WO2021070790A1 - 光信号処理回路、光受信装置及び光信号処理方法 - Google Patents

光信号処理回路、光受信装置及び光信号処理方法 Download PDF

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mimo
signal
subcarrier
frequency domain
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佐藤　正規
栄実 野口
安部　淳一
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an optical signal processing circuit, an optical receiving device, and an optical signal processing method.
  • a digital coherent method has been used in a large-capacity backbone optical communication system exceeding 100 Gbps (Gigabit per second). Further, in such an optical communication system, communication by a multi-level modulation method such as QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) method or 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) has been put into practical use. Further, higher-order multi-level modulation methods such as 32QAM and 64QAM are being developed with the aim of further increasing the capacity.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • 16QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a subcarrier multiplexing method that realizes 1 Tbps transmission by wavelength division multiplexing of a plurality of subcarriers is effective in consideration of feasibility.
  • the subcarrier interval becomes denser, the frequency utilization efficiency improves, so that a technique for transmitting by narrowing the subcarrier multiplex interval becomes important. Therefore, the development of a technique for performing wavelength division multiplexing transmission with a close subcarrier interval is being actively carried out.
  • a technique for performing wavelength division multiplexing transmission with such a close subcarrier interval for example, a technique such as Non-Patent Document 1 is disclosed.
  • the optical transmission system of Non-Patent Document 1 is a communication system that transmits a polarized multiplex multi-valued optical signal of a digital coherent method.
  • NRZ subcarrier signals are wavelength-multiplexed at intervals equal to or less than the baud rate and transmitted, and on the receiving side, linearity by MIMO (Multi Input Multi Output) processing with signals between adjacent subcarriers
  • MIMO Multi Input Multi Output
  • Non-Patent Document 1 In an optical transmission system that exceeds 1 Tbps as in Non-Patent Document 1, the crosstalk of the subcarrier signal is suppressed by performing MIMO processing on the receiving side.
  • the circuit scale on the receiving side may increase when the number of multiplexed subcarrier signals increases.
  • an object of the present disclosure to provide an optical signal processing circuit, an optical receiving device, and an optical signal processing method capable of suppressing an increase in circuit scale.
  • the optical signal processing circuit is a frequency that generates the continuous subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on the continuous subcarrier signal including the target subcarrier signal in the received optical multicarrier signal.
  • a region MIMO equalizer and a time domain MIMO equalizer that generates the target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process based on the continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process.
  • the optical receiver includes an optical receiver for receiving an optical multicarrier signal, a plurality of frequency domain MIMO equalizers, and a plurality of time domain MIMO equalizers, and the plurality of frequency domain MIMOs.
  • each of the equalizers is based on the continuous subcarrier signal including the target subcarrier signal selected for each frequency domain MIMO equalizer in the received optical multicarrier signal.
  • Each of the plurality of time domain MIMO equalizers generates the continuous subcarrier signal of the above, and each of the plurality of time domain MIMO equalizers after the time domain MIMO equalization process is based on the continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process. It generates a target subcarrier signal.
  • the optical signal processing method generates the continuous subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on the continuous subcarrier signal including the target subcarrier signal in the received optical multicarrier signal. Based on the continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process, the target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process is generated.
  • an optical signal processing circuit capable of suppressing an increase in circuit scale.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the structure of the FDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 2 It is a block diagram which shows the structure of the TDE-MIMO equalizer of the comparative example. It is a block diagram which shows the structure of the TDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a graph for demonstrating the effect of Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the FDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the FDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the TDE-MIMO equalizer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the TDE-MIMO equalizer which
  • Non-Patent Document 1 Example 1
  • an optical transmission system that enables flexible transmission path selection such as a transmission system using a ROADM (Reconfigurable Optical Add / Drop Multiplexer) device
  • a signal composed of multiple subcarriers is combined into one signal. It is generally defined as a channel and route control is performed on a channel-by-channel basis.
  • the signal spectrum is cut by the characteristics of an optical switch such as WSS (Wavelength Selective Switch) mounted on the ROADM device, and the signal band is narrowed.
  • WSS Widelength Selective Switch
  • the signal band is narrowed.
  • it is also affected by the limitation of the analog front-end band of the transmitter / receiver and the asymmetric spectral narrowing due to the light source frequency offset.
  • Non-Patent Document 1 discloses a MIMO equalization method in which NRZ type subcarrier signals having a wide signal band are wavelength-multiplexed, but such a wide band NRZ type subcarrier signal is a ROADM device. It is greatly affected by band narrowing associated with passage. When such narrowing of the signal spectrum or asymmetric band narrowing occurs, the band narrowing is performed while effectively canceling the crosstalk between overlapping subcarriers, which is the original purpose of the MIMO equalizer. In order to compensate for the waveform distortion caused by the conversion with high accuracy, the filter characteristics required for the MIMO equalizer become very steep.
  • Non-Patent Document 1 not only the number of taps of the FIR (Finite Impulse Response) filter constituting the MIMO equalizer increases and the circuit scale increases, but also CMA (Constant Modulus Algorithm) or the like is used. There is a problem that the convergence of the coefficient optimization of the MIMO equalizer is deteriorated and the characteristics are greatly deteriorated.
  • FIR Finite Impulse Response
  • CMA Constant Modulus Algorithm
  • FIG. 1 shows the configuration of the wavelength division multiplexing optical transmission system of the comparative example
  • FIG. 2 shows the configuration of the subcarrier multiplexing signal transmitted and received by the wavelength division multiplexing optical transmission system of the comparative example.
  • the wavelength division multiplexing optical transmission system 9 of the comparative example includes an optical transmission device 10 and an optical reception device 90 that perform optical communication via an optical fiber transmission line 31.
  • a ROADM device 32 is arranged on the optical fiber transmission line 31.
  • the optical transmitter 10 includes a plurality of optical transmitters 11 (11-1 to 11-5 in this example) that convert a plurality of subcarrier signals (SUBs) into optical signals to be transmitted, and a plurality of generated optical signals. It is provided with a combiner 12 that combines the two.
  • the optical receiver 90 includes a demultiplexer 21 that separates the received optical signal into a plurality of subcarrier signals, and a plurality of optical receivers 22 that convert the plurality of subcarrier signals that are optical signals into signals that can be processed. (22-1 to 22-5 in this example) and a hybrid MIMO equalizer 900 that performs MIMO equalization processing by two methods are provided.
  • subcarrier signals SUB1 to SUB5 are wavelength-multiplexed to generate one channel signal (Ch), and a subcarrier multiplexing signal including a plurality of channel signals is transmitted and received.
  • Subcarrier signals SUB1 ⁇ SUB5 are subcarrier signal of the NRZ type, are wavelength-multiplexed at intervals of a frequency f 0.
  • the subcarrier signals SUB1 to SUB5 are converted into optical signals by optical transmitters 11-1 to 11-5 each composed of a digital / analog converter, a light source, an optical modulator, and the like. Further, the optical signals from the optical transmitters 11-1 to 11-5 are wavelength-multiplexed by the combiner 12 to generate one channel signal.
  • the channel signal wavelength-multiplexed in this way is further wavelength-multiplexed together with other channel signals, passes through the optical fiber transmission line 31 and the ROADM device 32, and is transmitted to the optical receiver 90.
  • the optical receiver 90 separates the received channel signal into a plurality of subcarrier signals by the duplexer 21.
  • the separated subcarrier signal is transmitted to the hybrid MIMO equalizer 900 via optical receivers 22-1 to 22-5 composed of a coherent mixer, an optical / electric converter, an analog / digital converter, and the like.
  • a crosstalk component between a plurality of subcarriers remains in the subcarrier signal separated by the demultiplexer 21.
  • a crosstalk component between two or three subcarriers may remain. Therefore, each subcarrier signal cannot be demodulated as it is. Therefore, by performing MIMO equalization processing, the crosstalk component can be canceled and the subcarrier signal can be demodulated. That is, in this example, as shown in FIG. 2, since the broadband NRZ type subcarrier signals SUB1 to SUB5 are wavelength-multiplexed, the spectra of the subcarrier signals overlap on the frequency axis and the crosstalk shown by the diagonal line is generated. Occurs. For the subcarrier signal in this crosstalk region, the crosstalk can be suppressed and the subcarrier signal can be separated by performing MIMO equalization processing of each subcarrier signal on the receiving side.
  • the outermost side of the spectrum of the plurality of overlapping NRZ subcarrier signals is sharply cut off. And lose information.
  • the MIMO equalizer on the receiving side suppresses crosstalk between subcarriers, which is the original purpose, and high waveform distortion due to band narrowing, etc.
  • the characteristics of each FIR filter required for the MIMO equalizer become steep, and the number of taps increases significantly.
  • Non-Patent Document 1 the circuit scale is increased, and even if the number of taps can be increased, the convergence of the blind equalization algorithm represented by CMA deteriorates. As a result, the signal quality is deteriorated.
  • the MIMO equalizer (hereinafter referred to as FDE-MIMO equalizer) 910 and the time domain MIMO equalizer by the FDE (Frequency-Domain Equalizer) which is the frequency domain MIMO equalizer are used.
  • the MIMO equalization process is performed by a hybrid MIMO equalizer 900 having a MIMO equalizer (hereinafter referred to as TDE-MIMO equalizer) 920 by a TDE (Time-Domain Equalizer) which is a vessel.
  • the FDE has a filter configuration in which a received signal sequence is once converted into a frequency domain by FFT (Fast Fourier Transform) processing, multiplied by a filter shape, and returned to the time domain by IFFT (Inverse Fast Fourier Transform).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the number of frequency domain filter coefficients of FDE is equivalent to the size of FFT / IFFT, and is one digit or more larger than the number of time domain tap coefficients of TDE.
  • FDE is not suitable for equalizers that compensate for waveform distortion with dynamic fluctuations, but it is very effective for compensating for static or very slow fluctuation waveform distortion with high accuracy.
  • the circuit scale can be suppressed and the TDE can cope with dynamic fluctuations.
  • TDE is not suitable for realizing highly accurate and steep filter characteristics due to the problem of circuit scale due to the increase in the number of taps.
  • FIG. 3 shows an outline of the MIMO equalization process of the comparative example.
  • the received subcarrier signals SUB1 to SUB5 are subjected to FDE-MIMO equalization processing by the FDE-MIMO equalizer 910, and the subcarriers after the FDE-MIMO equalization processing are performed.
  • Generate signals SUB1 to SUB5 S901.
  • the subcarrier signals SUB1 to SUB5 after the FDE-MIMO equalization process are subjected to the TDE-MIMO equalization process by the TDE-MIMO equalizer 920, and the demodulatorable subcarrier signals SUB1 to SUB1 to the TDE-MIMO process are performed.
  • Generate SUB5 (S902).
  • the FDE-MIMO equalizer 910 becomes a 10 ⁇ 10 MIMO equalizer
  • the TDE-MIMO equalizer 920 becomes a 10 ⁇ 10 MIMO equalizer. It becomes a 10 ⁇ 10 MIMO equalizer.
  • the N ⁇ N MIMO equalizer is a MIMO equalizer in which the input signal ⁇ output signal is N ⁇ N, and the number of FIR filters (or filter coefficient multipliers) constituting the equalizer is N. ⁇ N MIMO equalizers.
  • the FDE-MIMO equalizer has the feature that a steep and highly accurate filter can be realized with high circuit mounting efficiency, and the TDE-MIMO equalizer has the feature that crosstalk compensation can be performed dynamically and adaptively. There is.
  • the circuit scale It is possible to suppress the increase as much as possible and to compensate for the crosstalk between the subcarriers while suppressing the deterioration of the characteristics of the MIMO equalizer.
  • the MIMO equalizers are 10 ⁇ 10 FDE-MIMO equalizer and 10 ⁇ 10 TDE-MIMO equalizer. It becomes a vessel.
  • each equalizer is composed of 100 FIR filters (or filter coefficient multipliers). Then, when the number of subcarrier signals to be multiplexed or the number of polarization multiplex increases, the number of FIR filters (or filter coefficient multipliers) of the MIMO equalizer increases in proportion to the increase, so that the circuit scale increases. There's a problem.
  • FIG. 4 shows an outline of the optical signal processing circuit 1 according to the embodiment
  • FIG. 5 shows an outline of the optical receiving device according to the embodiment.
  • the optical signal processing circuit 1 includes an FDE-MIMO equalizer (frequency domain MIMO equalizer) 2 and a TDE-MIMO equalizer (time domain MIMO equalizer) 3.
  • the FDE-MIMO equalizer 2 generates a continuous subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on a continuous subcarrier signal including a target subcarrier signal in the received channel signal (optical multicarrier signal).
  • the TDE-MIMO equalizer 3 generates a target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process based on the continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process.
  • the FDE-MIMO equalizer 2 has (2N + 1) ⁇ ( 2N + 1) FDE-MIMO equalizer
  • TDE-MIMO equalizer 3 is (2N + 1) ⁇ 1 TDE-MIMO equalizer.
  • the number of inputs and the number of outputs of each equalizer are proportional to the number of polarization multiplexes. For example, when the channel signal is 3 subcarriers and 2 polarization multiplexing, it becomes a 6 ⁇ 6 FDE-MIMO equalizer and a 6 ⁇ 2 TDE-MIMO equalizer.
  • the optical receiver 5 includes an optical receiver 4 and a plurality of optical signal processing circuits 1.
  • the optical receiver 4 receives a channel signal in which a plurality of subcarrier signals are multiplexed.
  • Each of the plurality of optical signal processing circuits 1 performs FDE-MIMO equalization processing and TDE-MIMO for continuous subcarrier signals including the target subcarrier signal selected for each optical signal processing circuit 1 in the received channel signal.
  • the optical signal processing circuit 1a (first optical signal processing circuit) among the plurality of optical signal processing circuits 1 includes an FDE-MIMO equalizer 2a (first FDE-MIMO equalizer) and a TDE-MIMO.
  • the FDE-MIMO equalizer 2a is based on the first continuous subcarrier signal including the first target subcarrier signal in the received channel signal, and the first continuous subcarrier after the frequency domain MIMO equalization process.
  • a signal is generated, and the TDE-MIMO equalizer 3a generates a first target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process based on the first continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process.
  • the optical signal processing circuit 1b among the plurality of optical signal processing circuits 1 includes an FDE-MIMO equalizer 2b (second FDE-MIMO equalizer) and a TDE-MIMO. It is equipped with an equalizer 3b (second TDE-MIMO equalizer).
  • the FDE-MIMO equalizer 2b is based on the second continuous subcarrier signal including the second target subcarrier signal in the received channel signal, and the second continuous subcarrier after the frequency domain MIMO equalization process.
  • a signal is generated, and the TDE-MIMO equalizer 3b generates a second target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process based on the second continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process.
  • crosstalk between subcarriers is performed by equalizing the continuous subcarrier signal including the target subcarrier signal with the FDE-MIMO equalizer and the TDE-MIMO equalizer as the processing unit. While suppressing the circuit scale, the circuit scale can be further reduced as compared with the comparative example.
  • FIG. 6 shows the configuration of the wavelength division multiplexing optical transmission system according to the present embodiment.
