WO2021038866A1 - 直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 Download PDF

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和徳 畠山
啓介 植村
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三菱電機株式会社
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    • H01L27/0617—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type
    • H01L27/0629—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type in combination with diodes, or resistors, or capacitors

Definitions

  • the present invention includes a DC power supply device that converts an AC voltage output from an AC power supply into a DC voltage and applies it to a load, a motor drive device that drives a motor that is a load, a blower and a compressor equipped with a motor drive device, and , With respect to an air conditioner equipped with a blower or compressor.
  • the DC power supply device is provided with a converter that converts the AC voltage output from the AC power supply into a DC voltage, and a smoothing capacitor that holds the DC voltage converted by the converter.
  • a DC power supply device an inrush current, which is a large current that temporarily flows when an AC power supply is turned on, may become a problem.
  • Patent Document 1 is provided with a protection circuit that protects a circuit element from an inrush current, and is provided with a DC power supply device capable of suppressing harmonic current with high efficiency while preventing deterioration of element characteristics and damage to the element due to inrush current.
  • the motor drive device and the air conditioner are disclosed.
  • a general protection circuit is equipped with an inrush current prevention resistor to prevent an excessive inrush current and a relay connected in parallel with the inrush current prevention resistor.
  • the smoothing capacitor is charged while suppressing the inrush current by passing a current through the inrush current prevention resistor. Further, when the charging of the smoothing capacitor is completed, both ends of the inrush current prevention resistor are short-circuited by using a relay. As a result, current flows through the protection circuit through a path that does not pass through the inrush current prevention resistor.
  • the operating voltage of the relay is given by the power supply circuit in the DC power supply device.
  • the voltage of the power supply is generated using the charging voltage of the smoothing capacitor.
  • the operating voltage of a general relay is a low voltage of about 5 to 24 V. Therefore, if the charging voltage of the smoothing capacitor is about 50 V or more, the operating voltage can be generated.
  • an instantaneous power failure may occur in the environment in which the product is used.
  • an air conditioner when a compressor that consumes a large amount of electric power is operating, electric power is consumed by the inverter that drives the compressor, so that the smoothing capacitor is hardly charged with electric charge. Therefore, when a momentary power failure occurs, the voltage of the smoothing capacitor drops sharply.
  • the voltage of the power supply circuit is maintained by the capacitor in the power supply circuit. Therefore, a voltage can be supplied to the relay, the relay continues to operate, and both ends of the inrush current prevention resistor remain short-circuited.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a DC power supply device capable of reliably protecting circuit components from an excessive inrush current that may occur when recovering from an instantaneous power failure.
  • the DC power supply device includes a reactor and four unidirectional elements connected by a bridge, and is connected to an AC power supply via the reactor to be AC.
  • a converter that converts the AC voltage output from the power supply into a DC voltage and applies it to the load, a smoothing capacitor connected between the output terminals of the converter, and placed on the charging path from the AC power supply to the smoothing capacitor. It is provided with an inrush current prevention circuit.
  • the DC power supply device has a first physical quantity detection unit that detects a first physical quantity that represents the operating state of the output side of the converter, and a second physical quantity that detects a second physical quantity that represents the operating state of the input side of the converter.
  • the DC power supply device includes a control unit to which the first and second physical quantities are input to control the operation of the converter, and a control power supply to generate an operating voltage for operating the control unit.
  • the power supply voltage is recovered from the state where the power supply voltage is lowered, the physical quantity saturated from at least one of the first and second physical quantity detection units is input to the control unit.
  • the DC power supply device According to the DC power supply device according to the present invention, it is possible to reliably protect the circuit components from the excessive inrush current that may occur when recovering from a momentary power failure.
  • FIG. 3 shows a path of a current flowing through the converter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 shows a path of a current flowing through a converter according to the first embodiment.
  • Flow chart used to explain the operation of the main part in the first embodiment The figure which shows the structure of the air conditioner which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor drive device 100 including a DC power supply device 50 according to the first embodiment.
  • the DC power supply device 50 according to the first embodiment is a power supply device that converts a power supply voltage, which is an AC voltage output from a single-phase AC power supply 1, into a DC voltage and applies it to a load 12.
  • the motor drive device 100 according to the first embodiment is a drive device that converts the DC power output from the DC power supply device 50 into AC power and supplies the converted AC power to the motor 500 to drive the motor 500. is there.
  • the motor drive device 100 includes a DC power supply device 50, a control unit 10, and an inverter 18 as main components.
  • the DC power supply device 50 includes a reactor 2, a converter 3, an inrush current prevention circuit 13, a gate drive circuit 15 which is a first drive circuit, a smoothing capacitor 4, a voltage detection unit 5, and a current detection unit 6.
  • a voltage detection unit 7, a current detection unit 8, and a power supply circuit 14 that is a control power source are provided.
  • One end of the reactor 2 is connected to the AC power supply 1, and the other end of the reactor 2 is connected to the converter 3.
  • the reactor 2 temporarily stores the electric power supplied from the AC power source 1.
  • the converter 3 converts the AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage and outputs the AC voltage to the DC bus 16a and 16b.
  • the DC bus lines 16a and 16b are electrical wirings that connect the converter 3 and the load 12. The voltage between the DC bus 16a and the DC bus 16b is called the "bus voltage".
  • the load 12 includes a gate drive circuit 17, which is a second drive circuit, an inverter 18, a current detection unit 9, and a motor 500.
  • the gate drive circuit 17, the inverter 18, and the current detection unit 9, excluding the motor 500 are the components of the motor drive device 100.
  • the inverter 18 converts the DC voltage output from the DC power supply device 50 into an AC voltage applied to the motor 500 and outputs the AC voltage. Examples of equipment on which the motor 500 is mounted are blowers, compressors or air conditioners.
  • FIG. 1 shows an example in which the device connected to the inverter 18 is the motor 500, but the present invention is not limited to this.
  • the device connected to the inverter 18 may be any device to which AC power is input, and may be a device other than the motor 500.
  • the converter 3 includes a first leg 31 and a second leg 32.
  • the first leg 31 and the second leg 32 are connected in parallel.
  • the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 are connected in series.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 are connected in series.
  • the other end of the reactor 2 is connected to a connection point 3a between the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 in the first leg 31.
  • the connection point 3b between the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 is connected to the other end of the AC power supply 1.
  • the connection points 3a and 3b form an AC terminal.
  • the reactor 2 is connected between one end of the AC power supply 1 and the connection point 3a, but is connected between another end of the AC power supply 1 and the connection point 3b. May be good.
