WO2023248489A1 - 光変調器 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a Mach-Zehnder interferometer type optical modulator used in optical communications.
- a Mach-Zehnder interferometer type optical modulator has small wavelength dependence, has no wavelength chirp component in principle, and can operate at high speed. For this reason, it is widely used in medium and long-distance optical communication systems using a coherent method, and IMDD (direct detection direct modulation) optical communication systems for short distances of several hundred meters.
- IMDD direct detection direct modulation
- a Mach-Zehnder interferometer type optical modulator splits the light incident on the input optical waveguide into two optical waveguides (arm optical waveguides) with an intensity of approximately 1:1, and propagates the split light over a fixed length. It has a structure in which the signals are combined again and then output. By changing the phase of the two lights using the phase modulation region provided in the optical waveguide that is split into two, the interference conditions of the lights when they are combined are changed, and the intensity and phase of the output light are modulated. be able to.
- dielectrics such as LiNbO 3 and semiconductors such as InP, GaAs, and Si (silicon) are used.
- semiconductors such as InP, GaAs, and Si (silicon)
- Non-Patent Document 1 discloses a Si Mach-Zehnder optical modulator with a modulator length of about several millimeters.
- FIG. 1 shows the structure of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
- FIG. 1 is a perspective view of the structure of an optical waveguide and electrodes of a single-electrode Mach-Zehnder optical modulator, viewed from above.
- FIG. 2 shows a cross section taken along II-II' in FIG.
- the Si optical modulator 100 includes an input optical coupler (or Y-shaped splitter) 101 connected to an input optical waveguide, and one-to-two parallel first waveguides 102 that guide split input light into two. It includes a second waveguide 103 and an output optical coupler 104 that combines output light from the two waveguides and outputs it to an output optical waveguide.
- the n-type semiconductor layer and the p-type semiconductor layer may be formed in reverse. Furthermore, the vicinity of the central thick Si layers 151a and 151b may be a low concentration region, and the side of the slab regions 152a to 152c connected to the electrodes may be a high concentration region.
- the Si optical modulator 100 unless the pn junction is in a reverse bias state, the modulation speed will deteriorate. Therefore, a voltage is applied to the metal bias electrode 107 such that the pn junction is in a reverse bias state, no matter what bias state each of the first modulation region 110 and the second modulation region 111 is in. .
- a differential modulated electrical signal is input to the first modulation region 110 and the second modulation region 111 from a driver amplifier connected to the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, respectively. This modulates the light.
- An object of the present invention is to provide an optical modulator that minimizes impedance reduction while maintaining the amplitude voltage value of a modulated electrical signal and has high modulation efficiency.
- a first capacitor formed on the opposite side of the first capacitor, a first resistor whose one end is connected between the first phase modulation region and the first capacitor, and the first high-frequency a second phase modulation region formed in the second waveguide having a second conductivity type semiconductor layer connected to an electrode and a first conductivity type semiconductor layer connected to the second high frequency electrode; and a second capacitor inserted between the second phase modulation region and the first high frequency electrode, the second phase modulation region being formed with the first high frequency electrode in between.
- a second capacitor formed on a side opposite to the region where the phase modulation is performed, and a second resistor whose one end is connected between the second phase modulation region and the second capacitor. It is characterized by
- FIG. 1 is a plan view showing the structure of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
- FIG. 2 is a cross-sectional view showing the structure of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
- FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit in the modulation region of a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator.
- FIG. 4 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Embodiment 1 of the present invention;
- FIG. 5 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 1, FIG.
- FIG. 6 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 1
- FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit in the modulation region of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 1
- FIG. 8 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to a second embodiment of the present invention
- FIG. 9 is a diagram showing the loss when a rib waveguide made of a silicon waveguide is bent by 90 degrees
- FIG. 10 is a diagram showing the structure of a rib waveguide according to Example 2
- FIG. 10 is a diagram showing the structure of a rib waveguide according to Example 2
- FIG. 11 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Embodiment 3 of the present invention
- FIG. 12 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 3
- FIG. 13 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to a fourth embodiment of the present invention
- FIG. 14 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 4
- FIG. 15 is a plan view showing the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Example 5 of the present invention
- FIG. 16 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 5
- FIG. 17 is a cross-sectional view showing the structure of the traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator of Example 5.
- FIG. 4 shows the structure of a traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator according to Example 1 of the present invention.
- FIG. 4 is a perspective view of the structure of the optical waveguide and electrodes of the single-electrode Mach-Zehnder optical modulator 200, viewed from above.
- FIG. 5 shows a cross section taken along line V-V' in FIG.
- FIG. 6 shows a cross section taken along VI-VI' in FIG.
- the Si optical modulator 200 includes an input optical coupler (or Y-shaped splitter) 101 connected to an input optical waveguide, and two parallel first waveguides 102 that guide split input light into two. It includes a second waveguide 103 and an output optical coupler 104 that combines output light from the two waveguides and outputs it to an output optical waveguide.
- the optical waveguide of the Si optical modulator 200 is composed of a Si layer 2 sandwiched between upper and lower SiO 2 cladding layers 1 and 3.
- the Si waveguide for confining light has a structure called a rib waveguide with different thicknesses. That is, as shown in FIGS. 5 and 6, the rib waveguide is composed of thick central Si layers 151a and 151b and thin slab regions 152a to 152c on both sides thereof (see FIG. 2).
- the central thick Si layers 151a and 151b of the Si layer 2 are used as the cores of the first waveguide 102 and the second waveguide 103, respectively, and the difference in refractive index with the surrounding SiO 2 cladding layers 1 and 3 is utilized. , constitutes an optical waveguide that confines light propagating in a direction perpendicular to the plane of the paper.
