WO2022113205A1 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

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WO2022113205A1
WO2022113205A1 PCT/JP2020/043819 JP2020043819W WO2022113205A1 WO 2022113205 A1 WO2022113205 A1 WO 2022113205A1 JP 2020043819 W JP2020043819 W JP 2020043819W WO 2022113205 A1 WO2022113205 A1 WO 2022113205A1
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unit
frequency offset
offset amount
frequency
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稜 五十嵐
遼 胡間
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日本電信電話株式会社
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    • H04L27/0014—Carrier regulation
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Definitions

  • the present invention relates to a technique of a receiving device and an optical receiving method.
  • a technique for applying an AMCC (auxiliary management and control channel) method to a digital coherent transmission method is known (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • many digital coherent transmission schemes require an IQ modulator in the transmitter, which increases costs. Therefore, the CPFSK (continuous phase frequency shift keying) method has been proposed as a method for realizing the cost reduction of the transmitter.
  • the CPFSK method the transmitter is directly modulated, and the amplitude of the modulated signal is set smaller than that at the time of normal intensity modulation, so that the signal light is frequency-modulated with a constant amplitude.
  • communication is performed by calculating the amount of phase change that occurs within a certain period of time. Since this method does not require an IQ modulator for the transmitter, the cost of the transmitter can be expected to be reduced.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of simplifying the configuration of a receiving device when the AMCC method is applied in the CPFSK method, which is one of the digital coherent transmission methods.
  • One aspect of the present invention is a receiving unit that receives a signal light frequency-modulated with a signal obtained by adding a main signal and a control signal having a low frequency to the main signal and converts the signal light into an analog electric signal, and the analog electricity.
  • the processing unit includes a processing unit that acquires a code sequence corresponding to the control signal based on the signal, and the processing unit acquires a frequency offset amount that acquires the frequency offset amount of the signal light acquired based on the analog electric signal. It is a receiving device including a unit and a determination unit that determines a code sequence corresponding to a control signal based on the frequency offset amount acquired by the frequency offset amount acquisition unit.
  • One aspect of the present invention receives a frequency-modulated signal light with a signal obtained by adding a main signal and a signal obtained by superimposing a subcarrier on a control signal having a low frequency with respect to the main signal, and converts the signal light into an analog electric signal.
  • the processing unit includes a receiving unit and a processing unit that acquires a code sequence corresponding to the control signal based on the analog electric signal, and the processing unit is a frequency offset amount of the signal light acquired based on the analog electric signal.
  • the frequency offset amount acquisition unit that acquires the frequency offset amount
  • the down-conversion unit that down-converts the frequency offset amount acquired by the frequency offset amount acquisition unit to the base band, and the frequency offset that is down-converted to the base band by the down-conversion unit.
  • It is a receiving device including a determination unit that determines a code sequence corresponding to a control signal based on a quantity.
  • One aspect of the present invention is a step of receiving a signal light frequency-modulated with a signal obtained by adding a main signal and a control signal having a low frequency to the main signal and converting the signal light into an analog electric signal, and the analog electric signal. It is a reception method executed by a receiving device, which comprises a step of acquiring a frequency offset amount of the signal light acquired based on the above, and a step of determining a code sequence corresponding to the control signal based on the frequency offset amount. ..
  • One aspect of the present invention receives a frequency-modulated signal light with a signal obtained by adding a main signal and a signal obtained by superimposing a subcarrier on a control signal having a low frequency with respect to the main signal, and converts the signal light into an analog electric signal.
  • a step a step of acquiring the frequency offset amount of the signal light acquired based on the analog electric signal, a step of down-converting the frequency offset amount to the base band, and the frequency offset down-converted to the base band. It is a receiving method executed by a receiving device, which comprises a step of determining a code sequence corresponding to a control signal based on a quantity.
  • the configuration of the receiving device can be simplified.
  • FIG. 1 is a diagram showing a system configuration example of the communication system 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the communication system 100 includes a transmitting device 10 and a receiving device 20.
  • the transmission device 10 directly modulates the laser beam with a modulation signal for generating a CPFSK (continuous phase frequency shift keying) signal.
  • the transmission device 10 transmits directly modulated laser light (hereinafter referred to as “signal light”).
  • the signal light transmitted by the transmission device 10 propagates in the transmission line 2.
  • An example of the transmission line 2 is an optical fiber.
  • the receiving device 20 receives an optical signal including signal light propagating in the transmission line 2 and local light emission.
  • the receiving device 20 converts the in-phase component (I (Inphase) component) and the quadrature phase component (Q (Quadrature) component) of the received optical signal into an analog electric signal.
  • the receiving device 20 samples the analog electrical signal and converts it into a quantized digital signal.
  • the receiving device 20 separates the digital signal into a main signal and an AMCC signal by processing the digital signal.
  • the receiving device 20 outputs a code sequence based on the main signal and the AMCC signal.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an example of CPFSK modulation.
  • (a) shows an example of the electric field waveform of the transmission signal.
  • the transmitter modulates the frequency of the signal and transmits the code sequence.
  • A be the amplitude
  • ⁇ be the angular frequency of the intermediate frequency
  • t be the time
  • ⁇ be the phase
  • A is constant in time.
  • the intermediate frequency is the frequency difference between the main signal and the station emission.
  • the electric field E sig of the received signal is expressed by the following equation.
  • E sig Aexpj ( ⁇ t- ⁇ )
  • (b) shows the time change of the angular frequency of the intermediate frequency.
  • the amount of phase change ⁇ dif that occurs between the time t1 and the time t2 is expressed by the equation (1).
  • the phase change amount ⁇ diff is equal to the area S between the time t1 and the time t2 in the time change of the angular frequency of the intermediate frequency in (b).
  • the frequency and the amount of phase change are proportional.
  • the frequency is modulated by the NRZ (non-return-to-zero) signal
  • the phase change amount can be modulated by the NRZ.
  • (c) shows the time change of the phase change amount.
  • frequency modulation is performed on the transmitting side, and the code is identified as the amount of phase change on the receiving side.
  • 3A and 3B are diagrams for explaining Example 2 of CPFSK modulation.
  • the frequency offset ⁇ 0 is 0
  • the left figure shows the state of the reception symbol sy01a at time t1 and the reception symbol sy02a at time t2 in the vicinity of the symbol whose code sequence corresponds to 1.
  • the right figure shows a complex amplitude having a phase change amount generated by taking a complex conjugate product between two symbols of the reception symbol sy01a and the reception symbol sy02a as an argument.
  • the left figure shows the state of the reception symbol sy01b at time t1 and the reception symbol sy02b at time t2 in the vicinity of the symbol whose code sequence corresponds to 0.
  • the right figure shows a complex amplitude having a phase change amount generated by taking a complex conjugate product between two symbols of the reception symbol sy01b and the reception symbol sy02b.
  • a constellation can be created by calculating a vector having a phase change amount in phase, and a transmission code sequence can be identified by determining a threshold value for the created constellation.
  • the transmission device 10 includes a light source 11 and a modulation signal generation unit 12.
  • An example of the light source 11 is a semiconductor laser.
  • the light source 11 directly modulates the drive current with the modulation signal output by the modulation signal generation unit 12.
  • the modulation signal generation unit 12 generates a modulation signal.
  • the modulation signal generation unit 12 includes a main signal generation unit 13, an AMCC signal generation unit 14, and an addition unit 15.
  • a main signal code sequence is input to the main signal generation unit 13.
  • the main signal generation unit 13 generates a main signal based on the input main signal code sequence.
  • the main signal generation unit 13 outputs the generated main signal to the addition unit 15.
  • An AMCC signal code sequence is input to the AMCC signal generation unit 14.
  • the AMCC signal generation unit 14 generates an AMCC signal based on the input AMCC signal code sequence.
  • the AMCC signal generation unit 14 outputs the generated AMCC signal to the addition unit 15.
  • the addition unit 15 adds the AMCC signal output by the AMCC signal generation unit 14 and the DC bias to the main signal output by the main signal generation unit 13, and outputs the addition to the light source 11.
  • the DC bias is input to the adder 15 from the inside of the modulation signal generation unit 12, but the DC bias may be input to the adder 15 from the outside of the modulation signal generation unit 12. ..
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a modulated signal generated by the modulated signal generation unit 12 according to the present embodiment.
  • the horizontal axis is time.
  • (A) shows an example of the time waveform of the main signal.
  • the main signal is a digital signal and takes discrete values.
  • (B) shows an example of the time waveform of the AMCC signal.
  • the AMCC signal is a signal (control signal) having a lower frequency than the main signal.
  • C) is a signal obtained by adding a DC bias to the modulated signal of the main signal and the modulated signal of the AMCC signal. In (C), a DC bias is added to the signal obtained by adding the modulated signal of (2) the AMCC signal to the modulated signal of (1) the main signal.
  • the intensity and frequency are modulated.
  • the intensity modulation component becomes small and can be ignored.
  • the intensity modulation component will be described as being negligibly small.
  • the modulation signal generation unit 12 is configured by using a processor such as a CPU (Central Processing Unit) and a memory.
  • the modulation signal generation unit 12 functions as a main signal generation unit 13, an AMCC signal generation unit 14, and an addition unit 15 by executing a program by the processor. Even if all or part of each function of the modulation signal generation unit 12 is realized by using hardware such as ASIC (Application Specific Integrated Circuit), PLD (Programmable Logic Device), and FPGA (Field Programmable Gate Array). good.
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • PLD Programmable Logic Device
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • Computer-readable recording media include, for example, flexible disks, magneto-optical disks, ROMs, CD-ROMs, portable media such as semiconductor storage devices (for example, SSD: Solid State Drive), hard disks and semiconductor storage built into computer systems. It is a storage device such as a device.
