WO2021083736A1 - Verfahren zur funktionsüberwachung einer kapazitiven druckmesszelle - Google Patents

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WO2021083736A1 PCT/EP2020/079481 EP2020079481W WO2021083736A1 WO 2021083736 A1 WO2021083736 A1 WO 2021083736A1 EP 2020079481 W EP2020079481 W EP 2020079481W WO 2021083736 A1 WO2021083736 A1 WO 2021083736A1
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Manfred Maurus
Peter Kimbel
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Ifm Electronic Gmbh
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    • G01L7/08—Measuring the steady or quasi-steady pressure of a fluid or a fluent solid material by mechanical or fluid pressure-sensitive elements in the form of elastically-deformable gauges of the flexible-diaphragm type

Definitions

  • the invention relates to a method for monitoring the function of a pressure measuring cell of a capacitive pressure sensor.
  • Capacitive pressure sensors and pressure measuring devices are used in many industrial sectors for measuring pressure. They often have a ceramic pressure measuring cell, as a transducer for the process pressure, and evaluation electronics for signal processing.
  • Capacitive pressure measuring cells consist of a ceramic base body and a membrane, a glass solder ring being arranged between the base body and the membrane.
  • the resulting cavity between the base body and the membrane enables the longitudinal mobility of the membrane as a result of the influence of pressure. This cavity is therefore also referred to as the measuring chamber.
  • electrodes are provided which together form a measuring capacitor. The effect of pressure causes deformation of the membrane, which results in a change in capacitance of the measuring capacitor.
  • a capacitive pressure sensor is known from DE 19851 506 C1, in which the measured pressure value is determined from the quotient of two capacitance values, a measuring capacitor and a reference capacitor.
  • this patent specification does not specifically describe a pressure measuring cell, the circuit shown and the method described are suitable for capacitive pressure measuring cells.
  • the special feature of this pressure measuring device is that only the amplitude of the square-wave signal is relevant for evaluating the measurement signal at the output, as a measure for the measured pressure value, regardless of its frequency.
  • a circuit arrangement for a capacitive pressure sensor is known from EP 0569573 B1, in which a quotient method is also used for pressure evaluation.
  • Quotient methods are usually based on the following pressure dependencies:
  • CM the capacitance of the measuring capacitor
  • CR the capacitance of the reference capacitor
  • p the process pressure to be determined. It is also conceivable to swap CM and CR in the quotient.
  • CM in the denominator represents the most common form in favor of intrinsic linearization. In the following, this embodiment is therefore assumed, unless otherwise stated.
  • the reliability of capacitive pressure sensors is becoming more and more important.
  • the aim is to optimize the measuring principle of pressure sensors with regard to possible leakage currents on the back of the measuring cell - facing away from the medium to be measured - or in parts of the evaluation electronics for the purpose of eliminating air humidity levels that may be entered by the environment and tend to condense.
  • the object of the invention is to propose a method for monitoring the function of a pressure measuring cell of a capacitive pressure sensor, by means of which the detection of an error influence on the measurement result due to, in particular, moisture-related leakage currents is made possible.
  • the invention is based on the knowledge that moisture on the back of the measuring cell facing away from the medium to be measured or in parts of the evaluation electronics and the resulting leakage currents cause a change in the measuring capacitor in interaction with a comparator oscillator generated triangular voltage signal UCOM. Instead of a uniformly linear rising and falling course, a bulbous course is established in this case. Specifically, the curve then looks such that the slope decreases both during the rising curve of the triangular signal and during the falling curve. Depending on how great the resitive influence is, a more or less pronounced belly-like course occurs.
  • a differentiated evaluation is also conceivable in which the pulse height is measured at least twice per period of the differentiated square-wave signal during at least one pulse width, i.e. either a positive or a negative pulse or during both pulses, and the measured voltage values are stored in a memory be filed. The at least two voltage values per pulse width are then for example The formation of the difference is compared with one another in terms of amount and, if there is a significant deviation from one another, an error signal is generated accordingly.
  • Figure 1 is a block diagram of a capacitive pressure measuring device
  • Figure 2 is a schematic sectional view of a capacitive pressure measuring cell
  • FIG. 3 shows a known evaluation circuit for a capacitive pressure measuring cell according to FIG. 2,
  • FIG. 4 shows a comparison of an error-free voltage signal and a voltage signal influenced by leakage currents according to a first embodiment of the method according to the invention
  • FIG. 5 shows a comparison of an error-free voltage signal and a voltage signal influenced by leakage currents according to a second embodiment of the method according to the invention
  • FIG. 6 shows the evaluation circuit from FIG. 3, supplemented by a microcontroller for carrying out the method according to the invention.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a typical capacitive pressure measuring device which is used to measure a process pressure p (for example of oil, milk, water, etc.).
  • the pressure measuring device 1 is designed as a two-wire device and essentially consists of a pressure measuring cell 10 and evaluation electronics 20.
  • the evaluation electronics 20 have an analog evaluation circuit 30 and a microcontroller pC in which the analog output signal of the evaluation circuit 20 is digitized and further processed .
  • the microcontroller pC provides the evaluation result as a digital or analog output signal z.