- the optical waveguide core of the Si layer 2 has a pn junction in which p-type semiconductor layers 105a, 105b and n-type semiconductor layers 106a, 106b are joined at the center of the core.
- the p-type semiconductor layer 105a is provided with a first high-frequency electrode 108, and the n-type semiconductor layer 106a is connected to a second high-frequency electrode 109.
- a second high-frequency electrode 109 is provided on the p-type semiconductor layer 105b, and the n-type semiconductor layer 106b is connected to the first high-frequency electrode 108. Modulated electrical signals and bias voltages are applied via these electrodes.
- the n-type semiconductor layers 106a, 106b and the high-frequency electrodes are connected by extending T-shaped electrodes from the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, as shown in FIG.
- the connection is not limited to this, and may be connected in any shape. Note that the configuration including the capacitors 113a and 113b and the resistors 114a and 114b will be described later.
- the core of the second waveguide 103 adjacent to the first modulation region 110 of the first waveguide 102 is a rib waveguide in which the Si layer 2 is not doped with anything. , acts as an insulating layer.
- the core of the first waveguide 102 adjacent to the second modulation region 111 of the second waveguide 103 is a rib waveguide in which the Si layer 2 is not doped with anything. It acts as an insulating layer.
- first modulation region 110 and the second modulation region 111 have a pn junction, they can be regarded as capacitive pn diodes. That is, as shown in the equivalent circuit of FIG. 7, the first modulation region 110 is loaded between the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, and the second modulation region 111 is loaded between the It is loaded between the high frequency electrode 109 and the first high frequency electrode 108.
- the Si optical modulator 200 as shown in the equivalent circuit of FIG. are loaded independently between them. Therefore, the differential modulated electrical signal applied to the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109 is not voltage-divided, and the amplitude voltage value X of the differential modulated electrical signal is different from the first modulated region 110. It is applied to each of the second modulation regions 111. Therefore, compared to a conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator, the optical modulator can be driven with twice the modulation efficiency.
- the length of each divided modulation region in the light propagation direction is set to be 1/20 or less of the wavelength included in the modulated electrical signal.
- the first high frequency electrode 108 and the second high frequency electrode 109 are traveling wave electrodes.
- the traveling wave electrode is an electrode that matches the velocity of the modulated electrical signal and the light propagating through the optical waveguide (phase velocity matching), and interacts with the light while propagating the electrical signal.
- One end of the traveling wave electrode is connected to a driver amplifier, and the other end is terminated by a terminating resistor, and the traveling wave electrode therebetween is configured as a high frequency line having characteristic impedance.
- the first modulation region 110 and the second modulation region 111 are divided into 1/20 or less of the maximum wavelength of the modulated electrical signal.
- the length of the T-shaped electrode in the light propagation direction that applies a modulated electric signal to the n-type semiconductor layers 106a and 106b becomes a length that is not affected by frequency dependence.
- the T-shaped electrodes that apply modulated electrical signals to the p-type semiconductor layers 105a and 105b have the same configuration, and the Si optical modulator 200 suppresses quality deterioration of the modulated electrical signals applied to the semiconductor layers and improves high frequency characteristics. can do.
- the number of first modulation regions 110 and second modulation regions 111 should be approximately the same in the light propagation direction. This is to equalize the amount of phase modulation in each of the first waveguide 102 and second waveguide 103 divided by the input optical coupler 101 in the Mach-Zehnder optical modulator. This is because modulated output light without chirp (waveform distortion) can be output.
- the Si optical modulator 200 differs from the conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator in that a bias voltage can be applied separately from the modulated electrical signal.
- the n-type semiconductor layer 106a is electrically connected to the electrode 109 via the capacitor 113a, and as shown in FIG. It is electrically connected to the high frequency electrode 108 of.
- the electrode structure between the n-type semiconductor layer 106 and the capacitor 113 will be referred to as a node 116 for the following explanation.
- the capacitor 113 has a structure in which the first high-frequency electrode 108 or the second high-frequency electrode 109 and the node 116 are opposed to each other by a predetermined distance in the light propagation direction with a predetermined interval.
- bias electrodes 115a and 115b are connected to the node 116 via resistors 114a and 114b.
- An external bias power supply is connected to the bias electrode 115, so that a bias voltage can be applied separately from the modulated electrical signal.
- the bias electrode 115 is formed using a metal wiring layer below the first high frequency electrode 108 and the second high frequency electrode 109.
- the Si optical modulator 200 can further improve high frequency characteristics. In order to operate the Si optical modulator at high speed, it is necessary to always apply a reverse bias to the PN junction of the first modulation region 110 and the second modulation region 111. However, if the modulated electrical signal and bias voltage are applied using the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109 in common, the PN junction may become forward biased depending on the amplitude of the modulated electrical signal. do. As shown in the equivalent circuit of FIG. 7, the Si optical modulator 200 has a configuration similar to a so-called bias T, consisting of a capacitor 113 and a resistor 114, and can apply a bias voltage separately from the modulated electrical signal. Can be done. With this configuration, the PN junction can always be set to forward bias, so high-speed operation is possible.
- a so-called bias T consisting of a capacitor 113 and a resistor 114
- phase modulation efficiency with respect to the applied voltage of the Si modulator changes depending on the bias voltage of the PN junction.
- the modulation efficiency can be further improved by operating at the bias voltage that provides the best modulation efficiency.