  • the above program may be transmitted over a telecommunication line. Return to FIG. 1 and continue the explanation.
  • the receiving device 20 includes a station emission generation unit 21, a coherent receiver 22, an ADC (analog to digital converter) 23, and a DSP processing unit 24.
  • the local emission generation unit 21 generates local emission.
  • the local emission is a laser beam mounted on the receiving device 20.
  • the coherent receiver 22 receives the station emission output by the station emission generation unit 21 and the signal light transmitted by the transmission device 10.
  • the coherent receiver 22 converts the received optical signal into an analog electrical signal. Specifically, the coherent receiver 22 performs coherent reception using the received local light emission, and converts the in-phase component (I component) and the quadrature phase component (Q component) of the received optical signal into an analog electric signal. ..
  • the coherent receiver 22 outputs the I component and the Q component (hereinafter referred to as “received signal”) of the optical signal converted into an analog electric signal to the ADC 23.
  • the ADC 23 samples and discretizes the received signal output by the coherent receiver 22.
  • the ADC 23 outputs the discretized received signal to the DSP (Digital Signal Processing) processing unit 24.
  • the DSP processing unit 24 performs DSP processing on the discretized received signal output by the ADC 23, and determines a code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal from the received signal. As a result, the DSP processing unit 24 identifies (decodes) the code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal from the received signal.
  • the DSP processing unit 24 outputs the result of determining the code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the receiving device 20 according to the present embodiment.
  • the DSP processing unit 24 includes a complex amplitude calculation unit 24-1, a differential detection unit 24-2, a frequency offset compensation unit 24-3, an equalization processing unit 24-4, a determination unit 24-5, and a filter. It includes 24-6, a downsampling unit 24-7, a determination unit 24-8, and an average derivation unit 24-9.
  • the complex amplitude calculation unit 24-1 calculates the complex amplitude based on the discretized received signal output by the ADC 23. Specifically, the results of discretizing the I component and the Q component of the optical signal converted into an analog electric signal are referred to as EI and EQ, respectively.
  • the complex amplitude calculation unit 24-1 outputs the complex amplitude E to the differential detection unit 24-2.
  • the differential detection unit 24-2 performs operation detection based on the output of the complex amplitude calculation unit 24-1, that is, the complex amplitude E, and calculates the complex amplitude having the phase change amount as the phase. Specifically, the differential detection unit 24-2 calculates the complex conjugate product with the sample after a certain period of time based on the complex amplitude E. The differential detection unit 24-2 outputs a complex amplitude having a phase change amount as a phase (hereinafter referred to as “complex amplitude”) to the frequency offset compensation unit 24-3.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 compensates for the output of the differential detection unit 24-2, that is, the frequency offset of the complex amplitude.
  • An example of the CPFSK frequency offset compensation technique is described in, for example, "T. Kanai et al.,” Wide-Range Frequency Offset Compensation for CPFSK used as TDM-Based Digital Coherent PON's Upstream Signals ", ECOC 2019".
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of a time waveform of a frequency offset amount.
  • the horizontal axis is time and the vertical axis is the frequency offset amount.
  • the frequency offset amount includes (i) a component derived from the difference in the center frequency between the station emission and the signal light, and (ii) a component derived from the AMCC signal. If (i) the component derived from the difference in the center frequency between the station emission and the signal light is constant over time, the frequency offset amount is that the AMCC signal is superimposed on a certain DC component.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 acquires (i) a component derived from the difference in the center frequency between the station emission and the signal light by calculating the average value of the frequency offset amount.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 detects the above-mentioned "(i) component derived from the difference in the center frequency between the station emission and the signal light" from the signal output from the differential detection unit 24-2, and is appropriate based on the above. This is compensated by giving a large amount of rotation.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 outputs the complex amplitude compensated for the frequency offset to the equalization processing unit 24-4.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 outputs the frequency offset amount to the filter 24-6.
  • the equalization processing unit 24-4 compensates for the output of the frequency offset compensation unit 24-3, that is, the waveform distortion received in the complex amplitude transmission line 2 in which the frequency offset is compensated.
  • the equalization processing unit 24-4 outputs the result of compensating the waveform distortion of the complex amplitude compensated for the frequency offset to the determination unit 24-5.
  • the determination unit 24-5 determines the code sequence of the main signal by performing threshold determination based on the output of the equalization processing unit 24-4, that is, the result of compensating the waveform distortion of the complex amplitude compensated for the frequency offset. do.
  • the determination unit 24-5 outputs the result of determining the code sequence of the main signal.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 transmits the estimated frequency offset amount ((i) a component derived from the difference in the center frequency between the station emission and the signal light) to the filter 24-6.
  • the filter 24-6 removes a high frequency component (main signal component) of the frequency offset amount output by the frequency offset compensation unit 24-3.
  • the filter 24-6 outputs the frequency offset amount from which the high frequency component is removed to the downsampling unit 24-7 and the average derivation unit 24-9.
  • the downsampling unit 24-7 downsamples to the symbol rate of the AMCC signal based on the frequency offset amount from which the high frequency component output by the filter 24-6 is removed.
  • the downsampling unit 24-7 outputs the frequency offset amount from which the downsampled high frequency component is removed to the determination unit 24-8.
  • the average derivation unit 24-9 derives statistical values such as the average of the frequency offset amount from which the high frequency component output by the filter 24-6 is removed.
  • statistical values such as the average of the frequency offset amount from which the high frequency component output by the filter 24-6 is removed.
  • the average derivation unit 24-9 outputs the average derivation result to the determination unit 24-8.
  • the determination unit 24-8 is based on the output of the downsampling unit 24-7, that is, the frequency offset amount from which the downsampled high frequency component is removed, and the average derivation result derived by the average derivation unit 24-9. Using the derivation result as a threshold, the code sequence corresponding to the AMCC signal is determined by performing the threshold determination on the frequency offset amount from which the downsampled high frequency component is removed. The determination unit 24-8 outputs the determination result of the AMCC signal.
  • the DSP processing unit 24 is configured by using a processor such as a CPU and a memory.
  • the DSP processing unit 24 has a complex amplitude calculation unit 24-1, a differential detection unit 24-2, a frequency offset compensation unit 24-3, an equalization processing unit 24-4, and a determination unit 24 when the processor executes a program. It functions as -5, a filter 24-6, a downsampling unit 24-7, a determination unit 24-8, and an average derivation unit 24-9. All or part of each function of the DSP processing unit 24 may be realized by using hardware such as ASIC, PLD, and FPGA.
  • the above program may be recorded on a computer-readable recording medium.
  • Computer-readable recording media include, for example, flexible disks, magneto-optical disks, ROMs, CD-ROMs, portable media such as semiconductor storage devices (for example, SSD: Solid State Drive), hard disks and semiconductor storage built into computer systems. It is a storage device such as a device.
  • the above program may be transmitted over a telecommunication line.
  • FIG. 7 is a flowchart showing an example of the operation of the transmission device 10 included in the communication system 100 according to the present embodiment.
  • Step S1-1 In the transmission device 10, the main signal code sequence is input to the main signal generation unit 13. The main signal generation unit 13 generates a main signal based on the input main signal code sequence.
  • Step S2-1 In the transmission device 10, the AMCC signal code sequence is input to the AMCC signal generation unit 14. The AMCC signal generation unit 14 generates an AMCC signal based on the input AMCC signal code sequence.
  • Step S3-1) In the transmission device 10, the main signal generation unit 13 outputs the generated main signal to the addition unit 15.
  • the AMCC signal generation unit 14 outputs the generated AMCC signal to the addition unit 15.
  • the addition unit 15 adds the AMCC signal output by the AMCC signal generation unit 14 and the DC bias to the main signal output by the main signal generation unit 13, and outputs the addition to the light source 11.
  • Step S4-1) In the transmission device 10, the light source 11 transmits signal light by directly modulating the drive current with the modulation signal output by the modulation signal generation unit 12.
  • FIG. 8 is a flowchart showing an example of the operation of the receiving device 20 included in the communication system 100 according to the present embodiment.
  • the local emission generation unit 21 generates local emission.
  • the coherent receiver 22 receives the station light emitted by the station light emitting generation unit 21 and the signal light transmitted by the transmitting device 10.
  • the coherent receiver 22 converts the received optical signal into an analog electrical signal.
  • the ADC 23 samples the received signal output by the coherent receiver 22 and discretizes it.
  • the ADC 23 outputs the discretized received signal to the DSP processing unit 24.
  • Step S4-2) In the receiving device 20, the DSP processing unit 24 performs DSP processing on the discretized received signal output by the ADC 23, and determines a code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal from the received signal.
  • FIG. 9 is a flowchart showing an example of the operation of the DSP processing unit 24 of the receiving device 20 according to the present embodiment.
  • the complex amplitude calculation unit 24-1 calculates the complex amplitude based on the discretized received signal output by the ADC 23.
  • the complex amplitude calculation unit 24-1 outputs the complex amplitude E to the differential detection unit 24-2.
  • the differential detection unit 24-2 performs operation detection based on the output of the complex amplitude calculation unit 24-1, and calculates the complex amplitude having the phase change amount as the phase.
  • Step S3-3 In the receiving device 20, the frequency offset compensating unit 24-3 compensates for the output of the differential detection unit 24-2, that is, the frequency offset of the complex amplitude.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 outputs the complex amplitude compensated for the frequency offset to the equalization processing unit 24-4.
  • the frequency offset compensation unit 24-3 outputs the frequency offset amount to the filter 24-6.
  • Step S4a-3 In the receiving device 20, the equalization processing unit 24-4 compensates for the waveform distortion received in the complex amplitude transmission line 2 that compensates for the frequency offset output by the frequency offset compensating unit 24-3.
