modulation region of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
  • FIG. 4 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Embodiment 1 of the present invention;
  • FIG. 5 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 1, FIG.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 1
  • FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit in the modulation region of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 1
  • FIG. 8 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to a second embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a diagram showing the loss when a rib waveguide made of a silicon waveguide is bent by 90 degrees
  • FIG. 10 is a diagram showing the structure of a rib waveguide according to Example 2
  • FIG. 10 is a diagram showing the structure of a rib waveguide according to Example 2
  • FIG. 11 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Embodiment 3 of the present invention
  • FIG. 12 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 3
  • FIG. 13 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to a fourth embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 4
  • FIG. 15 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Example 5 of the present invention
  • FIG. 16 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 5
  • FIG. 17 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 5.
  • FIG. 4 shows the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Example 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a perspective view of the structure of the optical waveguide and electrodes of the single-electrode Mach-Zehnder optical modulator 200, viewed from above.
  • FIG. 5 shows a cross section taken along line V-V' in FIG.
  • FIG. 6 shows a cross section taken along VI-VI' in FIG.
  • the Si optical modulator 200 includes an input optical coupler (or Y-shaped splitter) 101 connected to an input optical waveguide, and two parallel first waveguides 102 that guide split input light into two. It includes a second waveguide 103 and an output optical coupler 104 that combines output light from the two waveguides and outputs it to an output optical waveguide.
  • the optical waveguide of the Si optical modulator 200 is composed of a Si layer 2 sandwiched between upper and lower SiO 2 cladding layers 1 and 3.
  • the Si waveguide for confining light has a structure called a rib waveguide with different thicknesses. That is, as shown in FIGS. 5 and 6, the rib waveguide is composed of thick central Si layers 151a and 151b and thin slab regions 152a to 152c on both sides thereof (see FIG. 2).
  • the central thick Si layers 151a and 151b of the Si layer 2 are used as the cores of the first waveguide 102 and the second waveguide 103, respectively, and the difference in refractive index with the surrounding SiO 2 cladding layers 1 and 3 is utilized. , constitutes an optical waveguide that confines light propagating in a direction perpendicular to the plane of the paper.
  • the optical waveguide core of the Si layer 2 has a pn junction in which p-type semiconductor layers 105a, 105b and n-type semiconductor layers 106a, 106b are joined at the center of the core.
  • the p-type semiconductor layer 105a is provided with a first high-frequency electrode 108, and the n-type semiconductor layer 106a is connected to a second high-frequency electrode 109.
  • a second high-frequency electrode 109 is provided on the p-type semiconductor layer 105b, and the n-type semiconductor layer 106b is connected to the first high-frequency electrode 108. Modulated electrical signals and bias voltages are applied via these electrodes.
  • the n-type semiconductor layers 106a, 106b and the high-frequency electrodes are connected by extending T-shaped electrodes from the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, as shown in FIG.
  • the connection is not limited to this, and may be connected in any shape. Note that the configuration including the capacitors 113a and 113b and the resistors 114a and 114b will be described later.
  • the core of the second waveguide 103 adjacent to the first modulation region 110 of the first waveguide 102 is a rib waveguide in which the Si layer 2 is not doped with anything. , acts as an insulating layer.
  • the core of the first waveguide 102 adjacent to the second modulation region 111 of the second waveguide 103 is a rib waveguide in which the Si layer 2 is not doped with anything. It acts as an insulating layer.
  • first modulation region 110 and the second modulation region 111 have a pn junction, they can be regarded as capacitive pn diodes. That is, as shown in the equivalent circuit of FIG. 7, the first modulation region 110 is loaded between the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, and the second modulation region 111 is loaded between the It is loaded between the high frequency electrode 109 and the first high frequency electrode 108.
  • the Si optical modulator 200 as shown in the equivalent circuit of FIG. are loaded independently between them. Therefore, the differential modulated electrical signal applied to the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109 is not voltage-divided, and the amplitude voltage value X of the differential modulated electrical signal is different from the first modulated region 110. It is applied to each of the second modulation regions 111. Therefore, compared to a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator, the optical modulator can be driven with twice the modulation efficiency.
  • the length of each divided modulation region in the light propagation direction is set to be 1/20 or less of the wavelength included in the modulated electrical signal.
  • the first high frequency electrode 108 and the second high frequency electrode 109 are traveling wave electrodes.
  • the traveling wave electrode is an electrode that matches the velocity of the modulated electrical signal and the light propagating through the optical waveguide (phase velocity matching), and interacts with the light while propagating the electrical signal.
  • One end of the traveling wave electrode is connected to a driver amplifier, and the other end is terminated by a terminating resistor, and the traveling wave electrode therebetween is configured as a high frequency line having characteristic impedance.
  • the first modulation region 110 and the second modulation region 111 are divided into 1/20 or less of the maximum wavelength of the modulated electrical signal.
  • the length of the T-shaped electrode in the light propagation direction that applies a modulated electric signal to the n-type semiconductor layers 106a and 106b becomes a length that is not affected by frequency dependence.
  • the T-shaped electrodes that apply modulated electrical signals to the p-type semiconductor layers 105a and 105b have the same configuration, and the Si optical modulator 200 suppresses quality deterioration of the modulated electrical signals applied to the semiconductor layers and improves high frequency characteristics. can do.