- the difference from the conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator is that the first modulation region 110 formed in the first waveguide 102 and the second modulation region 111 formed in the second waveguide 103 are different from the conventional traveling wave electrode type Mach-Zehnder optical modulator. , are points divided into multiple parts. Furthermore, the first modulation region 110 and the second modulation region 111 are optically connected by curved rib waveguides 312 and 313, respectively.
- the rib waveguides 312 and 313 have a structure including four 90 degree bends, and are formed of undoped insulating silicon waveguides.
- the cross-sectional structures of the rib waveguides 312 and 313 are the same as those of the first waveguide 102 and the second waveguide 103, respectively.
- the capacity loaded per unit length is halved. .
- two capacitances Cpn across the pn junction of the first modulation region 110 and a capacitance Cpn across the pn junction of the second modulation region 111 are connected between the signal electrodes 108 and 109. are connected.
- only one capacitor Cpn is connected between the signal electrodes 108 and 109.
- optical signal delay lines have been realized not by rib waveguides but by channel waveguides.
- the channel waveguide has a rectangular cross section and can be bent at a smaller radius without loss.
- a delay line using a channel waveguide is created in the optical modulation region formed by the rib waveguide via a rib-channel waveguide converter, and then a delay line is created using a channel waveguide via a rib-channel waveguide converter, and then a delay line is created using a channel waveguide via a rib-channel waveguide converter. It was coupled to a light modulation region formed by a waveguide.
- This Ribou channel waveguide converter has an optical loss of about 0.2 dB per conversion, and when a large number of them are arranged in one optical modulator, the optical loss becomes a problem.
- the length of the rib waveguides 312 and 313 is 80 ⁇ m with respect to the light propagation direction of the Si optical modulator 300, it is possible to arrange them between the modulation regions (110 and 111) divided as described above. can. Furthermore, an appropriate delay amount for the delay line can be set by providing a straight line portion as shown in FIG. 10 and adjusting its length Lst.
- the p-type semiconductor layer 105a of the first modulation region 110 is connected to the first high-frequency electrode 108, and the n-type semiconductor layer 106a is electrically connected to the second high-frequency electrode 109 via a capacitor 410.
- the p-type semiconductor layer 105b of the second modulation region 111 is connected to the second high-frequency electrode 109, and the n-type semiconductor layer 106b is electrically connected to the first high-frequency electrode 108 via the capacitor 410.
- Example 2 the conductive region for capacitive coupling is not disposed between the high frequency electrodes, and only electrode wiring for connecting to the capacitor 410 is provided between the high frequency electrodes, thereby minimizing the conductive region.
- the high frequency electrode which is a traveling wave electrode, is configured as a high frequency line having characteristic impedance. Therefore, by preventing an increase in the parasitic capacitance between the high frequency electrodes, it is possible to suppress a reduction in the characteristic impedance of the high frequency line.
- the capacitor 510 is realized using capacitive coupling between a comb-shaped electrode 511 and a comb-shaped electrode 512.
- the capacitor 510 is not placed between the first high-frequency electrode 108 and the second high-frequency electrode 109, but is placed outside the high-frequency electrode where no modulation region is formed, via the metal wiring layer.
- the comb-shaped electrode 511 is connected to the n-type semiconductor layer 106a via the via 513 and the node 116 of the metal wiring layer.
- the comb-shaped electrode 512 is connected to the second high-frequency electrode 109.