  • the equalization processing unit 24-4 outputs the result of compensating the waveform distortion of the complex amplitude compensated for the frequency offset to the determination unit 24-5.
  • the determination unit 24-5 determines the code sequence of the main signal by performing threshold value determination on the result of compensating the waveform distortion of the complex amplitude compensated for the frequency offset output by the equalization processing unit 24-4.
  • Step S6a-3) In the receiving device 20, the determination unit 24-5 outputs the result of determining the code sequence of the main signal.
  • Step S4b-3 In the receiving device 20, the filter 24-6 removes the high frequency component of the frequency offset amount based on the frequency offset amount output by the frequency offset compensating unit 24-3. The filter 24-6 outputs the frequency offset amount from which the high frequency component is removed to the downsampling unit 24-7 and the average derivation unit 24-9.
  • Step S5b-3) In the receiving device 20, the downsampling unit 24-7 extracts a symbol by downsampling to the symbol rate of the AMCC signal based on the frequency offset amount from which the high frequency component output by the filter 24-6 is removed.
  • Step S6b-3 In the receiving device 20, the average derivation unit 24-9 derives the average of the frequency offset amount from which the high frequency component output by the filter 24-6 is removed.
  • the average derivation unit 24-9 outputs the average derivation result to the determination unit 24-8.
  • the determination unit 24-8 is extracted by the downsampling unit 24-7 using the average derivation result as a threshold value based on the symbol output by the downsampling unit 24-7 and the average derived by the average derivation unit 24-9.
  • the code sequence corresponding to the AMCC signal is determined by performing the threshold value determination on the symbol. (Step S7b-3)
  • the determination unit 24-8 outputs the determination result of the code sequence corresponding to the AMCC signal.
  • the receiving device receives the signal light of CPFSK generated by directly modulating the AMCC signal with the modulated signal superimposed on the main signal
  • the present invention is not limited to this example.
  • CPFSK signal light directly modulated by a modulation signal in which a control signal having a lower frequency than the main signal is superimposed on the main signal can be applied.
  • the DSP processing unit 24 analyzes the frequency offset amount and determines the code sequence of the AMCC signal by determining the threshold value based on the analysis result. Separation can be performed by an electric signal in the DSP processing unit 24.
  • the received light intensity in the coherent receiver is reduced and the noise characteristics are deteriorated.
  • a device for receiving the AMCC is required.
  • the main signal and the AMCC signal are separated by the DSP processing unit 24 using an electric signal, the noise characteristics can be improved without using a device for receiving the AMCC.
  • the main signal and the AMCC signal are separated by the DSP processing unit 24 using an electric signal, it is possible to improve the noise characteristics.
  • FIG. 10 is a diagram showing a system configuration example of the communication system 100a according to the second embodiment of the present invention.
  • the communication system 100a includes a transmitting device 10a and a receiving device 20a.
  • the AMCC signal is identified based on the frequency offset amount output by the frequency offset compensating unit 24-3 by using the fact that the AMCC signal is proportional to the frequency offset amount.
  • the difference between the frequency of the light source 11 and the frequency of the local emission fluctuates, the component derived from the difference between the center frequency of the local emission and the signal light also changes.
  • the receiving device 20a separates the AMCC signal when the difference between the frequency of the light source 11 and the frequency of the station emission fluctuates.
  • the transmission device 10a includes a light source 11 and a modulation signal generation unit 12a.
  • the modulation signal generation unit 12a generates a modulation signal.
  • the modulation signal generation unit 12a includes a main signal generation unit 13, an AMCC signal generation unit 14, an addition unit 15, a subcarrier generation unit 16, and a multiplication unit 17.
  • the subcarrier generation unit 16 generates subcarriers.
  • the multiplication unit 17 superimposes the subcarrier generated by the subcarrier generation unit 16 on the AMCC signal generated by the AMCC signal generation unit 14.
  • the addition unit 15 adds a signal obtained by superimposing a subcarrier on the main signal output by the main signal generation unit 13 and the AMCC signal output by the multiplication unit 17, and a DC bias, and outputs the signal to the light source 11.
  • the DC bias is input to the addition unit 15 from the inside of the modulation signal generation unit 12a, but the DC bias may be input to the addition unit 15 from the outside of the modulation signal generation unit 12a. ..
  • the modulation signal generation unit 12a is configured by using a processor such as a CPU and a memory.
  • the modulation signal generation unit 12a functions as a main signal generation unit 13, an AMCC signal generation unit 14, an addition unit 15, a subcarrier generation unit 16, and a multiplication unit 17 when the processor executes a program. All or part of each function of the modulation signal generation unit 12a may be realized by using hardware such as ASIC, PLD, and FPGA.
  • the above program may be recorded on a computer-readable recording medium.
  • Computer-readable recording media include, for example, flexible disks, magneto-optical disks, ROMs, CD-ROMs, portable media such as semiconductor storage devices (for example, SSD: Solid State Drive), hard disks and semiconductor storage built into computer systems. It is a storage device such as a device.
  • the above program may be transmitted over a telecommunication line.
  • the receiving device 20a includes a station emission generation unit 21, a coherent receiver 22, an ADC 23, and a DSP processing unit 24a.
  • the DSP processing unit 24a performs DSP processing on the discretized received signal output by the ADC 23, and determines a code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal from the received signal.
  • the DSP processing unit 24a outputs the result of determining the code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of details of the DSP processing unit 24a of the receiving device 20a according to the present embodiment.
  • the DSP processing unit 24a includes a complex amplitude calculation unit 24-1, a differential detection unit 24-2, a frequency offset compensation unit 24-3, an equalization processing unit 24-4, a determination unit 24-5, and a filter. It includes 24-6, a down-conversion unit 24a-7, a downsampling unit 24a-8, a determination unit 24a-9, and an average derivation unit 24a-10.
  • the filter 24-6 cuts out the signal in the frequency band of the AMCC signal by filtering (removing) the signal other than the signal in the frequency band of the AMCC signal based on the frequency offset amount output by the frequency offset compensator unit 24-3. Extract). By cutting out the signal in the frequency band of the AMCC signal, the component derived from the frequency difference between the station emission and the signal light is removed.
  • the filter 24-6 outputs a signal in the frequency band of the extracted AMCC signal to the down-conversion unit 24a-7.
  • the down-conversion unit 24a-7 acquires a signal in the frequency band of the AMCC signal output by the filter 24-6.
  • the down-conversion unit 24a-7 removes subcarriers by down-converting the acquired AMCC signal in the frequency band to the base band.
  • the down-conversion unit 24a-7 outputs the down-converted AMCC frequency band signal to the average derivation unit 24-9.
  • the downsampling unit 24a-8 extracts a symbol by downsampling a signal in the frequency band of the down-converted AMCC signal to the symbol rate of the AMCC signal.
  • the downsampling unit 24a-8 outputs the extracted symbol to the determination unit 24a-9.
  • the average derivation unit 24a-10 derives statistical values such as the average of the signals in the frequency band of the down-converted AMCC output by the down-conversion unit 24a-7.
  • the average derivation unit 24a-10 outputs the average derivation result to the determination unit 24a-9.
  • the determination unit 24a-9 uses the average derivation result as a threshold value with respect to the symbol based on the output of the downsampling unit 24a-8, that is, the symbol and the average derivation result derived by the average derivation unit 24a-10.
  • the AMCC signal is determined by performing the threshold value determination.
  • the determination unit 24a-9 outputs the determination result of the AMCC signal.
  • the DSP processing unit 24a is configured by using a processor such as a CPU and a memory.
  • the DSP processing unit 24a has a complex amplitude calculation unit 24-1, a differential detection unit 24-2, a frequency offset compensation unit 24-3, an equalization processing unit 24-4, and a determination unit 24 when the processor executes a program. It functions as -5, a filter 24-6, a down-conversion unit 24a-7, a downsampling unit 24a-8, a determination unit 24a-9, and an average derivation unit 24a-10. All or part of each function of the DSP processing unit 24a may be realized by using hardware such as ASIC, PLD, and FPGA.
  • the above program may be recorded on a computer-readable recording medium.
  • Computer-readable recording media include, for example, flexible disks, magneto-optical disks, ROMs, CD-ROMs, portable media such as semiconductor storage devices (for example, SSD: Solid State Drive), hard disks and semiconductor storage built into computer systems. It is a storage device such as a device.
  • the above program may be transmitted over a telecommunication line.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining an example of the operation of the receiving device 20a according to the present embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is power.
  • (a) shows an example of the frequency spectrum of the discretized received signal input to the DSP processing unit 24a.
  • B shows an example of a signal in the frequency band of the AMCC signal cut out by the filter 24-6.
  • (C) shows an example of a signal in the frequency band of the AMCC signal down-converted by the down-conversion unit 24a-7.
  • FIG. 13 is a flowchart showing an example of the operation of the transmission device 10a included in the communication system 100a according to the present embodiment.
  • the main signal code sequence is input to the main signal generation unit 13.
  • the main signal generation unit 13 generates a main signal based on the input main signal code sequence.
  • the AMCC signal code sequence is input to the AMCC signal generation unit 14.
  • the AMCC signal generation unit 14 generates an AMCC signal based on the input AMCC signal code sequence.
  • the subcarrier generation unit 16 In the transmission device 10a, the subcarrier generation unit 16 generates subcarriers.
  • Step S4-4 In the transmission device 10a, the multiplication unit 17 superimposes the subcarrier generated by the subcarrier generation unit 16 on the AMCC signal generated by the AMCC signal generation unit 14.