  • the number of first modulation regions 110 and second modulation regions 111 should be approximately the same in the light propagation direction. This is to equalize the amount of phase modulation in each of the first waveguide 102 and second waveguide 103 divided by the input optical coupler 101 in the Mach-Zehnder optical modulator. This is because modulated output light without chirp (waveform distortion) can be output.
  • the Si optical modulator 200 differs from the conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator in that a bias voltage can be applied separately from the modulated electrical signal.
  • the n-type semiconductor layer 106a is electrically connected to the electrode 109 via the capacitor 113a, and as shown in FIG. It is electrically connected to the high frequency electrode 108 of.
  • the electrode structure between the n-type semiconductor layer 106 and the capacitor 113 will be referred to as a node 116 for the following explanation.
  • the capacitor 113 has a structure in which the first high-frequency electrode 108 or the second high-frequency electrode 109 and the node 116 are opposed to each other by a predetermined distance in the light propagation direction with a predetermined interval.
  • bias electrodes 115a and 115b are connected to the node 116 via resistors 114a and 114b.
  • An external bias power supply is connected to the bias electrode 115, so that a bias voltage can be applied separately from the modulated electrical signal.
  • the bias electrode 115 is formed using a metal wiring layer below the first high frequency electrode 108 and the second high frequency electrode 109.
  • the Si optical modulator 200 can further improve high frequency characteristics. In order to operate the Si optical modulator at high speed, it is necessary to always apply a reverse bias to the PN junction of the first modulation region 110 and the second modulation region 111. However, if the modulated electrical signal and bias voltage are applied using the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109 in common, the PN junction may become forward biased depending on the amplitude of the modulated electrical signal. do. As shown in the equivalent circuit of FIG. 7, the Si optical modulator 200 has a configuration similar to a so-called bias T, consisting of a capacitor 113 and a resistor 114, and can apply a bias voltage separately from the modulated electrical signal. Can be done. With this configuration, the PN junction can always be set to forward bias, so high-speed operation is possible.
  • a so-called bias T consisting of a capacitor 113 and a resistor 114
  • phase modulation efficiency with respect to the applied voltage of the Si modulator changes depending on the bias voltage of the PN junction.
  • the modulation efficiency can be further improved by operating at the bias voltage that provides the best modulation efficiency.
  • the difference from the conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator is that the first modulation region 110 formed in the first waveguide 102 and the second modulation region 111 formed in the second waveguide 103 are different from the conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator. , are points divided into multiple parts. Furthermore, the first modulation region 110 and the second modulation region 111 are optically connected by curved rib waveguides 312 and 313, respectively.
  • the rib waveguides 312 and 313 have a structure including four 90 degree bends, and are formed of undoped insulating silicon waveguides.
  • the cross-sectional structures of the rib waveguides 312 and 313 are the same as those of the first waveguide 102 and the second waveguide 103, respectively.
  • the capacity loaded per unit length is halved. .
  • two capacitances Cpn across the pn junction of the first modulation region 110 and a capacitance Cpn across the pn junction of the second modulation region 111 are connected between the signal electrodes 108 and 109. are connected.
  • only one capacitor Cpn is connected between the signal electrodes 108 and 109.
  • optical signal delay lines have been realized not by rib waveguides but by channel waveguides.
  • the channel waveguide has a rectangular cross section and can be bent at a smaller radius without loss.
  • a delay line using a channel waveguide is created in the optical modulation region formed by the rib waveguide via a rib-channel waveguide converter, and then a delay line is created using a channel waveguide via a rib-channel waveguide converter, and then a delay line is created using a channel waveguide via a rib-channel waveguide converter. It was coupled to a light modulation region formed by a waveguide.
  • This Ribou channel waveguide converter has an optical loss of about 0.2 dB per conversion, and when a large number of them are arranged in one optical modulator, the optical loss becomes a problem.
  • the length of the rib waveguides 312 and 313 is 80 ⁇ m with respect to the light propagation direction of the Si optical modulator 300, it is possible to arrange them between the modulation regions (110 and 111) divided as described above. can. Furthermore, an appropriate delay amount for the delay line can be set by providing a straight line portion as shown in FIG. 10 and adjusting its length Lst.
  • the p-type semiconductor layer 105a of the first modulation region 110 is connected to the first high-frequency electrode 108, and the n-type semiconductor layer 106a is electrically connected to the second high-frequency electrode 109 via a capacitor 410.
  • the p-type semiconductor layer 105b of the second modulation region 111 is connected to the second high-frequency electrode 109, and the n-type semiconductor layer 106b is electrically connected to the first high-frequency electrode 108 via the capacitor 410.
  • Example 2 the conductive region for capacitive coupling is not disposed between the high frequency electrodes, and only electrode wiring for connecting to the capacitor 410 is provided between the high frequency electrodes, thereby minimizing the conductive region.
  • the high frequency electrode which is a traveling wave electrode, is configured as a high frequency line having characteristic impedance. Therefore, by preventing an increase in the parasitic capacitance between the high frequency electrodes, it is possible to suppress a reduction in the characteristic impedance of the high frequency line.
  • the capacitor 510 is realized using capacitive coupling between a comb-shaped electrode 511 and a comb-shaped electrode 512.