- a reverse bias voltage equivalent to that of the first modulation region 110 and the second modulation region 111 is applied to the capacitor 610, and it can be considered that the capacitor is equivalently connected.
- the material of the modulation region can also be made of other materials such as InP. This is because even in an InP modulator, reverse bias operation can be performed using a pn junction or a pin junction.
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Abstract
変調電気信号の振幅電圧値を維持したままインピーダンス低減を最小限に抑え、変調効率の高い光変調器を提供する。マッハツェンダ干渉計型の光変調器(300)であって、第1および第2の導波路(102、103)の光導波路コアは、pn接合を有する半導体層からなり、前記半導体層に変調電気信号およびバイアス電圧を印加するための第1および第2の高周波電極(108、109)を含む光変調器において、前記第1の高周波電極(108)に接続された第1の導電型半導体層と、前記第2の高周波電極(109)に接続された第2の導電型半導体層とを有する前記第1の導波路に形成された第1の位相変調領域(110)と、前記第1の位相変調領域と前記第2の高周波電極との間に挿入された第1の容量と、前記第1の高周波電極に接続された第2の導電型半導体層と、前記第2の高周波電極に接続された第1の導電型半導体層とを有する前記第2の導波路に形成された第2の位相変調領域(111)と、前記第2の位相変調領域と前記第1の高周波電極との間に挿入された第2の容量とを備えた。
Description
本発明は、光通信において用いられるマッハツェンダ干渉計型の光変調器に関する。
マッハツェンダ干渉計型の光変調器は、波長依存性が小さく、原理的に波長チャープ成分が無く、高速で動作することができる。このことから、コヒーレント方式を用いた中・長距離用の光通信システム、数百メートル程度の短距離用のIMDD(直接検波直接変調)方式の光通信システムなどに広く用いられている。
マッハツェンダ干渉計型の光変調器は、入力側の光導波路に入射した光を、2つの光導波路(アーム光導波路)に概ね1:1の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝播させた後に、再度合波させて出力する構造を有する。2つに分岐された光導波路に設けられた位相変調領域により、2つの光の位相を変化させることにより、合波されるときの光の干渉条件を変え、出力光の強度、位相を変調することができる。
位相変調領域の光導波路を構成する材料としては、LiNbO3等の誘電体、InP,GaAs,Si(シリコン)等の半導体が用いられる。位相変調領域の光導波路近傍に配置された電極に、変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することにより、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。近年、小型に光回路を集積できることから、Siを光導波路材料として用いた光変調器の研究・開発が盛んに行われている。
大容量の光通信を行うためには、高速な光送変調器が必要である。広帯域なマッハツェンダ干渉計型の光変調器として、進行波電極型マッハツェンダ光変調器がある。進行波電極は、変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合(位相速度整合)させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う電極である。例えば、非特許文献1には、長さ数ミリメートル程度の変調器長を備えるSiマッハツェンダ光変調器が開示されている。
(進行波電極型マッハツェンダ光変調器)
図1に、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図1は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図2は、図1のII-II’の断面を示す。Si光変調器100は、入力光導波路に接続された入力光カプラ(またはY字スプリッタ)101と、2分岐された入力光を導波する1対2本の並行する第1の導波路102と第2の導波路103と、2本の導波路から出力光を合波して出力光導波路に出力する出力光カプラ104とを備える。
図1に、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図1は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図2は、図1のII-II’の断面を示す。Si光変調器100は、入力光導波路に接続された入力光カプラ(またはY字スプリッタ)101と、2分岐された入力光を導波する1対2本の並行する第1の導波路102と第2の導波路103と、2本の導波路から出力光を合波して出力光導波路に出力する出力光カプラ104とを備える。
Si光変調器100の光導波路は、上下のSiO2クラッド層1、3に挟まれたSi層2で構成される。光を閉じ込めるためのSi導波路は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造である。すなわち、リブ導波路は、図2に示したように、中央部の厚いSi層151a,151bと、その両側にある薄いスラブ領域152a-152cとから構成されている。Si層2の中央の厚いSi層151a,151bを、それぞれ第1の導波路102と第2の導波路103のコアとし、周囲のSiO2クラッド層1、3との屈折率差を利用して、紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路を構成する。
Si層2の光導波路コアは、それぞれ、p型半導体層105a,105bとn型半導体層106とがコアの中央部で接合されたpn接合を有している。2本の光導波路に挟まれたn型半導体層106には、金属のバイアス電極107が設けられ、p型半導体層105aには、第1の高周波電極108が設けられ、p型半導体層105bには、第2の高周波電極109が設けられている。これらの電極を経由して、変調電気信号およびバイアス電圧が印加される。
第1の導波路102に形成された位相変調領域を第1の変調領域110とし、第2の導波路103に形成された位相変調領域を第2の変調領域111とする。これらの変調領域は、pn接合であるため、容量性を持つpnダイオードとしてみなせる。すなわち、図3の等価回路に示すように、第1の変調領域110と第2の変調領域111は、pnダイオードとして直列に接続された上で、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109の間に装荷されている。
なお、Si光変調器100の構造としては、n型半導体層とp型半導体層とをそれぞれ逆に形成してもよい。また、中央部の厚いSi層151a,151b付近を低濃度領域とし、電極に接続されるスラブ領域152a-152cの側を高濃度領域としてもよい。
Si光変調器100は、pn接合が逆バイアスの状態でなければ、変調速度の劣化を招く。そのため、金属のバイアス電極107は、第1の変調領域110と第2の変調領域111それぞれがどのようなバイアス状態であっても、pn接合が逆バイアス状態となるような電圧を印加されている。第1の変調領域110と第2の変調領域111に対しては、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109のそれぞれに接続されたドライバアンプから、差動の変調電気信号を入力することにより光の変調を行う。
Si光変調器100は、図3の等価回路に示したように、第1の変調領域110と第2の変調領域111とが直列に接続されて、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109との間に装荷される。このため、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109に加わる差動の変調電気信号は分圧されてしまう。すなわち、差動の変調器信号のそれぞれの振幅電圧値をXとすると、第1の変調領域110と第2の変調領域111のそれぞれには、X/2ずつの電圧しか印加されず、変調効率が劣化してしまう。一方、変調効率を向上させるために振幅電圧値を大きくすると、消費電力が増大するという問題があった。
Nan Qi, Xi Xiao, Shang Hu, Xianyao Li, Hao Li, Liyuan Liu, Zhiyong Li, Nanjian Wu, and Patrick Yin Chiang,「Co-Design and Demonstration of a 25-Gb/s Silicon-Photonic Mach-Zehnder Modulator With a CMOS-Based High-Swing Driver」IEEE JOURNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 22, NO. 6, pp. 3400410, 2016.