  • the wavelength division multiplexing optical transmission system 6 according to the present embodiment includes an optical transmission device 10 and an optical reception device 20 that perform optical communication via an optical fiber transmission line 31 as in a comparative example. ing.
  • the comparative example as described with reference to FIG. 2, five subcarrier signals are wavelength-multiplexed to generate one channel signal, and the subcarrier multiplexed signal is transmitted and received.
  • the configuration of the hybrid MIMO equalizer on the receiving side is mainly different from that of the comparative example of FIG. 1 described above, and the other parts are the same as those of the comparative example.
  • the hybrid MIMO equalizer 100 includes a plurality of FDE-MIMO equalizers 110 and a plurality of TDE-MIMO equalizers 120.
  • FDE-MIMO equalizers 110-1 to 110-5 and TDE-MIMO equalizers 120-1 to 120-5 are provided.
  • the optical receivers 22-1 to 22-5 input the subcarrier signals required by the FDE-MIMO equalizers 110-1 to 110-5 to the FDE-MIMO equalizers 110 to 110-5, respectively.
  • the optical receivers 22-1 to 22-5 may be one optical receiver or an arbitrary number of optical receivers.
  • the basic functions of the FDE-MIMO equalizer 110 and the TDE-MIMO equalizer 120 are the same as in the comparative example. That is, the FDE-MIMO equalizer 110 can compensate for the waveform distortion of static fluctuations with high accuracy, and can efficiently implement a steep filter characteristic in a circuit. Such an FDE-MIMO equalizer 110 has almost no fluctuation once the transmission path is determined, such as the influence of band narrowing due to the passage of the ROADM device 32, temperature fluctuations such as light source frequency offset, and aging deterioration. It is possible to highly accurately equalize asymmetric spectral stenosis and the like caused by very slow fluctuations, and effectively cancel static crosstalk between subcarriers.
  • the FDE-MIMO equalizer 110 It is not possible to completely compensate for crosstalk between subcarriers only by static equalization by the FDE-MIMO equalizer 110 with a predetermined filter coefficient, and crosstalk fluctuations, waveform distortions, etc. due to polarization fluctuations, etc. Residual crosstalk and residual waveform distortion components due to various causes remain. Therefore, next, the output of the FDE-MIMO equalizer 110 is equalized using the TDE-MIMO equalizer 120.
  • the TDE-MIMO equalizer 120 compensates for the residual dynamic variation waveform distortion. Since the TDE-MIMO equalizer 120 updates the tap coefficient in real time using an algorithm such as CMA, it is possible to adaptively equalize crosstalk and waveform distortion accompanied by fluctuations, and FDE. -Residual crosstalk and waveform distortion that could not be suppressed by the MIMO equalizer 110 alone are appropriately compensated, and the subcarrier signal can be suitably demodulated.
  • the subcarrier signal group SUBG includes a target subcarrier signal and a subcarrier signal that causes crosstalk with respect to the target subcarrier signal.
  • the subcarrier signal (crosstalk induced signal) that causes crosstalk is a signal that overlaps with the target subcarrier signal in the frequency domain, and is, for example, an adjacent subcarrier signal adjacent to the target subcarrier signal in the frequency domain.
  • the subcarrier signal that causes crosstalk is not limited to the adjacent subcarrier signal, and may include a plurality of subcarrier signals.
  • the subcarrier signal SUB3 is used as the target subcarrier signal among the subcarrier signals SUB1 to SUB5, the subcarrier signal SUB3 and the adjacent subcarrier signals SUB2 and SUB4 in the frequency domain overlap with each other. Crosstalk occurs.
  • the subcarrier signals SUB1 and SUB5 further separated from the subcarrier signal SUB3 do not overlap with the subcarrier signal SUB3 in the frequency domain, crosstalk does not occur.
  • the subcarrier signals SUB2 to SUB4 including the target subcarrier signal SUB3 and the adjacent subcarrier signals SUB2 and SUB4 can cause crosstalk.
  • MIMO equalization processing is performed as SUBG.
  • the target subcarrier signal is the subcarrier signal SUB1
  • the subcarrier signals SUB1 and SUB2 including the target subcarrier signal SUB1 and the adjacent subcarrier signal SUB2 are designated as the subcarrier signal group SUBG in which crosstalk can occur, such as MIMO.
  • the number of subcarrier signals included in the channel signal is not limited to 5, and may be any number, and the number of subcarrier signals of the subcarrier signal group SUBG is not limited to 3, and may be any number.
  • the FDE-MIMO equalizers 110-1 to 110-5 and the TDE-MIMO equalizers 120-1 to 120-5 are intended for the subcarrier signals SUB1 to SUB5, respectively.
  • MIMO processing is performed by using a subcarrier signal and a 3 subcarrier signal (or 2 subcarrier signals) including each subcarrier signal as a subcarrier signal group SUBG.
  • the FDE-MIMO equalizer 110-1 and the TDE-MIMO equalizer 120-1 use the subcarrier signal SUB1 as the target subcarrier signal and the subcarrier signals SUB1 and SUB2 as the subcarrier signal group SUBG.
  • the FDE-MIMO equalizer 110-2 and the TDE-MIMO equalizer 120-2 use the subcarrier signal SUB2 as the target subcarrier signal and the subcarrier signals SUB1 to SUB3 as the subcarrier signal group SUBG. The same applies to the FDE-MIMO equalizers 110-3 to 110-5 and the TDE-MIMO equalizers 120-1 to 120-5.
  • FIG. 7 shows an outline of the MIMO equalization process according to the present embodiment.
  • the subcarrier signal group SUBGs selected for the received subcarrier signals SUB1 to SUB5 are subjected to FDE by the FDE-MIMO equalizers 110-1 to 110-5.
  • -MIMO equalization processing is performed to generate a subcarrier signal group SUBG after FDE-MIMO equalization processing (S101).
  • the subcarrier signal group SUBG after the FDE-MIMO equalization process is subjected to the TDE-MIMO equalization process with the TDE-MIMO equalizers 120-1 to 120-5, respectively, and can be demodulated after the TDE-MIMO process.
  • Subcarrier signals SUB1 to SUB5 are generated (S102).
  • the FDE-MIMO equalizer 110-1 inputs the subcarrier signals SUB1 and SUB2 to perform the FDE-MIMO equalization process, and performs the FDE-MIMO equalization process to obtain the subcarrier signals SUB1 and SUB2 after the FDE-MIMO equalization process.
  • the TDE-MIMO equalizer 120-1 inputs the subcarrier signals SUB1 and SUB2 after the FDE-MIMO equalization process, performs the TDE-MIMO equalization process, and outputs the subcarrier signal SUB1 after the TDE-MIMO process. To do.
  • the FDE-MIMO equalizer 110-2 inputs the subcarrier signals SUB1 to SUB3, performs FDE-MIMO equalization processing, and outputs the subcarrier signals SUB1 to SUB3 after the FDE-MIMO equalization processing.
  • the TDE-MIMO equalizer 120-2 inputs the subcarrier signals SUB1 to SUB3 after the FDE-MIMO equalization process, performs the TDE-MIMO equalization process, and outputs the subcarrier signal SUB2 after the TDE-MIMO process. To do. The same applies to the FDE-MIMO equalizers 110-3 to 110-5 and the TDE-MIMO equalizers 120-1 to 120-5.
  • the FDE-MIMO equalizer 110 becomes a 6 ⁇ 6 MIMO equalizer
  • the TDE-MIMO equalizer 120 Is a 6 ⁇ 2 MIMO equalizer.
  • the polarization multiplex number of the subcarrier signal is not limited to 2, and may be any number.
  • FIG. 8 shows a specific configuration of the FDE-MIMO equalizer of the comparative example.
  • the FDE-MIMO equalizer 910 includes an FFT circuit 111, an FDE-MIMO core circuit 912, an IFFT circuit 113, and a filter coefficient multiplier 114.
  • the FDE-MIMO equalizer 910 inputs the received subcarrier signal SUB [N] and the adjacent subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1].
  • the FDE-MIMO equalized subcarrier signal SUB [N] and the adjacent subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] are output.
  • each subcarrier signal includes an X polarization component / Y polarization component.
  • the FFT circuit 111 is provided with each subcarrier signal in the input time domain (Stinx [n + 1], Stiny [n + 1], Stinx [n], Stiny [n], Stinx [n-1], Stiny [n-1]). Is converted into a subcarrier signal in the frequency domain (Sfinx [n + 1], Sfiny [n + 1], Sfinx [n], Sfiny [n], Sfinx [n-1], Sfiny [n-1]), and the converted frequency.
  • the subcarrier signal of the domain is output to the FDE-MIMO core circuit 912.
  • the FDE-MIMO core circuit 912 performs FDE-MIMO equalization processing on each subcarrier signal in the frequency domain, and subcarrier signals in the frequency domain after crosstalk and band narrowing are compensated (FDE-MIMO equalization processing).
  • Sfoutx [n + 1], Sfouty [n + 1], Sfoutx [n], Sfouty [n], Sfoutx [n-1], Sfouty [n-1]) are output to the IFFT circuit 113.
  • the FDE-MIMO core circuit 912 compensates for waveform distortion due to crosstalk components and band narrowing with a 6 ⁇ 6 filter configuration. While TDE is composed of an FIR filter that realizes a convolution operation, FDE can be realized by a filter coefficient multiplier 114 that only multiplies filter characteristics (filter coefficients H11 to H66). That is, the FDE-MIMO equalizer 910 is a 6 ⁇ 6 FDE-MIMO equalizer composed of 6 ⁇ 6 filter coefficient multipliers 114. That is, the FDE-MIMO equalizer 910 includes 36 filter coefficient multipliers 114 with filter coefficients H11 to H66. As a result, the FDE-MIMO core circuit 912 with steep and highly accurate filter characteristics can be efficiently mounted.
  • the filter coefficient multiplier 114 is arranged in a matrix of 6 rows ⁇ 6 columns.
  • Filter coefficient multipliers 114 with filter coefficients H11 to H16 for inputting Sfinx [n + 1] are arranged in the first line (input line of Sfinx [n + 1]), and in the second line (input line of Sfiny [n + 1]).
  • Filter coefficient multipliers 114 with filter coefficients H21 to H26 for inputting Sfiny [n + 1] are arranged. That is, the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H11 to H16 and H21 to H26 is a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H31 to H36 and H41 to H46 is a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N].
  • the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H51 to H56 and H61 to H66 is a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N-1].
  • the filter coefficient multipliers 114 of the filter coefficients H11, H21, H31, H41, H51, and H61 for outputting Sfoutx [n + 1] are arranged, and the second column ( In the output sequence of Sfouty [n + 1]), filter coefficient multipliers 114 having filter coefficients H12, H22, H32, H42, H52, and H62 for outputting Sfouty [n + 1] are arranged.
  • the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H11 to H12, H21 to H22, H31 to H32, H41 to H42, H51 to H52, and H61 to H62 is a circuit that outputs the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the filter coefficient multipliers 114 of the filter coefficients H11 to H12, H21 to H22, H31 to H32, H41 to H42, H51 to H52, and H61 to H62 are subcarrier signals SUB [N + 1], SUB [N], and SUB. This is a circuit that inputs [N-1] and outputs a subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the filter coefficient multipliers 114 of the filter coefficients H13 to H14, H23 to H24, H33 to H34, H43 to H44, H53 to H54, and H63 to H64 have subcarrier signals SUB [N + 1], SUB [N], and SUB.
  • This is a circuit that inputs [N-1] and outputs a subcarrier signal SUB [N].
  • the filter coefficient multipliers 114 of the filter coefficients H15 to H16, H25 to H26, H35 to H36, H45 to H46, H55 to H56, and H65 to H66 are subcarrier signals SUB [N + 1], SUB [N], and SUB [N-. 1] is input, and the subcarrier signal SUB [N-1] is output.
  • the subcarrier signals SUB [N] and SUB [N-1] are used, and the subcarrier after FDE-MIMO processing is used.
  • the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] are used to generate the subcarrier signal SUB [N] after FDE-MIMO processing. ..
  • Sfoutx [n] Sfinx [n + 1] multiplied by the filter coefficient H13 of frequency + f 0 (the subcarrier adjacent to the positive side) and Sfiny [n + 1] multiplied by the filter coefficient H23 of frequency + f 0.
  • the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N] are used to generate the subcarrier signal SUB [N-1] after FDE-MIMO processing. To do. For example, when Sfoutx [n-1] is generated, Sfinx [n + 1] multiplied by the filter coefficient H15 of the frequency + 2f 0 (two subcarriers adjacent to the positive side) is multiplied by the filter coefficient H25 of the frequency + 2f 0.
  • each subcarrier signal that has been subjected to FDE-MIMO equalization processing by the FDE-MIMO core circuit 912 is again subjected to time domain subcarrier signals (Stoutx [n + 1], Stouty [n + 1], Stoutx [n], Stouty. It is converted into [n], Stoutx [n-1], Stouty [n-1]), and the subcarrier signal in the converted time domain is output to the subsequent TDE-MIMO equalizer 920.
  • FIG. 9 shows a specific configuration of the FDE-MIMO equalizer according to the present embodiment.
  • the FDE-MIMO equalizer 110 includes an FFT circuit 111, an FDE-MIMO core circuit 112, an IFFT circuit 113, and a filter coefficient multiplier 114, as in the comparative example.
  • the subcarrier signal SUB [N] and the target subcarrier signal are used, and the subcarrier signals SUB [N-1], SUB [N] and SUB [N + 1] are used as the subcarrier signal SUBG.
  • the FDE-MIMO equalizer 110 inputs the received subcarrier signal SUB [N] and the adjacent subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1], and the FDE-MIMO equalized subcarrier signal SUB. [N] and adjacent subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] are output. Further, each subcarrier signal includes an X polarization component / Y polarization component.
  • the configuration of the FDE-MIMO core circuit is different from that of the comparative example. That is, the FDE-MIMO core circuit 112 has a 6 ⁇ 6 filter configuration similar to that of the comparative example, and the FDE-MIMO equalizer 110 is a 6 ⁇ 6 FDE-MIMO equalizer, but in the present embodiment. , A part of the filter coefficient multiplier 114 constituting the FDE-MIMO equalizer is deleted with respect to the comparative example.
  • the filter coefficient multiplier 114 that is not used in the calculation is deleted. Thereby, in this example, eight filter coefficient multipliers 114 can be reduced as compared with the comparative example.
  • the FDE-MIMO core circuit 112 includes only 28 filter coefficient multipliers H11 to H14, H21 to H24, H31 to H36, H41 to H46, H53 to H56, and H63 to H66. ..
  • the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H11 to H14 and H21 to H24 becomes a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H31 to H36 and H41 to H46 is a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N] as in the comparative example.
  • the filter coefficient multiplier 114 of the filter coefficients H53 to H56 and H63 to H66 serves as a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N-1].
  • the filter coefficient multipliers 114 having filter coefficients H11 to H12, H21 to H22, H31 to H32, and H41 to H42 are subcarrier signal SUB [N + 1] (first subcarrier signal) and subcarrier signal SUB [N]. It is a circuit (first FDE-MIMO equalization circuit) that inputs (second subcarrier signal) and outputs subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the filter coefficient multipliers 114 of the filter coefficients H13 to H14, H23 to H24, H33 to H34, H43 to H44, H53 to H54, and H63 to H64 are subcarrier signals SUB [N + 1] (first), as in the comparative example.