  • the capacitor 510 is not placed between the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, but is placed outside the high-frequency electrode where no modulation region is formed, via the metal wiring layer.
  • the comb-shaped electrode 511 is connected to the n-type semiconductor layer 106a via the via 513 and the node 116 of the metal wiring layer.
  • the comb-shaped electrode 512 is connected to the second high-frequency electrode 109.
  • a reverse bias voltage equivalent to that of the first modulation region 110 and the second modulation region 111 is applied to the capacitor 610, and it can be considered that the capacitor is equivalently connected.
  • the material of the modulation region can also be made of other materials such as InP. This is because even in an InP modulator, reverse bias operation can be performed using a pn junction or a pin junction.

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Abstract

変調電気信号の振幅電圧値を維持したままインピーダンス低減を最小限に抑え、変調効率の高い光変調器を提供する。マッハツェンダ干渉計型の光変調器（３００）であって、第１および第２の導波路（１０２、１０３）の光導波路コアは、ｐｎ接合を有する半導体層からなり、前記半導体層に変調電気信号およびバイアス電圧を印加するための第１および第２の高周波電極（１０８、１０９）を含む光変調器において、前記第１の高周波電極（１０８）に接続された第１の導電型半導体層と、前記第２の高周波電極（１０９）に接続された第２の導電型半導体層とを有する前記第１の導波路に形成された第１の位相変調領域（１１０）と、前記第１の位相変調領域と前記第２の高周波電極との間に挿入された第１の容量と、前記第１の高周波電極に接続された第２の導電型半導体層と、前記第２の高周波電極に接続された第１の導電型半導体層とを有する前記第２の導波路に形成された第２の位相変調領域（１１１）と、前記第２の位相変調領域と前記第１の高周波電極との間に挿入された第２の容量とを備えた。

Description

光変調器
　本発明は、光通信において用いられるマッハツェンダ干渉計型の光変調器に関する。
　マッハツェンダ干渉計型の光変調器は、波長依存性が小さく、原理的に波長チャープ成分が無く、高速で動作することができる。このことから、コヒーレント方式を用いた中・長距離用の光通信システム、数百メートル程度の短距離用のＩＭＤＤ（直接検波直接変調）方式の光通信システムなどに広く用いられている。
　マッハツェンダ干渉計型の光変調器は、入力側の光導波路に入射した光を、２つの光導波路（アーム光導波路）に概ね１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝播させた後に、再度合波させて出力する構造を有する。２つに分岐された光導波路に設けられた位相変調領域により、２つの光の位相を変化させることにより、合波されるときの光の干渉条件を変え、出力光の強度、位相を変調することができる。
　位相変調領域の光導波路を構成する材料としては、ＬｉＮｂＯ３等の誘電体、ＩｎＰ，ＧａＡｓ，Ｓｉ（シリコン）等の半導体が用いられる。位相変調領域の光導波路近傍に配置された電極に、変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することにより、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。近年、小型に光回路を集積できることから、Ｓｉを光導波路材料として用いた光変調器の研究・開発が盛んに行われている。
　大容量の光通信を行うためには、高速な光送変調器が必要である。広帯域なマッハツェンダ干渉計型の光変調器として、進行波電極型マッハツェンダ光変調器がある。進行波電極は、変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合（位相速度整合）させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う電極である。例えば、非特許文献１には、長さ数ミリメートル程度の変調器長を備えるＳｉマッハツェンダ光変調器が開示されている。
　　（進行波電極型マッハツェンダ光変調器）
　図１に、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図１は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図２は、図１のII-II’の断面を示す。Ｓｉ光変調器１００は、入力光導波路に接続された入力光カプラ（またはＹ字スプリッタ）１０１と、２分岐された入力光を導波する１対２本の並行する第１の導波路１０２と第２の導波路１０３と、２本の導波路から出力光を合波して出力光導波路に出力する出力光カプラ１０４とを備える。
　Ｓｉ光変調器１００の光導波路は、上下のＳｉＯ２クラッド層１、３に挟まれたＳｉ層２で構成される。光を閉じ込めるためのＳｉ導波路は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造である。すなわち、リブ導波路は、図２に示したように、中央部の厚いＳｉ層１５１ａ，１５１ｂと、その両側にある薄いスラブ領域１５２ａ－１５２ｃとから構成されている。Ｓｉ層２の中央の厚いＳｉ層１５１ａ，１５１ｂを、それぞれ第１の導波路１０２と第２の導波路１０３のコアとし、周囲のＳｉＯ２クラッド層１、３との屈折率差を利用して、紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路を構成する。
　Ｓｉ層２の光導波路コアは、それぞれ、ｐ型半導体層１０５ａ，１０５ｂとｎ型半導体層１０６とがコアの中央部で接合されたｐｎ接合を有している。２本の光導波路に挟まれたｎ型半導体層１０６には、金属のバイアス電極１０７が設けられ、ｐ型半導体層１０５ａには、第１の高周波電極１０８が設けられ、ｐ型半導体層１０５ｂには、第２の高周波電極１０９が設けられている。これらの電極を経由して、変調電気信号およびバイアス電圧が印加される。