本発明の目的は、変調電気信号の振幅電圧値を維持したままインピーダンス低減を最小限に抑え、変調効率の高い光変調器を提供することにある。
本発明は、このような目的を達成するために、一実施態様は、入力光カプラと、前記入力光カプラにより2分岐された入力光を導波する1対2本の第1および第2の導波路と、前記第1および第2の導波路の出力光を合波する出力光カプラとを含むマッハツェンダ干渉計型の光変調器であって、前記第1および第2の導波路の光導波路コアは、pn接合を有する半導体層からなり、前記半導体層に変調電気信号およびバイアス電圧を印加するための第1および第2の高周波電極を含む光変調器において、前記第1の高周波電極に接続された第1の導電型半導体層と、前記第2の高周波電極に接続された第2の導電型半導体層とを有する前記第1の導波路に形成された第1の位相変調領域と、前記第1の位相変調領域と前記第2の高周波電極との間に挿入された第1の容量であって、前記第2の高周波電極を挟んで、前記第1の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第1の容量と、前記第1の位相変調領域と前記第1の容量との間に、一端が接続された第1の抵抗体と、前記第1の高周波電極に接続された第2の導電型半導体層と、前記第2の高周波電極に接続された第1の導電型半導体層とを有する前記第2の導波路に形成された第2の位相変調領域と、前記第2の位相変調領域と前記第1の高周波電極との間に挿入された第2の容量であって、前記第1の高周波電極を挟んで、前記第2の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第2の容量と、前記第2の位相変調領域と前記第2の容量との間に、一端が接続された第2の抵抗体とを備えたことを特徴とする。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、図面においては、同一の機能を有する部分は同一の番号を付することにより、説明の明瞭化を図っている。ただし、本発明は以下に示す実施形態の記載内容に限定されず、本明細書等において開示する発明の趣旨から逸脱することなく、形態および詳細を様々に変更し得ることは当業者にとって自明である。また、異なる実施例に係る構成は、適宜組み合わせて実施することが可能である。
図4に、本発明の実施例1にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図4は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器200の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図5は、図4のV-V’の断面を示す。図6は、図4のVI-VI’の断面を示す。Si光変調器200は、入力光導波路に接続された入力光カプラ(またはY字スプリッタ)101と、2分岐された入力光を導波する1対2本の並行する第1の導波路102と第2の導波路103と、2本の導波路から出力光を合波して出力光導波路に出力する出力光カプラ104とを備える。
Si光変調器200の光導波路は、上下のSiO2クラッド層1、3に挟まれたSi層2で構成される。光を閉じ込めるためのSi導波路は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造である。すなわち、リブ導波路は、図5,6に示したように、中央部の厚いSi層151a,151bと、その両側にある薄いスラブ領域152a-152cとから構成されている(図2参照)。Si層2の中央の厚いSi層151a,151bを、それぞれ第1の導波路102と第2の導波路103のコアとし、周囲のSiO2クラッド層1、3との屈折率差を利用して、紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路を構成する。
従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器との相違は、第1の導波路102に形成された第1の変調領域110と第2の導波路103に形成された第2の変調領域111とを、それぞれ複数に分割し、交互に配置した点である。分割された第1の変調領域110および第2の変調領域111は、何もドーピングされていないSi層2によって、電気的に絶縁された状態になる。
Si層2の光導波路コアは、それぞれ、p型半導体層105a,105bとn型半導体層106a,106bとがコアの中央部で接合されたpn接合を有している。p型半導体層105aには、第1の高周波電極108が設けられ、n型半導体層106aは第2の高周波電極109に接続されている。p型半導体層105bには、第2の高周波電極109が設けられ、n型半導体層106bは第1の高周波電極108に接続されている。これらの電極を経由して、変調電気信号およびバイアス電圧が印加される。n型半導体層106a,106bと高周波電極との接続は、図4に示したように、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109から丁字状の電極を延伸して接続しているが、これに限らず、任意の形状で接続すればよい。なお、容量113a,113bおよび抵抗体114a,114bを含む構成については後述する。
図5に示すように、第1の導波路102の第1の変調領域110に隣接する第2の導波路103のコアは、Si層2に何もドーピングされていないリブ導波路となっていて、絶縁層として働く。一方、図6に示すように、第2の導波路103の第2の変調領域111に隣接する第1の導波路102のコアは、Si層2に何もドーピングされていないリブ導波路となっていて、絶縁層として働く。
第1の変調領域110および第2の変調領域111は、pn接合を有するため、容量性を持つpnダイオードとしてみなせる。すなわち、図7の等価回路に示すように、第1の変調領域110は、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109の間に装荷され、第2の変調領域111は、第2の高周波電極109と第1の高周波電極108の間に装荷されている。
Si光変調器200は、図7の等価回路に示したように、第1の変調領域110と第2の変調領域111とが、それぞれ第1の高周波電極108と第2の高周波電極109との間に独立に装荷されている。このため、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109に加わる差動の変調電気信号は分圧されず、差動の変調電気信号の振幅電圧値Xが、第1の変調領域110と第2の変調領域111のそれぞれに印加される。従って、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と比較すると、2倍の変調効率で光変調器を駆動することができる。
(変調領域の分割)
第1の変調領域110と第2の変調領域111を分割する方法について説明する。それぞれ分割された変調領域は、光の伝搬方向の長さが、変調電気信号に含まれる波長に対して1/20の長さ以下となるようにする。第1の高周波電極108および第2の高周波電極109は、進行波電極である。上述したように、進行波電極は、変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合(位相速度整合)させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う電極である。進行波電極の一端はドライバアンプに接続され、他端は終端抵抗により終端され、その間の進行波電極は、特性インピーダンスを有する高周波線路として構成されている。周波数帯域幅を持った変調電気信号が、進行波電極を伝搬する際、変調電気信号の最大波長に対して1/20波長程度の長さを超えると、特性インピーダンスに大きな周波数依存性を有することになる。