  • Step S5-4 In the transmission device 10, the main signal generation unit 13 outputs the generated main signal to the addition unit 15.
  • the multiplication unit 17 outputs a signal in which a subcarrier is superimposed on the AMCC signal to the addition unit 15.
  • the addition unit 15 adds a signal obtained by superimposing a subcarrier on the main signal output by the main signal generation unit 13 and the AMCC signal output by the multiplication unit 17, and a DC bias, and outputs the signal to the light source 11.
  • Step S6-4 In the transmission device 10a, the light source 11 transmits the signal light of CPFSK by directly modulating the drive current with the modulation signal output by the modulation signal generation unit 12a.
  • FIG. 14 is a flowchart showing an example of the operation of the receiving device 20a included in the communication system 100a according to the present embodiment.
  • the local emission generation unit 21 generates local emission.
  • the coherent receiver 22 receives the station light emitted by the station light emitting generation unit 21 and the signal light transmitted by the transmitting device 10a. The coherent receiver 22 converts the received optical signal into an analog electrical signal.
  • the ADC 23 samples the received signal output by the coherent receiver 22 and discretizes it. The ADC 23 outputs the discretized received signal to the DSP processing unit 24a.
  • the DSP processing unit 24a performs DSP processing on the discretized received signal output by the ADC 23, and decodes the code sequence corresponding to each of the main signal and the AMCC signal from the received signal.
  • FIG. 15 is a flowchart showing an example of the operation of the DSP processing unit 24a of the receiving device 20a according to the present embodiment. Since FIG. 9 can be applied to steps S1-6 to S6a-6, the description thereof is omitted here.
  • Step S4b-6) In the receiving device 20a, the filter 24-6 filters (removes) the signal other than the frequency band of the AMCC signal based on the frequency offset amount output by the frequency offset compensating unit 24-3, thereby filtering (removing) the frequency band of the AMCC signal. The signal of is cut out (extracted). The filter 24-6 outputs the acquired AMCC signal frequency band signal to the down-conversion unit 24a-7.
  • Step S5b-6 In the receiving device 20a, the down-converting unit 24a-7 acquires a signal in the frequency band of the AMCC signal output by the filter 24-6, and down-converts the acquired signal in the frequency band of the AMCC signal to the base band.
  • the down-conversion unit 24a-7 outputs the down-converted AMCC frequency band signal to the downsampling unit 24a-8 and the average derivation unit 24-9.
  • Step S6b-6 In the receiving device 20a, the downsampling unit 24a-8 extracts the symbol by downsampling the frequency band of the down-converted AMCC signal to the symbol rate of the AMCC signal.
  • Step S7b-6 In the receiving device 20a, the average derivation unit 24a-10 derives the average of the signals in the down-converted AMCC frequency band output by the down-conversion unit 24a-7. The average derivation unit 24a-10 outputs the average derivation result to the determination unit 24a-9.
  • the determination unit 24a-9 uses the average derivation result as a threshold value with respect to the symbol based on the output of the downsampling unit 24a-8, that is, the symbol and the average derivation result derived by the average derivation unit 24a-10. By performing the threshold value determination, the code sequence corresponding to the AMCC signal is determined. (Step S7b-6) In the receiving device 20a, the determination unit 24a-9 outputs the determination result of the AMCC signal.
  • the receiving device receives the signal light of CPFSK in which the AMCC signal on which the subcarrier is superimposed is directly modulated by the modulated signal superimposed on the main signal
  • the signal light of CPFSK in which the subcarriers are superimposed and the signal having a lower frequency with respect to the main signal is directly modulated by the modulated signal superimposed on the main signal can be applied.
  • the DSP processing unit 24a analyzes the frequency offset amount and determines the code sequence of the AMCC signal by determining the threshold value based on the analysis result.
  • the coherent receiver 22 is an example of a receiving unit
  • the frequency offset compensation unit 24-3 is an example of a frequency offset amount acquisition unit
  • 24a-10 is an example of a derivation unit
  • filter 24-6 is an example of a frequency component removing unit.
  • the present invention is applicable to communication systems.
  • 2 ... Transmission line, 10, 10a ... Transmitter, 11 ... Light source, 12, 12a ... Modulation signal generation unit, 13 ... Main signal generation unit, 14 ... Amplitude signal generation unit, 15 ... Addition unit, 16 ... Subcarrier generation unit , 17 ... Multiplying unit, 20, 20a ... Receiver, 21 ... Station emission generator, 22 ... Coherent receiver, 23 ... ADC, 24, 24a ... DSP processing unit, 24-1-1 ... Complex amplitude calculation unit, 24-2 ... Differential detection unit, 24-3 ... Frequency offset compensation unit, 24-4 ... Equalization processing unit, 24-5 ... Judgment unit, 24-6 ... Filter, 24-7 ... Downsampling unit, 24-8 ...