　第１の導波路１０２に形成された位相変調領域を第１の変調領域１１０とし、第２の導波路１０３に形成された位相変調領域を第２の変調領域１１１とする。これらの変調領域は、ｐｎ接合であるため、容量性を持つｐｎダイオードとしてみなせる。すなわち、図３の等価回路に示すように、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１は、ｐｎダイオードとして直列に接続された上で、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９の間に装荷されている。
　なお、Ｓｉ光変調器１００の構造としては、ｎ型半導体層とｐ型半導体層とをそれぞれ逆に形成してもよい。また、中央部の厚いＳｉ層１５１ａ，１５１ｂ付近を低濃度領域とし、電極に接続されるスラブ領域１５２ａ－１５２ｃの側を高濃度領域としてもよい。
　Ｓｉ光変調器１００は、ｐｎ接合が逆バイアスの状態でなければ、変調速度の劣化を招く。そのため、金属のバイアス電極１０７は、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１それぞれがどのようなバイアス状態であっても、ｐｎ接合が逆バイアス状態となるような電圧を印加されている。第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１に対しては、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９のそれぞれに接続されたドライバアンプから、差動の変調電気信号を入力することにより光の変調を行う。
　Ｓｉ光変調器１００は、図３の等価回路に示したように、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１とが直列に接続されて、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９との間に装荷される。このため、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９に加わる差動の変調電気信号は分圧されてしまう。すなわち、差動の変調器信号のそれぞれの振幅電圧値をＸとすると、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１のそれぞれには、Ｘ／２ずつの電圧しか印加されず、変調効率が劣化してしまう。一方、変調効率を向上させるために振幅電圧値を大きくすると、消費電力が増大するという問題があった。
Nan Qi, Xi Xiao, Shang Hu, Xianyao Li, Hao Li, Liyuan Liu, Zhiyong Li, Nanjian Wu, and Patrick Yin Chiang,「Co-Design and Demonstration of a 25-Gb/s Silicon-Photonic Mach-Zehnder Modulator With a CMOS-Based High-Swing Driver」IEEE JOURNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 22, NO. 6, pp. 3400410, 2016.
　本発明の目的は、変調電気信号の振幅電圧値を維持したままインピーダンス低減を最小限に抑え、変調効率の高い光変調器を提供することにある。
　本発明は、このような目的を達成するために、一実施態様は、入力光カプラと、前記入力光カプラにより２分岐された入力光を導波する１対２本の第１および第２の導波路と、前記第１および第２の導波路の出力光を合波する出力光カプラとを含むマッハツェンダ干渉計型の光変調器であって、前記第１および第２の導波路の光導波路コアは、ｐｎ接合を有する半導体層からなり、前記半導体層に変調電気信号およびバイアス電圧を印加するための第１および第２の高周波電極を含む光変調器において、前記第１の高周波電極に接続された第１の導電型半導体層と、前記第２の高周波電極に接続された第２の導電型半導体層とを有する前記第１の導波路に形成された第１の位相変調領域と、前記第１の位相変調領域と前記第２の高周波電極との間に挿入された第１の容量であって、前記第２の高周波電極を挟んで、前記第１の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第１の容量と、前記第１の位相変調領域と前記第１の容量との間に、一端が接続された第１の抵抗体と、前記第１の高周波電極に接続された第２の導電型半導体層と、前記第２の高周波電極に接続された第１の導電型半導体層とを有する前記第２の導波路に形成された第２の位相変調領域と、前記第２の位相変調領域と前記第１の高周波電極との間に挿入された第２の容量であって、前記第１の高周波電極を挟んで、前記第２の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第２の容量と、前記第２の位相変調領域と前記第２の容量との間に、一端が接続された第２の抵抗体とを備えたことを特徴とする。
図１は、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す平面図、 図２は、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図、 図３は、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の変調領域における等価回路を示す図、 図４は、本発明の実施例１にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す平面図、 図５は、実施例１の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図、 図６は、実施例１の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図、 図７は、実施例１の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の変調領域における等価回路を示す図、 図８は、本発明の実施例２にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す平面図、 図９は、シリコン導波路からなるリブ導波路を９０度曲げたときの損失を示す図、 図１０は、実施例２にかかるリブ導波路の構造を示す図、 図１１は、本発明の実施例３にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す平面図、 図１２は、実施例３の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図、 図１３は、本発明の実施例４にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す平面図、 図１４は、実施例４の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図、 図１５は、本発明の実施例５にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す平面図、 図１６は、実施例５の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図、 図１７は、実施例５の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す断面図である。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、図面においては、同一の機能を有する部分は同一の番号を付することにより、説明の明瞭化を図っている。ただし、本発明は以下に示す実施形態の記載内容に限定されず、本明細書等において開示する発明の趣旨から逸脱することなく、形態および詳細を様々に変更し得ることは当業者にとって自明である。また、異なる実施例に係る構成は、適宜組み合わせて実施することが可能である。