  • the side where the connection points 3a and 3b are located is called the "AC side”. Further, the AC voltage output from the AC power supply 1 is called a “power supply voltage”, and the cycle of the power supply voltage is called a "power supply cycle”.
  • the first upper arm element 311 includes a switching element Q1 and a diode D1 connected in parallel to the switching element Q1.
  • the first lower arm element 312 includes a switching element Q2 and a diode D2 connected in parallel to the switching element Q2.
  • the second upper arm element 321 includes a switching element Q3 and a diode D3 connected in parallel to the switching element Q3.
  • the second lower arm element 322 includes a switching element Q4 and a diode D4 connected in parallel to the switching element Q4.
  • the diodes D1 and D4 are unidirectional so that forward current flows when the polarity of the power supply voltage is positive, that is, the side connected to the reactor 2 has a higher potential than the side not connected to the reactor 2. It is an element.
  • the diodes D2 and D3 are unidirectional so that a forward current flows when the polarity of the power supply voltage is negative, that is, the side not connected to the reactor 2 has a higher potential than the side connected to the reactor 2. It is an element.
  • FIG. 1 discloses a configuration in which switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are connected in parallel to each of the diodes D1, D2, D3, and D4, but the present invention is not limited to this.
  • Switching elements may be connected to each of the two diodes connected to the positive side of the smoothing capacitor 4, that is, the diode D1 in the first leg 31 and the diode D3 in the second leg 32.
  • switching elements may be connected to each of the two diodes connected to the negative side of the smoothing capacitor 4, that is, the diode D2 in the first leg 31 and the diode D4 in the second leg 32.
  • a switching element may be connected to each of the two diodes in the first leg 31, that is, the diodes D1 and D2.
  • a switching element may be connected to each of the two diodes in the second leg 32, that is, the diodes D3 and D4.
  • MOSFETs are illustrated for each of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, but the limitation is not limited to MOSFETs.
  • a MOSFET is a switching element capable of passing a current in both directions between a drain and a source. Any switching element may be used as long as it is a switching element capable of bidirectionally flowing a current between the first terminal corresponding to the drain and the second terminal corresponding to the source, that is, a bidirectional element.
  • parallel here means that the first terminal corresponding to the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the second terminal corresponding to the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used. Parasitic diodes are also called body diodes.
  • the switching elements Q1, Q2, Q3 and Q4 are not limited to MOSFETs formed of silicon-based materials, and are wide-band such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3) or diamond. It may be a MOSFET formed of a bandgap (Wide Band Gap) semiconductor.
  • WBG semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a WBG semiconductor for at least one of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, the withstand voltage resistance and the allowable current density of the switching element are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element is miniaturized. it can.
  • a MOSFET having a Super Junction (SJ) structure may be used instead of the WBG semiconductor.
  • SJ-MOSFET Super Junction
  • the positive side of the smoothing capacitor 4 is connected to the DC bus 16a on the high potential side.
  • the DC bus 16a is drawn from the connection point 3c between the first upper arm element 311 in the first leg 31 and the second upper arm element 321 in the second leg 32.
  • the negative side of the smoothing capacitor 4 is connected to the DC bus 16b on the low potential side.
  • the DC bus 16b is drawn from the connection point 3d between the first lower arm element 312 in the first leg 31 and the second lower arm element 322 in the second leg 32.
  • the connection points 3c and 3d form a DC terminal.
  • the side where the connection points 3c and 3d are located may be referred to as the "DC side".
  • the output voltage of the converter 3 is applied to both ends of the smoothing capacitor 4.
  • the smoothing capacitor 4 is connected to the DC bus lines 16a and 16b.
  • the smoothing capacitor 4 smoothes the output voltage of the converter 3.
  • the voltage smoothed by the smoothing capacitor 4 is applied to the inverter 18.
  • the voltage detection unit 5 detects the power supply voltage and outputs the detected value Vs of the power supply voltage to the control unit 10.
  • the power supply voltage is an absolute value of the instantaneous voltage of the AC power supply 1.
  • the effective value of the instantaneous voltage may be used as the power supply voltage.
  • the current detection unit 6 detects the power supply current, which is the AC current flowing between the AC power supply 1 and the converter 3, and outputs the detected value Is of the power supply current to the control unit 10.
  • An example of a current detector used in the current detection unit 6 is an AC current transformer (Alternating Current Current Transformer: ACCT).
  • the voltage detection unit 7 detects the bus voltage and outputs the detected value Vdc of the bus voltage to the control unit 10.
  • the current detection unit 8 is arranged on the DC bus 16b between the converter 3 and the smoothing capacitor 4.
  • the current detection unit 8 detects the DC current flowing through the DC bus 16b, and outputs the DC current detection value Idc to the control unit 10.
  • An example of a detector used in the current detection unit 8 is a shunt resistor or a DC current transformer (DCCT). Further, in FIG. 1, the current detection unit 8 is arranged on the DC bus 16b, but may be arranged on the DC bus 16a.
  • the current information used for controlling the operation of the converter 3 may be either the detected value Is of the power supply current or the detected value Idc of the direct current. That is, at least one of the current detection units 6 and 8 may be provided. However, the current detected by the current detection unit 8 is direct current, and does not have polarity information like the power supply current detected by the current detection unit 6. Therefore, the power supply current may be estimated from the detected value Idc of the direct current using the information of the power supply voltage polarity. Information on the polarity of the power supply voltage can be obtained from the detected value Vs of the power supply voltage. With such a control configuration, it is possible to reduce the current detection unit 6.
  • both the current detection units 6 and 8 may be provided. If both the current detection units 6 and 8 are provided, the current detection performance can be improved.
  • DCCT or a shunt resistor is used for the detector of the current detection unit 8.
  • a shunt resistor is often introduced for the purpose of detecting the backflow of a smoothing capacitor or the purpose of detecting a short-circuit failure of a switching element.
  • the resistance value of a resistor has good frequency characteristics. Therefore, if a shunt resistor is used, current detection in a wide frequency range becomes possible. Moreover, the existing shunt resistor can be diverted. Further, DCCT having good frequency characteristics is expensive. Therefore, if a shunt resistor is used, the cost of the DC power supply device 50 can be reduced.
  • the charging current to the smoothing capacitor 4 is grasped by using the information of the power supply voltage polarity obtained from the detection value Vs of the power supply voltage. be able to.
  • the direct current flowing through the direct current bus 16a or the direct current bus 16b is a physical quantity representing the operating state of the converter 3 on the direct current side, that is, the output side.