  • Subcarrier signal), subcarrier signal SUB [N] (second subcarrier signal) and subcarrier signal SUB [N-1] (third subcarrier signal) are input, and the subcarrier signal SUB [N] is input. It becomes an output circuit (second FDE-MIMO equalization circuit).
  • the filter coefficient multipliers 114 having filter coefficients H35 to H36, H45 to H46, H55 to H56, and H65 to H66 are subcarrier signal SUB [N] (second subcarrier signal) and subcarrier signal SUB [N-1]. It is a circuit (second FDE-MIMO equalization circuit) that inputs (third subcarrier signal) and outputs subcarrier signal SUB [N-1].
  • the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H13, H14, H23, H24, H33, H34, H43, H44, H53, H54, H63, H64) used for the calculation of the subcarrier signal SUB [N] is not deleted. .. That is, as in the comparative example, by adding the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] to the subcarrier signal SUB [N], the subcarrier signal SUB [N] after FDE-MIMO processing can be obtained. Generate. As a result, MIMO equalization processing can be performed using the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] that are vertically adjacent to the subcarrier signal SUB [N] in the frequency domain.
  • the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H11, H12, H21, H22, H31, H32, H41, H42) used for the calculation of the subcarrier signal SUB [N + 1] is left, and the subcarrier signal shown in the region A1 is left.
  • the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H51, H52, H61, H62) that is not used in the calculation of SUB [N + 1] is deleted.
  • the subcarrier signal SUB [N + 1] after the FDE-MIMO processing is generated by adding the subcarrier signal SUB [N] to the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • MIMO equalization processing can be performed using only the subcarrier signal SUB [N] adjacent to the lower side in the frequency domain with respect to the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H35, H36, H45, H46, H55, H56, H65, H66) used for the calculation of the subcarrier signal SUB [N-1] is left, and the sub shown in the area A2 is left.
  • the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H15, H16, H25, H26) that is not used in the calculation of the carrier signal SUB [N-1] is deleted.
  • the subcarrier signal SUB [N-1] after the FDE-MIMO processing is generated by adding the subcarrier signal SUB [N] to the subcarrier signal SUB [N-1].
  • MIMO equalization processing can be performed using only the subcarrier signal SUB [N] adjacent to the upper side of the subcarrier signal SUB [N-1] in the frequency domain.
  • Each filter coefficient of the filter coefficient multiplier 114 differs depending on the transmission path and the characteristics of the system, but since it is static, the method of training at system startup and the characteristics of each transmission path / system in advance are determined. A method of evaluating and pre-calculating the optimum filter coefficient can be considered.
  • the actual filter coefficient may be updated.
  • a known pilot tone or training pattern may be embedded in the signal itself to determine the filter coefficient, including static and quasi-static fluctuations.
  • FIG. 10 shows a specific configuration of the TDE-MIMO equalizer of the comparative example.
  • the TDE-MIMO equalizer 920 includes a TDE-MIMO core equalizer 921, a filter coefficient update unit 122, and an FIR filter 123.
  • the TDE-MIMO equalizer 920 includes a subcarrier signal SUB [N] and an adjacent subcarrier signal SUB that have been subjected to FDE-MIMO equalization processing by the FDE-MIMO equalizer 910.
  • each subcarrier signal includes an X polarization component / Y polarization component.
  • each subcarrier signal in the input time domain (Stinx [n + 1], Stiny [n + 1], Stinx [n], Stiny [n], Stinx [n-1], Stiny [ TDE-MIMO equalization processing is performed on n-1]), and subcarrier signals (Sfoutx [n + 1], Sfouty [n + 1], Sfoutx [n], Sfouty [n] in the time domain after the TDE-MIMO equalization processing are performed. ], Sfoutx [n-1], Sfouty [n-1]).
  • the TDE-MIMO core equalizer 921 is provided with 6 ⁇ 6 time domain FIR filters 123 in order to suitably separate the six time domain signals. That is, the TDE-MIMO equalizer 920 is a 6 ⁇ 6 TDE-MIMO equalizer composed of 6 ⁇ 6 FIR filters 123. That is, the TDE-MIMO core equalizer 921 includes an FIR filter 123 having 36 tap coefficients W11 to W66.
  • the TDE-MIMO equalizer 920 outputs weighted additions of components between subcarriers.
  • the tap coefficients (W11 to W66) of each FIR filter 123 are set to tap coefficients of about 10 to 20 taps, respectively, from the viewpoint of circuit scale and dynamic coefficient update.
  • the FIR filters 123 are arranged in a matrix of 6 rows ⁇ 6 columns.
  • FIR filters 123 with tap coefficients W11 to W16 for inputting Stinx [n + 1] are arranged in the first line (input line of Stinx [n + 1]), and Stiny [is input in the second line (input line of Stiny [n + 1]).
  • FIR filters 123 having tap coefficients W21 to W26 for inputting [n + 1] are arranged. That is, the FIR filters 123 having tap coefficients W11 to W16 and W21 to W26 are circuits for inputting the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W31 to W36 and W41 to W46 are circuits for inputting the subcarrier signal SUB [N].
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W51 to H56 and W61 to H66 are circuits for inputting the subcarrier signal SUB [N-1].
  • FIR filters 123 having tap coefficients W11, W21, W31, W41, W51, and W61 for outputting Stoutx [n + 1] are arranged, and the FIR filters 123 of the tap coefficients W11, W21, W31, W41, W51, and W61 are arranged, and the FIR filters 123 are arranged in the second column (Stouty [n + 1]
  • An FIR filter 123 having tap coefficients W12, W22, W32, W42, W52, and W62 for outputting Stouty [n + 1] is arranged in the output string of n + 1].
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W11 to W12, W21 to W22, W31 to W32, W41 to W42, W51 to W52, and W61 to W62 are circuits that output the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W11 to W12, W21 to W22, W31 to W32, W41 to W42, W51 to W52, and W61 to W62 have subcarrier signals SUB [N + 1], SUB [N], and SUB [N]. -1] is input and the subcarrier signal SUB [N + 1] is output.
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W13 to W14, W23 to W24, W33 to W34, W43 to W44, W53 to W54, and W63 to W64 have subcarrier signals SUB [N + 1], SUB [N], and SUB [N]. -1] is input, and the subcarrier signal SUB [N] is output.
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W15 to W16, W25 to W26, W35 to W36, W45 to W46, W55 to W56, and W65 to W66 are subcarrier signals SUB [N + 1], SUB [N], and SUB [N-1]. Is a circuit that inputs and outputs a subcarrier signal SUB [N-1].
  • the subcarrier signals SUB [N] and SUB [N-1] are used, and the subcarrier after TDE-MIMO processing is used.
  • Stinx [n] FIR-filtered with a tap coefficient W31 of the carrier
  • Stiny [n] FIR-filtered with a tap coefficient W41 of frequency -f 0
  • frequency -2f 0 two subcarriers next to each other on the negative side.
  • the FIR-filtered Stinx [n-1] with the tap coefficient W51 and the FIR-filtered Stiny [n-1] with the tap coefficient W61 of frequency -2f 0 are added.
  • the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] are used to generate the subcarrier signal SUB [N] after TDE-MIMO processing. ..
  • FIR filter processing is performed with Tinx [n + 1] that has been FIR-filtered with a tap coefficient W13 of frequency + f 0 (the subcarrier adjacent to the positive side) and Stinx [n + 1] that has been FIR filtered with a tap coefficient W23 of frequency + f 0.
  • Stiny [n + 1] FIR-filtered Stinx [n] with tap coefficient W33, FIR-filtered Stiny [n] with tap coefficient W43, and tap coefficient of frequency -f 0 (subcarrier next to the negative side). and Stinx [n-1] that FIR filtering with W53, adding the Stiny [n-1] that FIR filter with tap coefficients W63 frequency -f 0.
  • the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N] are used to generate the subcarrier signal SUB [N-1] after TDE-MIMO processing.
  • the tap coefficient W25 of frequency + 2f 0 (subcarriers adjacent to the two on the positive side) is used for FIR-filtered Stinx [n + 1] and the tap coefficient W25 of frequency + 2f 0.
  • FIR-filtered Stiny [n + 1] FIR-filtered Stinx [n] with a tap coefficient W35 of frequency + f 0 (subcarrier next to the positive side), and FIR-filtered Stiny with a tap coefficient W45 of frequency + f 0. [N]
  • Stinx [n-1] that has been FIR-filtered with the tap coefficient W55, and Stiny [n-1] that has been FIR-filtered with the tap coefficient W65 are added.
  • FIG. 11 shows a specific configuration of the TDE-MIMO equalizer according to the present embodiment.
  • the TDE-MIMO equalizer 120 includes a TDE-MIMO core equalizer 121, a filter coefficient update unit 122, and an FIR filter 123, as in the comparative example.
  • the subcarrier signal SUB [N] and the target subcarrier signal are used, and the subcarrier signals SUB [N-1], SUB [N] and SUB [N + 1] are used. Let it be a subcarrier signal SUBG.
  • the TDE-MIMO equalizer 120 inputs the subcarrier signal SUB [N] processed by the FDE-MIMO equalizer 110 and the adjacent subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1]. Then, the FDE-MIMO equalized subcarrier signal SUB [N] is output. Further, each subcarrier signal includes an X polarization component / Y polarization component.
  • the configuration of the TDE-MIMO core equalizer is different from that of the comparative example. That is, the TDE-MIMO core equalizer 121 has a 6 ⁇ 2 filter configuration unlike the comparative example, and the TDE-MIMO equalizer 120 is a 6 ⁇ 2 FDE-MIMO equalizer.
  • each subcarrier signal in the input time domain (Stinx [n + 1], Stiny [n + 1], Stinx [n], Stiny [n], Stinx [n-1], TDE-MIMO equalization processing is performed on Stiny [n-1]), and subcarrier signals (Sfoutx [n], Sfouty [n]) in the time domain after the TDE-MIMO equalization processing are output. Therefore, in the present embodiment, some FIR filters 123 constituting the TDE-MIMO equalizer are deleted from the comparative example.
  • each subcarrier signal is processed in parallel by the FDE-MIMO equalizer and the TDE-MIMO equalizer. Then, since the output of the TDE-MIMO equalizer 120 is only the target subcarrier signal, in this example, the FIR filter 123 other than that used for the output of the central subcarrier signal is deleted. Thereby, in this example, 24 FIR filters 123 can be reduced as compared with the comparative example.
  • the TDE-MIMO core equalizer 121 includes only the FIR filters 123 having 12 tap coefficients W13 to W14, W23 to W24, W33 to W34, W43 to W44, W53 to W54, and W63 to W64. ..
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W13 to W14 and H23 to H24 serve as a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N + 1].
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W33 to H34 and H43 to H44 serve as a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N].
  • the FIR filter 123 having tap coefficients W53 to H54 and H63 to H64 serves as a circuit for inputting the subcarrier signal SUB [N-1].
  • the FIR filters 123 having tap coefficients W13 to W14, W23 to W24, W33 to W34, W43 to W44, W53 to W54, and W63 to W64 are subcarrier signals SUB [N + 1] (first), as in the comparative example.
  • Subcarrier signal), subcarrier signal SUB [N] (second subcarrier signal) and subcarrier signal SUB [N-1] (third subcarrier signal) are input, and the subcarrier signal SUB [N] is input. It becomes an output circuit (TDE-MIMO equalization circuit).
  • the FIR filters 123 (tap coefficients W13, W14, W23, W24, W33, W34, W43, W44, W53, W54, W63, W64) used for the calculation of the subcarrier signal SUB [N] are not deleted. That is, by adding the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] to the subcarrier signal SUB [N], the subcarrier signal SUB [N] after the TDE-MIMO processing is generated.
  • the FIR filters (tap coefficients W11, W12, W21, W22, W31, W32, W41, W42, W51, W52, W61, W62), which are not used in the calculation of the subcarrier signal SUB [N], are shown in the area A3.
  • the FIR filters (tap coefficients W15, W16, W25, W26, W35, W36, W45, W46, W55, W56, W65, W66) shown in region A4 are deleted.
  • MIMO equalization processing can be performed using the subcarrier signals SUB [N + 1] and SUB [N-1] that are vertically adjacent to the subcarrier signal SUB [N] in the frequency domain. it can.
  • each FIR filter 123 is sequentially updated by the filter coefficient updating unit 122 so as to be the optimum coefficient while calculating the error using a blind equalization algorithm such as CMA.
  • the tap coefficients are optimized so that the crosstalk generated between the subcarriers is canceled with each other, so that the original subcarrier signals can be demodulated from the overlapping subcarrier signals on the frequency axis. ..
  • the present embodiment paying attention to the fact that the adjacent subcarriers dominate the influence of crosstalk in the optical receiving device of the optical transmission system that performs optical transmission by wavelength division multiplexing of the subcarrier signals.
  • MIMO equalization processing for each target subcarrier signal it is possible to reduce the circuit scale of the MIMO equalizer.
  • the plurality of FDE-MIMO equalizers and the plurality of TDE-MIMO equalizers of the hybrid MIMO equalizer receive each subcarrier signal group including the target subcarrier signal and the adjacent subcarrier signal as an input for each subcarrier signal group. Perform MIMO equalization processing.
  • the FDE-MIMO equalizer is, for example, a 6 ⁇ 6 FDE-MIMO equalizer, but the circuit scale can be reduced by deleting the linear equalization process between subcarriers to which the influence of crosstalk is small.
  • the TDE-MIMO equalizer inputs a subcarrier signal group including the target subcarrier and the adjacent subcarrier and outputs only the target subcarrier, for example, a 6 ⁇ 2 TDE-MIMO equalizer performs linear equalization processing. Can be performed, and the circuit scale can be reduced.
  • FIG. 12 is a graph showing a comparative example and the circuit scale of the MIMO equalizer of the present embodiment.
  • the required number of filters (number of filter coefficient multipliers) of the FDE-MIMO equalizer is (2N) 2 in the comparative example, and N ⁇ 28 in the present embodiment.
  • the required number of filters for the TDE-MIMO equalizer is (2N) 2 in the comparative example, and N ⁇ 12 in the present embodiment.
  • the number of filters increases exponentially as the number of subcarriers increases, but in the present embodiment, the number of filters increases only at a constant rate even if the number of subcarriers increases. Does not increase. Therefore, as the number of subcarriers increases, the number of filters can be reduced as compared with the comparative example. In this example, the number of filters can be reduced by 37.5% in the case of 8 subcarriers.
  • the number of filters increases with the square of the number of subcarriers as described above. Therefore, the wiring inside the circuit increases as the number of subcarriers increases. As the circuit becomes complicated, the circuit scale further increases as the circuit is mounted.
  • the number of filters increases in proportion to the number of subcarriers, even if the number of subcarriers increases, the number of independent circuits for each subcarrier simply increases, so that the circuit is mounted.
  • the circuit scale that increases with this is fixed. That is, in the present embodiment, since it can be realized only by arranging a plurality of MIMO equalizers for each subcarrier, the constraint condition of circuit mounting can be relaxed (so-called scale-out).