  • the pressure measuring device 1 is connected to a voltage supply line (12-36 V).
  • the pressure measuring cell 10 shows a typical capacitive pressure measuring cell 10, as it is used in many ways in capacitive pressure measuring devices, in a schematic representation.
  • the pressure measuring cell 10 consists essentially of a base body 12 and a membrane 14, which are connected to one another via a glass solder ring 16.
  • the base body 12 and the membrane 14 delimit a cavity 19 which - preferably only in the case of low pressure ranges up to 50 bar - is connected to the rear of the pressure measuring cell 10 via a ventilation channel 18.
  • a plurality of electrodes which form a reference capacitor CR and a measuring capacitor CM, are provided both on the base body 12 and on the membrane 14.
  • the measuring capacitor CM is formed by the membrane electrode ME and the center electrode M, the reference capacitor CR by the ring electrode R and the membrane electrode ME.
  • the process pressure p acts on the membrane 14, which bends more or less in accordance with the application of pressure, the distance between the membrane electrode ME and the center electrode M essentially changing. This leads to a corresponding change in the capacitance of the measuring capacitor CM.
  • the influence on the reference capacitor CR is less, since the distance between the ring electrode R and the membrane electrode ME changes less than the distance between the membrane electrode ME and the center electrode M.
  • CM and CR therefore designate both the measuring and reference capacitors themselves, as well as their respective capacitance.
  • a known evaluation circuit 30 for the pressure measuring cell 10 is shown in more detail in FIG.
  • the measuring capacitor CM is arranged together with a resistor Ri in an integrating branch IZ and the reference capacitor CR is arranged together with a resistor R2 in a differentiating branch DZ.
  • a square-wave voltage UEO is present at the input of the integrating branch IZ, which alternates preferably symmetrically by 0 volts.
  • the input voltage UEO is converted into a linearly increasing or decreasing voltage signal (depending on the polarity of the input voltage) via the resistor Ri and the measuring capacitor CM with the aid of an operational amplifier OP1, which works as an integrator Output COM of the integration branch IZ is issued.
  • the measuring point P1 is virtually at ground through the operational amplifier OP1.
  • the output COM is connected to a threshold value comparator SG, which controls a square-wave generator RG. As soon as the voltage signal UCOM at the output COM exceeds or falls below a threshold value, the comparator SG changes its output signal, whereupon the square-wave generator RG inverts its output voltage in each case.
  • the differentiating branch DZ also consists of an operational amplifier OP2, a voltage divider with the two resistors R5 and R ⁇ and a feedback resistor R7.
  • the output of the operational amplifier OP2 is connected to a sample-and-hold circuit S&H.
  • the measurement voltage U M ess, from which the process pressure p, which acts on the pressure measuring cell 10, is obtained, is present at the output of the sample-and-hold circuit S&H.
  • the operational amplifier OP1 ensures that the connection point P1 between the resistor Ri and the measuring capacitor CM is kept virtually at ground. As a result, a constant current h flows through the resistor Ri, which charges the measuring capacitor CM until the square-wave voltage UEO changes its sign.
  • the positive and negative amplitudes A + and A- of the square-wave signal are added in terms of amount via a sample & hold circuit S&H, the amount A is output as measurement voltage U M ess at the output of the operational amplifier OP3 and forwarded to the microcontroller mq (not shown). However, it could also be output directly as an analog value.
  • the amplitude of the input voltage UEO which is present at the output of the square-wave generator RG, is set as a function of the measurement voltage U M ess in order to achieve better linearity.
  • a voltage divider consisting of resistors R20 and R10 is provided for this. This voltage divider is connected to a reference voltage VREF and can advantageously be adjusted.
  • the positive operating voltage V + is typically +2.5 V and the negative operating voltage V- is -2.5 V.
  • FIG. 1 A first embodiment of the method according to the invention is shown in FIG.
  • the linearly rising or falling voltage signal UCOM is shown, which is largely determined by the measuring capacitor CM and is output at the output COM of the integrating branch IZ.
  • the solid line represents the ideal course.
  • the square-wave voltage UEO is generated therefrom, which alternates symmetrically by 0 volts.
  • the dash-dotted line shows the signal curve of the voltage signal UCOM as it occurs when, for example, leakage currents arise due to moisture on the back of the pressure measuring cell 10 or in parts of the evaluation electronics.
  • a bulbous course is established in this case. Specifically, the curve then looks such that the rise initially occurs both during the rising curve of the triangular signal and during the falling curve increases and then decreases. Depending on how great the resistive influence is, a more or less pronounced bulbous curve occurs.
  • U f (t)
  • FIG. 4 the case is shown by way of example that a straight line is placed in the rising signal profile.
  • the point in time ti here corresponds to the switchover point in time from the falling to the rising signal curve, while the point in time t2 lies in the middle of the rising signal curve, so to speak at a quarter or a three-quarters of a period.
  • FIG. 5 shows a second embodiment of the method according to the invention.
  • the initial situation and the basic concept of the invention in the form of straight line formation is identical to FIG. 4.
  • the difference is in the error detection. While in the first embodiment according to FIG. 4 the error detection takes place by means of time evaluation, in the second embodiment according to FIG. 5 the focus is on the evaluation of the working frequency.