　図４に、本発明の実施例１にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図４は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器２００の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図５は、図４のV-V’の断面を示す。図６は、図４のVI-VI’の断面を示す。Ｓｉ光変調器２００は、入力光導波路に接続された入力光カプラ（またはＹ字スプリッタ）１０１と、２分岐された入力光を導波する１対２本の並行する第１の導波路１０２と第２の導波路１０３と、２本の導波路から出力光を合波して出力光導波路に出力する出力光カプラ１０４とを備える。
　Ｓｉ光変調器２００の光導波路は、上下のＳｉＯ２クラッド層１、３に挟まれたＳｉ層２で構成される。光を閉じ込めるためのＳｉ導波路は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造である。すなわち、リブ導波路は、図５，６に示したように、中央部の厚いＳｉ層１５１ａ，１５１ｂと、その両側にある薄いスラブ領域１５２ａ－１５２ｃとから構成されている（図２参照）。Ｓｉ層２の中央の厚いＳｉ層１５１ａ，１５１ｂを、それぞれ第１の導波路１０２と第２の導波路１０３のコアとし、周囲のＳｉＯ２クラッド層１、３との屈折率差を利用して、紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路を構成する。
　従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器との相違は、第１の導波路１０２に形成された第１の変調領域１１０と第２の導波路１０３に形成された第２の変調領域１１１とを、それぞれ複数に分割し、交互に配置した点である。分割された第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１は、何もドーピングされていないＳｉ層２によって、電気的に絶縁された状態になる。
　Ｓｉ層２の光導波路コアは、それぞれ、ｐ型半導体層１０５ａ，１０５ｂとｎ型半導体層１０６ａ，１０６ｂとがコアの中央部で接合されたｐｎ接合を有している。ｐ型半導体層１０５ａには、第１の高周波電極１０８が設けられ、ｎ型半導体層１０６ａは第２の高周波電極１０９に接続されている。ｐ型半導体層１０５ｂには、第２の高周波電極１０９が設けられ、ｎ型半導体層１０６ｂは第１の高周波電極１０８に接続されている。これらの電極を経由して、変調電気信号およびバイアス電圧が印加される。ｎ型半導体層１０６ａ，１０６ｂと高周波電極との接続は、図４に示したように、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９から丁字状の電極を延伸して接続しているが、これに限らず、任意の形状で接続すればよい。なお、容量１１３ａ，１１３ｂおよび抵抗体１１４ａ，１１４ｂを含む構成については後述する。
　図５に示すように、第１の導波路１０２の第１の変調領域１１０に隣接する第２の導波路１０３のコアは、Ｓｉ層２に何もドーピングされていないリブ導波路となっていて、絶縁層として働く。一方、図６に示すように、第２の導波路１０３の第２の変調領域１１１に隣接する第１の導波路１０２のコアは、Ｓｉ層２に何もドーピングされていないリブ導波路となっていて、絶縁層として働く。
　第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１は、ｐｎ接合を有するため、容量性を持つｐｎダイオードとしてみなせる。すなわち、図７の等価回路に示すように、第１の変調領域１１０は、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９の間に装荷され、第２の変調領域１１１は、第２の高周波電極１０９と第１の高周波電極１０８の間に装荷されている。
　Ｓｉ光変調器２００は、図７の等価回路に示したように、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１とが、それぞれ第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９との間に独立に装荷されている。このため、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９に加わる差動の変調電気信号は分圧されず、差動の変調電気信号の振幅電圧値Ｘが、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１のそれぞれに印加される。従って、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と比較すると、２倍の変調効率で光変調器を駆動することができる。
　　（変調領域の分割）
　第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１を分割する方法について説明する。それぞれ分割された変調領域は、光の伝搬方向の長さが、変調電気信号に含まれる波長に対して１／２０の長さ以下となるようにする。第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９は、進行波電極である。上述したように、進行波電極は、変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合（位相速度整合）させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う電極である。進行波電極の一端はドライバアンプに接続され、他端は終端抵抗により終端され、その間の進行波電極は、特性インピーダンスを有する高周波線路として構成されている。周波数帯域幅を持った変調電気信号が、進行波電極を伝搬する際、変調電気信号の最大波長に対して１／２０波長程度の長さを超えると、特性インピーダンスに大きな周波数依存性を有することになる。