  • 13 and 14 show a specific configuration of the FDE-MIMO equalizer according to the present embodiment.
  • 13 and 14 are, for example, configuration examples of the FDE-MIMO equalizer 110-1 or 110-5.
  • the basic configuration is the same as the FDE-MIMO equalizer 110 described in the first embodiment.
  • the FDE-MIMO equalizer 110-1 or 110-5 processes the subcarrier signal at the frequency end of the channel signal, it has 2 subcarrier inputs x 2 subcarrier outputs.
  • the FDE-MIMO equalizer 110-1 inputs the subcarrier signals SUB1 and SUB2, and outputs the subcarrier signals SUB1 and SUB2 after the FDE-MIMO equalization process.
  • the FDE-MIMO equalizer 110-5 inputs the subcarrier signals SUB4 and SUB5, and outputs the subcarrier signals SUB4 and SUB5 after the FDE-MIMO equalization process.
  • the filter coefficient multiplier 114 of the unused subcarrier signal is controlled (set) so as not to operate. For example, the circuit operation of the corresponding filter coefficient multiplier 114 may be stopped, or the filter coefficient of the filter coefficient multiplier 114 may be set to zero.
  • the calculation of the subcarrier signal SUB [N-1] shown in the area A5 is performed. Stop the circuit of the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H53, H54, H55, H56, H63, H64, H65, H66), or set the filter coefficient to zero. Further, the circuit of the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H35, H36, H45, H46) into which the subcarrier signal SUB [N] is input may be stopped, or the filter coefficient may be set to zero.
  • circuit stop and the zero setting of the filter coefficient may be fixed in advance or dynamically set according to the subcarrier signal.
  • a monitor circuit for monitoring the input signal of the FDE-MIMO equalizer may be provided to control the circuit operation of the subcarrier in which the signal is not detected according to the spectrum of the monitored input signal.
  • the circuit operation may be controlled as shown in FIG. 13, or the unused circuit may be deleted as shown in FIG.
  • the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H53, H54, H55, H56, H63, H64, H65, H66) of the unused subcarrier signal shown in the area A5 is deleted. That is, the FDE-MIMO core circuit 112 may include only 20 filter coefficient multipliers 114 with filter coefficients H11 to H14, H21 to H24, H31 to H36, and H41 to H46. Further, the filter coefficient multiplier 114 (filter coefficients H35, H36, H45, H46) into which the subcarrier signal SUB [N] is input may be deleted. That is, the FDE-MIMO core circuit 112 may include only 16 filter coefficient multipliers 114 with filter coefficients H11 to H14, H21 to H24, H31 to H34, and H41 to H44.
  • 15 and 16 show a specific configuration of the TDE-MIMO equalizer according to the present embodiment.
  • 15 and 16 are, for example, configuration examples of the TDE-MIMO equalizer 120-1 or 120-5.
  • the basic configuration is the same as the TDE-MIMO equalizer 120 described in the first embodiment.
  • the TDE-MIMO equalizer 120-1 or 120-5 processes the subcarrier signal at the frequency end of the channel signal, it has 2 subcarrier inputs x 1 subcarrier output.
  • the TDE-MIMO equalizer 120-1 inputs the subcarrier signals SUB1 and SUB2, and outputs the subcarrier signal SUB1 after the TDE-MIMO equalization process.
  • the TDE-MIMO equalizer 120-5 inputs the subcarrier signals SUB4 and SUB5, and outputs the subcarrier signal SUB5 after the TDE-MIMO equalization process.
  • the output of the TDE-MIMO equalizer becomes an unstable signal. Therefore, in the example of FIG. 15, when there is an unused subcarrier signal (when a certain subcarrier signal is not input), the FIR filter 123 of the unused subcarrier signal is controlled (set) so as not to operate. For example, the circuit operation of the corresponding FIR filter 123 may be stopped, or the tap coefficient of the FIR filter 123 may be set to zero.
  • the calculation of the subcarrier signal SUB [N-1] shown in the region A6 is performed. Stop the circuit of the FIR filter 123 (tap coefficient W53, W54, W63, W64), or set the tap coefficient to zero.
  • the circuit stop and the zero setting of the tap coefficient may be fixed in advance and dynamically set according to the subcarrier signal, as in the case of the FDE-MIMO equalizer of the present embodiment. May be good.
  • the circuit operation may be controlled as shown in FIG. 15, or the unused circuit may be deleted as shown in FIG. That is, in the example of FIG. 16, the FIR filter 123 (tap coefficients W53, W54, W63, W64) of the unused subcarrier signal shown in the area A6 is deleted. That is, the TDE-MIMO core equalizer 121 may include only the FIR filters 123 having eight tap coefficients W13 to W14, W23 to W24, W33 to W34, and W43 to W44.
  • the operation of the unused circuit may be controlled. This makes it possible to stabilize the circuit operation while using the same circuit configuration as other FDE-MIMO equalizers and TDE-MIMO equalizers. Further, in the FDE-MIMO equalizer and the TDE-MIMO equalizer, unused circuits may be further deleted. As a result, the circuit scale can be further reduced.
  • circuit described as a comparative example and the circuit described as an embodiment may be combined.
  • the FDE-MIMO equalizer of the comparative example and the TDE-MIMO equalizer according to the embodiment may be combined.
  • Appendix A2 A wavelength division multiplexing optical transmission method characterized in that a subcarrier signal is used as a polarization multiplexing signal in Appendix A1 and the order of MIMO equalization is doubled by the number of polarization multiplexing.
  • Appendix A3 A wavelength division multiplexing transmission method characterized in that the number N of subcarrier signals to be multiplexed in Appendix A1 or Appendix A2 is 1.
  • N is a natural number
  • (Appendix B1) A frequency domain MIMO equalizer that generates the continuous subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on a continuous subcarrier signal including a target subcarrier signal in the received optical multicarrier signal.
  • a time domain MIMO equalizer that generates the target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process based on the continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process.
  • An optical signal processing circuit (Appendix B2)
  • the continuous subcarrier signal includes N (N is a natural number) subcarrier signals that are continuously multiplexed with frequencies above and below the target subcarrier signal.
  • the input x output of the frequency domain MIMO equalizer is (2N + 1) x (2N + 1).
  • the input ⁇ output of the time domain MIMO equalizer is (2N + 1) ⁇ 1.
  • the optical signal processing circuit according to Appendix B1. (Appendix B3) The N subcarrier signals are polarized and multiplexed with M polarized signals, respectively.
  • the input ⁇ output of the frequency domain MIMO equalizer is M (2N + 1) ⁇ M (2N + 1).
  • the input ⁇ output of the time domain MIMO equalizer is M (2N + 1) ⁇ M.
  • the N is 1.
  • the continuous subcarrier signal includes a subcarrier signal that causes crosstalk with respect to the target subcarrier signal.
  • the optical signal processing circuit includes any one of Appendix B1 to B4.
  • the continuous subcarrier signal includes a subcarrier signal that overlaps with the target subcarrier signal in the frequency domain.
  • the optical signal processing circuit according to any one of Appendix B1 to B5.
  • the continuous subcarrier signal includes a subcarrier signal adjacent to the target subcarrier signal in the frequency domain.
  • the optical signal processing circuit according to any one of Appendix B1 to B6.
  • the continuous subcarrier signal includes first to third subcarrier signals that are continuous on the frequency axis.
  • the frequency domain MIMO equalizer is A first frequency domain processing circuit that generates the first subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on the first subcarrier signal and the second subcarrier signal.
  • a second frequency that generates the second subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on the first subcarrier signal, the second subcarrier signal, and the third subcarrier signal.
  • Domain processing circuit and A third frequency domain processing circuit that generates the third subcarrier signal after frequency domain MIMO equalization processing based on the second subcarrier signal and the third subcarrier signal.
  • the optical signal processing circuit according to any one of Appendix B1 to B7.
  • the frequency domain MIMO equalizer controls the third frequency domain processing circuit so that it does not operate when the third subcarrier signal is not input.
  • the optical signal processing circuit according to Appendix B8. (Appendix B10)
  • the frequency domain MIMO equalizer stops the operation of the third frequency domain processing circuit, or sets the arithmetic coefficient of the third frequency domain processing circuit to zero.
  • the optical signal processing circuit according to Appendix B9. (Appendix B11)
  • the continuous subcarrier signal includes first to third subcarrier signals that are continuous on the frequency axis.
  • the time domain MIMO equalizer is based on the first subcarrier signal, the second subcarrier signal, and the third subcarrier signal, and the second sub carrier after the time domain MIMO equalization process.
  • a time domain processing circuit that generates a carrier signal is provided.
  • the optical signal processing circuit according to any one of Appendix B1 to B7. (Appendix B12)
  • the time domain MIMO equalizer controls the time domain processing circuit that calculates the third subcarrier signal so as not to operate when the third subcarrier signal is not input.
  • the optical signal processing circuit according to Appendix B11.
  • the frequency domain MIMO equalizer stops the operation of the circuit that calculates the third subcarrier signal, or calculates the third subcarrier signal.
  • the optical signal processing circuit according to Appendix B12. (Appendix B14) It is provided with an optical receiver that receives an optical multicarrier signal, a plurality of frequency domain MIMO equalizers, and a plurality of time domain MIMO equalizers. Each of the plurality of frequency domain MIMO equalizers has a frequency based on a continuous subcarrier signal including a target subcarrier signal selected for each frequency domain MIMO equalizer in the received optical multicarrier signal.
  • the above-mentioned continuous subcarrier signal after the region MIMO equalization processing is generated, and Each of the plurality of time domain MIMO equalizers generates the target subcarrier signal after the time domain MIMO equalization process based on the continuous subcarrier signal after the frequency domain MIMO equalization process.
  • Optical receiver. (Appendix B15)
  • the continuous subcarrier signal includes N (N is a natural number) subcarrier signals that are continuously multiplexed with frequencies above and below the target subcarrier signal.
  • the input ⁇ output of the plurality of frequency domain MIMO equalizers is (2N + 1) ⁇ (2N + 1).
  • the input ⁇ output of the plurality of time domain MIMO equalizers is (2N + 1) ⁇ 1.
  • the continuous subcarrier signal includes N (N is a natural number) subcarrier signals that are continuously multiplexed with frequencies above and below the target subcarrier signal.
  • the input x output of the frequency domain MIMO equalization process is (2N + 1) x (2N + 1).
  • the input ⁇ output of the time domain MIMO equalization processing is (2N + 1) ⁇ 1.

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Abstract

光信号処理回路（１）は、受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の連続サブキャリア信号を生成するＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器（２）と、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の対象サブキャリア信号を生成するＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器（３）と、を備えるものである。

Description

光信号処理回路、光受信装置及び光信号処理方法
  本発明は、光信号処理回路、光受信装置及び光信号処理方法に関する。
　近年、１００Ｇｂｐｓ（Giga bit per second）超の大容量基幹系光通信システムでは、デジタルコヒーレント方式が用いられている。また、そのような光通信システムでは、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）といった多値変調方式による通信が実用化されている。また、さらなる大容量化を目指して３２ＱＡＭや６４ＱＡＭといった、より高次の多値変調方式の開発も行われている。
　このような多値化による大容量化と並行して、信号帯域を狭窄化して波長多重化（Wavelength Division Multiplexing：ＷＤＭ）することにより周波数利用効率を向上させる伝送方式の研究開発も盛んに行われている。代表的な例としては、これまで広く用いられてきたＮＲＺ（Non Return to Zero）方式の伝送と比べて、より信号スペクトルの狭帯域化が可能なナイキスト伝送方式のような方式が挙げられる。また、信号ボーレートよりもさらに信号帯域幅を狭くするスーパーナイキスト伝送方式といった高度な信号帯域狭窄技術も研究されている。このように、信号帯域を狭窄化することにより波長多重伝送時のチャネル間隔を密にし、光ファイバ１本当たりの伝送容量を向上させるアプローチも、多値化と合わせて重要視されている。