  • Judgment Units 24-9 Average derivation unit, 24a-7 ... Down conversion unit, 24a-8 ... Downsampling unit, 24a-9 ... Judgment unit, 24a-10 ... Average derivation unit, 100, 100a ... Communication system

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Abstract

本発明の一態様は、主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換する受信部と、アナログ電気信号に基づいて制御信号に対応した符号系列を取得する処理部とを備え、処理部は、アナログ電気信号に基づいて取得される信号光の周波数オフセット量を取得する周波数オフセット量取得部と、周波数オフセット量取得部が取得した周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する判定部とを備える、受信装置である。

Description

受信装置および受信方法
　本発明は、受信装置および光受信方法の技術に関する。
　デジタルコヒーレント伝送方式にＡＭＣＣ（auxiliary management and control channel）方式を適用する技術が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
　一般的に、多くのデジタルコヒーレント伝送方式では、送信器にＩＱ変調器を必要とするため、コストが増大する。そこで、これまでに送信器の低コスト化を実現するための手法としてＣＰＦＳＫ(continuous phase frequency shift keying)方式が提案されている。ＣＰＦＳＫ方式では、送信器を直接変調構成とし、その変調信号の振幅を通常の強度変調時に対して小さく設定することで、信号光を振幅一定で周波数変調する。受信側では一定時間内に生じる位相の変化量を算出することで通信を行う。この方式では、送信器にＩＱ変調器を必要としないため、送信器の低コスト化が期待できる。
　しかしながら、デジタルコヒーレント伝送方式の１つであるＣＰＦＳＫ方式にＡＭＣＣ方式を適用した場合に、光段で主信号とＡＭＣＣ信号との分離を行う場合には、受信器のデバイス構成が複雑化する問題があった。
　上記事情に鑑み、本発明は、デジタルコヒーレント伝送方式の１つであるＣＰＦＳＫ方式において，ＡＭＣＣ方式を適用した場合に受信装置の構成を簡易化することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換する受信部と、前記アナログ電気信号に基づいて前記制御信号に対応した符号系列を取得する処理部とを備え、前記処理部は、前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得する周波数オフセット量取得部と、前記周波数オフセット量取得部が取得した前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する判定部とを備える、受信装置である。
　本発明の一態様は、主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号にサブキャリアを重畳した信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換する受信部と、前記アナログ電気信号に基づいて前記制御信号に対応した符号系列を取得する処理部とを備え、前記処理部は、前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得する周波数オフセット量取得部と、前記周波数オフセット量取得部が取得した前記周波数オフセット量をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバート部と、前記ダウンコンバート部によってベースバンドにダウンコンバートされた前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する判定部とを備える、受信装置である。
　本発明の一態様は、主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換するステップと、前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得するステップと、前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定するステップとを有する、受信装置が実行する受信方法である。
　本発明の一態様は、主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号にサブキャリアを重畳した信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換するステップと、前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得するステップと、前記周波数オフセット量をベースバンドにダウンコンバートするステップと、ベースバンドにダウンコンバートされた前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定するステップとを有する、受信装置が実行する受信方法である。
　本発明により、デジタルコヒーレント伝送方式の１つであるＣＰＦＳＫ方式にＡＭＣＣ方式を適用した場合に受信装置の構成を簡易化することが可能となる。
本発明の第１実施形態に係る通信システム１００のシステム構成例を示す図である。 ＣＰＦＳＫ変調の例１を説明するための図である。 ＣＰＦＳＫ変調の例２を説明するための図である。 ＣＰＦＳＫ変調の例２を説明するための図である。 本実施形態に係る送信装置１０の処理の一例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置２０の一例を示す図である。 周波数オフセット量の時間波形の一例を示す図である。 本実施形態に係る通信システム１００に含まれる送信装置１０の動作の一例を示すフローチャートである。 本実施形態に係る通信システム１００に含まれる受信装置２０の動作の一例を示すフローチャートである。 本実施形態に係る受信装置２０のＤＳＰ処理部２４の動作の一例を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る通信システム１００ａのシステム構成例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置２０ａのＤＳＰ処理部２４ａの詳細の一例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置２０ａの動作の一例を説明するための図である。 本実施形態に係る通信システム１００ａに含まれる送信装置１０ａの動作の一例を示すフローチャートである。 本実施形態に係る通信システム１００ａに含まれる受信装置２０ａの動作の一例を示すフローチャートである。 本実施形態に係る受信装置２０ａのＤＳＰ処理部２４ａの動作の一例を示すフローチャートである。
　（第１実施形態）
　本発明の第１実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態に係る通信システム１００のシステム構成例を示す図である。
　通信システム１００は、送信装置１０と受信装置２０とを備える。
　送信装置１０は、レーザ光をＣＰＦＳＫ(continuous phase frequency shift keying)信号生成のための変調信号によって直接変調する。送信装置１０は、直接変調したレーザ光（以下「信号光」という）を送信する。送信装置１０が送信した信号光は、伝送路２を伝搬する。伝送路２の一例は、光ファイバである。
　受信装置２０は、伝送路２を伝搬した信号光と局発光とを含む光信号を受信する。受信装置２０は、受信した光信号の同相成分（Ｉ（Inphase）成分）と直交位相成分（Ｑ（Quadrature）成分）とをアナログ電気信号に変換する。受信装置２０は、アナログ電気信号を、サンプリングし、量子化されたデジタル信号に変換する。受信装置２０は、デジタル信号をデジタル信号処理することによって、主信号とＡＭＣＣ信号とに分離する。受信装置２０は、主信号とＡＭＣＣ信号とに基づいて符号系列を出力する。
　ここで、ＣＰＦＳＫ変調について説明する。ただし，ここでは簡単のため、周波数オフセットω０（信号光の中心周波数と局発光の周波数差）が正（０以上）の場合を例について説明する。
　図２は、ＣＰＦＳＫ変調の一例を説明するための図である。
　図２において、（ａ）は送信信号の電界波形の一例を示す。ＣＰＦＳＫでは、送信装置は、信号の周波数を変調し、符号系列を送信する。
　Ａを振幅、ωを中間周波数の角周波数、ｔを時間、φを位相とする。Ａは時間的に一定である。中間周波数は、主信号と局発光の周波数差である。
　受信信号の電界Ｅｓｉｇは、下式で表される。
　Ｅｓｉｇ＝Ａｅｘｐｊ（ωｔ－φ）
　図２において、（ｂ）は中間周波数の角周波数の時間変化を示す。時間ｔ１から時間ｔ２の間に生じる位相の変化量φｄｉｆは、式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　位相の変化量φｄｉｆは、（ｂ）の中間周波数の角周波数の時間変化において、時間ｔ１から時間ｔ２の間の面積Ｓに等しい。ここで、時間ｔ１から時間ｔ２の間を十分に短くとれば、周波数と位相変化量は比例する。この場合、周波数をＮＲＺ(non-return-to-zero)信号で変調すれば位相変化量をＮＲＺで変調することができる。
　図２において、（ｃ）は位相変化量の時間変化を示す。ＣＰＦＳＫ方式では、送信側において周波数変調を行い、受信側では位相変化量として符号の識別を行う。
　図３Ａと図３Ｂとは、ＣＰＦＳＫ変調の例２を説明するための図である。ただし、ここでは簡単のため、周波数オフセットω０が０の場合を例について説明する。
　図３Ａにおいて、左図は符号系列が１に相当するシンボル付近での時間ｔ１の受信シンボルｓｙ０１ａと時間ｔ２の受信シンボルｓｙ０２ａとの様子を示す。
　図３Ａにおいて、右図は、受信シンボルｓｙ０１ａと受信シンボルｓｙ０２ａとの２シンボル間で複素共役積をとることで生成される位相変化量を偏角に持つ複素振幅を示す。
　図３Ｂにおいて、左図は符号系列が０に相当するシンボル付近での時間ｔ１の受信シンボルｓｙ０１ｂと時間ｔ２の受信シンボルｓｙ０２ｂとの様子を示す。
　図３Ｂにおいて、右図は、受信シンボルｓｙ０１ｂと受信シンボルｓｙ０２ｂとの２シンボル間で複素共役積をとることで生成される位相変化量を偏角に持つ複素振幅を示す。
　このように、位相変化量を位相に持つベクトルを計算することでコンスタレーションを作成し、作成したコンスタレーションに対して閾値判定することで送信符号系列を識別することができる。
　図１に戻り、通信システム１００に含まれる送信装置１０と受信装置２０との詳細について順次説明する。
　（送信装置１０）
　送信装置１０は、光源１１と変調信号生成部１２とを備える。
　光源１１の一例は、半導体レーザである。以下、光源１１が半導体レーザである場合について説明を続ける。光源１１は、変調信号生成部１２が出力する変調信号によって駆動電流を直接変調する。
　変調信号生成部１２は、変調信号を生成する。変調信号生成部１２は、主信号生成部１３とＡＭＣＣ信号生成部１４と加算部１５とを備える。
　主信号生成部１３には、主信号符号系列が入力される。主信号生成部１３は、入力された主信号符号系列に基づいて主信号を生成する。主信号生成部１３は、生成した主信号を加算部１５へ出力する。
　ＡＭＣＣ信号生成部１４には、ＡＭＣＣ信号符号系列が入力される。ＡＭＣＣ信号生成部１４は、入力されたＡＭＣＣ信号符号系列に基づいてＡＭＣＣ信号を生成する。ＡＭＣＣ信号生成部１４は、生成したＡＭＣＣ信号を加算部１５へ出力する。
　加算部１５は、主信号生成部１３が出力した主信号にＡＭＣＣ信号生成部１４が出力したＡＭＣＣ信号と直流バイアスとを加算し、光源１１に出力する。図１では、直流バイアスが変調信号生成部１２の内部から加算部１５へ入力されるように記載されているが、直流バイアスが変調信号生成部１２の外部から加算部１５へ入力されてもよい。