　そこで、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１とを、変調電気信号の最大波長に対して１／２０以下となるように分割する。これにより、ｎ型半導体層１０６ａ，１０６ｂに変調電気信号を印加する丁字状の電極の光の伝搬方向の長さが、周波数依存性の影響を受けない長さになる。ｐ型半導体層１０５ａ，１０５ｂに変調電気信号を印加する丁字状の電極も同じ構成であり、Ｓｉ光変調器２００は、半導体層に印加する変調電気信号の品質劣化を抑制し、高周波特性を改善することができる。
　第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１を分割する数は、光の伝搬方向に、概して同数程度配置されるべきである。これは、マッハツェンダ光変調器において入力光カプラ１０１により分割された第１の導波路１０２および第２の導波路１０３それぞれにおける位相変調量を均等にするためである。これにより、チャープ（波形ひずみ）のない変調された出力光を出力できるからである。
　　（バイアス電圧の印加）
　Ｓｉ光変調器２００は、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加することができる点で、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と相違する。図５に示したように、ｎ型半導体層１０６ａは容量１１３ａを介して電極１０９と電気的に接続され、図６に示したように、ｎ型半導体層１０６ｂは、容量１１３ｂを介して第１の高周波電極１０８と電気的に接続されている。ｎ型半導体層１０６と容量１１３との間の電極構造は、以下の説明のためにノード１１６と称する。容量１１３は、第１の高周波電極１０８または第２の高周波電極１０９とノード１１６とを所定間隔を空けて、光の伝搬方向に所定の長さ対向させた構造である。
　図５および図６の断面図においては破線で示すように、ノード１１６には抵抗体１１４ａ，１１４ｂを介してバイアス電極１１５ａ，１１５ｂが接続されている。バイアス電極１１５には、外部バイアス電源が接続され、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加可能になっている。バイアス電極１１５は、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９よりも下層の金属配線層を用いて形成されている。
　Ｓｉ光変調器２００は、さらに高周波特性を向上させることができる。Ｓｉ光変調器を高速動作させるためには、第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１のＰＮ接合に、常に逆バイアスを印加して動作させる必要がある。しかしながら、変調電気信号とバイアス電圧の印加を、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９を共用して行うと、変調電気信号の振幅によっては、ＰＮ接合が順バイアスとなる状態が発生する。Ｓｉ光変調器２００は、図７の等価回路に示したように、容量１１３と抵抗体１１４とからなる、いわゆるバイアスＴに類似した構成により、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加することができる。この構成により、ＰＮ接合を常に順バイアスに設定できるので、高速動作が可能となる。
　また、ＰＮ接合のバイアス電圧によってＳｉ変調器の印加電圧に対する位相の変調効率は変化する。実施例１のＳｉ光変調器２００では、ＰＮ接合に任意のバイアス電圧を印加できるため、最も変調効率の良いバイアス電圧で動作させることにより、さらに変調効率を向上させることが可能である。
　なお、Ｓｉ光変調器２００の構造としては、ｎ型半導体層とｐ型半導体層とをそれぞれ逆に形成してもよい。また、中央部の厚いＳｉ層１５１ａ，１５１ｂ付近を低濃度領域とし、電極に接続されるスラブ領域１５２ａ－１５２ｃの側を高濃度領域としてもよい。さらに、実施例１に関して、Ｓｉ半導体を用いたＳｉ変調器の場合について説明したが、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１の材料を、ＬｉＮｂＯ３等の誘電体、ＩｎＰ，ＧａＡｓ等の半導体としてもよい。
　図８に、本発明の実施例２にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図８は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器３００の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。実施例１と共通する構成要素については説明を省略する。
　従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器との相違は、第１の導波路１０２に形成された第１の変調領域１１０と第２の導波路１０３に形成された第２の変調領域１１１とを、それぞれ複数に分割した点である。さらに、第１の変調領域１１０の間および第２の変調領域１１１の間、それぞれを屈曲したリブ導波路３１２，３１３により光学的に接続している点である。リブ導波路３１２，３１３は、９０度の曲げを４個含む構造であり、ドーピングされていない絶縁性のシリコン導波路で形成されている。リブ導波路３１２，３１３の断面構造は、それぞれ第１の導波路１０２と第２の導波路１０３の断面構造と同じである。
　従来のＳｉ光変調器１００の領域１５０（図１参照）と、実施例２にかかるＳｉ光変調器３００の領域３１０を比較すると、単位長さあたりに装荷されている容量が半分になっている。具体的には、図１の構成では、信号電極１０８、１０９の間に、第１の変調領域１１０のｐｎ接合にかかる容量Ｃｐｎと、第２の変調領域１１１のｐｎ接合にかかる容量Ｃｐｎの２つが接続されている。一方、図８の構成では、信号電極１０８、１０９の間には、１つ分の容量Ｃｐｎしか接続されていないことになる。１領域あたりの容量は、図１のＳｉ光変調器１００の構成では、１／（１／Ｃｐｎ＋１／Ｃｐｎ）＝Ｃｐｎ／２となるが、図８のＳｉ光変調器３００の構成ではＣｐｎとなる。これは、単位長さあたりに２倍の容量が装荷されていることを意味する。
　一般的に、光変調器を伝搬する高周波信号の伝搬速度は、電極間容量の平方根に反比例するため、実施例２の構成（図８）では、従来の構成（図１）より高周波信号の伝搬が遅くなってしまう。信号電極の幅、間隔を変えて信号伝搬速度を調整することができるが、従来構成に比べて大きな容量を調整するのは困難である。
　そこで、実施例２では、屈曲したリブ導波路３１２，３１３を設けて光信号の遅延線とし、実効的に光信号の伝搬を遅くしている。すなわち、電極間容量の増大に伴う高周波信号の遅延に合わせて、光信号も遅延させて、光信号と高周波信号の伝搬速度を揃えている。これにより、高周波信号による光信号の変調に際して、両者の速度不整合による帯域劣化を防ぐことができる。
　従来、このような光信号の遅延線はリブ導波路ではなく、チャネル導波路によって実現されていた。チャネル導波路は矩形断面を有し、より小さな半径で損失なく曲げることができる。具体的には、リブ導波路で形成される光変調領域に、リブ―チャネル導波路変換器を介してチャネル導波路による遅延線を作成し、再度、チャネル―リブ導波路変換器を介してリブ導波路で形成される光変調領域に結合させていた。このリブーチャネル導波路変換器は、１変換あたり０．２ｄＢ程度の光損失を有しており、１つの光変調器に多数配置すると、その光損失が課題であった。