　特に、１Ｔｂｐｓ（Tera bit per second）以上の光伝送システムでは、実現可能性を考慮すると、複数のサブキャリアを波長多重して１Ｔｂｐｓ伝送を実現するサブキャリア多重方式が有効である。サブキャリア間隔が密になればなるほど、周波数利用効率が向上するため、サブキャリア多重間隔を狭くして伝送を行う技術が重要となる。そのため、サブキャリア間隔を密にして波長多重伝送を行う技術の開発が盛んに行われている。そのような、サブキャリア間隔を密にして波長多重伝送を行う技術としては、例えば、非特許文献１のような技術が開示されている。
　非特許文献１の光伝送システムは、デジタルコヒーレント方式の偏波多重多値光信号の伝送を行う通信システムである。非特許文献１の光伝送システムでは、ＮＲＺ方式のサブキャリア信号をボーレート以下の間隔で波長多重して送信し、受信側において隣接サブキャリア間の信号とのＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）処理による線形等化を行うことにより、サブキャリア間のクロストークを抑圧し、周波数軸上で重なったサブキャリア信号を、元の各々の信号に分離する方式が示されている。
濱岡福太郎他、「超高密度マルチキャリア偏波多重ＱＰＳＫ信号におけるＭＩＭＯ処理を用いた信号間クロストーク補償の実験評価」、Ｂ－１０－３２、Ｐ.２０６（通信講演論文集２）、２０１４年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会
　非特許文献１のように、１Ｔｂｐｓを超えるような光伝送システムでは、受信側でＭＩＭＯ処理を行うことにより、サブキャリア信号のクロストークの抑圧を図っている。しかしながら、多重化するサブキャリア信号が増加した場合等に、受信側の回路規模が増大する恐れがあるという問題がある。
　本開示は、このような課題に鑑み、回路規模の増大を抑えることが可能な光信号処理回路、光受信装置及び光信号処理方法を提供することを目的とする。
　本開示に係る光信号処理回路は、受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成する周波数領域ＭＩＭＯ等化器と、前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する時間領域ＭＩＭＯ等化器と、を備えるものである。
　本開示に係る光受信装置は、光マルチキャリア信号を受信する光受信機と、複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器と、複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器と、を備え、前記複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器のそれぞれは、前記受信される光マルチキャリア信号内の前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器ごとに選択された対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成し、前記複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器のそれぞれは、前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成するものである。
　本開示に係る光信号処理方法は、受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成し、前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成するものである。
　本開示によれば、回路規模の増大を抑えることが可能な光信号処理回路、光受信装置及び光信号処理方法を提供することができる。
比較例の波長多重光伝送システムの構成を示す構成図である。 サブキャリア多重信号の構成を示す図である。 比較例のＭＩＭＯ等化処理方法を説明するための図である。 実施の形態に係る光信号処理回路の概要を示す構成図である。 実施の形態に係る光受信装置の概要を示す構成図である。 実施の形態１に係る波長多重光伝送システムの構成を示す構成図である。 実施の形態１に係るＭＩＭＯ等化処理方法を説明するための図である。 比較例のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 実施の形態１に係るＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 比較例のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 実施の形態１に係るＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 実施の形態１の効果を説明するためのグラフである。 実施の形態２に係るＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 実施の形態２に係るＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 実施の形態２に係るＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。 実施の形態２に係るＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の構成を示す構成図である。
　以下、図面を参照して実施の形態について説明する。各図面においては、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。なお、構成図（ブロック図）に付された矢印は説明のための例示であり、信号の種類や方向を限定するものではない。
（非特許文献１の検討）
　まず、非特許文献１の技術について検討したところ、発明者らは、非特許文献１では次のような点で十分ではないことを見出した。例えば、ＲＯＡＤＭ（Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplexer）機器を用いた伝送システムのようにフレキシブルな伝送経路選択を可能とする光伝送システムにおいては、複数のサブキャリアを多重して構成された信号を一つのチャネルとして定義し、チャネル単位で経路制御するのが一般的である。
　このとき、ＲＯＡＤＭ機器に搭載されるＷＳＳ（Wavelength Selective Switch）などの光スイッチの特性によって信号スペクトルが削られ、信号帯域が狭窄化される。また、ＲＯＡＤＭ機器だけでなく、送受信機のアナログフロントエンド帯域の制限や、光源周波数オフセットによる非対称なスペクトル狭窄の影響を受ける。
　これに対し、非特許文献１では、広信号帯域を有するＮＲＺ方式のサブキャリア信号を波長多重したＭＩＭＯ等化方式について開示されているが、このような広帯域のＮＲＺ方式のサブキャリア信号はＲＯＡＤＭ機器通過に伴う帯域狭窄の影響を大きく受ける。このような、信号スペクトルの狭帯域化や非対称な帯域狭窄化が生じた場合、本来のＭＩＭＯ等化器の目的である、重なり合うサブキャリア間のクロストークを効果的にキャンセルしつつ、前記帯域狭窄化などに起因する波形歪みを高精度に補償するためには、ＭＩＭＯ等化器に求められるフィルタ特性が非常に急峻になる。
　このため、非特許文献１に示す技術では、ＭＩＭＯ等化器を構成するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタのタップ数が増大し、回路規模が増大するだけでなく、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）等によるＭＩＭＯ等化器の係数最適化の収束性が悪くなり、特性が大きく劣化するという問題がある。
（比較例の検討）
　次に、上記非特許文献１の課題を解決するための比較例について検討する。図１は、比較例の波長多重光伝送システムの構成を示しており、図２は、比較例の波長多重光伝送システムで送受信するサブキャリア多重信号の構成を示している。
　図１に示すように、比較例の波長多重光伝送システム９は、光ファイバ伝送路３１を介して光通信を行う光送信装置１０と光受信装置９０を備えている。光ファイバ伝送路３１には、ＲＯＡＤＭ機器３２が配置されている。光送信装置１０は、複数のサブキャリア信号（ＳＵＢ）をそれぞれ送信する光信号に変換する複数の光送信機１１（この例では１１－１～１１－５）と、生成された複数の光信号を合波する合波器１２とを備える。光受信装置９０は、受信した光信号を複数のサブキャリア信号に分離する分波器２１と、光信号である複数のサブキャリア信号をそれぞれ信号処理可能な信号に変換する複数の光受信機２２（この例では２２－１～２２－５）と、２つの方式でＭＩＭＯ等化処理を行うハイブリッドＭＩＭＯ等化器９００とを備える。
　図２に示すように、ここでは、５つのサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を波長多重して１つのチャネル信号（Ｃｈ）を生成し、複数のチャネル信号を含むサブキャリア多重信号を送受信する。サブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５は、ＮＲＺ方式のサブキャリア信号であり、周波数ｆ０の間隔で波長多重されている。光送信装置１０では、サブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を、それぞれデジタル／アナログ変換器や光源、光変調器などから構成される光送信機１１－１～１１－５によって光信号に変換する。さらに、光送信機１１－１～１１－５からの光信号を、合波器１２によって波長多重し、１つのチャネル信号を生成する。
　このようにして波長多重されたチャネル信号は、他のチャネル信号と合わせて更に波長多重されて、光ファイバ伝送路３１、ＲＯＡＤＭ機器３２を通過して光受信装置９０へと伝送される。光受信装置９０では、受信したチャネル信号を分波器２１によって複数のサブキャリア信号に分離する。分離されたサブキャリア信号は、コヒーレントミキサや光／電気変換器、アナログ／デジタル変換器などから構成される光受信機２２－１～２２－５を介してハイブリッドＭＩＭＯ等化器９００へと伝達される。
　分波器２１によって分離されたサブキャリア信号には、複数のサブキャリア間のクロストーク成分が残る。例えば、隣接するサブキャリア間のサブキャリア信号によっては２または３つのサブキャリア間のクロストーク成分が残る場合がある。このため、そのままでは各サブキャリア信号を復調できない。そこで、ＭＩＭＯ等化処理を行うことで、クロストーク成分をキャンセルしてサブキャリア信号を復調可能とする。すなわち、この例では、図２に示すように、広帯域のＮＲＺ方式のサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を波長多重することから、各サブキャリア信号のスペクトルが周波数軸上で重なり合い斜線で示したクロストークが生じる。このクロストーク領域のサブキャリア信号は、受信側において各サブキャリア信号のＭＩＭＯ等化処理を行うことにより、クロストークが抑圧されてサブキャリア信号を分離することができる。
　ここで、ＲＯＡＤＭ機器３２の通過に伴う帯域狭窄や、光源周波数オフセットなどに起因する非対称なスペクトル狭窄などが生じると、重なりあったＮＲＺ方式の複数のサブキャリア信号のスペクトルの最外側が急峻に削れて情報を失う。このような帯域狭窄などの影響をうけた信号を受信する場合、受信側のＭＩＭＯ等化器において、本来の目的であるサブキャリア間のクロストークの抑圧と、帯域狭窄化などによる波形歪みの高精度な補償を両立するためには、ＭＩＭＯ等化器に要求される各ＦＩＲフィルタの特性が急峻となり、タップ数が大幅に増大してしまう。
　そうすると、上記非特許文献１の課題として説明したように、回路規模の増大を招き、また、たとえ、タップ数を増大できたとしても、ＣＭＡに代表されるブラインド等化アルゴリズムの収束性が劣化し、結果として信号品質の劣化を生じる。
　そこで、比較例の光受信装置９０では、周波数領域ＭＩＭＯ等化器であるＦＤＥ（Frequency-Domain Equalizer）によるＭＩＭＯ等化器（以下、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と記す）９１０と時間領域ＭＩＭＯ等化器であるＴＤＥ（Time-Domain Equalizer）によるＭＩＭＯ等化器（以下、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と記す）９２０とを有するハイブリッドＭＩＭＯ等化器９００によってＭＩＭＯ等化処理を行う。
　ＦＤＥは、受信信号系列を一旦ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により周波数領域に変換してフィルタ形状を乗算し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）により再度時間領域に戻すフィルタ構成を有するものである。その特徴は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路のオーバーヘッドは生じるものの、畳み込み演算を必要とするＴＤＥと比べて回路実装効率がよい。例えば、３０タップ以上のタップ数を必要とするフィルタであれば、ＴＤＥよりもＦＤＥの方が小さな回路規模で実現することが可能となる。したがって、ＦＤＥによれば、インパルス応答長の長い急峻かつ高精度なフィルタ特性を要する等化器であっても、効率よく回路実装することが可能となる。
　一方、ＦＤＥの周波数領域フィルタ係数の数は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズと同等であり、ＴＤＥの時間領域タップ係数の数よりも一桁以上多い。このため、ＦＤＥは、動的な変動を伴う波形歪みを補償する等化器には向いていないが、静的もしくは非常にゆっくりとした変動の波形歪みを高精度に補償するには非常に有効な方法である。
　また、対照的に、ＴＤＥは３０タップ以下の比較的小規模な等化器を構成するには、回路規模も抑えられ、なおかつ、動的な変動にも対応することが可能である。しかし、ＴＤＥは、タップ数の増大による回路規模の問題により、高精度かつ急峻なフィルタ特性を実現するには向いていない。
　図３は、比較例のＭＩＭＯ等化処理の概要を示している。図３に示すように、比較例では、まず、受信したサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５に対しＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０でＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を生成する（Ｓ９０１）。次に、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５に対しＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０でＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後の復調可能なサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を生成する（Ｓ９０２）。そうすると、各サブキャリア信号がＸ偏波成分とＹ偏波成分で偏波多重されている場合、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０は、１０×１０ＭＩＭＯ等化器となり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０は、１０×１０ＭＩＭＯ等化器となる。なお、Ｎ×Ｎ ＭＩＭＯ等化器とは、入力信号×出力信号がＮ×ＮのＭＩＭＯ等化器であり、また、等化器を構成するＦＩＲフィルタ（もしくはフィルタ係数乗算器）の数がＮ×Ｎ個のＭＩＭＯ等化器である。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器は、急峻かつ高精度なフィルタを高い回路実装効率で実現できるという特徴があり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器は、動的かつ適応的にクロストーク補償が可能であるという特徴がある。比較例では、これらを組み合わせたハイブリッドＭＩＭＯ等化器を用いることで、ＲＯＡＤＭ機器３２の通過に伴う信号スペクトルの狭窄化や光周波数オフセットなどに起因する非対称なスペクトル劣化が生じても、回路規模の増大を極力抑えるとともに、ＭＩＭＯ等化器の特性劣化を抑えながらサブキャリア間のクロストークを補償することができる。
　一方、図３に示したように、比較例では、チャネル信号が５サブキャリア及び２偏波多重の場合、ＭＩＭＯ等化器は、１０×１０ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と１０×１０ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器となる。この場合、各等化器は、それぞれ１００個のＦＩＲフィルタ（もしくはフィルタ係数乗算器）で構成される。そうすると、多重するサブキャリア信号数や偏波多重数が増加した場合、その増加に比例してＭＩＭＯ等化器のＦＩＲフィルタ（もしくはフィルタ係数乗算器）の数が増えるため、回路規模が増大するという問題がある。
　そこで、以下の実施の形態では、比較例のようにハイブリッドＭＩＭＯ等化器を用いることでサブキャリア間のクロストークを抑えつつ、回路規模をさらに削減することを可能とする。
（実施の形態の概要）
　図４は、実施の形態に係る光信号処理回路１の概要を示し、図５は、実施の形態に係る光受信装置の概要を示している。
　図４に示すように、光信号処理回路１は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器（周波数領域ＭＩＭＯ等化器）２とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器（時間領域ＭＩＭＯ等化器）３を備えている。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器２は、受信されるチャネル信号（光マルチキャリア信号）内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の連続サブキャリア信号を生成する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器３は、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の対象サブキャリア信号を生成する。
　例えば、連続サブキャリア信号は、対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続するＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含むとすると、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器２は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器であり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器３は、（２Ｎ＋１）×１ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。また、各等化器の入力数と出力数は、偏波多重の数に比例した数となる。例えば、チャネル信号が３サブキャリア及び２偏波多重の場合、６×６ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と６×２ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器となる。
　また、図５に示すように、光受信装置５は、光受信機４と、複数の光信号処理回路１を備えている。光受信機４は、複数のサブキャリア信号が多重されたチャネル信号を受信する。複数の光信号処理回路１のそれぞれは、受信されたチャネル信号内の光信号処理回路１ごとに選択された対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に対しＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行う。例えば、複数の光信号処理回路１のうちの光信号処理回路１ａ（第１の光信号処理回路）は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器２ａ（第１のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器）とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器３ａ（第１のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器）を備える。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器２ａは、受信されるチャネル信号内の第１の対象サブキャリア信号を含む第１の連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の第１の連続サブキャリア信号を生成し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器３ａは、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の第１の連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の第１の対象サブキャリア信号を生成する。
　また、複数の光信号処理回路１のうちの光信号処理回路１ｂ（第２の光信号処理回路）は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器２ｂ（第２のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器）とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器３ｂ（第２のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器）を備える。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器２ｂは、受信されるチャネル信号内の第２の対象サブキャリア信号を含む第２の連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の第２の連続サブキャリア信号を生成し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器３ｂは、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の第２の連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の第２の対象サブキャリア信号を生成する。
　このように実施の形態では、対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号を処理単位としてＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器で等化処理することにより、サブキャリア間のクロストークを抑えつつ、比較例に比べて回路規模をさらに削減することができる。
（実施の形態１）
　以下、図面を参照して実施の形態１について説明する。図６は、本実施の形態に係る波長多重光伝送システムの構成を示している。図６に示すように、本実施の形態に係る波長多重光伝送システム６は、比較例と同様に、光ファイバ伝送路３１を介して光通信を行う光送信装置１０と光受信装置２０を備えている。また、ここでは、比較例と同様、図２で説明したように、５つのサブキャリア信号を波長多重して１つのチャネル信号を生成し、サブキャリア多重信号を送受信する。
　本実施の形態では、先に説明した図１の比較例と比べると、主に受信側のハイブリッドＭＩＭＯ等化器の構成が異なっており、その他については比較例と同様である。図６に示すように、本実施の形態に係るハイブリッドＭＩＭＯ等化器１００は、複数のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０と複数のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０を備えている。この例では、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１～１１０－５とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１～１２０－５を備える。光受信機２２－１～２２－５は、それぞれＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１～１１０－５が必要とするサブキャリア信号を、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０～１１０－５へ入力する。なお。光受信機２２－１～２２－５は、一つの光受信機としてもよいし、任意の数の光受信機としてもよい。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０とＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０の基本的な機能は比較例と同様である。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０は、静的な変動の波形歪みを高精度に補償し、急峻なフィルタ特性を効率よく回路実装できる。このようなＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０は、伝送経路が決まれば、ほぼ変動することはないＲＯＡＤＭ機器３２の通過に伴う帯域狭窄の影響や、光源周波数オフセット等のように温度変動や経年劣化などに起因する、変動が非常にゆっくりとした非対称なスペクトル狭窄等を高精度に等化して、サブキャリア間の静的なクロストークを効果的にキャンセルすることができる。
　所定のフィルタ係数のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０による静的な等化だけでは、完全にサブキャリア間のクロストークを補償することはできず、偏波変動に伴うクロストーク変動や波形歪み、その他さまざまな原因に起因する残留クロストークおよび残留波形歪み成分が残る。そこで、次に、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０の出力を、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０を用いて等化する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０は、残留した動的な変動の波形歪みを補償する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０では、ＣＭＡなどのアルゴリズムを用いて、リアルタイムにタップ係数を更新していくため、変動を伴うクロストークや波形歪みを、適応的に等化する事が可能となり、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０だけでは抑圧できなかった残留クロストークおよび波形歪みが適切に補償されて、サブキャリア信号を好適に復調することができる。
　本実施の形態では、複数のサブキャリア信号のうち、クロストークは隣接サブキャリア信号による影響が支配的であることに着目し、クロストークが生じ得るサブキャリア信号群（連続サブキャリア信号）ＳＵＢＧごとにＭＩＭＯ等化処理を並列に行う。サブキャリア信号群ＳＵＢＧは、対象サブキャリア信号と、対象サブキャリア信号に対してクロストークを生じさせるサブキャリア信号とを含む。クロストークを生じさせるサブキャリア信号（クロストーク誘起信号）は、対象サブキャリア信号と周波数領域で重なり合う信号であり、例えば、対象サブキャリア信号と周波数領域で隣り合う隣接サブキャリア信号である。クロストークを生じさせるサブキャリア信号は、隣接サブキャリア信号に限らず、複数のサブキャリア信号を含んでもよい。