  • the calculated upon reaching the threshold voltage U x x at time t is defined as a notional switching point of the comparator oscillator SG and calculates a fictitious working frequency. This should be made clear by the dashed curve of the triangular signal after the switchover point. In the event of an error, a fictitious half of the period occurs, which is shorter than the actual half of the period. Extrapolated accordingly, the fictitious period duration is shortened overall compared to the actual period duration, so that a frequency difference arises.
  • FIG. 6 shows in principle the evaluation circuit known from FIG. 3, which, however, is supplemented by a microcontroller pC.
  • the comparator oscillator SG from FIG. 3 is integrated into this microcontroller pC and, on the other hand, it contains the units necessary for carrying out the method according to the invention: a timer 60, a first processing unit 70 and a CPU 50 as a main processing unit.
  • the elements located outside the microcontroller PC are essentially identical and therefore also designated identically. To avoid repetition, only the elements essential to the invention are discussed below.
  • the output signal of the threshold value comparator SG is fed back in order to control the square-wave generator RG, which is already known from FIG. 3.
  • this signal is fed to the timer 60.
  • the time period behavior of the triangular signal is logged in the timer 60, in particular with regard to the reaching of the set threshold values. From this, depending on whether the first or second embodiment is used, the actual switching time of the triangular signal UCOM or its period duration is derived, which is fed to the CPU 50 in each case.
  • the first processing unit 70 is a module with A / D converter and CPU resources, the other inputs naturally also having integrated A / D converters. This module 70 can of course also be integrated into the CPU unit 50.
  • the CPU 50 itself then calculates the point in time t x at which the set threshold value is fictitiously reached by the straight line and then compares the switching times or the periods or working frequencies derived therefrom. With significant If the two switching times or the two period durations deviate from a predetermined tolerance band, an error signal is generated which is output at the diag_out output.
  • the currently measured pressure value in the form of the voltage signal UR known from FIG. 3 is passed unchanged to the output switch_out or analog_out of the microcontroller pC in order to output the measured pressure values as a switching or analog signal.
  • the sample & flold circuit S&H known from FIG. 3 as part of the evaluation circuit shown there is then also integrated in the microcontroller pC and simulated there functionally identically.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Funktionsüberwachung einer kapazitiven Druckmesszelle (10), die einen Messkondensator (CM) und einen Referenzkondensator (CR) aufweist, die mit einer internen Erregerspannung UE0 in Form eines alternierenden Rechtecksignals beaufschlagt werden. Um die Erkennung eines Fehlereinflusses auf das Messergebnis aufgrund von insbesondere feuchtigkeitsbedingten Kriechströmen zu ermöglichen, wird vorgeschlagen, dass von dem Spannungssignal UCOM während des abfallenden und/oder des ansteigenden Signalverlaufs zu wenigstens zwei definierten Zeitpunkten t1, t2 die entsprechenden Spannungswerte U1, U2 erfasst werden und anhand der beiden Wertepaare t1;U1 und t2;U2 eine Geradengleichung U = f(t) ermittelt wird, wobei mithilfe der Geradengleichung U = f(t) innerhalb des abfallenden bzw. ansteigenden Signalverlaufs der Zeitpunkt tx errechnet wird, an dem der im Komparator-Oszillator (SG) als Schwellwert bzw. Umschaltpunkt eingestellte Spannungswert Ux erreicht wird, wobei - entweder der Zeitpunkt tx mit dem tatsächlichen Umschaltzeitpunkt des Komparator-Oszillators (SG) verglichen und bei signifikanter Abweichung ein Fehlersignal erzeugt wird - oder durch den Zeitpunkt tx ein fiktiver Umschaltpunkt des Komparator- Oszillators (SG) definiert und daraus eine fiktive Arbeitsfrequenz berechnet wird und bei signifikanter Abweichung dieser fiktiven Arbeitsfrequenz von der tatsächlichen Arbeitsfrequenz des Komparator-Oszillators (SG) ein Fehlersignal erzeugt wird.

Description

Verfahren zur Funktionsüberwachung einer kapazitiven Druckmesszelle
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Funktionsüberwachung einer Druckmesszelle eines kapazitiven Drucksensors.
Kapazitive Drucksensoren bzw. Druckmessgeräte werden in vielen Industriebereichen zur Druckmessung eingesetzt. Sie weisen häufig eine keramische Druckmesszelle, als Messwandler für den Prozessdruck, und eine Auswerteelektronik zur Signalverarbeitung auf.
Kapazitive Druckmesszellen bestehen aus einem keramischen Grundkörper und einer Membran, wobei zwischen dem Grundkörper und der Membran ein Glaslotring angeordnet ist. Der sich dadurch ergebende Hohlraum zwischen Grundkörper und Membran ermöglicht die längsgerichtete Beweglichkeit der Membran infolge eines Druckeinflusses. Dieser Hohlraum wird daher auch als Messkammer bezeichnet. An der Unterseite der Membran und an der gegenüberliegenden Oberseite des Grundkörpers sind jeweils Elektroden vorgesehen, die zusammen einen Messkondensator bilden. Durch Druckeinwirkung kommt es zu einer Verformung der Membran, was eine Kapazitätsänderung des Messkondensators zur Folge hat.