  • the power supply current or power supply voltage is a physical quantity representing the operating state of the AC side, that is, the input side of the converter 3.
  • the direct current may be referred to as a "first physical quantity”
  • the power supply current or the power supply voltage may be referred to as a "second physical quantity”.
  • the current detection unit 8 that detects the direct current is called the "first physical quantity detection unit”
  • the current detection unit 6 that detects the power supply current or the voltage detection unit 5 that detects the power supply voltage is called the "second physical quantity detection unit”.
  • part sometimes called "part”.
  • the inrush current prevention circuit 13 is arranged on the charging path from the AC power supply 1 to the smoothing capacitor 4.
  • the inrush current prevention circuit 13 includes an inrush current prevention resistor 13a and a relay 13b.
  • the relay 13b When the AC power supply 1 is turned on, the relay 13b is opened and a current flows through the inrush current prevention resistor 13a. Therefore, when the AC power supply 1 is turned on, a charging current flows through the inrush current prevention resistor 13a to the smoothing capacitor 4. As a result, the inrush current when the power supply voltage is applied is prevented, and the circuit components can be protected.
  • the relay 13b operates.
  • the relay 13b When the relay 13b operates, the power supply current supplied from the AC power supply 1 flows through the relay 13b without passing through the inrush current prevention resistor 13a. As a result, the Joule loss in the inrush current prevention resistor 13a is reduced, and highly efficient operation becomes possible.
  • the power supply circuit 14 is connected to both ends of the smoothing capacitor 4.
  • the power supply circuit 14 uses the voltage of the smoothing capacitor 4 to generate low-voltage DC voltages such as 5V, 12V, 15V, and 24V.
  • the low-voltage DC voltage is generated by utilizing the electric charge accumulated in the smoothing capacitor 4.
  • a low-voltage DC voltage is applied to each part of the supply destination as an operating voltage.
  • the power supply circuit 14 outputs, for example, a DC voltage of 5 V to the control unit 10, the current detection units 6, 8 and the like. In the control unit 10, a DC voltage of 5 V is applied to a processor (not shown) in FIG.
  • the power supply circuit 14 outputs, for example, a DC voltage of 12 V to the inrush current prevention circuit 13 as a drive voltage for operating the relay 13b.
  • the control unit 10 outputs an operation signal Rly that operates the relay 13b.
  • the inrush current prevention circuit 13 opens and closes the relay 13b based on the operation signal Rly and the drive voltage.
  • the inverter 18 includes a leg 18A in which the upper arm element 18UP and the lower arm element 18UN are connected in series, a leg 18B in which the upper arm element 18VP and the lower arm element 18VN are connected in series, and the upper arm element 18WP and the lower. It includes a leg 18C in which an arm element 18WN is connected in series.
  • the legs 18A, 18B and 18C are connected in parallel to each other.
  • FIG. 1 illustrates a case where the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN are insulated gate bipolar transistors (Insulated Gate Bipolar Transistors: IGBTs), but the present invention is not limited thereto. Instead of the IGBT, a MOSFET or an integrated gate commutated thyristor (IGCT) may be used.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • IGCT integrated gate commutated thyristor
  • the upper arm element 18UP includes a transistor 18a and a diode 18b connected in parallel to the transistor 18a.
  • the other upper arm elements 18VP and 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN and 18WN have the same configuration.
  • the term "parallel" as used herein means that the anode side of the diode is connected to the first terminal corresponding to the emitter of the IGBT, and the cathode side of the diode is connected to the second terminal corresponding to the collector of the IGBT.
  • FIG. 1 has a configuration including three legs in which the upper arm element and the lower arm element are connected in series, but the configuration is not limited to this. The number of legs may be four or more.
  • the circuit configuration shown in FIG. 1 is adapted to the motor 500, which is a three-phase motor.
  • the motor 500 is a single-phase motor
  • the inverter 18 is also configured to correspond to the single-phase motor.
  • the configuration is provided with two legs in which the upper arm element and the lower arm element are connected in series.
  • one leg may be composed of a plurality of pairs of upper and lower arm elements.
  • the transistor 18a of the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN is a MOSFET
  • the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN are silicon carbide, gallium nitride. It may be formed of a system material or a WBG semiconductor such as diamond. If a MOSFET formed of a WBG semiconductor is used, the effects of withstand voltage and heat resistance can be enjoyed.
  • connection point 26a between the upper arm element 18UP and the lower arm element 18UN is connected to the first phase (for example, U phase) of the motor 500
  • the connection point 26b between the upper arm element 18VP and the lower arm element 18VN is the first phase of the motor 500. It is connected to the second phase (for example, V phase)
  • the connection point 26c between the upper arm element 18WP and the lower arm element 18WN is connected to the third phase (for example, W phase) of the motor 500.
  • the connection points 26a, 26b, and 26c form an AC terminal.
  • the current detection unit 9 detects the motor current flowing between the inverter 18 and the motor 500, and outputs the detected value Iuvw of the motor current to the control unit 10.
  • the control unit 10 is in the converter 3 based on the detection value Vs of the voltage detection unit 5, the detection value Is of the current detection unit 6, the detection value Vdc of the voltage detection unit 7, and the detection value Idc of the current detection unit 8.
  • the control signals S311 to S322 for controlling the switching element are generated.
  • the control signal S311 is a control signal for controlling the switching element Q1
  • the control signal S322 is a control signal for controlling the switching element Q4.
  • the switching elements Q2 and Q3 are also controlled by the control signal from the control unit 10.
  • switching operation of each arm element according to the control signals S311 to S322 is appropriately referred to as “switching operation”.
  • the control signals S311 to S322 generated by the control unit 10 are input to the gate drive circuit 15.
  • control unit 10 is provided with each switching element in the inverter 18 so that the motor 500 rotates at a desired rotation speed based on the detection value Vdc of the voltage detection unit 7 and the detection value Iuvw of the current detection unit 9.
  • Control signals S1 to S6 for controlling the above are generated.
  • the inverter 18 has a three-phase circuit configuration, and has six switching elements corresponding to the three-phase circuit configuration. Further, six control signals S1 to S6 are generated corresponding to the six switching elements.
  • the control signals S1 to S6 generated by the control unit 10 are input to the gate drive circuit 17.
  • the gate drive circuit 15 generates drive pulses G311 to G322 for driving each switching element in the converter 3 based on the control signals S311 to S322.
  • the drive pulse G311 is a drive pulse for driving the switching element Q1
  • the drive pulse G322 is a drive pulse for driving the switching element Q4.