　例えば、図２に示すように、サブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５のうち、サブキャリア信号ＳＵＢ３を対象サブキャリア信号とすると、サブキャリア信号ＳＵＢ３と周波数領域で隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ２及びＳＵＢ４とが重なるためクロストークが生じる。一方、サブキャリア信号ＳＵＢ３からさらに離れたサブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ５は、サブキャリア信号ＳＵＢ３と周波数領域で重ならないためクロストークは生じない。
　このため、例えば、サブキャリア信号ＳＵＢ３を対象サブキャリア信号とする場合、対象サブキャリア信号ＳＵＢ３と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ２及びＳＵＢ４を含む、サブキャリア信号ＳＵＢ２～ＳＵＢ４をクロストークが生じ得るサブキャリア信号群ＳＵＢＧとして、ＭＩＭＯ等化処理を行う。また、対象サブキャリア信号をサブキャリア信号ＳＵＢ１とした場合、対象サブキャリア信号ＳＵＢ１と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ２を含む、サブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２をクロストークが生じ得るサブキャリア信号群ＳＵＢＧとして、ＭＩＭＯ等化処理を行う。なお、チャネル信号に含まれるサブキャリア信号数は５に限らず、任意の数でもよいし、サブキャリア信号群ＳＵＢＧのサブキャリア信号数は３に限らず、任意の数でよい。
　具体的には、図６に示すように、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１～１１０－５及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１～１２０－５は、それぞれサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を対象サブキャリア信号とし、各サブキャリア信号を含む３サブキャリア信号（もしくは２サブキャリア信号）をサブキャリア信号群ＳＵＢＧとして、ＭＩＭＯ処理を行う。例えば、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１は、サブキャリア信号ＳＵＢ１を対象サブキャリア信号とし、サブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２をサブキャリア信号群ＳＵＢＧとする。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－２及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－２は、サブキャリア信号ＳＵＢ２を対象サブキャリア信号とし、サブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ３をサブキャリア信号群ＳＵＢＧとする。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－３～１１０－５及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１～１２０－５も同様である。
　図７は、本実施の形態に係るＭＩＭＯ等化処理の概要を示している。図７に示すように、本実施の形態では、まず、受信したサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５に対しそれぞれ選択されたサブキャリア信号群ＳＵＢＧをＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１～１１０－５でＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号群ＳＵＢＧを生成する（Ｓ１０１）。次に、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号群ＳＵＢＧに対しそれぞれＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１～１２０－５でＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後の復調可能なサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ５を生成する（Ｓ１０２）。
　具体的には、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１は、サブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２を入力してＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２を出力する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２を入力してＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１を出力する。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－２は、サブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ３を入力してＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ３を出力する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－２は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１～ＳＵＢ３を入力してＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ２を出力する。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－３～１１０－５及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１～１２０－５も同様である。そうすると、各サブキャリア信号が、Ｘ偏波成分とＹ偏波成分で偏波多重されている場合、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０は、６×６ＭＩＭＯ等化器となり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０は、６×２ＭＩＭＯ等化器となる。なお、サブキャリア信号の偏波多重数は２に限らず、任意の数でもよい。
　以下、本実施の形態の理解を深めるため、比較例と本実施の形態のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成例について説明する。
＜比較例のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器＞
　図８は、比較例のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成を示している。図８に示すように、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０は、ＦＦＴ回路１１１、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２、ＩＦＦＴ回路１１３、フィルタ係数乗算器１１４を含む。ここでは、本実施の形態と比較するため、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０は、受信したサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理されたサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を出力する。また、各サブキャリア信号は、Ｘ偏波成分／Ｙ偏波成分を含んでいる。
　ＦＦＴ回路１１１は、入力される時間領域の各サブキャリア信号（Ｓｔｉｎｘ［ｎ＋１］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ＋１］、Ｓｔｉｎｘ［ｎ］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ］、Ｓｔｉｎｘ［ｎ－１］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ－１］）を、周波数領域のサブキャリア信号（Ｓｆｉｎｘ［ｎ＋１］、Ｓｆｉｎｙ［ｎ＋１］、Ｓｆｉｎｘ［ｎ］、Ｓｆｉｎｙ［ｎ］、Ｓｆｉｎｘ［ｎ－１］、Ｓｆｉｎｙ［ｎ－１］）に変換し、変換した周波数領域のサブキャリア信号をＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２へ出力する。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２は、周波数領域の各サブキャリア信号に対しＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、クロストークや帯域狭窄が補償されたＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後の周波数領域のサブキャリア信号（Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ＋１］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ＋１］、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ］、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ－１］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ－１］）をＩＦＦＴ回路１１３へ出力する。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２は、６×６のフィルタ構成によりクロストーク成分や帯域狭窄による波形歪みを補償する。ＴＤＥは畳み込み演算を実現するＦＩＲフィルタで構成されるのに対し、ＦＤＥでは単なるフィルタ特性（フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ６６）の乗算のみを行うフィルタ係数乗算器１１４で実現できる。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０は、６×６個のフィルタ係数乗算器１１４で構成される６×６ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。つまり、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０は、３６個のフィルタ係数Ｈ１１～Ｈ６６のフィルタ係数乗算器１１４を備える。これにより、急峻かつ高精度なフィルタ特性のＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２を効率よく実装できる。
　例えば、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２では、フィルタ係数乗算器１１４が６行×６列のマトリクス状に配置されている。第１行（Ｓｆｉｎｘ［ｎ＋１］の入力行）に、Ｓｆｉｎｘ［ｎ＋１］を入力するフィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１６のフィルタ係数乗算器１１４が配置され、第２行（Ｓｆｉｎｙ［ｎ＋１］の入力行）に、Ｓｆｉｎｙ［ｎ＋１］を入力するフィルタ係数Ｈ２１～Ｈ２６のフィルタ係数乗算器１１４が配置されている。すなわち、フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１６、Ｈ２１～Ｈ２６のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を入力する回路である。同様に、フィルタ係数Ｈ３１～Ｈ３６、Ｈ４１～Ｈ４６のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を入力する回路である。フィルタ係数Ｈ５１～Ｈ５６、Ｈ６１～Ｈ６６のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を入力する回路である。
　また、第１列（Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ＋１］の出力列）に、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ＋１］を出力するフィルタ係数Ｈ１１、Ｈ２１、Ｈ３１、Ｈ４１、Ｈ５１、Ｈ６１のフィルタ係数乗算器１１４が配置され、第２列（Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ＋１］の出力列）に、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ＋１］を出力するフィルタ係数Ｈ１２、Ｈ２２、Ｈ３２、Ｈ４２、Ｈ５２、Ｈ６２のフィルタ係数乗算器１１４が配置されている。すなわち、フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１２、Ｈ２１～Ｈ２２、Ｈ３１～Ｈ３２、Ｈ４１～Ｈ４２、Ｈ５１～Ｈ５２、Ｈ６１～Ｈ６２のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を出力する回路である。換言すると、フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１２、Ｈ２１～Ｈ２２、Ｈ３１～Ｈ３２、Ｈ４１～Ｈ４２、Ｈ５１～Ｈ５２、Ｈ６１～Ｈ６２のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を出力する回路である。
　同様に、フィルタ係数Ｈ１３～Ｈ１４、Ｈ２３～Ｈ２４、Ｈ３３～Ｈ３４、Ｈ４３～Ｈ４４、Ｈ５３～Ｈ５４、Ｈ６３～Ｈ６４のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を出力する回路である。フィルタ係数Ｈ１５～Ｈ１６、Ｈ２５～Ｈ２６、Ｈ３５～Ｈ３６、Ｈ４５～Ｈ４６、Ｈ５５～Ｈ５６、Ｈ６５～Ｈ６６のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を出力する回路である。
　このような回路構成により、比較例では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を処理する際、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を使用して、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を生成する。例えば、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ＋１］を生成する場合、フィルタ係数Ｈ１１を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ＋１］と、フィルタ係数Ｈ２１を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ＋１］と、周波数－ｆ０（負側に隣のサブキャリア）のフィルタ係数Ｈ３１を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ］と、周波数－ｆ０のフィルタ係数Ｈ４１を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ］、周波数－２ｆ０（負側に２つ隣のサブキャリア）のフィルタ係数Ｈ５１を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ－１］と、周波数－２ｆ０のフィルタ係数Ｈ６１を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ－１］とを加算する。
　同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を処理する際、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を使用して、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を生成する。例えば、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ］を生成する場合、周波数＋ｆ０（正側に隣のサブキャリア）のフィルタ係数Ｈ１３を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ＋１］と、周波数＋ｆ０のフィルタ係数Ｈ２３を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ＋１］と、フィルタ係数Ｈ３３を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ］、フィルタ係数Ｈ４３を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ］と、周波数－ｆ０（負側に隣のサブキャリア）のフィルタ係数Ｈ５３を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ－１］と、周波数－ｆ０のフィルタ係数Ｈ６３を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ－１］とを加算する。
　また、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を処理する際、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ］を使用して、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を生成する。例えば、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ－１］を生成する場合、周波数＋２ｆ０（正側に２つ隣のサブキャリア）のフィルタ係数Ｈ１５を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ＋１］と、周波数＋２ｆ０のフィルタ係数Ｈ２５を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ＋１］と、周波数＋ｆ０（正側に隣のサブキャリア）のフィルタ係数Ｈ３５を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ］と、周波数＋ｆ０のフィルタ係数Ｈ４５を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ］と、フィルタ係数Ｈ５５を乗算したＳｆｉｎｘ［ｎ－１］、フィルタ係数Ｈ６５を乗算したＳｆｉｎｙ［ｎ－１］とを加算する。
　ＩＦＦＴ回路１１３は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路９１２によってＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理された各サブキャリア信号を、再び時間領域のサブキャリア信号（Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ＋１］、Ｓｔｏｕｔｙ［ｎ＋１］、Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ］、Ｓｔｏｕｔｙ［ｎ］、Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ－１］、Ｓｔｏｕｔｙ［ｎ－１］）に変換し、変換した時間領域のサブキャリア信号を後段のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０へ出力する。
＜実施の形態１のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器＞
　図９は、本実施の形態に係るＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成を示している。図９に示すように、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０は、比較例と同様に、ＦＦＴ回路１１１、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路１１２、ＩＦＦＴ回路１１３、フィルタ係数乗算器１１４を含む。この例では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と対象サブキャリア信号とし、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ＋１］をサブキャリア信号ＳＵＢＧとする。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０は、受信したサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理されたサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を出力する。また、各サブキャリア信号は、Ｘ偏波成分／Ｙ偏波成分を含んでいる。
　比較例と比べてＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路の構成が異なっている。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路１１２は、比較例と同様の６×６のフィルタ構成であり、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０は、６×６ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器であるが、本実施の形態では、比較例に対してＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器を構成する一部のフィルタ係数乗算器１１４を削除している。
　上記のようにクロストークは隣接サブキャリアの影響が支配的であるため、ＭＩＭＯ等化処理の演算において、クロストークの影響が大きい隣のサブキャリア信号のみを使用し、クロストークの影響が小さい２つ隣のサブキャリア信号は使用しない。このため、本実施の形態では、演算で使用しないフィルタ係数乗算器１１４を削除する。これにより、この例では、比較例に比べてフィルタ係数乗算器１１４を８個削減することができる。
　具体的には、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路１１２は、２８個のフィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１４、Ｈ２１～Ｈ２４、Ｈ３１～Ｈ３６、Ｈ４１～Ｈ４６、Ｈ５３～Ｈ５６、Ｈ６３～Ｈ６６のフィルタ係数乗算器１１４のみを備える。
　フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１４、Ｈ２１～Ｈ２４のフィルタ係数乗算器１１４が、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を入力する回路となる。フィルタ係数Ｈ３１～Ｈ３６、Ｈ４１～Ｈ４６のフィルタ係数乗算器１１４は、比較例と同様、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を入力する回路となる。フィルタ係数Ｈ５３～Ｈ５６、Ｈ６３～Ｈ６６のフィルタ係数乗算器１１４が、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を入力する回路となる。
　また、フィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１２、Ｈ２１～Ｈ２２、Ｈ３１～Ｈ３２、Ｈ４１～Ｈ４２のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］（第１のサブキャリア信号）及びサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］（第２のサブキャリア信号）を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を出力する回路（第１のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化回路）となる。フィルタ係数Ｈ１３～Ｈ１４、Ｈ２３～Ｈ２４、Ｈ３３～Ｈ３４、Ｈ４３～Ｈ４４、Ｈ５３～Ｈ５４、Ｈ６３～Ｈ６４のフィルタ係数乗算器１１４は、比較例と同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］（第１のサブキャリア信号）、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］（第２のサブキャリア信号）及びサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］（第３のサブキャリア信号）を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を出力する回路（第２のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化回路）となる。フィルタ係数Ｈ３５～Ｈ３６、Ｈ４５～Ｈ４６、Ｈ５５～Ｈ５６、Ｈ６５～Ｈ６６のフィルタ係数乗算器１１４は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］（第２のサブキャリア信号）及びサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］（第３のサブキャリア信号）を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を出力する回路（第２のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化回路）となる。
　すなわち、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］のＭＩＭＯ等化処理では、比較例と同様に、隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を使用する。このため、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］の演算に使用するフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ１３、Ｈ１４、Ｈ２３、Ｈ２４、Ｈ３３、Ｈ３４、Ｈ４３、Ｈ４４、Ｈ５３、Ｈ５４、Ｈ６３、Ｈ６４）は削除しない。つまり、比較例と同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］にサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を加算することで、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を生成する。これにより、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］に対し周波数領域で上下に隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を用いてＭＩＭＯ等化処理を行うことができる。