　図４は、本実施形態に係る変調信号生成部１２で生成される変調信号の一例を示す図である。図４において、横軸は時間である。（Ａ）は主信号の時間波形の一例を示す。主信号は、デジタル信号であり、離散的な値を取る。（Ｂ）はＡＭＣＣ信号の時間波形の一例を示す。ＡＭＣＣ信号は、主信号に対して周波数が低い信号（制御信号）である。（Ｃ）は主信号の変調信号とＡＭＣＣ信号の変調信号に直流バイアスを加算した信号である。（Ｃ）では、（１）主信号の変調信号に（２）ＡＭＣＣ信号の変調信号を加算した信号に直流バイアスが加算される。
　（Ｃ）に示すような変調信号でレーザを直接変調する場合，強度と周波数が変調される。この時、（Ａ）や（Ｂ）に対して直流バイアスを十分に大きく設定する場合には強度変調成分が小さくなるため、無視できる。本実施形態では、強度変調成分は無視できるほど小さいものとして説明する。
　変調信号生成部１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサーとメモリーとを用いて構成される。変調信号生成部１２は、プロセッサーがプログラムを実行することによって、主信号生成部１３、ＡＭＣＣ信号生成部１４及び加算部１５として機能する。なお、変調信号生成部１２の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されても良い。上記のプログラムは、コンピューター読み取り可能な記録媒体に記録されても良い。コンピューター読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ、半導体記憶装置（例えばＳＳＤ：Solid State Drive）等の可搬媒体、コンピューターシステムに内蔵されるハードディスクや半導体記憶装置等の記憶装置である。上記のプログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。図１に戻り説明を続ける。
　（受信装置２０）
　受信装置２０は、局発光生成部２１とコヒーレント受信器２２とＡＤＣ(analog to digital converter)２３とＤＳＰ処理部２４とを備える。
　局発光生成部２１は、局発光を生成する。局発光は、受信装置２０に搭載されているレーザ光である。
　コヒーレント受信器２２は、局発光生成部２１が出力した局発光と送信装置１０が送信した信号光とを受信する。コヒーレント受信器２２は、受信した光信号をアナログ電気信号に変換する。具体的には、コヒーレント受信器２２は、受信した局発光を用いて、コヒーレント受信を行い、受信した光信号の同相成分（Ｉ成分）と直交位相成分（Ｑ成分）をアナログ電気信号に変換する。コヒーレント受信器２２は、アナログ電気信号に変換した光信号のＩ成分およびＱ成分（以下「受信信号」という）を、ＡＤＣ２３に出力する。
　ＡＤＣ２３は、コヒーレント受信器２２が出力した受信信号をサンプリングして、離散化する。ＡＤＣ２３は、離散化した受信信号をＤＳＰ(Digital Signal Processing)処理部２４に出力する。
　ＤＳＰ処理部２４は、ＡＤＣ２３が出力した離散化した受信信号にＤＳＰ処理を行い、受信信号から主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を判定する。これによって、ＤＳＰ処理部２４は、受信信号から主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を識別（復号）する。ＤＳＰ処理部２４は、主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を判定した結果を出力する。
　ＤＳＰ処理部２４の詳細について説明する。
　図５は、本実施形態に係る受信装置２０の一例を示す図である。ＤＳＰ処理部２４は、複素振幅算出部２４－１と、差動検波部２４－２と、周波数オフセット補償部２４－３と、等化処理部２４－４と、判定部２４－５と、フィルタ２４－６と、ダウンサンプリング部２４－７と、判定部２４－８と、平均導出部２４－９とを含む。
　主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を識別する処理について、主信号符号系列とＡＭＣＣ信号の符号系列とに分けて説明する。
　主信号符号系列の判定手順について説明する。
　複素振幅算出部２４－１は、ＡＤＣ２３が出力した離散化した受信信号に基づいて、複素振幅を算出する。具体的には、アナログ電気信号に変換した光信号のＩ成分およびＱ成分を離散化した結果を、それぞれＥＩおよびＥＱとする。複素振幅算出部２４－１は、ＥＩおよびＥＱに基づいて、式（２）によって、複素振幅Ｅを算出する。
　Ｅ＝√（ＥＩ＾２＋ＥＱ＾２）ｅｘｐｊ（ｔａｎ＾－１（ＥＱ／ＥＩ））　　　（２）
　複素振幅算出部２４－１は、複素振幅Ｅを差動検波部２４－２に出力する。
　差動検波部２４－２は、複素振幅算出部２４－１の出力、つまり複素振幅Ｅに基づいて、作動検波を行い、位相変化量を位相に持つ複素振幅を算出する。具体的には、差動検波部２４－２は、複素振幅Ｅに基づいて、一定時間後のサンプルとの複素共役積を算出する。差動検波部２４－２は、位相変化量を位相に持つ複素振幅（以下「複素振幅」という）を、周波数オフセット補償部２４－３に出力する。
　周波数オフセット補償部２４－３は、差動検波部２４－２の出力、つまり複素振幅の周波数オフセットを補償する。ＣＰＦＳＫ方式の周波数オフセット補償技術の一例は、例えば、「T. Kanai et al., “Wide-Range Frequency Offset Compensation for CPFSK used as TDM-Based Digital Coherent PON’s Upstream Signals”, ECOC2019」に記載されている。
　図６は、周波数オフセット量の時間波形の一例を示す図である。図６において、横軸は時間であり、縦軸は周波数オフセット量である。
　図６に示すように、周波数オフセット量には、（ｉ）局発光と信号光との中心周波数の差に由来する成分と、（ｉｉ）ＡＭＣＣ信号に由来する成分とが含まれる。仮に、（ｉ）局発光と信号光との中心周波数の差に由来する成分が時間的に一定とした場合、周波数オフセット量はある直流成分にＡＭＣＣ信号が重畳されたものとなる。
　周波数オフセット補償部２４－３は、周波数オフセット量の平均値を算出することによって（ｉ）局発光と信号光との中心周波数の差に由来する成分を取得する。図５に戻り、説明を続ける。
　差動検波部２４－２が出力する信号が周波数オフセットによる位相回転成分を含む場合、閾値判定ができない。そこで周波数オフセット補償部２４－３は差動検波部２４－２から出力された信号から上記「（ｉ）局発光と信号光との中心周波数の差に由来する成分」を検出し、それに基づき適当な回転量を与えることでこれを補償する。周波数オフセット補償部２４－３は、周波数オフセットを補償した複素振幅を、等化処理部２４－４に出力する。周波数オフセット補償部２４－３は、周波数オフセット量をフィルタ２４－６へ出力する。
　等化処理部２４－４は、周波数オフセット補償部２４－３の出力、つまり周波数オフセットを補償した複素振幅の伝送路２で受けた波形歪を補償する。等化処理部２４－４は、周波数オフセットを補償した複素振幅の波形歪を補償した結果を判定部２４－５へ出力する。
　判定部２４－５は、等化処理部２４－４の出力、つまり周波数オフセットを補償した複素振幅の波形歪を補償した結果に基づいて、閾値判定を行うことによって、主信号の符号系列を判定する。判定部２４－５は、主信号の符号系列を判定した結果を出力する。
　ＡＭＣＣ信号の符号系列の判定手順について説明する。
　周波数オフセット補償部２４－３は、推定した周波数オフセット量（前記（ｉ）局発光と信号光との中心周波数の差に由来する成分）をフィルタ２４－６に送信する。
　フィルタ２４－６は、周波数オフセット補償部２４－３が出力した周波数オフセット量の高周波成分（主信号成分）を除去する。フィルタ２４－６は、高周波成分を除去した周波数オフセット量を、ダウンサンプリング部２４－７と平均導出部２４－９とへ出力する。
　ダウンサンプリング部２４－７は、フィルタ２４－６が出力した高周波成分を除去した周波数オフセット量に基づいて、ＡＭＣＣ信号のシンボルレートまでダウンサンプリングする。ダウンサンプリング部２４－７は、ダウンサンプリングした高周波成分を除去した周波数オフセット量を判定部２４－８に出力する。
　平均導出部２４－９は、フィルタ２４－６が出力した高周波成分を除去した周波数オフセット量の平均などの統計値を導出する。ここでは、統計値の一例として、平均を適用した場合について説明を続ける。平均導出部２４－９は、平均の導出結果を判定部２４－８に出力する。
　判定部２４－８は、ダウンサンプリング部２４－７の出力、つまりダウンサンプリングした高周波成分を除去した周波数オフセット量と、平均導出部２４－９が導出した平均の導出結果とに基づいて、平均の導出結果を閾値として、ダウンサンプリングした高周波成分を除去した周波数オフセット量に対して閾値判定を行うことでＡＭＣＣ信号に対応する符号系列を判定する。判定部２４－８は、ＡＭＣＣ信号の判定結果を出力する。
　ＤＳＰ処理部２４は、ＣＰＵ等のプロセッサーとメモリーとを用いて構成される。ＤＳＰ処理部２４は、プロセッサーがプログラムを実行することによって、複素振幅算出部２４－１、差動検波部２４－２、周波数オフセット補償部２４－３、等化処理部２４－４、判定部２４－５、フィルタ２４－６、ダウンサンプリング部２４－７、判定部２４－８及び平均導出部２４－９として機能する。なお、ＤＳＰ処理部２４の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣやＰＬＤやＦＰＧＡ等のハードウェアを用いて実現されても良い。上記のプログラムは、コンピューター読み取り可能な記録媒体に記録されても良い。コンピューター読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ、半導体記憶装置（例えばＳＳＤ：Solid State Drive）等の可搬媒体、コンピューターシステムに内蔵されるハードディスクや半導体記憶装置等の記憶装置である。上記のプログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。
　（通信システム１００の動作）
　図７は、本実施形態に係る通信システム１００に含まれる送信装置１０の動作の一例を示すフローチャートである。
　（ステップＳ１－１）
　送信装置１０において、主信号生成部１３には、主信号符号系列が入力される。主信号生成部１３は、入力された主信号符号系列に基づいて主信号を生成する。
　（ステップＳ２－１）
　送信装置１０において、ＡＭＣＣ信号生成部１４には、ＡＭＣＣ信号符号系列が入力される。ＡＭＣＣ信号生成部１４は、入力されたＡＭＣＣ信号符号系列に基づいてＡＭＣＣ信号を生成する。
　（ステップＳ３－１）
　送信装置１０において、主信号生成部１３は、生成した主信号を加算部１５へ出力する。ＡＭＣＣ信号生成部１４は、生成したＡＭＣＣ信号を加算部１５へ出力する。加算部１５は、主信号生成部１３が出力した主信号にＡＭＣＣ信号生成部１４が出力したＡＭＣＣ信号と直流バイアスとを加算し、光源１１に出力する。
　（ステップＳ４－１）
　送信装置１０において、光源１１は、変調信号生成部１２が出力する変調信号によって駆動電流を直接変調することによって、信号光を送信する。
　図８は、本実施形態に係る通信システム１００に含まれる受信装置２０の動作の一例を示すフローチャートである。
　（ステップＳ１－２）
　受信装置２０において、局発光生成部２１は、局発光を生成する。
　（ステップＳ２－２）
　受信装置２０において、コヒーレント受信器２２は、局発光生成部２１が出力した局発光と送信装置１０が送信した信号光とを受信する。コヒーレント受信器２２は、受信した光信号をアナログ電気信号に変換する。
　（ステップＳ３－２）
　受信装置２０において、ＡＤＣ２３は、コヒーレント受信器２２が出力した受信信号をサンプリングして、離散化する。ＡＤＣ２３は、離散化した受信信号をＤＳＰ処理部２４に出力する。
　（ステップＳ４－２）
　受信装置２０において、ＤＳＰ処理部２４は、ＡＤＣ２３が出力した離散化した受信信号にＤＳＰ処理を行い、受信信号から主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を判定する。