第1の変調領域110と第2の変調領域111を分割する方法について説明する。それぞれ分割された変調領域は、光の伝搬方向の長さが、変調電気信号に含まれる波長に対して1/20の長さ以下となるようにする。第1の高周波電極108および第2の高周波電極109は、進行波電極である。上述したように、進行波電極は、変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合(位相速度整合)させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う電極である。進行波電極の一端はドライバアンプに接続され、他端は終端抵抗により終端され、その間の進行波電極は、特性インピーダンスを有する高周波線路として構成されている。周波数帯域幅を持った変調電気信号が、進行波電極を伝搬する際、変調電気信号の最大波長に対して1/20波長程度の長さを超えると、特性インピーダンスに大きな周波数依存性を有することになる。
そこで、第1の変調領域110と第2の変調領域111とを、変調電気信号の最大波長に対して1/20以下となるように分割する。これにより、n型半導体層106a,106bに変調電気信号を印加する丁字状の電極の光の伝搬方向の長さが、周波数依存性の影響を受けない長さになる。p型半導体層105a,105bに変調電気信号を印加する丁字状の電極も同じ構成であり、Si光変調器200は、半導体層に印加する変調電気信号の品質劣化を抑制し、高周波特性を改善することができる。
第1の変調領域110と第2の変調領域111を分割する数は、光の伝搬方向に、概して同数程度配置されるべきである。これは、マッハツェンダ光変調器において入力光カプラ101により分割された第1の導波路102および第2の導波路103それぞれにおける位相変調量を均等にするためである。これにより、チャープ(波形ひずみ)のない変調された出力光を出力できるからである。
(バイアス電圧の印加)
Si光変調器200は、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加することができる点で、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と相違する。図5に示したように、n型半導体層106aは容量113aを介して電極109と電気的に接続され、図6に示したように、n型半導体層106bは、容量113bを介して第1の高周波電極108と電気的に接続されている。n型半導体層106と容量113との間の電極構造は、以下の説明のためにノード116と称する。容量113は、第1の高周波電極108または第2の高周波電極109とノード116とを所定間隔を空けて、光の伝搬方向に所定の長さ対向させた構造である。
Si光変調器200は、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加することができる点で、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と相違する。図5に示したように、n型半導体層106aは容量113aを介して電極109と電気的に接続され、図6に示したように、n型半導体層106bは、容量113bを介して第1の高周波電極108と電気的に接続されている。n型半導体層106と容量113との間の電極構造は、以下の説明のためにノード116と称する。容量113は、第1の高周波電極108または第2の高周波電極109とノード116とを所定間隔を空けて、光の伝搬方向に所定の長さ対向させた構造である。
図5および図6の断面図においては破線で示すように、ノード116には抵抗体114a,114bを介してバイアス電極115a,115bが接続されている。バイアス電極115には、外部バイアス電源が接続され、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加可能になっている。バイアス電極115は、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109よりも下層の金属配線層を用いて形成されている。
Si光変調器200は、さらに高周波特性を向上させることができる。Si光変調器を高速動作させるためには、第1の変調領域110および第2の変調領域111のPN接合に、常に逆バイアスを印加して動作させる必要がある。しかしながら、変調電気信号とバイアス電圧の印加を、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109を共用して行うと、変調電気信号の振幅によっては、PN接合が順バイアスとなる状態が発生する。Si光変調器200は、図7の等価回路に示したように、容量113と抵抗体114とからなる、いわゆるバイアスTに類似した構成により、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加することができる。この構成により、PN接合を常に順バイアスに設定できるので、高速動作が可能となる。
また、PN接合のバイアス電圧によってSi変調器の印加電圧に対する位相の変調効率は変化する。実施例1のSi光変調器200では、PN接合に任意のバイアス電圧を印加できるため、最も変調効率の良いバイアス電圧で動作させることにより、さらに変調効率を向上させることが可能である。
なお、Si光変調器200の構造としては、n型半導体層とp型半導体層とをそれぞれ逆に形成してもよい。また、中央部の厚いSi層151a,151b付近を低濃度領域とし、電極に接続されるスラブ領域152a-152cの側を高濃度領域としてもよい。さらに、実施例1に関して、Si半導体を用いたSi変調器の場合について説明したが、第1の変調領域110と第2の変調領域111の材料を、LiNbO3等の誘電体、InP,GaAs等の半導体としてもよい。
図8に、本発明の実施例2にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図8は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器300の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。実施例1と共通する構成要素については説明を省略する。
従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器との相違は、第1の導波路102に形成された第1の変調領域110と第2の導波路103に形成された第2の変調領域111とを、それぞれ複数に分割した点である。さらに、第1の変調領域110の間および第2の変調領域111の間、それぞれを屈曲したリブ導波路312,313により光学的に接続している点である。リブ導波路312,313は、90度の曲げを4個含む構造であり、ドーピングされていない絶縁性のシリコン導波路で形成されている。リブ導波路312,313の断面構造は、それぞれ第1の導波路102と第2の導波路103の断面構造と同じである。