　しかしながら、実施例２の構成によれば、第１の変調領域１１０と第２の変調領域１１１とが交互に配置されており、ＰＮ接合が配置されていない領域に、リブ導波路３１２，３１３を形成している。従って、変調領域の間の光信号の進行方向の長さを十分に確保することができるので、低損失となる曲げ半径が大きいリブ導波路を用いることができ、所望の遅延量の遅延線を設けることができる。
　図９に、シリコン導波路からなるリブ導波路を９０度曲げたときの損失を示す。上述したように、分割された変調領域（１１０，１１１）の長さは、変調電気信号に含まれる波長に対して１／２０の長さ以下となるようにしている。４０ＧＨｚの変調電気信号を適用すると、波長の１／２０の長さは１００μｍ程度である。一方、図９に示したように、一般的なシリコン導波路からなるリブ導波路では、１０μｍ程度の曲げ半径より小さくなると急激に曲げ損失が増加する。
　図１０に、実施例２にかかるリブ導波路の構造を示す。そこで、屈曲したリブ導波路３１２，３１３は、曲げ半径Ｒ＝２０μｍの９０度の曲げ（１／４の円弧）を４つ含む構造とする。このリブ導波路の曲げ損失は、図９を参照すると、９０度の曲げ４個分で０．０２５ｄＢ程度と十分小さな損失とすることができる。
　Ｓｉ光変調器３００の光の伝搬方向に対して、リブ導波路３１２，３１３の長さは８０μｍであるので、上述したように分割された変調領域（１１０，１１１）の間に配置することができる。また、遅延線としての遅延量は、図１０に示したように直線部分を設けて、その長さＬｓｔを調整することにより、適切な遅延量を設定することができる。
　図１１に、本発明の実施例３にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図１１は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器４００の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図１２は、図１１のXII-XII’の断面を示す。実施例１と共通する構成要素については説明を省略する。実施例１のＳｉ光変調器２００との相違は、第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１と、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９の間に挿入された容量が、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置されている点で異なる。
　第１の変調領域１１０のｐ型半導体層１０５ａは第１の高周波電極１０８と接続され、ｎ型半導体層１０６ａは、容量４１０を介して第２の高周波電極１０９と電気的に接続されている。同様に、第２の変調領域１１１のｐ型半導体層１０５ｂは第２の高周波電極１０９と接続され、ｎ型半導体層１０６ｂは、容量４１０を介して第１の高周波電極１０８と電気的に接続されている。
　また、ｎ型半導体層１０６ａと容量４１０との間の電極構造は、以下の説明のためにノード１１６と称する。実施例１と同様に、ノード１１６には、抵抗体１１４を介してバイアス電極１１５が接続されている。バイアス電極１１５には、外部バイアス電源が接続され、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加可能になっている。バイアス電極１１５は、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９よりも下層の金属配線層を用いて形成されている。
　容量４１０は、平板電極４１１，４１２の間の容量性結合を用いて実現される、平行平板コンデンサである。平板電極４１１，４１２の間に配置されたＳｉＯ２クラッド層３に電界がかかることにより容量となるＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）構造である。容量４１０は、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９の間には配置されず、金属配線層を介して、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置されている。すなわち、容量４１０は、高周波電極を挟んで変調領域が形成された領域とは反対の側に形成されている
　一般的に、高周波電極の間に導電性領域を配置すると、高周波線路間の容量が増大してしまう。実施例２では、容量性結合のための導電性領域を、高周波電極の間に配置せず、高周波電極の間には、容量４１０に接続するための電極配線に留め、最小化している。上述したように、進行波電極である高周波電極は、特性インピーダンスを有する高周波線路として構成されている。従って、高周波電極間の寄生容量の増大を防ぐことにより、高周波線路の特性インピーダンスの低減を抑制することができる。
　図４から明らかなように、容量１１３の光の伝搬方向の長さは、分割された変調領域の構造から制限されている。第２の高周波電極１０９とノード１１６とを対向させただけでは、所望の容量値をえることができない場合がある。実施例３では、容量４１０を、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置しているので、その大きさの制限が緩和されるので、所定の面積の平板電極４１１，４１２を対向させることにより、より大きな容量値を得ることができる。
　なお、容量４００は、２つの平板電極４１１，４１２の間の容量を用いたが、多層金属層プロセスを用いて、複数対の平板間の容量を用いてもよい。
　図１３に、本発明の実施例４にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図１３は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器５００の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図１４は、図１３のXIV-XIV’の断面を示す。実施例１および実施例３と共通する構成要素については説明を省略する。実施例１および実施例３のＳｉ光変調器との相違は、第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１と、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９の間に挿入された容量を、櫛型形状の容量に置換した点である。
　容量５１０は、櫛型電極５１１と櫛型電極５１２との間の容量性結合を用いて実現される。容量５１０は、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９の間には配置されず、金属配線層を介して、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置されている。櫛型電極５１１は、ビア５１３と金属配線層のノード１１６とを介して、ｎ型半導体層１０６ａに接続されている。櫛型電極５１２は、第２の高周波電極１０９に接続されている。