　図９は、本実施形態に係る受信装置２０のＤＳＰ処理部２４の動作の一例を示すフローチャートである。
　（ステップＳ１－３）
　受信装置２０において、複素振幅算出部２４－１は、ＡＤＣ２３が出力した離散化した受信信号に基づいて、複素振幅を算出する。複素振幅算出部２４－１は、複素振幅Ｅを差動検波部２４－２に出力する。
　（ステップＳ２－３）
　受信装置２０において、差動検波部２４－２は、複素振幅算出部２４－１の出力に基づいて、作動検波を行い、位相変化量を位相に持つ複素振幅を算出する。
　（ステップＳ３－３）
　受信装置２０において、周波数オフセット補償部２４－３は、差動検波部２４－２の出力、つまり複素振幅の周波数オフセットを補償する。周波数オフセット補償部２４－３は、周波数オフセットを補償した複素振幅を、等化処理部２４－４に出力する。周波数オフセット補償部２４－３は、周波数オフセット量を、フィルタ２４－６へ出力する。
　（ステップＳ４ａ－３）
　受信装置２０において、等化処理部２４－４は、周波数オフセット補償部２４－３が出力した周波数オフセットを補償した複素振幅の伝送路２で受けた波形歪を補償する。等化処理部２４－４は、周波数オフセットを補償した複素振幅の波形歪を補償した結果を、判定部２４－５へ出力する。
　（ステップＳ５ａ－３）
　判定部２４－５は、等化処理部２４－４が出力した周波数オフセットを補償した複素振幅の波形歪を補償した結果に対して閾値判定を行うことによって、主信号の符号系列を判定する。
　（ステップＳ６ａ－３）
　受信装置２０において、判定部２４－５は、主信号の符号系列を判定した結果を出力する。
　（ステップＳ４ｂ－３）
　受信装置２０において、フィルタ２４－６は、周波数オフセット補償部２４－３が出力した周波数オフセット量に基づいて、周波数オフセット量の高周波成分を除去する。フィルタ２４－６は、高周波成分を除去した周波数オフセット量を、ダウンサンプリング部２４－７と平均導出部２４－９とに出力する。
　（ステップＳ５ｂ－３）
　受信装置２０において、ダウンサンプリング部２４－７は、フィルタ２４－６が出力した高周波成分を除去した周波数オフセット量に基づいて、ＡＭＣＣ信号のシンボルレートまでダウンサンプリングを行うことによってシンボルを抽出する。
　（ステップＳ６ｂ－３）
　受信装置２０において、平均導出部２４－９は、フィルタ２４－６が出力した高周波成分を除去した周波数オフセット量の平均を導出する。平均導出部２４－９は、平均の導出結果を判定部２４－８に出力する。
　判定部２４－８は、ダウンサンプリング部２４－７が出力したシンボルと、平均導出部２４－９が導出した平均とに基づいて、平均の導出結果を閾値として、ダウンサンプリング部２４－７が抽出したシンボルに対して閾値判定を行うことでＡＭＣＣ信号に対応する符号系列を判定する。
　（ステップＳ７ｂ－３）
　受信装置２０において、判定部２４－８は、ＡＭＣＣ信号に対応する符号系列の判定結果を出力する。
　前述した第１実施形態では、ＡＭＣＣ信号が主信号に重畳された変調信号で直接変調することによって生成したＣＰＦＳＫの信号光を受信装置が受信する場合について説明したが、この例に限られない。ＡＭＣＣ信号に限らず、主信号に対して周波数が低い制御信号が主信号に重畳された変調信号で直接変調されたＣＰＦＳＫの信号光を適用できる。
　このように構成された受信装置２０では、ＤＳＰ処理部２４が周波数オフセット量を解析し、解析結果に基づいて閾値判定することでＡＭＣＣ信号の符号系列を判定するため、主信号とＡＭＣＣ信号との分離をＤＳＰ処理部２４で、電気信号で行うことが可能となる。
　光信号で主信号とＡＭＣＣ信号との分離を行う場合には、コヒーレント受信器における受信光強度が減少し雑音特性が劣化する。また、光信号で主信号とＡＭＣＣ信号との分離を行う場合には、ＡＭＣＣ受信用のデバイスが必要である。このように構成された受信装置２０では、主信号とＡＭＣＣ信号との分離をＤＳＰ処理部２４で、電気信号で行うため、ＡＭＣＣ受信用のデバイスを使用することなく、雑音特性を改善できる。
　このように構成された受信装置２０では、主信号とＡＭＣＣ信号との分離をＤＳＰ処理部２４で、電気信号で行うため、雑音特性を改善することが可能となる。
　（第２実施形態）
　本発明の第２実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　図１０は、本発明の第２実施形態に係る通信システム１００ａのシステム構成例を示す図である。
　通信システム１００ａは、送信装置１０ａと受信装置２０ａとを備える。
　第１実施形態では，ＡＭＣＣ信号が周波数オフセット量に比例することを用いて周波数オフセット補償部２４－３が出力した周波数オフセット量に基づいてＡＭＣＣ信号を識別していた。
　光源１１の周波数と局発光の周波数との差が変動する場合には、局発光と信号光の中心周波数の差に由来する成分も変化する。局発光と信号光の中心周波数の差に由来する周波数オフセットの変動とＡＭＣＣ信号による周波数オフセット変動とが同じ周波数領域にある場合、ＡＭＣＣ信号を分離することができない。そこで、第２実施形態に係る受信装置２０ａは、光源１１の周波数と局発光の周波数との差が変動する場合に、ＡＭＣＣ信号を分離する。
　（送信装置１０ａ）
　送信装置１０ａは、光源１１と変調信号生成部１２ａとを備える。
　変調信号生成部１２ａは、変調信号を生成する。変調信号生成部１２ａは、主信号生成部１３とＡＭＣＣ信号生成部１４と加算部１５とサブキャリア生成部１６と乗算部１７とを備える。
　サブキャリア生成部１６は、サブキャリアを生成する。
　乗算部１７は、ＡＭＣＣ信号生成部１４が生成したＡＭＣＣ信号にサブキャリア生成部１６が生成したサブキャリアを重畳する。
　加算部１５は、主信号生成部１３が出力した主信号と乗算部１７が出力したＡＭＣＣ信号にサブキャリアを重畳した信号と直流バイアスとを加算し、光源１１に出力する。図１０では、直流バイアスが変調信号生成部１２ａの内部から加算部１５へ入力されるように記載されているが、直流バイアスが変調信号生成部１２ａの外部から加算部１５へ入力されてもよい。
　変調信号生成部１２ａは、ＣＰＵ等のプロセッサーとメモリーとを用いて構成される。変調信号生成部１２ａは、プロセッサーがプログラムを実行することによって、主信号生成部１３、ＡＭＣＣ信号生成部１４、加算部１５、サブキャリア生成部１６及び乗算部１７として機能する。なお、変調信号生成部１２ａの各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣやＰＬＤやＦＰＧＡ等のハードウェアを用いて実現されても良い。上記のプログラムは、コンピューター読み取り可能な記録媒体に記録されても良い。コンピューター読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ、半導体記憶装置（例えばＳＳＤ：Solid State Drive）等の可搬媒体、コンピューターシステムに内蔵されるハードディスクや半導体記憶装置等の記憶装置である。上記のプログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。
　（受信装置２０ａ）
　受信装置２０ａは、局発光生成部２１とコヒーレント受信器２２とＡＤＣ２３とＤＳＰ処理部２４ａとを備える。
　ＤＳＰ処理部２４ａは、ＡＤＣ２３が出力した離散化した受信信号にＤＳＰ処理を行い、受信信号から主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を判定する。ＤＳＰ処理部２４ａは、主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を判定した結果を出力する。
　ＤＳＰ処理部２４ａの詳細について説明する。
　図１１は、本実施形態に係る受信装置２０ａのＤＳＰ処理部２４ａの詳細の一例を示す図である。ＤＳＰ処理部２４ａは、複素振幅算出部２４－１と、差動検波部２４－２と、周波数オフセット補償部２４－３と、等化処理部２４－４と、判定部２４－５と、フィルタ２４－６と、ダウンコンバート部２４ａ－７と、ダウンサンプリング部２４ａ－８と、判定部２４ａ－９と、平均導出部２４ａ－１０とを含む。
　主信号符号系列の判定手順については、第１実施形態を適用できるため、ここでの説明は省略する。
　ＡＭＣＣ信号の符号系列の判定手順について説明する。
　フィルタ２４－６は、周波数オフセット補償部２４－３が出力した周波数オフセット量に基づいて、ＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号以外をフィルタリング（除去）することによって、ＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を切り出す（抽出する）。ＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を切り出すことによって、局発光と信号光との周波数差に由来の成分を除去する。フィルタ２４－６は、抽出したＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を、ダウンコンバート部２４ａ－７へ出力する。
　ダウンコンバート部２４ａ－７は、フィルタ２４－６が出力したＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を取得する。ダウンコンバート部２４ａ－７は、取得したＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号をベースバンドにダウンコンバートすることによってサブキャリアを除去する。ダウンコンバート部２４ａ－７は、ダウンコンバートしたＡＭＣＣの周波数帯域の信号を平均導出部２４－９へ出力する。
　ダウンサンプリング部２４ａ－８は、ダウンコンバートしたＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を、ＡＭＣＣ信号のシンボルレートまでダウンサンプリングすることによってシンボルを抽出する。ダウンサンプリング部２４ａ－８は、抽出したシンボルを判定部２４ａ－９へ出力する。
　平均導出部２４ａ－１０は、ダウンコンバート部２４ａ－７が出力したダウンコンバートしたＡＭＣＣの周波数帯域の信号の平均などの統計値を導出する。ここでは、統計値の一例として平均を適用した場合について説明を続ける。平均導出部２４ａ－１０は、平均の導出結果を判定部２４ａ－９に出力する。
　判定部２４ａ－９は、ダウンサンプリング部２４ａ－８の出力、つまりシンボルと、平均導出部２４ａ－１０が導出した平均の導出結果とに基づいて、平均の導出結果を閾値として、シンボルに対して閾値判定を行うことでＡＭＣＣ信号を判定する。判定部２４ａ－９は、ＡＭＣＣ信号の判定結果を出力する。
　ＤＳＰ処理部２４ａは、ＣＰＵ等のプロセッサーとメモリーとを用いて構成される。ＤＳＰ処理部２４ａは、プロセッサーがプログラムを実行することによって、複素振幅算出部２４－１、差動検波部２４－２、周波数オフセット補償部２４－３、等化処理部２４－４、判定部２４－５、フィルタ２４－６、ダウンコンバート部２４ａ－７、ダウンサンプリング部２４ａ－８、判定部２４ａ－９及び平均導出部２４ａ－１０として機能する。なお、ＤＳＰ処理部２４ａの各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣやＰＬＤやＦＰＧＡ等のハードウェアを用いて実現されても良い。上記のプログラムは、コンピューター読み取り可能な記録媒体に記録されても良い。コンピューター読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ、半導体記憶装置（例えばＳＳＤ：Solid State Drive）等の可搬媒体、コンピューターシステムに内蔵されるハードディスクや半導体記憶装置等の記憶装置である。上記のプログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。
　図１２は、本実施形態に係る受信装置２０ａの動作の一例を説明するための図である。図１２において、横軸は周波数であり、縦軸はパワーである。