　一方、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］のＭＩＭＯ等化処理では、比較例と異なり、隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］のみを使用し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］は使用しない。このため、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］の演算に使用するフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ１１、Ｈ１２、Ｈ２１、Ｈ２２、Ｈ３１、Ｈ３２、Ｈ４１、Ｈ４２）を残し、領域Ａ１で示されるサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］の演算に使用しないフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ５１、Ｈ５２、Ｈ６１、Ｈ６２）を削除する。つまり、本実施の形態では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］にサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を加算することで、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を生成する。これにより、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］に対し周波数領域で下側に隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］のみを用いてＭＩＭＯ等化処理を行うことができる。
　同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］のＭＩＭＯ等化処理では、比較例と異なり、隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］のみを使用し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］は使用しない。このため、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］の演算に使用するフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ３５、Ｈ３６、Ｈ４５、Ｈ４６、Ｈ５５、Ｈ５６、Ｈ６５、Ｈ６６）を残し、領域Ａ２で示されるサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］の演算に使用しないフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ１５、Ｈ１６、Ｈ２５、Ｈ２６）を削除する。つまり、本実施の形態では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］にサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を加算することで、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を生成する。これにより、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］に対し周波数領域で上側に隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］のみを用いてＭＩＭＯ等化処理を行うことができる。
　なお、フィルタ係数乗算器１１４の各フィルタ係数は、伝送経路やシステムの特性によって異なるが、静的なものであることから、システム起動時にトレーニングを行う方法や、予め伝送経路・システム毎に特性を評価し、最適なフィルタ係数を事前計算しておく方法などが考えられる。
　また、緩やかな変動を伴う準静的な帯域狭窄などに対しては、リアルタイムに係数を更新する必要はなく、一部の受信データ系列を抜き出して、別途ソフトウェア処理などで最適な係数を導き出してから、実際のフィルタ係数を更新してもよい。このような手法は、温度変動等に起因する光源周波数オフセットによるクロストーク量変動や帯域狭窄変動に対して有効である。あるいは、静的、準静的な変動含めて、信号自体に既知のパイロットトーンやトレーニングパターンを埋め込みフィルタ係数を決める方法でもよい。
＜比較例のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器＞
　図１０は、比較例のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成を示している。図１０に示すように、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０は、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器９２１、フィルタ係数更新部１２２、ＦＩＲフィルタ１２３を含む。ここでは、本実施の形態と比較するため、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９１０によりＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理されたサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理されたサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を出力する。また、各サブキャリア信号は、Ｘ偏波成分／Ｙ偏波成分を含んでいる。
　ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器９２１は、入力される時間領域の各サブキャリア信号（Ｓｔｉｎｘ［ｎ＋１］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ＋１］、Ｓｔｉｎｘ［ｎ］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ］、Ｓｔｉｎｘ［ｎ－１］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ－１］）に対し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後の時間領域のサブキャリア信号（Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ＋１］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ＋１］、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ］、Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ－１］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ－１］）を出力する。
　ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器９２１は、６つの時間領域信号を好適に分離するため、６×６個の時間領域のＦＩＲフィルタ１２３が設けられている。すなわち、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０は、６×６個のＦＩＲフィルタ１２３で構成される６×６ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。つまり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器９２１は、３６個のタップ係数Ｗ１１～Ｗ６６のＦＩＲフィルタ１２３を備える。
　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器９２０は、サブキャリア間の成分をそれぞれ重み付け加算して出力する。ここで、各ＦＩＲフィルタ１２３のタップ係数（Ｗ１１～Ｗ６６）は、回路規模や動的係数更新の観点から、それぞれ１０～２０タップ程度のタップ係数とされる。
　例えば、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器９２１では、ＦＩＲフィルタ１２３が６行×６列のマトリクス状に配置されている。第１行（Ｓｔｉｎｘ［ｎ＋１］の入力行）に、Ｓｔｉｎｘ［ｎ＋１］を入力するタップ係数Ｗ１１～Ｗ１６のＦＩＲフィルタ１２３が配置され、第２行（Ｓｔｉｎｙ［ｎ＋１］の入力行）に、Ｓｔｉｎｙ［ｎ＋１］を入力するタップ係数Ｗ２１～Ｗ２６のＦＩＲフィルタ１２３が配置されている。すなわち、タップ係数Ｗ１１～Ｗ１６、Ｗ２１～Ｗ２６のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を入力する回路である。同様に、タップ係数Ｗ３１～Ｗ３６、Ｗ４１～Ｗ４６のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を入力する回路である。タップ係数Ｗ５１～Ｈ５６、Ｗ６１～Ｈ６６のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を入力する回路である。
　また、第１列（Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ＋１］の出力列）に、Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ＋１］を出力するタップ係数Ｗ１１、Ｗ２１、Ｗ３１、Ｗ４１、Ｗ５１、Ｗ６１のＦＩＲフィルタ１２３が配置され、第２列（Ｓｔｏｕｔｙ［ｎ＋１］の出力列）に、Ｓｔｏｕｔｙ［ｎ＋１］を出力するタップ係数Ｗ１２、Ｗ２２、Ｗ３２、Ｗ４２、Ｗ５２、Ｗ６２のＦＩＲフィルタ１２３が配置されている。すなわち、タップ係数Ｗ１１～Ｗ１２、Ｗ２１～Ｗ２２、Ｗ３１～Ｗ３２、Ｗ４１～Ｗ４２、Ｗ５１～Ｗ５２、Ｗ６１～Ｗ６２のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を出力する回路である。換言すると、タップ係数Ｗ１１～Ｗ１２、Ｗ２１～Ｗ２２、Ｗ３１～Ｗ３２、Ｗ４１～Ｗ４２、Ｗ５１～Ｗ５２、Ｗ６１～Ｗ６２のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を出力する回路である。同様に、タップ係数Ｗ１３～Ｗ１４、Ｗ２３～Ｗ２４、Ｗ３３～Ｗ３４、Ｗ４３～Ｗ４４、Ｗ５３～Ｗ５４、Ｗ６３～Ｗ６４のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を出力する回路である。タップ係数Ｗ１５～Ｗ１６、Ｗ２５～Ｗ２６、Ｗ３５～Ｗ３６、Ｗ４５～Ｗ４６、Ｗ５５～Ｗ５６、Ｗ６５～Ｗ６６のＦＩＲフィルタ１２３は、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を出力する回路である。
　このような回路構成により、比較例では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を処理する際、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を使用して、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を生成する。例えば、Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ＋１］を生成する場合、タップ係数Ｗ１１でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ＋１］と、タップ係数Ｗ２１でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ＋１］と、周波数－ｆ０（負側に隣のサブキャリア）のタップ係数Ｗ３１でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ］と、周波数－ｆ０のタップ係数Ｗ４１でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ］と、周波数－２ｆ０（負側に２つ隣のサブキャリア）のタップ係数Ｗ５１でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ－１］と、周波数－２ｆ０のタップ係数Ｗ６１でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ－１］とを加算する。
　同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を処理する際、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を使用して、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を生成する。例えば、Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ］を生成する場合、周波数＋ｆ０（正側に隣のサブキャリア）のタップ係数Ｗ１３でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ＋１］と、周波数＋ｆ０のタップ係数Ｗ２３でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ＋１］と、タップ係数Ｗ３３でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ］と、タップ係数Ｗ４３でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ］と、周波数－ｆ０（負側に隣のサブキャリア）のタップ係数Ｗ５３でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ－１］と、周波数－ｆ０のタップ係数Ｗ６３でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ－１］とを加算する。
　また、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を処理する際、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ］を使用して、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を生成する。例えば、Ｓｔｏｕｔｘ［ｎ－１］を生成する場合、周波数＋２ｆ０（正側に２つ隣のサブキャリア）のタップ係数Ｗ１５でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ＋１］と、周波数＋２ｆ０のタップ係数Ｗ２５でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ＋１］と、周波数＋ｆ０（正側に隣のサブキャリア）のタップ係数Ｗ３５でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ］と、周波数＋ｆ０のタップ係数Ｗ４５でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ］と、タップ係数Ｗ５５でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｘ［ｎ－１］と、タップ係数Ｗ６５でＦＩＲフィルタ処理したＳｔｉｎｙ［ｎ－１］とを加算する。
＜実施の形態１のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器＞
　図１１は、本実施の形態に係るＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成を示している。図１１に示すように、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０は、比較例と同様に、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器１２１、フィルタ係数更新部１２２、ＦＩＲフィルタ１２３を含む。この例では、上記のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０と同様、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と対象サブキャリア信号とし、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］、ＳＵＢ［Ｎ］及びＳＵＢ［Ｎ＋１］をサブキャリア信号ＳＵＢＧとする。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０は、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０によりＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理されたサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］と隣接サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を入力し、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理されたサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を出力する。また、各サブキャリア信号は、Ｘ偏波成分／Ｙ偏波成分を含んでいる。
　比較例と比べてＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器の構成が異なっている。すなわち、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器１２１は、比較例と異なり６×２のフィルタ構成であり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０は、６×２ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器である。つまり、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器１２１は、入力される時間領域の各サブキャリア信号（Ｓｔｉｎｘ［ｎ＋１］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ＋１］、Ｓｔｉｎｘ［ｎ］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ］、Ｓｔｉｎｘ［ｎ－１］、Ｓｔｉｎｙ［ｎ－１］）に対し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理を行い、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後の時間領域のサブキャリア信号（Ｓｆｏｕｔｘ［ｎ］、Ｓｆｏｕｔｙ［ｎ］）を出力する。このため、本実施の形態では、比較例に対してＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器を構成する一部のＦＩＲフィルタ１２３を削除している。
　上記のように、本実施の形態では、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器により、各サブキャリア信号を並列に処理する。そうすると、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０の出力は、対象とするサブキャリア信号のみとなるため、この例では中心となるサブキャリア信号の出力で使用する以外のＦＩＲフィルタ１２３を削除する。これにより、この例では、比較例に比べてＦＩＲフィルタ１２３を２４個削減することができる。
　具体的には、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器１２１は、１２個のタップ係数Ｗ１３～Ｗ１４、Ｗ２３～Ｗ２４、Ｗ３３～Ｗ３４、Ｗ４３～Ｗ４４、Ｗ５３～Ｗ５４、Ｗ６３～Ｗ６４のＦＩＲフィルタ１２３のみを備える。タップ係数Ｗ１３～Ｗ１４、Ｈ２３～Ｈ２４のＦＩＲフィルタ１２３が、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］を入力する回路となる。タップ係数Ｗ３３～Ｈ３４、Ｈ４３～Ｈ４４のＦＩＲフィルタ１２３が、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を入力する回路となる。タップ係数Ｗ５３～Ｈ５４、Ｈ６３～Ｈ６４のＦＩＲフィルタ１２３が、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を入力する回路となる。
　また、タップ係数Ｗ１３～Ｗ１４、Ｗ２３～Ｗ２４、Ｗ３３～Ｗ３４、Ｗ４３～Ｗ４４、Ｗ５３～Ｗ５４、Ｗ６３～Ｗ６４のＦＩＲフィルタ１２３は、比較例と同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］（第１のサブキャリア信号）、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］（第２のサブキャリア信号）及びサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］（第３のサブキャリア信号）を入力し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を出力する回路（ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化回路）となる。
　すなわち、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］のＭＩＭＯ等化処理では、比較例と同様に、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］、隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を使用する。このため、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］の演算に使用するＦＩＲフィルタ１２３（タップ係数Ｗ１３、Ｗ１４、Ｗ２３、Ｗ２４、Ｗ３３、Ｗ３４、Ｗ４３、Ｗ４４、Ｗ５３、Ｗ５４、Ｗ６３、Ｗ６４）は削除しない。つまり、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］にサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を加算することで、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］を生成する。そして、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］の演算に使用しない、領域Ａ３で示されるＦＩＲフィルタ（タップ係数Ｗ１１、Ｗ１２、Ｗ２１、Ｗ２２、Ｗ３１、Ｗ３２、Ｗ４１、Ｗ４２、Ｗ５１、Ｗ５２、Ｗ６１、Ｗ６２）、領域Ａ４で示されるＦＩＲフィルタ（タップ係数Ｗ１５、Ｗ１６、Ｗ２５、Ｗ２６、Ｗ３５、Ｗ３６、Ｗ４５、Ｗ４６、Ｗ５５、Ｗ５６、Ｗ６５、Ｗ６６）を削除する。これにより、必要な回路のみで、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］に対し周波数領域で上下に隣接するサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ－１］を用いてＭＩＭＯ等化処理を行うことができる。
　なお、各ＦＩＲフィルタ１２３のタップ係数は、ＣＭＡなどのブラインド等化アルゴリズムを用いて誤差を計算しながら最適な係数となるよう、フィルタ係数更新部１２２により逐次更新される。これにより、サブキャリア間に生じるクロストークが互いにキャンセルされるようタップ係数が最適化されるため、周波数軸上で重なり合ったサブキャリア信号から、元々のサブキャリア信号を各々復調することが可能となる。
　以上のように、本実施の形態では、サブキャリア信号を波長多重して光伝送を行う光伝送システムの光受信装置において、クロストークの影響は隣接サブキャリアが支配的であることに着目して対象サブキャリア信号ごとにＭＩＭＯ等化処理を行うことにより、ＭＩＭＯ等化器の回路規模の削減を可能とする。
　ハイブリッドＭＩＭＯ等化器の複数のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及び複数のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器は、対象サブキャリア信号と隣接サブキャリア信号を含むサブキャリア信号群を入力として、サブキャリア信号群ごとにＭＩＭＯ等化処理を行う。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器は、例えば６×６ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器であるが、クロストークの影響が小さいサブキャリア間の線形等化処理を削除することで、回路規模を削減することができる。また、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器は、対象サブキャリアと隣接サブキャリアを含むサブキャリア信号群を入力とし、対象サブキャリアのみを出力するため、例えば６×２ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器で線形等化処理を行うことができ、回路規模を削減することができる。
　図１２は、比較例と本実施の形態のＭＩＭＯ等化器の回路規模を示すグラフである。サブキャリア数をＮとすると、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の必要なフィルタ数（フィルタ係数乗算器数）は、比較例では（２Ｎ）２となり、本実施の形態ではＮ×２８となる。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の必要なフィルタ数は、比較例では（２Ｎ）２となり、本実施の形態ではＮ×１２となる。そうすると、図１２に示すように、比較例では、サブキャリア数が増えると指数関数的にフィルタ数が増加するが、本実施の形態では、サブキャリア数が増えても一定の割合でしかフィルタ数は増えない。このため、サブキャリア数が多くなるほど比較例に比べてフィルタ数を減らすことができる。この例では、８サブキャリアの場合にフィルタ数を３７．５％削減することができる。
　また、回路実装について比較例と本実施の形態を比べると、比較例では、上記のようにサブキャリア数の２乗でフィルタ数が増加することから、サブキャリア数の増加に伴い回路内部の配線が複雑化するため、回路実装に伴って回路規模がさらに増加する。これに対し、本実施の形態では、サブキャリア数に比例してフィルタ数は増加するものの、サブキャリア数が増加してもサブキャリア毎に独立した回路が単純に増えるのみであるため、回路実装に伴って増加する回路規模は固定となる。すなわち、本実施の形態では、ＭＩＭＯ等化器を１サブキャリアごとに複数配置するのみで実現可能なため、回路実装の制約条件を緩和することができる（いわゆるスケールアウトとなる）。
（実施の形態２）
　実施の形態２では、実施の形態１に係る光受信装置のハイブリッド等化器の他の構成例として、チャネル信号の周波数領域端部のサブキャリア信号を処理するハイブリッド等化器の構成例について説明する。
＜実施の形態２のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器＞
　図１３及び図１４は、本実施の形態に係るＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成を示している。図１３及び図１４は、例えば、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１または１１０－５の構成例である。基本的な構成は、実施の形態１で説明したＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０と同様である。
　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１または１１０－５は、チャネル信号の周波数端部のサブキャリア信号を処理するため、２サブキャリア入力×２サブキャリア出力となる。例えば、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－１は、サブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２を入力し、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２を出力する。ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１１０－５は、サブキャリア信号ＳＵＢ４及びＳＵＢ５を入力し、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ４及びＳＵＢ５を出力する。