　実施例４によれば、実施例２に示した平行平板コンデンサの構造に加えて、高周波電極の外側には、様々な形状のＭＩＭ構造を形成することができ、平行平板コンデンサの容量よりもより大きな容量を実現することができる。なお、実施例４では、容量５１０は、第２の高周波電極１０９と同一の金属層を用いて櫛型電極を形成したが、複数の金属層を用いて実現される多層構造の容量であってもよい。
　図１５に、本発明の実施例５にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図１５は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器６００の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図１６は、図１５のXVI-XVI’の断面を示し、図１７は、図１５のXVII-XVII’の断面を示。実施例１および実施例３と共通する構成要素については説明を省略する。実施例１および実施例３のＳｉ光変調器との相違は、第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１と、第１の高周波電極１０８および第２の高周波電極１０９の間に挿入された容量を、ｐｎ接合の容量に置換した点である。
　容量６１０は、ｐ型半導体層６１１とｎ型半導体層６１２とからなるｐｎ接合を形成しており、第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１とともに形成される。ｐ型半導体層６１１は、金属配線層のノード１１６を介して、第１の変調領域１１０のｎ型半導体層１０６ａに接続されている。ｎ型半導体層６１２は、ビア６１３と金属配線とを介して第２の高周波電極１０９に接続されている。
　容量６１０には、第１の変調領域１１０および第２の変調領域１１１と同等の逆バイアス電圧が印加されており、等価的に容量が接続されているとみなすことができる。
　実施例３，４に示したＭＩＭ構造に代えて、高周波電極の外側には、変調領域と同じプロセスで作製することができるｐｎ接合による容量を形成することができる。なお、変調領域と同じ構造のｐｎ接合のみならず、他の構造のｐｎ接合としたり、複数のｐｎ接合を組み合わせて容量を実現してもよい。
　本実施形態のＳｉ光変調器によれば、第１の高周波電極１０８と第２の高周波電極１０９に加わる差動の変調電気信号は分圧されず、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と比較すると、２倍の変調効率で光変調器を駆動することができる。また、変調領域を分割することにより、変調電気信号の振幅電圧値を維持したままインピーダンス低減を最小限に抑えることができるので、変調効率の高い光変調器を実現することができる。
　本実施形態のＳｉ光変調器の変調領域は、ｎ型半導体層とｐ型半導体層の極性についてのみ説明したが、光導波路コアとなる中央部の厚いＳｉ層付近を低濃度領域とし、電極に接続されるスラブ領域の側を高濃度領域としてもよい。また、ｐｎ接合構造の間にドーピングされていないｉ型（真性）半導体を挟んだ、ｐｉｎ接合としても良い。
　本実施形態では、Ｓｉ半導体を用いたＳｉ変調器について説明したが、変調領域の材料をＩｎＰなどの他の材料で構成することもできる。ＩｎＰ変調器においても、ｐｎ接合やｐｉｎ接合を利用して、逆バイアス動作させることができるからである。
　本発明は、一般的に光通信システムに利用することができる。特に、光通信システムの光送信器における光変調器に適用することができる。

Claims (7)

  1. 　入力光カプラと、前記入力光カプラにより２分岐された入力光を導波する１対２本の第１および第２の導波路と、前記第１および第２の導波路の出力光を合波する出力光カプラとを含むマッハツェンダ干渉計型の光変調器であって、前記第１および第２の導波路の光導波路コアは、ｐｎ接合を有する半導体層からなり、前記半導体層に変調電気信号およびバイアス電圧を印加するための第１および第２の高周波電極を含む光変調器において、
    　前記第１の高周波電極に接続された第１の導電型半導体層と、前記第２の高周波電極に接続された第２の導電型半導体層とを有する前記第１の導波路に形成された第１の位相変調領域と、
    　前記第１の位相変調領域と前記第２の高周波電極との間に挿入された第１の容量であって、前記第２の高周波電極を挟んで、前記第１の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第１の容量と、
    　前記第１の位相変調領域と前記第１の容量との間に、一端が接続された第１の抵抗体と、
    　前記第１の高周波電極に接続された第２の導電型半導体層と、前記第２の高周波電極に接続された第１の導電型半導体層とを有する前記第２の導波路に形成された第２の位相変調領域と、
    　前記第２の位相変調領域と前記第１の高周波電極との間に挿入された第２の容量であって、前記第１の高周波電極を挟んで、前記第２の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第２の容量と、
    　前記第２の位相変調領域と前記第２の容量との間に、一端が接続された第２の抵抗体と
    　を備えたことを特徴とする光変調器。
  2. 　前記第１および前記第２の位相変調領域は、光伝搬方向に沿って複数に分割されており、
    　分割された各々の第１の位相変調領域の間と、分割された各々の第２の位相変調領域の間とは、屈曲したリブ導波路により接続されていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
  3. 　前記リブ導波路は、絶縁性のシリコン光導波路からなり、
    　前記リブ導波路の断面構造は、前記第１の導波路または前記第２の導波路の断面構造と同じであることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
  4. 　前記リブ導波路の曲げ半径は、１０μｍ以上であることを特徴とする請求項３に記載の光変調器。
  5. 　前記第１および前記第２の容量は、前記第１および前記第２の高周波電極の下層の配線層を用いたＭＩＭ構造であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の光変調器。
  6. 　前記第１および前記第２の容量は、２つの櫛型電極との間の容量性結合を用いて構成されたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の光変調器。
  7. 　前記第１および前記第２の容量は、ｐｎ接合を有する半導体層からなることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の光変調器。
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