Mit Hilfe einer Auswerteeinheit wird die Kapazitätsänderung erfasst und in einen Druckmesswert umgewandelt. In der Regel dienen diese Drucksensoren zur Überwachung oder Steuerung von Prozessen. Sie sind deshalb häufig mit übergeordneten Steuereinheiten (SPS) verbunden.
Aus der DE 19851 506 C1 ist ein kapazitiver Drucksensor bekannt, bei dem der Druckmesswert aus dem Quotienten zweier Kapazitätswerte, eines Messkondensators und eines Referenzkondensators, ermittelt wird. In dieser Patentschrift ist eine Druckmesszelle zwar nicht speziell beschrieben, die dargestellte Schaltung und das beschriebene Verfahren ist aber für kapazitive Druckmesszellen geeignet. Das Besondere an diesem Druckmessgerät ist, dass für die Auswertung des Messsignals am Ausgang, als Maß für den erfassten Druckmesswert, lediglich die Amplitude des Rechtecksignals relevant ist, unabhängig von dessen Frequenz. Aus der EP 0569573 B1 ist eine Schaltungsanordnung für einen kapazitiven Drucksensor bekannt, bei dem ebenfalls ein Quotientenverfahren zur Druckauswertung eingesetzt wird.
Quotientenverfahren gehen in der Regel von folgenden Druckabhängigkeiten aus:
CR , CR , , CM - CR
P - bzw. p - 1 oder p - ,
CM CM CM + CR wobei CM die Kapazität des Messkondensators, CR die Kapazität des Referenzkondensators und p den zu bestimmenden Prozessdruck bezeichnet. Denkbar ist auch die Möglichkeit, CM und CR im Quotienten zu vertauschen. Das angegeben Beispiel mit CM im Nenner stellt allerdings zugunsten der Eigenlinearisierung die gebräuchlichste Form dar. Im Folgenden wird daher von dieser Ausführungsform ausgegangen, sofern nicht anders angegeben.
Die Zuverlässigkeit bei kapazitiven Drucksensoren gewinnt immer mehr an Bedeutung. Eine Optimierung des Messprinzips bei Drucksensoren in Bezug auf mögliche Kriechströme auf der - dem zu messenden Medium abgewandten - Messzellen-Rückseite oder in Teilen der Auswertelektronik zum Zwecke der Eliminierung von möglicherweise durch die Umgebung eingetragenen und zur Kondensierung neigenden Luftfeuchteanteilen wird angestrebt.
Als allgemeiner Stand der Technik bzgl. einer Funktionsüberwachung von kapazitiven Drucksensoren wird die DE 10333 154 A1 und die DE 102014201 529 A1 genannt.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Funktionsüberwachung einer Druckmesszelle eines kapazitiven Drucksensors vorzuschlagen, durch das die Erkennung eines Fehlereinflusses auf das Messergebnis aufgrund von insbesondere feuchtigkeitsbedingten Kriechströmen ermöglicht wird.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass Feuchtigkeit auf der dem zu messenden Medium abgewandten Messzellen-Rückseite oder in Teilen der Auswerteelektronik und die daraus resultierenden Kriechströme eine Veränderung des vom Messkondensator im Zusammenspiel mit einem Komparator-Oszillator erzeugten dreieckförmigen Spannungssignals UCOM nach sich zieht. Anstatt eines gleichmäßig linear ansteigenden und abfallenden Verlaufs stellt sich in dem Fall ein bauchartiger Verlauf ein. Konkret sieht der Verlauf dann so aus, dass sich sowohl während des ansteigenden Verlaufs des Dreiecksignals als auch während des abfallenden Verlaufs die Steilheit abnimmt. Je nachdem, wie groß der resitive Einfluss ist, stellt sich ein mehr oder weniger starker bauchartiger Verlauf ein.
Das erfindungsgemäße Verfahren sieht zur Erkennung derartiger Signalverläufe vor, dass von dem dreieckförmigen Spannungssignal UCOM während des abfallenden und/oder des ansteigenden Signalverlaufs zu wenigstens zwei definierten Zeitpunkten ti, t2 die entsprechenden Spannungswerte Ui, U2 erfasst werden und anhand der beiden Wertepaare ti ; Ui und t2;U2 eine Geradengleichung U = f(t) ermittelt wird. Mithilfe dieser Geradengleichung U = f(t) kann innerhalb des abfallenden bzw. ansteigenden Signalverlaufs der Zeitpunkt tx errechnet werden, an dem der im Komparator-Oszillator als Schwellwert bzw. Umschaltpunkt eingestellte Spannungswert Ux erreicht wird. Für die Analyse und damit für die Fehleranzeige gibt es nun zwei Möglichkeiten: entweder wird ein Fehlersignal erzeugt, wenn der Zeitpunkt tx von dem tatsächlichen Umschaltzeitpunkt des Komparator-Oszillators signifikant abweicht oder wenn die fiktive Arbeitsfrequenz, die durch den zum Zeitpunkt tx definierten fiktiven Umschaltpunkt des Komparator-Oszillators berechnet wird, von der tatsächlichen Arbeitsfrequenz des Komparator-Oszillators signifikant abweicht.