　図１２において、（ａ）はＤＳＰ処理部２４ａに入力される離散化した受信信号の周波数スペクトルの一例を示す。（ｂ）はフィルタ２４－６によって切り出されたＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号の一例を示す。（ｃ）はダウンコンバート部２４ａ－７によってダウンコンバートされたＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号の一例を示す。
　（通信システム１００ａの動作）
　図１３は、本実施形態に係る通信システム１００ａに含まれる送信装置１０ａの動作の一例を示すフローチャートである。
　（ステップＳ１－４）
　送信装置１０ａにおいて、主信号生成部１３には、主信号符号系列が入力される。主信号生成部１３は、入力された主信号符号系列に基づいて主信号を生成する。
　（ステップＳ２－４）
　送信装置１０ａにおいて、ＡＭＣＣ信号生成部１４には、ＡＭＣＣ信号符号系列が入力される。ＡＭＣＣ信号生成部１４は、入力されたＡＭＣＣ信号符号系列に基づいてＡＭＣＣ信号を生成する。
　（ステップＳ３－４）
　送信装置１０ａにおいて、サブキャリア生成部１６は、サブキャリアを生成する。
　（ステップＳ４－４）
　送信装置１０ａにおいて、乗算部１７は、ＡＭＣＣ信号生成部１４が生成したＡＭＣＣ信号にサブキャリア生成部１６が生成したサブキャリアを重畳する。
　（ステップＳ５－４）
　送信装置１０において、主信号生成部１３は、生成した主信号を加算部１５へ出力する。乗算部１７は、ＡＭＣＣ信号にサブキャリアを重畳した信号を加算部１５へ出力する。加算部１５は、主信号生成部１３が出力した主信号と乗算部１７が出力したＡＭＣＣ信号にサブキャリアを重畳した信号と直流バイアスとを加算し、光源１１に出力する。
　（ステップＳ６－４）
　送信装置１０ａにおいて、光源１１は、変調信号生成部１２ａが出力する変調信号によって駆動電流を直接変調することによって、ＣＰＦＳＫの信号光を送信する。
　図１４は、本実施形態に係る通信システム１００ａに含まれる受信装置２０ａの動作の一例を示すフローチャートである。
　（ステップＳ１－５）
　受信装置２０ａにおいて、局発光生成部２１は、局発光を生成する。
　（ステップＳ２－５）
　受信装置２０ａにおいて、コヒーレント受信器２２は、局発光生成部２１が出力した局発光と送信装置１０ａが送信した信号光とを受信する。コヒーレント受信器２２は、受信した光信号をアナログ電気信号に変換する。
　（ステップＳ３－５）
　受信装置２０ａにおいて、ＡＤＣ２３は、コヒーレント受信器２２が出力した受信信号をサンプリングして、離散化する。ＡＤＣ２３は、離散化した受信信号をＤＳＰ処理部２４ａに出力する。
　（ステップＳ４－５）
　受信装置２０ａにおいて、ＤＳＰ処理部２４ａは、ＡＤＣ２３が出力した離散化した受信信号にＤＳＰ処理を行い、受信信号から主信号とＡＭＣＣ信号との各々に対応した符号系列を復号する。
　図１５は、本実施形態に係る受信装置２０ａのＤＳＰ処理部２４ａの動作の一例を示すフローチャートである。
　ステップＳ１－６からＳ６ａ－６は、図９を適用できるため、ここでの説明は省略する。
　（ステップＳ４ｂ－６）
　受信装置２０ａにおいて、フィルタ２４－６は、周波数オフセット補償部２４－３が出力した周波数オフセット量に基づいて、ＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号以外をフィルタリング（除去）することによって、ＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を切り出す（抽出する）。フィルタ２４－６は、取得したＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を、ダウンコンバート部２４ａ－７へ出力する。
　（ステップＳ５ｂ－６）
　受信装置２０ａにおいて、ダウンコンバート部２４ａ－７は、フィルタ２４－６が出力したＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号を取得し、取得したＡＭＣＣ信号の周波数帯域の信号をベースバンドにダウンコンバートする。ダウンコンバート部２４ａ－７は、ダウンコンバートしたＡＭＣＣの周波数帯域の信号をダウンサンプリング部２４ａ－８と平均導出部２４－９とへ出力する。
　（ステップＳ６ｂ－６）
　受信装置２０ａにおいて、ダウンサンプリング部２４ａ－８は、ダウンコンバートしたＡＭＣＣ信号の周波数帯域を、ＡＭＣＣ信号のシンボルレートまでダウンサンプリングすることによってシンボルを抽出する。
　（ステップＳ７ｂ－６）
　受信装置２０ａにおいて、平均導出部２４ａ－１０は、ダウンコンバート部２４ａ－７が出力したダウンコンバートしたＡＭＣＣの周波数帯域の信号の平均を導出する。平均導出部２４ａ－１０は、平均の導出結果を判定部２４ａ－９に出力する。判定部２４ａ－９は、ダウンサンプリング部２４ａ－８の出力、つまりシンボルと、平均導出部２４ａ－１０が導出した平均の導出結果とに基づいて、平均の導出結果を閾値として、シンボルに対して閾値判定を行うことでＡＭＣＣ信号に対応する符号系列を判定する。
　（ステップＳ７ｂ－６）
　受信装置２０ａにおいて、判定部２４ａ－９は、ＡＭＣＣ信号の判定結果を出力する。
　前述した第２実施形態では、サブキャリアが重畳されたＡＭＣＣ信号が主信号に重畳された変調信号で直接変調されたＣＰＦＳＫの信号光を受信装置が受信する場合について説明したが、この例に限られない。ＡＭＣＣ信号に限らず、サブキャリアが重畳され、且つ主信号に対して周波数が低い信号が主信号に重畳された変調信号で直接変調されたＣＰＦＳＫの信号光を適用できる。
　このように構成された受信装置２０ａでは、ＤＳＰ処理部２４ａが周波数オフセット量を解析し、解析結果に基づいて閾値判定することでＡＭＣＣ信号の符号系列を判定するため、主信号とＡＭＣＣ信号との分離をＤＳＰ処理部２４ａで、電気信号で行うことが可能となる。
　このように構成された受信装置２０では、主信号とＡＭＣＣ信号との分離をＤＳＰ処理部２４ａで、電気信号で行うため、雑音特性を改善することが可能となる。
　前述した第１実施形態と第２実施形態とにおいて、コヒーレント受信器２２は受信部の一例であり、周波数オフセット補償部２４－３は周波数オフセット量取得部の一例であり、平均導出部２４－９、２４ａ－１０は導出部の一例であり、フィルタ２４－６は周波数成分除去部の一例である。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明は、通信システムに適用可能である。
２…伝送路、１０、１０ａ…送信装置、１１…光源、１２、１２ａ…変調信号生成部、１３…主信号生成部、１４…ＡＭＣＣ信号生成部、１５…加算部、１６…サブキャリア生成部、１７…乗算部、２０、２０ａ…受信装置、２１…局発光生成部、２２…コヒーレント受信器、２３…ＡＤＣ、２４、２４ａ…ＤＳＰ処理部、２４－１…複素振幅算出部、２４－２…差動検波部、２４－３…周波数オフセット補償部、２４－４…等化処理部、２４－５…判定部、２４－６…フィルタ、２４－７…ダウンサンプリング部、２４－８…判定部、２４－９…平均導出部、２４ａ－７…ダウンコンバート部、２４ａ－８…ダウンサンプリング部、２４ａ－９…判定部、２４ａ－１０…平均導出部、１００、１００ａ…通信システム

Claims (8)

  1. 　主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換する受信部と、
    　前記アナログ電気信号に基づいて前記制御信号に対応した符号系列を取得する処理部と
    　を備え、
    　前記処理部は、前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得する周波数オフセット量取得部と、
    　前記周波数オフセット量取得部が取得した前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する判定部と
    　を備える、受信装置。
  2. 　前記処理部は、
    　前記周波数オフセット量の統計値を導出する導出部
    　をさらに備え、
    　前記判定部は、前記導出部が導出した前記統計値に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する、請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記処理部は、
    　前記周波数オフセット量の高周波成分を除去する周波数成分除去部と、
    　前記周波数成分除去部によって高周波成分が除去された前記周波数オフセット量に対してダウンサンプリングを行うことによって前記制御信号に対応するシンボルを抽出するダウンサンプリング部と
    　をさらに備え、
    　前記判定部は、前記ダウンサンプリング部によって抽出された前記シンボルに基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する、請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  4. 　主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号にサブキャリアを重畳した信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換する受信部と、
    　前記アナログ電気信号に基づいて前記制御信号に対応した符号系列を取得する処理部と
    　を備え、
    　前記処理部は、
    　前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得する周波数オフセット量取得部と、
    　前記周波数オフセット量取得部が取得した前記周波数オフセット量をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバート部と、
    　前記ダウンコンバート部によってベースバンドにダウンコンバートされた前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する判定部と
    　を備える、受信装置。
  5. 　前記処理部は、
    　前記周波数オフセット量から前記制御信号の周波数帯域の信号以外を除去する周波数成分除去部と、
    　前記制御信号の周波数帯域の前記周波数オフセット量の統計値を導出する導出部と
    　をさらに備え、
    　前記判定部は、前記導出部が導出した前記統計値に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する、請求項４に記載の受信装置。
  6. 　前記処理部は、
    　ベースバンドにダウンコンバートされた前記制御信号の周波数帯域の前記周波数オフセット量に対してダウンサンプリングを行うことによって前記制御信号に対応するシンボルを抽出するダウンサンプリング部
    　をさらに備え、
    　前記判定部は、前記ダウンサンプリング部によって抽出された前記シンボルに基づいて制御信号に対応する符号系列を判定する、請求項４又は請求項５に記載の受信装置。
  7. 　主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換するステップと、
    　前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得するステップと、
    　前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定するステップと
    　を有する、受信装置が実行する受信方法。
  8. 　主信号と、主信号に対して周波数の低い制御信号にサブキャリアを重畳した信号とを加算した信号で周波数変調された信号光を受信し、アナログ電気信号に変換するステップと、
    　前記アナログ電気信号に基づいて取得される前記信号光の周波数オフセット量を取得するステップと、
    　前記周波数オフセット量をベースバンドにダウンコンバートするステップと、
    　ベースバンドにダウンコンバートされた前記周波数オフセット量に基づいて制御信号に対応する符号系列を判定するステップと
    　を有する、受信装置が実行する受信方法。
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