  • the switching elements Q2 and Q3 are also driven by the drive pulse from the gate drive circuit 15.
  • the gate drive circuit 17 generates drive pulses G1 to G6 for driving each switching element in the inverter 18 based on the control signals S1 to S6.
  • control unit 10 is provided inside the motor drive device 100 as a common control unit for controlling the DC power supply device 50 and the load 12, but the configuration is not limited to this. Individual control units that control each of the DC power supply device 50 and the load 12 may be configured, and each control unit may be provided inside each of the DC power supply device 50 and the load 12.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that embodies the function of the control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that embodies the function of the control unit 10 according to the first embodiment.
  • the processor 300 that performs the calculation
  • the memory 302 that stores the program read by the processor 300
  • the input / output of the signal are input / output. It can be configured to include the interface 304 to be performed.
  • the processor 300 may be an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), and an EPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Examples thereof include magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, and DVDs (Digital entirely Disc).
  • the memory 302 stores a program that executes the function of the control unit 10 described later.
  • the processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, the processor 300 executes a program stored in the memory 302, and the processor 300 refers to a table stored in the memory 302 to perform the above-described processing. It can be carried out.
  • the calculation result by the processor 300 can be stored in the memory 302.
  • the processing circuit 305 shown in FIG. 3 can also be used.
  • the processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the information input to the processing circuit 305 and the information output from the processing circuit 305 can be obtained via the interface 306. Even in the configuration using the processing circuit 305, some processing in the control unit 10 may be performed by the processor 300 having the configuration shown in FIG.
  • the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 operate so as to be complementary or not turned on at the same time. That is, when one of the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 is on, the other is off.
  • the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 are controlled by the control signals S311 and S312 generated by the control unit 10.
  • An example of the control signals S311 and S312 is a pulse width modulation (PWM) signal.
  • PWM pulse width modulation
  • Capacitor short circuit is a state in which the energy stored in the smoothing capacitor 4 is released and the current is regenerated in the AC power supply 1.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 constituting the second leg 32 are controlled by the control signals S321 and S322 generated by the control unit 10.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 are basically turned on or off depending on the polarity of the power supply voltage, which is the polarity of the power supply voltage. Specifically, when the power supply voltage polarity is positive, the second lower arm element 322 is on and the second upper arm element 321 is off. When the power supply voltage polarity is negative, the second upper arm element 321 is on and the second lower arm element 322 is off.
  • each arm element of the converter 3 is a MOSFET
  • the diode of each arm element is a parasitic diode that the MOSFET itself has inside.
  • FIG. 4 is a schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET used in the converter 3 of the first embodiment.
  • FIG. 4 illustrates an n-type MOSFET.
  • a p-type semiconductor substrate 600 is used, as shown in FIG.
  • a source electrode S, a drain electrode D, and a gate electrode G are formed on the semiconductor substrate 600.
  • High-concentration impurities are ion-implanted into the portions in contact with the source electrode S and the drain electrode D to form an n-type region 601.
  • an oxide insulating film 602 is formed between the portion where the n-type region 601 is not formed and the gate electrode G. That is, an oxide insulating film 602 is interposed between the gate electrode G and the p-type region 603 of the semiconductor substrate 600.
  • Channel 604 is an n-type channel in the example of FIG.
  • FIG. 5 is a first diagram showing a path of a current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 5 shows a state in which the power supply voltage polarity is positive and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first upper arm element 311 and the second lower arm element 322 are on, and the first lower arm element 312 and the second upper arm element 321 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element Q1, the smoothing capacitor 4, the switching element Q4, and the AC power supply 1.
  • the first embodiment has an operation mode in which a current is passed through each channel of the switching elements Q1 and Q4 instead of passing a current through the diode D1 and the diode D4.
  • This operation is called "synchronous rectification".
  • FIG. 5 the MOSFETs that are turned on are indicated by circles. The same applies to the following figures.
  • FIG. 6 is a second diagram showing the path of the current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 6 shows a state in which the power supply voltage polarity is negative and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first lower arm element 312 and the second upper arm element 321 are on, and the first upper arm element 311 and the second lower arm element 322 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element Q3, the smoothing capacitor 4, the switching element Q2, the reactor 2, and the AC power supply 1.
  • the synchronous rectification operation in which the current is passed through each channel of the switching elements Q3 and Q2 may be performed instead of passing the current through the diode D3 and the diode D2.
  • FIG. 7 is a third diagram showing the path of the current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 7 shows a state in which the power supply voltage polarity is positive and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first lower arm element 312 and the second lower arm element 322 are on, and the first upper arm element 311 and the second upper arm element 321 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element Q2, the switching element Q4, and the AC power supply 1.
  • a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • a mode is prepared in which a power short-circuit path is formed by passing a current through the channel of the switching element Q4 instead of passing a current through the diode D4.
  • FIG. 8 is a fourth diagram showing the path of the current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 8 shows a state in which the power supply voltage polarity is negative and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first upper arm element 311 and the second upper arm element 321 are on, and the first lower arm element 312 and the second lower arm element 322 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element Q3, the switching element Q1, the reactor 2, and the AC power supply 1.
  • a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • a mode is prepared in which a power short-circuit path is formed by passing a current through the channel of the switching element Q3 instead of passing a current through the diode D3.
  • the control unit 10 can control the values of the power supply current and the bus voltage by controlling the switching of the current path described above.
  • the motor drive device 100 continuously switches between the operation shown in FIG. 5 and the operation shown in FIG. 7. Further, when the power supply voltage polarity is negative, the motor drive device 100 continuously switches between the operation shown in FIG. 6 and the operation shown in FIG. Thereby, control for increasing the bus voltage, control for suppressing the increase in the bus voltage, current control for improving the power factor and power source harmonics, and synchronous rectification for improving the operating efficiency can be realized.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining an inrush current at the time of an instantaneous power failure that can occur in the DC power supply device 50 of the first embodiment.
  • the instantaneous power failure refers to a phenomenon in which the power supply voltage drops momentarily or temporarily, for example, to less than 50 V.
  • the power supply circuit 14 is provided with a capacitor (not shown) for stabilizing the voltage.
  • the current that drives the relay 13b of the inrush current prevention circuit 13 is very small. Therefore, the voltage drop for operating the relay 13b is slower than the drop in the bus voltage. Therefore, the state in which a momentary power failure occurs during the operation of the load 12 is a state in which the bus voltage is lowered and a state in which the relay 13b of the inrush current prevention circuit 13 is conducting.