　そうすると、実施の形態１で説明した６×６ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器をそのまま使用すると、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の出力が不安定な信号となる。このため、図１３の例では、使用しないサブキャリア信号がある場合（あるサブキャリア信号が入力されない場合）、使用しないサブキャリア信号のフィルタ係数乗算器１１４を動作しないように制御（設定）する。例えば、該当するフィルタ係数乗算器１１４の回路動作を停止させてもよいし、フィルタ係数乗算器１１４のフィルタ係数をゼロに設定してもよい。この例では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ］を使用し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を使用しないため、領域Ａ５で示されるサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］の演算を行うフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ５３、Ｈ５４、Ｈ５５、Ｈ５６、Ｈ６３、Ｈ６４、Ｈ６５、Ｈ６６）の回路を停止、もしくは、フィルタ係数をゼロに設定する。また、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］が入力されるフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ３５、Ｈ３６、Ｈ４５、Ｈ４６）の回路を停止、もしくは、フィルタ係数をゼロに設定してもよい。
　なお、回路停止やフィルタ係数のゼロ設定は、予め固定で設定してもよいし、サブキャリア信号に応じて動的に設定してもよい。例えば、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の入力信号をモニタするモニタ回路を設けて、モニタされる入力信号のスペクトルに応じて、信号が検出されないサブキャリアの回路動作を制御してもよい。
　また、図１３のように回路動作を制御してもよいし、図１４のように使用しない回路を削除してもよい。図１４の例では、領域Ａ５で示される使用しないサブキャリア信号のフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ５３、Ｈ５４、Ｈ５５、Ｈ５６、Ｈ６３、Ｈ６４、Ｈ６５、Ｈ６６）を削除する。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路１１２は、２０個のフィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１４、Ｈ２１～Ｈ２４、Ｈ３１～Ｈ３６、Ｈ４１～Ｈ４６のフィルタ係数乗算器１１４のみを備えてもよい。また、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ］が入力されるフィルタ係数乗算器１１４（フィルタ係数Ｈ３５、Ｈ３６、Ｈ４５、Ｈ４６）を削除してもよい。すなわち、ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路１１２は、１６個のフィルタ係数Ｈ１１～Ｈ１４、Ｈ２１～Ｈ２４、Ｈ３１～Ｈ３４、Ｈ４１～Ｈ４４のフィルタ係数乗算器１１４のみを備えてもよい。
＜実施の形態２のＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器＞
　図１５及び図１６は、本実施の形態に係るＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の具体的な構成を示している。図１５及び図１６は、例えば、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１または１２０－５の構成例である。基本的な構成は、実施の形態１で説明したＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０と同様である。
　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１または１２０－５は、チャネル信号の周波数端部のサブキャリア信号を処理するため、２サブキャリア入力×１サブキャリア出力となる。例えば、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－１は、サブキャリア信号ＳＵＢ１及びＳＵＢ２を入力し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ１を出力する。ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器１２０－５は、サブキャリア信号ＳＵＢ４及びＳＵＢ５を入力し、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化処理後のサブキャリア信号ＳＵＢ５を出力する。
　そうすると、実施の形態１で説明した６×２ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器をそのまま使用すると、ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器の出力が不安定な信号となる。このため、図１５の例では、使用しないサブキャリア信号がある場合（あるサブキャリア信号が入力されない場合）、使用しないサブキャリア信号のＦＩＲフィルタ１２３を動作しないように制御（設定）する。例えば、該当するＦＩＲフィルタ１２３の回路動作を停止させてもよいし、ＦＩＲフィルタ１２３のタップ係数をゼロに設定してもよい。この例では、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ＋１］及びＳＵＢ［Ｎ］を使用し、サブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］を使用しないため、領域Ａ６で示されるサブキャリア信号ＳＵＢ［Ｎ－１］の演算を行うＦＩＲフィルタ１２３（タップ係数Ｗ５３、Ｗ５４、Ｗ６３、Ｗ６４）の回路を停止、もしくは、タップ係数をゼロに設定する。なお、回路停止やタップ係数のゼロ設定は、上記本実施の形態のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と同様に、予め固定で設定してもよいし、サブキャリア信号に応じて動的に設定してもよい。
　また、図１５のように回路動作を制御してもよいし、図１６のように使用しない回路を削除してもよい。すなわち、図１６の例では、領域Ａ６で示される使用しないサブキャリア信号のＦＩＲフィルタ１２３（タップ係数Ｗ５３、Ｗ５４、Ｗ６３、Ｗ６４）を削除する。すなわち、ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器１２１は、８個のタップ係数Ｗ１３～Ｗ１４、Ｗ２３～Ｗ２４、Ｗ３３～Ｗ３４、Ｗ４３～Ｗ４４のＦＩＲフィルタ１２３のみを備えてもよい。
　以上のように、チャネル信号の周波数領域端部のサブキャリア信号を処理するＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器において、使用しない回路の動作を制御してもよい。これにより、他のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と同じ回路構成を使用しつつ、回路動作の安定化を図ることができる。また、ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器及びＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器において、使用しない回路をさらに削除してもよい。これにより、さらに回路規模を削減することができる。
　なお、本開示は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、比較例として説明した回路と実施の形態として説明した回路を組み合わせてもよい。比較例のＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器と実施の形態に係るＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器とを組み合わせてもよい。
　上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記Ａ１）
　周波数軸上に多重するサブキャリア信号を単一偏波信号とし、対象のサブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるサブキャリア信号数をＮ（Ｎは自然数）とした場合において、
　（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）周波数領域ＭＩＭＯ等化と（２Ｎ＋１）×１時間領域ＭＩＭＯ等化を逐次的に受信処理を行う波長多重光伝送方式。
（付記Ａ２）
　付記Ａ１においてサブキャリア信号を偏波多重信号とし、ＭＩＭＯ等化の次数を偏波多重数分だけ倍増することを特徴とする波長多重光伝送方式。
（付記Ａ３）
　付記Ａ１または付記Ａ２において多重されるサブキャリア信号数Ｎを１とすることを特徴とする波長多重伝送方式。
（付記Ａ４）
　周波数軸上に多重するサブキャリア信号を単一偏波信号とし、対象のサブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるサブキャリア信号数をＮ（Ｎは自然数）とした場合において、
　（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）周波数領域ＭＩＭＯ等化器と（２Ｎ＋１）×１時間領域ＭＩＭＯ等化器を結合して線形等化を行う波長多重光伝送方式の受信装置。
（付記Ａ５）
　付記Ａ４においてサブキャリア信号を偏波多重信号とし、ＭＩＭＯ等化の次数を偏波多重数分だけ倍増することを特徴とする波長多重光伝送方式の受信装置。
（付記Ａ６）
　付記Ａ４またはＡ５において多重されるサブキャリア信号数Ｎを１とすることを特徴とする波長多重伝送方式の受信装置。
　（付記Ｂ１）
　受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成する周波数領域ＭＩＭＯ等化器と、
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する時間領域ＭＩＭＯ等化器と、
　を備える、光信号処理回路。
　（付記Ｂ２）
　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含み、
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）であり、
　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×１である、
　付記Ｂ１に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ３）
　前記Ｎ個のサブキャリア信号は、それぞれＭ個の偏波信号に偏波多重されており、
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、Ｍ（２Ｎ＋１）×Ｍ（２Ｎ＋１）であり、
　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、Ｍ（２Ｎ＋１）×Ｍである、
　付記Ｂ２に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ４）
　前記Ｎは１である、
　付記Ｂ２又はＢ３に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ５）
　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号に対してクロストークを生じさせるサブキャリア信号を含む、
　付記Ｂ１乃至Ｂ４のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ６）
　前記連続サブキャリア信号は、周波数領域で前記対象サブキャリア信号と重なり合うサブキャリア信号を含む、
　付記Ｂ１乃至Ｂ５のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ７）
　前記連続サブキャリア信号は、周波数領域で前記対象サブキャリア信号と隣り合うサブキャリア信号を含む、
　付記Ｂ１乃至Ｂ６のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ８）
　前記連続サブキャリア信号は、周波数軸上で連続する第１～第３のサブキャリア信号を含み、
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、
　　前記第１のサブキャリア信号と前記第２のサブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第１のサブキャリア信号を生成する第１の周波数領域処理回路と、
　　前記第１のサブキャリア信号と前記第２のサブキャリア信号と前記第３のサブキャリア信号とに基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第２のサブキャリア信号を生成する第２の周波数領域処理回路と、
　　前記第２のサブキャリア信号と前記第３のサブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第３のサブキャリア信号を生成する第３の周波数領域処理回路と、
　を備える、付記Ｂ１乃至Ｂ７のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ９）
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記第３の周波数領域処理回路を動作しないよう制御する、
　付記Ｂ８に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ１０）
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記第３の周波数領域処理回路の動作を停止する、または、前記第３の周波数領域処理回路の演算係数をゼロに設定する、
　付記Ｂ９に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ１１）
　前記連続サブキャリア信号は、周波数軸上で連続する第１～第３のサブキャリア信号を含み、
　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第１のサブキャリア信号と前記第２のサブキャリア信号と前記第３のサブキャリア信号とに基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第２のサブキャリア信号を生成する時間領域処理回路を備える、
　付記Ｂ１乃至Ｂ７のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ１２）
　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記時間領域処理回路のうち前記第３のサブキャリア信号の演算を行う回路を動作しないよう制御する、
　付記Ｂ１１に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ１３）
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記第３のサブキャリア信号の演算を行う回路の動作を停止する、または、前記第３のサブキャリア信号の演算を行う回路の演算係数をゼロに設定する、
　付記Ｂ１２に記載の光信号処理回路。
　（付記Ｂ１４）
　光マルチキャリア信号を受信する光受信機と、複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器と、複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器と、を備え、
　前記複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器のそれぞれは、前記受信される光マルチキャリア信号内の前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器ごとに選択された対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記の連続サブキャリア信号を生成し、
　前記複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器のそれぞれは、前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する、
　光受信装置。
　（付記Ｂ１５）
　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含み、
　前記複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）であり、
　前記複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×１である、
　付記Ｂ１４記載の光受信装置。
　（付記Ｂ１６）
　受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成し、
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する、
　光信号処理方法。
　（付記Ｂ１７）
　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含み、
　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）であり、
　前記時間領域ＭＩＭＯ等化処理の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×１である、
　付記Ｂ１６に記載の光信号処理方法。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１９年１０月１０日に出願された日本出願特願２０１９－１８６７６３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１、１ａ、１ｂ　光信号処理回路
２、２ａ、２ｂ　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
３、３ａ、３ｂ　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
４　　　光受信機
５　　　光受信装置
６　　　波長多重光伝送システム
１０　　光送信装置
１１　　光送信機
１２　　合波器
２０　　光受信装置
２１　　分波器
２２　　光受信機
３１　　光ファイバ伝送路
３２　　ＲＯＡＤＭ機器
１００　ハイブリッドＭＩＭＯ等化器
１１０　ＦＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
１１１　ＦＦＴ回路
１１２　ＦＤＥ－ＭＩＭＯコア回路
１１３　ＩＦＦＴ回路
１１４　フィルタ係数乗算器
１２０　ＴＤＥ－ＭＩＭＯ等化器
１２１　ＴＤＥ－ＭＩＭＯコア等化器
１２２　フィルタ係数更新部
１２３　ＦＩＲフィルタ

Claims (17)

  1. 　受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成する周波数領域ＭＩＭＯ等化器と、
    　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する時間領域ＭＩＭＯ等化器と、
    　を備える、光信号処理回路。
  2. 　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含み、
    　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）であり、
    　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×１である、
    　請求項１に記載の光信号処理回路。
  3. 　前記Ｎ個のサブキャリア信号は、それぞれＭ個の偏波信号に偏波多重されており、
    　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、Ｍ（２Ｎ＋１）×Ｍ（２Ｎ＋１）であり、
    　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、Ｍ（２Ｎ＋１）×Ｍである、
    　請求項２に記載の光信号処理回路。
  4. 　前記Ｎは１である、
    　請求項２又は３に記載の光信号処理回路。
  5. 　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号に対してクロストークを生じさせるサブキャリア信号を含む、
    　請求項１乃至４のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
  6. 　前記連続サブキャリア信号は、周波数領域で前記対象サブキャリア信号と重なり合うサブキャリア信号を含む、
    　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
  7. 　前記連続サブキャリア信号は、周波数領域で前記対象サブキャリア信号と隣り合うサブキャリア信号を含む、
    　請求項１乃至６のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
  8. 　前記連続サブキャリア信号は、周波数軸上で連続する第１～第３のサブキャリア信号を含み、
    　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、
    　　前記第１のサブキャリア信号と前記第２のサブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第１のサブキャリア信号を生成する第１の周波数領域処理回路と、
    　　前記第１のサブキャリア信号と前記第２のサブキャリア信号と前記第３のサブキャリア信号とに基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第２のサブキャリア信号を生成する第２の周波数領域処理回路と、
    　　前記第２のサブキャリア信号と前記第３のサブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第３のサブキャリア信号を生成する第３の周波数領域処理回路と、
    　を備える、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
  9. 　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記第３の周波数領域処理回路を動作しないよう制御する、
    　請求項８に記載の光信号処理回路。
  10. 　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記第３の周波数領域処理回路の動作を停止する、または、前記第３の周波数領域処理回路の演算係数をゼロに設定する、
    　請求項９に記載の光信号処理回路。
  11. 　前記連続サブキャリア信号は、周波数軸上で連続する第１～第３のサブキャリア信号を含み、
    　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第１のサブキャリア信号と前記第２のサブキャリア信号と前記第３のサブキャリア信号とに基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記第２のサブキャリア信号を生成する時間領域処理回路を備える、
    　請求項１乃至７のいずれか一項に記載の光信号処理回路。
  12. 　前記時間領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記時間領域処理回路のうち前記第３のサブキャリア信号の演算を行う回路を動作しないよう制御する、
    　請求項１１に記載の光信号処理回路。
  13. 　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器は、前記第３のサブキャリア信号が入力されない場合、前記第３のサブキャリア信号の演算を行う回路の動作を停止する、または、前記第３のサブキャリア信号の演算を行う回路の演算係数をゼロに設定する、
    　請求項１２に記載の光信号処理回路。
  14. 　光マルチキャリア信号を受信する光受信機と、複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器と、複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器と、を備え、
    　前記複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器のそれぞれは、前記受信される光マルチキャリア信号内の前記周波数領域ＭＩＭＯ等化器ごとに選択された対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記の連続サブキャリア信号を生成し、
    　前記複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器のそれぞれは、前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する、
    　光受信装置。
  15. 　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含み、
    　前記複数の周波数領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）であり、
    　前記複数の時間領域ＭＩＭＯ等化器の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×１である、
    　請求項１４記載の光受信装置。
  16. 　受信される光マルチキャリア信号内の対象サブキャリア信号を含む連続サブキャリア信号に基づいて、周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号を生成し、
    　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記連続サブキャリア信号に基づいて、時間領域ＭＩＭＯ等化処理後の前記対象サブキャリア信号を生成する、
    　光信号処理方法。
  17. 　前記連続サブキャリア信号は、前記対象サブキャリア信号の上下の周波数にそれぞれ連続して多重されるＮ個（Ｎは自然数）のサブキャリア信号を含み、
    　前記周波数領域ＭＩＭＯ等化処理の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×（２Ｎ＋１）であり、
    　前記時間領域ＭＩＭＯ等化処理の入力×出力は、（２Ｎ＋１）×１である、
    　請求項１６に記載の光信号処理方法。
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Title
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SATO, MASAKI ET AL.: "Mitigation of Inter-Subcarrier Linear Crosstalk with MIMO equalizer", 25TH OPTOELECTRONICS AND COMMUNICATIONS CONFERENCE (OECC), 5 October 2020 (2020-10-05), pages 1 - 3, XP055817964, ISSN: 2166-8884 *

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