Somit ist es möglich, mit der vorhandenen Auswerteschaltung und damit ohne zusätzliche Bauteile durch eine geschickte Signalauswertung eine Funktionsüberwachung der Druckmesszelle eines kapazitiven Drucksensors durchzuführen und durch Kriechströme hervorgerufene resistive Fehlereinflüsse schnell und frühzeitig zu erkennen.
Alternativ dazu ist auch eine differenzierte Auswertung denkbar, bei der pro Periode des sich differenziert ergebenden Rechtecksignals während zumindest einer Pulsbreite, d.h. entweder eines positiven oder während eines negativen Impulses oder während beiden Impulsen, wenigstens zweimal die Pulshöhe gemessen wird und die gemessenen Spannungswerte in einem Speicher abgelegt werden. Die wenigstens zwei Spannungswerte je Pulsbreite werden dann bspw. durch Differenzbildung betragsmäßig miteinander verglichen und bei einer signifikanten Abweichung zueinander wird entsprechend ein Fehlersignal generiert.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen schematisch:
Figur 1 ein Blockdiagramm eines kapazitiven Druckmessgeräts,
Figur 2 eine schematische Schnittdarstellung einer kapazitiven Druckmesszelle,
Figur 3 eine bekannte Auswerteschaltung für eine kapazitive Druckmesszelle gemäß Figur 2,
Figur 4 eine Gegenüberstellung eines fehlerfreien Spannungssignals und eines durch Kriechströme beeinflussten Spannungssignals gemäß einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Figur 5 eine Gegenüberstellung eines fehlerfreien Spannungssignals und eines durch Kriechströme beeinflussten Spannungssignals gemäß einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens und
Figur 6 die Auswerteschaltung aus Fig. 3, ergänzt um einen Mikrocontroller zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
In Figur 1 ist ein Blockdiagramm eines typischen kapazitiven Druckmessgeräts dargestellt, der zur Messung eines Prozessdrucks p (z. B. von Öl, Milch, Wasser etc.) eingesetzt wird. Das Druckmessgerät 1 ist als Zwei-Leiter-Gerät ausgeführt und besteht im Wesentlichen aus einer Druckmesszelle 10 und einer Auswerteelektronik 20. Die Auswerteelektronik 20 weist eine analoge Auswerteschaltung 30 und einen Mikrocontroller pC auf, in dem das analoge Ausgangssignal der Auswerteschaltung 20 digitalisiert und weiterverarbeitet wird. Der Mikrocontroller pC stellt das Auswerteergebnis als digitales oder analoges Ausgangssignal z. B. einer SPS zur Verfügung. Zur Energieversorgung ist das Druckmessgerät 1 an eine Spannungsversorgungsleitung (12 - 36 V) angeschlossen. Figur 2 zeigt eine typische kapazitive Druckmesszelle 10, wie sie vielfältig bei kapazitiven Druckmessgeräten eingesetzt wird, in schematischer Darstellung. Die Druckmesszelle 10 besteht im Wesentlichen aus einem Grundkörper 12 und einer Membran 14, die über einen Glaslotring 16 miteinander verbunden sind. Der Grundkörper 12 und die Membran 14 begrenzen einen Hohlraum 19, der- vorzugsweise nur bei niedrigen Druckbereichen bis 50 bar - über einen Entlüftungskanal 18 mit der Rückseite der Druckmesszelle 10 verbunden ist.
Sowohl auf dem Grundkörper 12 als auch auf der Membran 14 sind mehrere Elektroden vorgesehen, die einen Referenzkondensator CR und einen Messkondensator CM bilden. Der Messkondensator CM wird durch die Membranelektrode ME und die Mittelelektrode M gebildet, der Referenzkondensator CR durch die Ringelektrode R und die Membranelektrode ME.
Der Prozessdruck p wirkt auf die Membran 14, die sich entsprechend der Druckbeaufschlagung mehr oder weniger durchbiegt, wobei sich im Wesentlichen der Abstand der Membranelektrode ME zur Mittelelektrode M ändert. Dies führt zu einer entsprechenden Kapazitätsänderung des Messkondensators CM. Der Einfluss auf den Referenzkondensator CR ist geringer, da sich der Abstand zwischen Ringelektrode R und Membranelektrode ME weniger stark verändert als der Abstand zwischen Membranelektrode ME zur Mittelelektrode M.
Im Folgenden wird zwischen der Bezeichnung des Kondensators und seinem Kapazitätswert nicht unterschieden. CM und CR bezeichnen deshalb sowohl den Mess- bzw. Referenzkondensator an sich, als auch jeweils dessen Kapazität.