  • the charging current flows through the smoothing capacitor 4 in the path shown in FIG. 9 without passing through the inrush current prevention resistor 13a. This current is an excessive current, which causes deterioration or damage to circuit components in the charging current path.
  • synchronous rectification is performed in which the switching elements Q1 to Q4 connected in parallel to the diodes D1 to D4 are turned on and controlled at an appropriate timing at the timing when the current flows through the diodes D1 to D4.
  • the outputs of the current detection units 6 and 8 are saturated, an accurate current value cannot be obtained, and synchronous rectification cannot be performed at an appropriate timing. It is also conceivable to lower the detection sensitivity of the current detection units 6 and 8 in consideration of the excessive current caused by the above-mentioned instantaneous power failure.
  • the current detection unit 8 is configured as shown in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the current detection unit 8 according to the first embodiment.
  • the current detection unit 8 includes a shunt resistor 20, an amplifier circuit 21, a level shift circuit 22, and a clamp circuit 23.
  • FIG. 11 is a first diagram showing an operation example of the current detection unit 8 according to the first embodiment.
  • FIG. 11 shows the operation waveforms of each part of the current detection unit 8 at the time of a momentary power failure.
  • (a) is a bus voltage
  • (b) is a motor current
  • (c) is a relay operating state
  • (d) is a direct current flowing through the shunt resistor 20
  • (e) is an output of the clamp circuit 23.
  • the amplifier circuit 21 amplifies the voltage across the shunt resistor 20 generated by the direct current flowing through the shunt resistor 20.
  • the shunt resistor 20 is an example of a current detector provided in the current detection unit 8.
  • the output value of the shunt resistor 20 is a voltage value. That is, the shunt resistor 20 is a detector that detects a physical quantity corresponding to a direct current flowing through the shunt resistor 20. Since the shunt resistor 20 is arranged in the charging path of the smoothing capacitor 4, it is desirable that the shunt resistor 20 has a minute resistance value in consideration of loss and heat generation surface. Therefore, when a direct current flows, the voltage across the shunt resistor 20 becomes an extremely low value. Therefore, it is desirable to provide the amplifier circuit 21 as shown in FIG.
  • the power supply circuit 14 uses the voltage of the smoothing capacitor 4 to generate a DC voltage for operation. Therefore, when it is generated as a non-insulated power source, it is common to set the negative electrode side of the smoothing capacitor 4 as the ground (GND). In that case, when the current detection unit 8 is composed of the shunt resistor 20, the charging current of the smoothing capacitor 4 is detected as a negative voltage.
  • the microcomputer which is a typical example of the processor 300, is generally designed to detect a positive voltage of about 0 to 5 V, and does not correspond to a negative voltage. Therefore, the voltage detected by the shunt resistor 20 cannot be input as it is.
  • the level shift circuit 22 shifts the output level of the amplifier circuit 21 so that the output voltage of the clamp circuit 23, which is the output of the current detection unit 8, becomes a level that can be input to the processor 300 of the control unit 10.
  • FIG. 11E shows how the amplifier circuit 21 adjusts the level and inverts the signal, the level shift circuit 22 shifts the current value, and the clamp circuit 23 clamps the current value. Has been done.
  • the gain is designed based on the operation during normal operation, and the input voltage is clamped so that the voltage value between the 5V potential and the GND potential is obtained by the clamp circuit 23 for the portion exceeding 0 to 5V. .. As a result, it is possible to protect the microcomputer from being applied with an excessive voltage.
  • the period during which the current flows through the diodes D1 to D4 can be detected.
  • an excessive current is generated in the example of FIG. 11 as shown in (d).
  • the period during which the voltage of the clamp circuit 23 is clamped is a period during which an excessive current is flowing, as shown in FIG. 11 (e).
  • the synchronous rectification only needs to be able to determine the timing at which the current flows and the direction in which the current flows, that is, whether the current is flowing positively or negatively. Therefore, even if the detected value is saturated due to the excessive current, synchronous rectification can be performed. Further, inside the control unit 10, it is possible to detect it as a negative voltage by reducing the voltage corresponding to the level shift and inverting the sign of the voltage value.
  • FIG. 12 is a second diagram showing an operation example of the current detection unit 6 in the first embodiment.
  • FIG. 12 shows the operation waveforms of each part of the current detection unit 6 at the time of an instantaneous power failure.
  • (a) is a bus voltage
  • (b) is a motor current
  • (c) is a relay operating state
  • (d) is a power supply current
  • (e) is a clamp circuit output.
  • the difference from FIG. 11 is that the power supply current has positive and negative polarities and that the output of the clamp circuit changes above and below the level shift voltage, and other features are the same as in FIG. Is.
  • the current detection units 6 and 8 can perform the above operation on condition that a DC voltage for operation is generated by the power supply circuit 14.
  • the power supply circuit 14 can generate low-voltage DC voltages such as 5V, 12V, 15V, and 24V if the bus voltage, which is the voltage across the smoothing capacitor 4, is about 50V. That is, there is a lower limit value for the bus voltage at which the power supply circuit 14 generates a low-voltage DC voltage. It is desirable that the circuit components constituting the DC power supply device 50 have resistance to the inrush current generated by the power supply voltage applied at the time of recovery from the instantaneous power failure and the lower limit of the bus voltage.
  • the current detection unit 8 is a shunt resistor
  • the power rating value of the shunt resistor is set higher than the power value obtained from the current value flowing when the power supply voltage is restored and the resistance value of the shunt resistor. ..
  • the temperature rise of the shunt resistor can prevent the shunt resistor itself from deteriorating.
  • the switching elements Q1 to Q4 are made of SiC-MOSFET, when they are passed through the parasitic diode, the voltage drop of the parasitic diode becomes large, the loss of the MOSFET deteriorates, and the deterioration of the MOSFET is promoted. In particular, when an excessive current such as an inrush current flows, the rate of deterioration increases.
  • the switching elements Q1 to Q4 connected in parallel to the diodes D1 to D4 are used. Can be controlled appropriately. As a result, it is possible to prevent an excessive current from flowing to the parasitic diode, and it is possible to suppress the progress rate of deterioration of the SiC-MOSFET.
  • FIG. 13 is a diagram showing the loss characteristics of the MOSFET used in the DC power supply device 50 of the first embodiment.
  • the horizontal axis shows the current flowing through the MOSFET in the on state and the current flowing through the parasitic diode.
  • the vertical axis shows the voltage required to pass a current through the switching element in the on state and the voltage required to pass a current through the parasitic diode.