従来のSi光変調器100の領域150(図1参照)と、実施例2にかかるSi光変調器300の領域310を比較すると、単位長さあたりに装荷されている容量が半分になっている。具体的には、図1の構成では、信号電極108、109の間に、第1の変調領域110のpn接合にかかる容量Cpnと、第2の変調領域111のpn接合にかかる容量Cpnの2つが接続されている。一方、図8の構成では、信号電極108、109の間には、1つ分の容量Cpnしか接続されていないことになる。1領域あたりの容量は、図1のSi光変調器100の構成では、1/(1/Cpn+1/Cpn)=Cpn/2となるが、図8のSi光変調器300の構成ではCpnとなる。これは、単位長さあたりに2倍の容量が装荷されていることを意味する。
一般的に、光変調器を伝搬する高周波信号の伝搬速度は、電極間容量の平方根に反比例するため、実施例2の構成(図8)では、従来の構成(図1)より高周波信号の伝搬が遅くなってしまう。信号電極の幅、間隔を変えて信号伝搬速度を調整することができるが、従来構成に比べて大きな容量を調整するのは困難である。
そこで、実施例2では、屈曲したリブ導波路312,313を設けて光信号の遅延線とし、実効的に光信号の伝搬を遅くしている。すなわち、電極間容量の増大に伴う高周波信号の遅延に合わせて、光信号も遅延させて、光信号と高周波信号の伝搬速度を揃えている。これにより、高周波信号による光信号の変調に際して、両者の速度不整合による帯域劣化を防ぐことができる。
従来、このような光信号の遅延線はリブ導波路ではなく、チャネル導波路によって実現されていた。チャネル導波路は矩形断面を有し、より小さな半径で損失なく曲げることができる。具体的には、リブ導波路で形成される光変調領域に、リブ―チャネル導波路変換器を介してチャネル導波路による遅延線を作成し、再度、チャネル―リブ導波路変換器を介してリブ導波路で形成される光変調領域に結合させていた。このリブーチャネル導波路変換器は、1変換あたり0.2dB程度の光損失を有しており、1つの光変調器に多数配置すると、その光損失が課題であった。
しかしながら、実施例2の構成によれば、第1の変調領域110と第2の変調領域111とが交互に配置されており、PN接合が配置されていない領域に、リブ導波路312,313を形成している。従って、変調領域の間の光信号の進行方向の長さを十分に確保することができるので、低損失となる曲げ半径が大きいリブ導波路を用いることができ、所望の遅延量の遅延線を設けることができる。
図9に、シリコン導波路からなるリブ導波路を90度曲げたときの損失を示す。上述したように、分割された変調領域(110,111)の長さは、変調電気信号に含まれる波長に対して1/20の長さ以下となるようにしている。40GHzの変調電気信号を適用すると、波長の1/20の長さは100μm程度である。一方、図9に示したように、一般的なシリコン導波路からなるリブ導波路では、10μm程度の曲げ半径より小さくなると急激に曲げ損失が増加する。
図10に、実施例2にかかるリブ導波路の構造を示す。そこで、屈曲したリブ導波路312,313は、曲げ半径R=20μmの90度の曲げ(1/4の円弧)を4つ含む構造とする。このリブ導波路の曲げ損失は、図9を参照すると、90度の曲げ4個分で0.025dB程度と十分小さな損失とすることができる。
Si光変調器300の光の伝搬方向に対して、リブ導波路312,313の長さは80μmであるので、上述したように分割された変調領域(110,111)の間に配置することができる。また、遅延線としての遅延量は、図10に示したように直線部分を設けて、その長さLstを調整することにより、適切な遅延量を設定することができる。
図11に、本発明の実施例3にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図11は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器400の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図12は、図11のXII-XII’の断面を示す。実施例1と共通する構成要素については説明を省略する。実施例1のSi光変調器200との相違は、第1の変調領域110および第2の変調領域111と、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109の間に挿入された容量が、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置されている点で異なる。
第1の変調領域110のp型半導体層105aは第1の高周波電極108と接続され、n型半導体層106aは、容量410を介して第2の高周波電極109と電気的に接続されている。同様に、第2の変調領域111のp型半導体層105bは第2の高周波電極109と接続され、n型半導体層106bは、容量410を介して第1の高周波電極108と電気的に接続されている。
また、n型半導体層106aと容量410との間の電極構造は、以下の説明のためにノード116と称する。実施例1と同様に、ノード116には、抵抗体114を介してバイアス電極115が接続されている。バイアス電極115には、外部バイアス電源が接続され、変調電気信号とは別個にバイアス電圧を印加可能になっている。バイアス電極115は、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109よりも下層の金属配線層を用いて形成されている。
容量410は、平板電極411,412の間の容量性結合を用いて実現される、平行平板コンデンサである。平板電極411,412の間に配置されたSiO2クラッド層3に電界がかかることにより容量となるMIM(Metal-Insulator-Metal)構造である。容量410は、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109の間には配置されず、金属配線層を介して、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置されている。すなわち、容量410は、高周波電極を挟んで変調領域が形成された領域とは反対の側に形成されている
一般的に、高周波電極の間に導電性領域を配置すると、高周波線路間の容量が増大してしまう。実施例2では、容量性結合のための導電性領域を、高周波電極の間に配置せず、高周波電極の間には、容量410に接続するための電極配線に留め、最小化している。上述したように、進行波電極である高周波電極は、特性インピーダンスを有する高周波線路として構成されている。従って、高周波電極間の寄生容量の増大を防ぐことにより、高周波線路の特性インピーダンスの低減を抑制することができる。
一般的に、高周波電極の間に導電性領域を配置すると、高周波線路間の容量が増大してしまう。実施例2では、容量性結合のための導電性領域を、高周波電極の間に配置せず、高周波電極の間には、容量410に接続するための電極配線に留め、最小化している。上述したように、進行波電極である高周波電極は、特性インピーダンスを有する高周波線路として構成されている。従って、高周波電極間の寄生容量の増大を防ぐことにより、高周波線路の特性インピーダンスの低減を抑制することができる。
図4から明らかなように、容量113の光の伝搬方向の長さは、分割された変調領域の構造から制限されている。第2の高周波電極109とノード116とを対向させただけでは、所望の容量値をえることができない場合がある。実施例3では、容量410を、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置しているので、その大きさの制限が緩和されるので、所定の面積の平板電極411,412を対向させることにより、より大きな容量値を得ることができる。
なお、容量400は、2つの平板電極411,412の間の容量を用いたが、多層金属層プロセスを用いて、複数対の平板間の容量を用いてもよい。