In Figur 3 ist eine bekannte Auswerteschaltung 30 für die Druckmesszelle 10 näher dargestellt. Der Messkondensator CM ist zusammen mit einem Widerstand Ri in einem Integrierzweig IZ und der Referenzkondensator CR zusammen mit einem Widerstand R2 in einem Differenzierzweig DZ angeordnet. Am Eingang des Integrierzweigs IZ liegt eine Rechteckspannung UEO an, die vorzugsweise symmetrisch um 0 Volt alterniert. Die Eingangsspannung UEO wird über den Widerstand Ri und den Messkondensator CM mithilfe eines Operationsverstärkers OP1, der als Integrator arbeitet, in ein linear ansteigendes bzw. abfallendes Spannungssignal (je nach Polarität der Eingangsspannung) umgewandelt, das am Ausgang COM des Integrierzweigs IZ ausgegeben wird. Der Messpunkt P1 liegt dabei durch den Operationsverstärker OP1 virtuell auf Masse.
Der Ausgang COM ist mit einem Schwellwert-Komparator SG verbunden, der einen Rechteckgenerator RG ansteuert. Sobald das Spannungssignal UCOM am Ausgang COM einen Schwellwert über- bzw. unterschreitet, ändert der Komparator SG sein Ausgangssignal, woraufhin der Rechteckgenerator RG seine Ausgangsspannung jeweils invertiert.
Der Differenzierzweig DZ besteht weiter aus einem Operationsverstärkers OP2, einem Spannungsteiler mit den beiden Widerständen R5 und RÖ und einem Rückführungswiderstand R7. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP2 ist mit einer Sample-and-Hold-Schaltung S&H verbunden. Am Ausgang der Sample-and- Hold-Schaltung S&H liegt die Messspannung UMess an, aus der der Prozessdruck p, der auf die Druckmesszelle 10 wirkt, gewonnen wird.
Nachfolgend ist die Funktion dieser Messschaltung näher erläutert. Der Operationsverstärker OP1 sorgt dafür, dass der Verbindungspunkt P1 zwischen dem Widerstand Ri und dem Messkondensator CM virtuell auf Masse gehalten wird. Dadurch fließt ein konstanter Strom h über den Widerstand Ri, der den Messkondensator CM solange auflädt, bis die Rechteckspannung UEO ihr Vorzeichen wechselt.
Aus Figur 3 ist ersichtlich, dass für den Fall Ri= R2 und CM = CR der Messpunkt P2 im Differenzierzweig DZ sogar dann auf dem gleichen Potenzial wie der Messpunkt P1 , also auf Masseniveau, liegt, wenn die Verbindung zwischen dem Messpunkt P2 und dem Operationsverstärker OP2 nicht vorhanden wäre. Dies gilt nicht nur in diesem speziellen Fall, sondern immer dann, wenn die Zeitkonstanten Ri * CM und R2 * CR zueinander gleich sind. Beim Nullpunktabgleich wird dieser Zustand über die variablen Widerstände Ri bzw. R2 entsprechend eingestellt. Wenn sich die Kapazität des Messkondensators CM durch Druckeinwirkung ändert, ist die Bedingung der Gleichheit der Zeitkonstanten im Integrierzweig IZ und im Differenzierzweig DZ nicht mehr gegeben und das Potenzial am Messpunkt P2 würde vom Wert Null abweichen. Dieser Änderung wird aber unmittelbar von dem Operationsverstärker OP2 entgegengewirkt, da der Operationsverstärker OP2 den Verbindungspunkt P2 weiterhin virtuell auf Masse hält. Am Ausgang des Operationsverstärkers OP2 liegt deshalb eine Rechteckspannung UR an, deren Amplitude vom Quotienten der beiden Zeitkonstanten abhängt. Man kann leicht zeigen, dass die Amplitude direkt proportional zum Prozessdruck p ~ CR/CM - 1 ist, wobei die Abhängigkeit im Wesentlichen linear ist. Die Amplitude lässt sich über den Spannungsteiler, der durch die beiden Widerstände Rs und RÖ gebildet wird, einstellen.
Über eine Sample&Hold-Schaltung S&H werden die positive und negative Amplitude A+ bzw. A- des Rechtecksignals betragsmäßig addiert, der Betrag A als Messspannung ÜMess am Ausgang des Operationsverstärkers OP3 ausgegeben und an den Mikrocontroller mq (nicht gezeigt) weitergeleitet. Sie könnte aber auch direkt als Analogwert ausgegeben werden. Die Amplitude der Eingangsspannung UEO, die am Ausgang des Rechteckgenerators RG anliegt, wird in Abhängigkeit der Messspannung ÜMess eingestellt, um eine bessere Linearität zu erzielen. Hierfür ist ein Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen R20 und R10 vorgesehen. Dieser Spannungsteiler ist mit einer Referenzspannung VREF verbunden und vorteilhafterweise abgleichbar.
Die positive Betriebsspannung V+ liegt typischerweise bei +2,5 V und die negative Betriebsspannung V- bei -2,5 V.
In Figur 4 ist eine erste Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt. Zum einen ist das linear ansteigende bzw. abfallendes Spannungssignal UCOM gezeigt, das maßgeblich durch den Messkondensator CM bestimmt ist und am Ausgang COM des Integrierzweigs IZ ausgegeben wird. Die durchgezogene Linie stellt dabei den Idealverlauf dar. Abhängig von den eingestellten Umschaltpunkten im Komparator-Oszillator SG wird daraus die Rechteckspannung UEO generiert, die symmetrisch um 0 Volt alterniert.