  • the solid line represents the forward voltage of the parasitic diode.
  • the parasitic diode forward voltage is an example of a current-voltage characteristic that represents the loss that occurs in a parasitic diode.
  • a diode requires a large voltage because the loss is large when the current value is small, but when the current value is larger than a certain value, the rate of change of the loss is improved and the slope of the current-voltage characteristic is relaxed. .. This characteristic appears in the waveform shown by the solid line in FIG.
  • the broken line represents the MOSFET drain-source voltage, which is the voltage between the MOSFET drain and the source.
  • the MOSFET drain-source voltage is an example of a current-voltage characteristic that represents a current flowing through a carrier of a switching element and a loss caused by the on-resistance of the switching element due to the current flowing.
  • a switching element such as a MOSFET
  • the voltage required to pass a current increases in a quadratic curve with respect to the current value. This characteristic appears in the waveform shown by the broken line in FIG.
  • the current flowing through the parasitic diode and the voltage required to flow the current are equal to the current flowing through the MOSFET and the voltage required to flow the current. It is a point.
  • the current value at the cross point where the two current-voltage characteristics of the parasitic diode and the switching element intersect is defined as the “second current threshold”.
  • the above-mentioned current threshold value that is, the current threshold value used when comparing the absolute value of the detected value Is of the power supply current is referred to as a "first current threshold value”.
  • the second current threshold value is represented by “Ith2”.
  • the second current threshold is a value larger than the first current threshold.
  • FIG. 14 is a diagram showing the timing at which the control unit 10 turns on the switching element in the DC power supply device 50 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis is time.
  • the waveforms of the power supply voltage and the power supply current are shown in the upper part of FIG.
  • switching elements Q1 and Q2 are current-synchronized switching elements whose on / off is controlled according to the polarity of the power supply current, and switching elements Q3 and Q4 are turned on / off according to the polarity of the power supply voltage.
  • FIG. 14 shows the values of the first current threshold value Is1 and the second current threshold value Is2 together with the waveform of the power supply current.
  • FIG. 14 shows one cycle of AC power output from the AC power source 1, the control unit 10 shall perform the same control as the control shown in FIG. 14 in other cycles.
  • the control unit 10 When the power supply voltage polarity is positive, the control unit 10 turns on the switching element Q4 and turns off the switching element Q3. Further, when the power supply voltage polarity is negative, the control unit 10 turns on the switching element Q3 and turns off the switching element Q4.
  • the timing at which the switching element Q4 is turned from on to off and the timing at which the switching element Q3 is turned from off to on are the same timing, but the timing is not limited to this.
  • the control unit 10 may provide a dead time during which the switching elements Q3 and Q4 are both turned off between the timing at which the switching element Q4 is turned from on to off and the timing at which the switching element Q3 is turned from off to on.
  • the control unit 10 provides a dead time during which the switching elements Q3 and Q4 are both turned off between the timing at which the switching element Q3 is turned from on to off and the timing at which the switching element Q4 is turned from off to on. May be good.
  • the control unit 10 When the power supply voltage polarity is positive, the control unit 10 turns on the switching element Q1 when the absolute value of the power supply current becomes equal to or higher than the first current threshold value Is1. Further, when the absolute value of the power supply current exceeds the second current threshold value Is2, the switching element Q1 is turned off. After that, the control unit 10 turns on the switching element Q1 when the absolute value of the power supply current becomes small and the absolute value of the power supply current becomes equal to or less than the second current threshold value Is2. Further, when the absolute value of the power supply current becomes smaller than the first current threshold value Is1, the switching element Q1 is turned off.
  • the control unit 10 turns on the switching element Q2 when the absolute value of the power supply current becomes the first current threshold Is1 or more. Further, when the absolute value of the power supply current exceeds the second current threshold value Is2, the switching element Q2 is turned off. After that, the control unit 10 turns on the switching element Q2 when the absolute value of the power supply current becomes small and the absolute value of the power supply current becomes equal to or less than the second current threshold value Is2. Further, when the absolute value of the power supply current becomes smaller than the first current threshold value Is1, the switching element Q2 is turned off.
  • the control unit 10 controls so that the switching elements Q1 and Q3 do not turn on at the same time, and controls the switching elements Q2 and Q4 not to turn on at the same time. .. As a result, the control unit 10 can prevent a capacitor short circuit in the motor drive device 100.
  • the motor drive device 100 can realize synchronous rectification by the switching elements Q1 and Q2 of the first leg 31. Specifically, when the absolute value of the power supply current is equal to or greater than the first current threshold value Is1 and equal to or less than the second current threshold value Is2, the control unit 10 supplies a current to the switching element Q1 or the switching element Q2 having a small loss in this range. Shed. Further, when the absolute value of the power supply current is larger than the second current threshold value Is2, the control unit 10 causes a current to flow through the diode D1 or the diode D2 having a small loss in this range. As a result, the motor drive device 100 can pass a current through an element having a small loss according to the current value, so that a decrease in efficiency can be suppressed and a highly efficient device with reduced loss can be obtained.
  • control unit 10 may perform a boosting operation by performing switching control in which the switching elements Q1 and Q2 are complementarily turned on and off during the period in which the switching element Q1 is turned on.
  • control unit 10 may perform a boosting operation by performing switching control in which the switching elements Q1 and Q2 are complementarily turned on and off during the period in which the switching element Q2 is turned on.
  • the control unit 10 when the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and equal to or lower than the second current threshold value Is2, the control unit 10 has the first leg 31 and the second leg according to the polarity of the power supply current.
  • the switching element of one of the switching elements Q1 and Q2 constituting the first leg 31 of one of the 32 is allowed to be turned on.
  • the control unit 10 when the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the control unit 10 is the same one switching element as the above-mentioned switching elements Q1 and Q2. Prohibit turning on.
  • the control unit 10 turns on the switching element Q1. Allow. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the switching element Q1 is prohibited from being turned on. When the polarity of the power supply current is positive and the absolute value of the power supply current is equal to or greater than the first current threshold value Is1 and equal to or less than the second current threshold value Is2, the control unit 10 switches the switching element Q1 during the off period. Turn on Q2. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, turning on the switching element Q2 is also prohibited.
  • control unit 10 permits the switching element Q2 to be turned on when the polarity of the power supply current is negative and the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and equal to or lower than the second current threshold value Is2. .. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the switching element Q2 is prohibited from being turned on. Further, when the polarity of the power supply current is negative and the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and equal to or lower than the second current threshold value Is2, the control unit 10 is in the period when the switching element Q2 is off. The switching element Q1 is turned on. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the switching element Q1 is also prohibited from being turned on.