図13に、本発明の実施例4にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図13は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器500の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図14は、図13のXIV-XIV’の断面を示す。実施例1および実施例3と共通する構成要素については説明を省略する。実施例1および実施例3のSi光変調器との相違は、第1の変調領域110および第2の変調領域111と、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109の間に挿入された容量を、櫛型形状の容量に置換した点である。
容量510は、櫛型電極511と櫛型電極512との間の容量性結合を用いて実現される。容量510は、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109の間には配置されず、金属配線層を介して、変調領域が形成されていない高周波電極の外側に配置されている。櫛型電極511は、ビア513と金属配線層のノード116とを介して、n型半導体層106aに接続されている。櫛型電極512は、第2の高周波電極109に接続されている。
実施例4によれば、実施例2に示した平行平板コンデンサの構造に加えて、高周波電極の外側には、様々な形状のMIM構造を形成することができ、平行平板コンデンサの容量よりもより大きな容量を実現することができる。なお、実施例4では、容量510は、第2の高周波電極109と同一の金属層を用いて櫛型電極を形成したが、複数の金属層を用いて実現される多層構造の容量であってもよい。
図15に、本発明の実施例5にかかる進行波電極型マッハツェンダ光変調器の構造を示す。図15は、シングル電極型マッハツェンダ光変調器600の光導波路と電極の構造を、上面から見た透視図である。図16は、図15のXVI-XVI’の断面を示し、図17は、図15のXVII-XVII’の断面を示。実施例1および実施例3と共通する構成要素については説明を省略する。実施例1および実施例3のSi光変調器との相違は、第1の変調領域110および第2の変調領域111と、第1の高周波電極108および第2の高周波電極109の間に挿入された容量を、pn接合の容量に置換した点である。
容量610は、p型半導体層611とn型半導体層612とからなるpn接合を形成しており、第1の変調領域110および第2の変調領域111とともに形成される。p型半導体層611は、金属配線層のノード116を介して、第1の変調領域110のn型半導体層106aに接続されている。n型半導体層612は、ビア613と金属配線とを介して第2の高周波電極109に接続されている。
容量610には、第1の変調領域110および第2の変調領域111と同等の逆バイアス電圧が印加されており、等価的に容量が接続されているとみなすことができる。
実施例3,4に示したMIM構造に代えて、高周波電極の外側には、変調領域と同じプロセスで作製することができるpn接合による容量を形成することができる。なお、変調領域と同じ構造のpn接合のみならず、他の構造のpn接合としたり、複数のpn接合を組み合わせて容量を実現してもよい。
本実施形態のSi光変調器によれば、第1の高周波電極108と第2の高周波電極109に加わる差動の変調電気信号は分圧されず、従来の進行波電極型マッハツェンダ光変調器と比較すると、2倍の変調効率で光変調器を駆動することができる。また、変調領域を分割することにより、変調電気信号の振幅電圧値を維持したままインピーダンス低減を最小限に抑えることができるので、変調効率の高い光変調器を実現することができる。
本実施形態のSi光変調器の変調領域は、n型半導体層とp型半導体層の極性についてのみ説明したが、光導波路コアとなる中央部の厚いSi層付近を低濃度領域とし、電極に接続されるスラブ領域の側を高濃度領域としてもよい。また、pn接合構造の間にドーピングされていないi型(真性)半導体を挟んだ、pin接合としても良い。
本実施形態では、Si半導体を用いたSi変調器について説明したが、変調領域の材料をInPなどの他の材料で構成することもできる。InP変調器においても、pn接合やpin接合を利用して、逆バイアス動作させることができるからである。
本発明は、一般的に光通信システムに利用することができる。特に、光通信システムの光送信器における光変調器に適用することができる。
Claims (7)
- 入力光カプラと、前記入力光カプラにより2分岐された入力光を導波する1対2本の第1および第2の導波路と、前記第1および第2の導波路の出力光を合波する出力光カプラとを含むマッハツェンダ干渉計型の光変調器であって、前記第1および第2の導波路の光導波路コアは、pn接合を有する半導体層からなり、前記半導体層に変調電気信号およびバイアス電圧を印加するための第1および第2の高周波電極を含む光変調器において、
前記第1の高周波電極に接続された第1の導電型半導体層と、前記第2の高周波電極に接続された第2の導電型半導体層とを有する前記第1の導波路に形成された第1の位相変調領域と、
前記第1の位相変調領域と前記第2の高周波電極との間に挿入された第1の容量であって、前記第2の高周波電極を挟んで、前記第1の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第1の容量と、
前記第1の位相変調領域と前記第1の容量との間に、一端が接続された第1の抵抗体と、
前記第1の高周波電極に接続された第2の導電型半導体層と、前記第2の高周波電極に接続された第1の導電型半導体層とを有する前記第2の導波路に形成された第2の位相変調領域と、
前記第2の位相変調領域と前記第1の高周波電極との間に挿入された第2の容量であって、前記第1の高周波電極を挟んで、前記第2の位相変調領域が形成された領域とは反対の側に形成された第2の容量と、
前記第2の位相変調領域と前記第2の容量との間に、一端が接続された第2の抵抗体と
を備えたことを特徴とする光変調器。 - 前記第1および前記第2の位相変調領域は、光伝搬方向に沿って複数に分割されており、
分割された各々の第1の位相変調領域の間と、分割された各々の第2の位相変調領域の間とは、屈曲したリブ導波路により接続されていることを特徴とする請求項1に記載の光変調器。 - 前記リブ導波路は、絶縁性のシリコン光導波路からなり、
前記リブ導波路の断面構造は、前記第1の導波路または前記第2の導波路の断面構造と同じであることを特徴とする請求項2に記載の光変調器。 - 前記リブ導波路の曲げ半径は、10μm以上であることを特徴とする請求項3に記載の光変調器。
- 前記第1および前記第2の容量は、前記第1および前記第2の高周波電極の下層の配線層を用いたMIM構造であることを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載の光変調器。
- 前記第1および前記第2の容量は、2つの櫛型電極との間の容量性結合を用いて構成されたことを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載の光変調器。
- 前記第1および前記第2の容量は、pn接合を有する半導体層からなることを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載の光変調器。
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