Durch die strichpunktierte Linie ist der Signalverlauf des Spannungssignals UCOM dargestellt, wie er sich in dem Fall einstellt, wenn bspw. durch Feuchtigkeit auf der Rückseite der Druckmesszelle 10 oder in Teilen der Auswerteelektronik Kriechströme entstehen. Anstatt eines gleichmäßig linear ansteigenden und abfallenden Verlaufs stellt sich in dem Fall ein bauchartiger Verlauf ein. Konkret sieht der Verlauf dann so aus, dass sich sowohl während des ansteigenden Verlaufs des Dreiecksignals als auch während des abfallenden Verlaufs der Anstieg zunächst zunimmt und dann abnimmt. Je nachdem, wie groß der resistive Einfluss ist, stellt sich ein mehr oder weniger starker bauchartiger Verlauf ein.
Erfindungsgemäß wird von dem Spannungssignal UCOM während des abfallenden und/oder des ansteigenden Signalverlaufs zu wenigstens zwei definierten Zeitpunkten ti, t2 die entsprechenden Spannungswerte Ui, U2 erfasst werden und anhand der beiden Wertepaare ti; Ui und t2; U2 eine Geradengleichung U = f(t) ermittelt. In Fig. 4 ist beispielhaft der Fall dargestellt, dass eine Gerade in den ansteigenden Signalverlauf gelegt ist. Der Zeitpunkt ti entspricht hier dem Umschaltzeitpunkt vom abfallenden in den ansteigenden Signalverlauf, während der Zeitpunkt t2 in der Mitte des ansteigenden Signalverlaufs liegt, sozusagen bei einem Viertel bzw. einem Dreiviertel einer Periode.
Deutlich zu erkennen ist, dass im Falle eines bauchartigen Verlaufs des Spannungssignals UCOM die Gerade am entgegengesetzten Umschaltpunkt den im Komparator SG definierten Schwellwert Ux zum Zeitpunkt tx deutlich früher erreicht als der tatsächliche Umschaltzeitpunkt. Dieser Zeitpunkt tx lässt sich anhand der Geradengleichung leicht berechnen. Durch Vergleich von tx mit dem tatsächlichen Umkehrzeitpunkt ergibt sich eine Zeitdifferenz At. Sollte nun der Zeitpunkt tx signifikant von dem tatsächlichen Umschaltzeitpunkt abweichen, d.h. die Zeitdifferenz At den Wert null signifikant übersteigen, deutet das auf Kriechströme und damit auf resistive Einflüsse auf die Messgenauigkeit hin. Als Ergebnis wird dem Anwender diese Situation in Form eines Fehlersignals angezeigt.
Figur 5 stellt eine zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens dar. Die Ausgangssituation sowie der grundsätzliche Erfindungsgedanke in Form der Geradenbildung ist dabei identisch mit Fig. 4. Der Unterschied besteht in der Fehlererkennung. Während in der ersten Ausführungsform gemäß Fig. 4 die Fehlererkennung mittels Zeitauswertung erfolgt, steht in der zweiten Ausführungsform gemäß Fig. 5 die Auswertung der Arbeitsfrequenz im Mittelpunkt.
Der bei Erreichen der Schwellwertspannung Ux errechnete Zeitpunkt tx wird als fiktiver Umschaltpunkt des Komparator-Oszillators SG definiert und daraus eine fiktive Arbeitsfrequenz berechnet. Verdeutlicht werden soll das durch den gestrichelten Verlauf des Dreiecksignals nach dem Umschaltpunkt. Im Fehlerfall stellt sich eine fiktive Periodenhälfte ein, die kürzer ist als die tatsächliche Periodenhälfte. Entsprechend hochgerechnet verkürzt sich die fiktive Periodendauer insgesamt gegenüber der tatschlichen Periodendauer, so dass sich ein Frequenzunterschied einstellt. Bei Vergleich der beiden Arbeitsfrequenzen und Erkennen einer signifikanten Abweichung dieser fiktiven Arbeitsfrequenz von der tatsächlichen Arbeitsfrequenz des Komparator-Oszillators SG deutet dies wiederrum auf Kriechströme und damit auf resistive Einflüsse auf die Messgenauigkeit hin, was dem Anwender in Form eines Fehlersignals angezeigt wird.
Figur 6 zeigt im Grundsatz die aus Fig. 3 bekannte Auswerteschaltung, welche jedoch um einen Mikrocontroller pC ergänzt ist. In diesen Mikrocontroller pC ist zum einen der Komparator-Oszillator SG aus Fig. 3 integriert und zum anderen enthält er die für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens notwendigen Einheiten: einen Timer 60, eine erste Verarbeitungseinheit 70 und eine CPU 50 als Flaupt- Verarbeitungseinheit. Die sich außerhalb des Mikrocontrollers pC befindlichen Elemente sind im Wesentlichen identisch und deshalb auch identisch bezeichnet. Zur Vermeidung von Wiederholungen wird im Folgenden nur auf die für die Erfindung wesentlichen Elemente eingegangen.