  • control unit 10 allows the switching element to be turned on in a region where the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and the loss of the switching element is smaller than the loss of the parasitic diode. Further, the control unit 10 prohibits the switching element from being turned on in a region where the loss of the switching element is larger than the loss of the parasitic diode.
  • control unit 10 controls the on / off of the switching elements Q3 and Q4 according to the polarity of the power supply voltage, and controls the on / off of the switching elements Q1 and Q2 according to the polarity of the power supply current.
  • the control unit 10 may control the on / off of the switching elements Q1 and Q2 according to the polarity of the power supply voltage, and may control the on / off of the switching elements Q3 and Q4 according to the polarity of the power supply current.
  • the second current threshold value Is2 is, as described above, a current value when the voltage required for passing the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value, but is not limited to this.
  • the second current threshold value Is2 may be a value determined according to the characteristics of the voltage required to pass a current through the parasitic diode and the characteristics of the voltage required to pass a current through the switching element.
  • the second current threshold Is2 is set to be larger than the current value when the voltage required to pass the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value according to the switching loss generated in the switching element. It may be a value. Thereby, it is possible to determine the second current threshold value Is2 in consideration of the switching element generated when the switching element is switched from on to off. In this case, the control unit 10 keeps the switching element on when the loss cannot be reduced by turning off the switching element even if the absolute value of the power supply current becomes larger while the switching element is on. To. As a result, the motor drive device 100 can further suppress a decrease in efficiency.
  • the second current threshold value Is2 may be a value obtained by adding or subtracting a specified value with respect to the current value when the voltage required for passing the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value. ..
  • the second current threshold value Is2 can be determined in consideration of the difference in characteristics due to the variation in the components of each element.
  • the control unit 10 improves the reduction of loss as compared with the case where the second current threshold value Is2 is the current value when the voltage required for passing the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value. It may not be possible. However, the control unit 10 can reduce the loss as compared with the case where the switching element is continuously turned on even if the absolute value of the power supply current is further increased while the switching element is turned on.
  • FIG. 15 is a flowchart used for explaining the operation of the main part in the first embodiment.
  • FIG. 15 shows a processing flow in which the control unit 10 of the motor drive device 100 controls the switching elements Q1 and Q2 on and off.
  • the control unit 10 of the motor drive device 100 controls the switching elements Q1 and Q2 on and off.
  • the control unit 10 compares the absolute value
  • step S23 When the absolute value
  • step S21 described above the case where the absolute value
  • one of the methods for increasing the switching speed of the switching element is a method for reducing the gate resistance of the switching element. As the gate resistance becomes smaller, the charge / discharge time to the gate input capacitance becomes shorter, and the turn-on period and the turn-off period become shorter, so that the switching speed becomes faster.
  • the switching element is composed of a WBG semiconductor such as GaN or SiC.
  • a WBG semiconductor for the switching element By using a WBG semiconductor for the switching element, the loss per switching can be further suppressed, the efficiency is further improved, and high frequency switching becomes possible. Further, by enabling high-frequency switching, the reactor 2 can be miniaturized, and the motor drive device 100 can be miniaturized and lightened. Further, by using the WBG semiconductor for the switching element, the switching speed is improved and the switching loss is suppressed. This makes it possible to simplify heat dissipation measures so that the switching element can continue to operate normally. Further, by using a WBG semiconductor for the switching element, the switching frequency can be set to a sufficiently high value, for example, 16 kHz or more. As a result, noise caused by switching can be suppressed.
  • the audible range frequency is in the range of 16 kHz to 20 kHz, that is, in the range of 266 to 400 times the frequency of the commercial power supply.
  • GaN semiconductors are suitable for switching at frequencies higher than this audible frequency.
  • the switching elements Q1 to Q4 made of the GaN semiconductor have a very small switching loss even when driven at a switching frequency of several tens of kHz or more, specifically, a switching frequency higher than 20 kHz. Therefore, heat dissipation measures are not required, or the size of the heat dissipation member used for heat dissipation measures can be reduced, and the motor drive device 100 can be made smaller and lighter. Further, since high frequency switching is possible, the reactor 2 can be miniaturized.
  • the switching frequency is preferably 150 kHz or less in order to prevent the primary component of the switching frequency from entering the measurement range of the noise terminal voltage standard.
  • the WBG semiconductor has a smaller capacitance than the Si semiconductor, the generation of recovery current due to switching is small, and the generation of loss and noise due to recovery current can be suppressed. Therefore, WBG semiconductors are suitable for high frequency switching.
  • the on-resistance of SiC semiconductors is smaller than that of GaN semiconductors. Therefore, the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 of the first leg 31 having a larger number of switching times than the second leg 32 are made of a GaN semiconductor, and the second leg element 312 has a smaller number of switching times.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the leg 32 may be made of a SiC semiconductor. As a result, the characteristics of the SiC semiconductor and the GaN semiconductor can be fully utilized.
  • the SiC semiconductor for the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the second leg 32 which has fewer switching times than the first leg 31, the second upper arm Of the losses of the element 321 and the second lower arm element 322, the conduction loss accounts for a large proportion, and the turn-on loss and the turn-off loss become small. Therefore, the increase in heat generation due to the switching of the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 is suppressed, and the second upper arm element 321 and the second lower arm element constituting the second leg 32 are suppressed.
  • the chip area of 322 can be made relatively small. This makes it possible to effectively utilize a SiC semiconductor having a low yield at the time of chip manufacturing.
  • an SJ-MOSFET having a super junction structure may be used for the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the second leg 32 having a small number of switchings.
  • the SJ-MOSFET it is possible to suppress the demerit that the capacitance is high and recovery is likely to occur while taking advantage of the low on-resistance which is the merit of the SJ-MOSFET.
  • the manufacturing cost of the second leg 32 can be reduced as compared with the case of using the WBG semiconductor.
  • WBG semiconductors have higher heat resistance than Si semiconductors and can operate even at high junction temperatures. Therefore, by using the WBG semiconductor, the first leg 31 and the second leg 32 can be configured by a small chip having a large thermal resistance.
  • SiC semiconductors which have a low yield during chip manufacturing, can be used for small chips to reduce costs.
  • the WBG semiconductor suppresses the increase in the loss generated in the switching element even when driven at a high frequency of about 100 kHz, the loss reduction effect due to the miniaturization of the reactor 2 becomes large, and a wide output band, that is, a wide load Under the conditions, a highly efficient converter can be realized.