Das Ausgangssignal des Schwellwert-Komparators SG wird zum einen wieder zurückgeführt, um den Rechteckgenerator RG anzusteuern, was bereits aus Fig. 3 bekannt ist. Zum anderen wird dieses Signal dem Timer 60 zugeführt. In dem Timer 60 wird das zeitliche Periodenverhalten des Dreiecksignals protokolliert, insbesondere hinsichtlich des Erreichens der gesetzten Schwellwerte. Daraus wird je nachdem, ob die erste oder zweite Ausführungsform angewendet wird, der tatsächliche Umschaltzeitpunkt des Dreiecksignals UCOM bzw. dessen Periodendauer abgleitet, welche jeweils der CPU 50 zugeführt wird.
Die erste Verarbeitungseinheit 70 ist ein Modul mit A/D-Wandler und CPU- Ressourcen, wobei natürlich auch die anderen Eingänge integrierte A/D-Wandler aufweisen. Dieses Modul 70 kann selbstverständlich auch in die CPU-Einheit 50 integriert sein. In dieser ersten Verarbeitungseinheit 70 erfolgt die Ermittlung der Geradengleichung U = f(t). In der CPU 50 selbst erfolgt dann zum einen die Berechnung des Zeitpunkts tx, zu dem der gesetzte Schwellwert fiktiv von der Gerade erreicht wird und anschließend der Vergleich der Umschaltzeitpunkte oder der daraus abgeleiteten Periodendauern bzw. Arbeitsfrequenzen. Bei signifikanter Abweichung der beiden Umschaltzeitpunkte bzw. der beiden Periodendauern von einem vorgegebenen Toleranzband wird ein Fehlersignal generiert, welches am Ausgang diag_out ausgegeben wird.
Der aktuell gemessene Druckwert in Form des aus Fig. 3 bekannten Spannungssignals UR wird unverändert auf den Ausgang switch_out bzw. analog_out des Mikrocontrollers pC gegeben, um die gemessenen Druckwerte als Schalt- oder Analogsignal auszugeben. Die aus Fig. 3 bekannte Sample&Flold-Schaltung S&H als Teil der dort gezeigten Auswerteschaltung ist dann ebenfalls in den Mikrocontroller pC integriert und dort funktional identisch nachgebildet.
Bezugszeichenliste
1 Druckmessgerät
10 Druckmesszelle 12 Grundkörper
14 Membran
16 Glaslotring
18 Entlüftungskanal
19 Hohlraum
20 Auswerteelektronik 30 Auswerteschaltung
50 Haupt-Verarbeitungseinheit, CPU 60 Timer
70 erste Verarbeitungseinheit CM Messkondensator CR Referenzkondensator
M Mittelelektrode
R Ringelektrode
ME Membranelektrode IZ Integrierzweig
DZ Differenzierzweig SG Schwellwert-Komparator RG Rechteckgenerator

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Funktionsüberwachung einer kapazitiven Druckmesszelle (10), die einen Messkondensator (CM) und einen Referenzkondensator (CR) aufweist, die mit einer internen Erregerspannung UEO in Form eines alternierenden Rechtecksignals beaufschlagt werden, und der Druckmesswert p aus den Kapazitätswerten des Messkondensators (CM) und des Referenzkondensators (CR) gewonnen wird, wobei die Erregerspannung UEO mittels des Messkondensators (CM) durch Integration in ein ansteigendes bzw. abfallendes Spannungssignal UCOM gewandelt wird, und wobei das Spannungssignal UCOM einem Komparator-Oszillator (SG) zugeführt wird, wodurch die Erregerspannung UEO generiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass von dem Spannungssignal UCOM während des abfallenden und/oder des ansteigenden Signalverlaufs zu wenigstens zwei definierten Zeitpunkten ti, t2 die entsprechenden Spannungswerte Ui, U2 erfasst werden und anhand der beiden Wertepaare ti ; Ui und t2;U2 eine Geradengleichung U = f(t) ermittelt wird, wobei mithilfe der Geradengleichung U = f(t) innerhalb des abfallenden bzw. ansteigenden Signalverlaufs der Zeitpunkt tx errechnet wird, an dem der im Komparator-Oszillator (SG) als Schwellwert bzw. Umschaltpunkt eingestellte Spannungswert Ux erreicht wird, wobei
- entweder der Zeitpunkt tx mit dem tatsächlichen Umschaltzeitpunkt des Komparator-Oszillators (SG) verglichen und bei signifikanter Abweichung ein Fehlersignal erzeugt wird
- oder durch den Zeitpunkt tx ein fiktiver Umschaltpunkt des Komparator- Oszillators (SG) definiert und daraus eine fiktive Arbeitsfrequenz berechnet wird und bei signifikanter Abweichung dieser fiktiven Arbeitsfrequenz von der tatsächlichen Arbeitsfrequenz des Komparator-Oszillators (SG) ein Fehlersignal erzeugt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt ti dem Umschaltzeitpunkt des Spannungssignals UCOM entspricht.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt t2 in der ersten Hälfte des abfallenden bzw. ansteigenden Signalverlaufs liegt.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt t2 in der Mitte des abfallenden bzw. ansteigenden Signalverlaufs liegt.
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