  • the WBG semiconductor has higher heat resistance than the Si semiconductor and has a high heat generation allowable level for switching due to the bias of the loss between the arms, so that it is suitable for the first leg 31 in which the switching loss due to high frequency driving occurs.
  • the current detection unit 8 which is the first physical quantity detection unit detects the direct current which is the first physical quantity indicating the operating state of the output side of the converter 3.
  • the control unit 10 is configured to input a detected value of a saturated current from at least one of the direct current and the power supply current when the power supply voltage recovers from the state in which the power supply voltage is lowered.
  • the detected value of the saturated current is output to the control unit.
  • the detection unit is configured to include a clamp circuit 23.
  • the control unit when the absolute value of the power supply current is equal to or more than the first current threshold value and equal to or less than the second current threshold value, the control unit is a switching element having a smaller loss than the parasitic diode in this range. Allow on. Further, when the absolute value of the power supply current is larger than the second current threshold value, the control unit prohibits turning on the switching element having a larger loss than the parasitic diode in this range. As a result, in the converter, a current can be passed through an element having a small loss according to the current value. As a result, it is possible to obtain a highly efficient DC power supply device and motor drive device with reduced efficiency and loss.
  • Embodiment 2 an application example of the motor drive device 100 described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 16 is a diagram showing the configuration of the air conditioner 400 according to the second embodiment.
  • the motor drive device 100 described in the first embodiment can be applied to products such as a blower, a compressor, and an air conditioner.
  • an example in which the motor drive device 100 is applied to the air conditioner 400 will be described.
  • a motor 500 is connected to the output side of the motor drive device 100, and the motor 500 is connected to the compression element 504.
  • the compressor 505 includes a motor 500 and a compression element 504.
  • the refrigeration cycle unit 506 is configured to include a four-way valve 506a, an indoor heat exchanger 506b, an expansion valve 506c, and an outdoor heat exchanger 506d.
  • the flow path of the refrigerant circulating inside the air conditioner 400 is from the compression element 504 via the four-way valve 506a, the indoor heat exchanger 506b, the expansion valve 506c, the outdoor heat exchanger 506d, and again via the four-way valve 506a. Therefore, it is configured to return to the compression element 504.
  • the motor drive device 100 receives AC power from the AC power source 1 and rotates the motor 500.
  • the compression element 504 executes a compression operation of the refrigerant by rotating the motor 500, and the refrigerant can be circulated inside the refrigeration cycle unit 506.
  • the operation under the intermediate condition where the output is less than half of the rated output, that is, the low output condition is dominant throughout the year, so that the contribution to the annual power consumption under the intermediate condition is high.
  • the rotation speed of the motor 500 tends to be low, and the bus voltage required to drive the motor 500 tends to be low. Therefore, it is effective from the viewpoint of system efficiency that the switching element used in the air conditioner 400 is operated in a passive state. Therefore, the motor drive device 100 capable of reducing the loss in a wide range of operation modes from the passive state to the high frequency switching state is useful for the air conditioner 400.
  • the motor drive device also has a method called an interleave method, which is different from the method of the first embodiment.
  • the reactor 2 can be miniaturized by the interleave method, it is not necessary to miniaturize the reactor 2 because the air conditioner 400 is often operated under intermediate conditions.
  • the method of the first embodiment is more effective. Therefore, the motor drive device 100 according to the first embodiment is particularly useful in an air conditioner.
  • the motor drive device 100 according to the first embodiment can suppress the switching loss, the temperature rise of the motor drive device 100 is suppressed, and even if the size of the outdoor unit blower (not shown) is reduced, the motor drive device 100 It is possible to secure the cooling capacity of the substrate mounted on the. Therefore, the motor drive device 100 according to the first embodiment is suitable for an air conditioner 400 having high efficiency and a high output of 4.0 kW or more.
  • the motor drive device 100 by using the motor drive device 100 according to the first embodiment, the bias of heat generation between the legs is reduced. As a result, the reactor 2 can be downsized by driving the switching elements Q1 to Q4 at high frequencies, and an increase in the weight of the air conditioner 400 can be suppressed. Further, according to the motor drive device 100 according to the first embodiment, the switching loss is reduced, the energy consumption rate is low, and the highly efficient air conditioner 400 can be realized by high-frequency driving of the switching elements Q1 to Q4.
  • the air conditioner 400 when a momentary power failure occurs, the operation of the converter 3 is stopped first, then the rotation of the compressor 500 is stopped, and finally the rotation of the fan is stopped. To operate. Generally, the driving energy of the fan is small, and the amount of heat generated by the fan is small. Therefore, the circuit components of the converter 3 and the inverter 18 can be cooled by the wind of the fan by finally stopping the rotation of the fan. In particular, when the temperature of the smoothing capacitor 4, which is a component of the converter 3, becomes high, the capacity decreases. Therefore, it is possible to extend the life of the smoothing capacitor 4 by appropriately cooling it even in the event of a momentary power failure.

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Abstract

瞬時停電から復帰する際に発生し得る過大な突入電流から回路部品を確実に保護可能な直流電源装置を得ることを目的とする。 直流電源装置（５０）は、リアクトル（２）、リアクトル（２）を介して交流電源（１）に接続されるコンバータ（３）、コンバータ（３）の出力端子間に接続される平滑コンデンサ（４）、交流電源（１）から平滑コンデンサ（４）への充電経路上に配置される突入電流防止回路（１３）、コンバータ（３）の出力側の動作状態を表す直流電流を検出する電流検出部（８）、コンバータ（３）の入力側の動作状態を表す電源電流を検出する電流検出部（６）、並びに、直流電流及び電源電流が入力され、コンバータ（３）の動作を制御する制御部（１０）を備える。制御部（１０）には、電源電圧が低下した状態から電源電圧が回復する際に直流電流及び電源電流のうちの少なくとも１つから飽和した電流の検出値が入力される。

Description

直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
　本発明は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する直流電源装置、負荷であるモータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。
　直流電源装置には、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、及びコンバータによって変換された直流電圧を保持する平滑コンデンサが具備される。直流電源装置においては、交流電源の投入時に一時的に流れる大電流である突入電流が問題になることがある。
　下記特許文献１には、突入電流から回路素子を保護する保護回路を備え、突入電流による素子特性の劣化及び素子の損傷を防ぎつつ、高効率且つ高調波電流を抑制可能な直流電源装置を備えたモータ駆動装置及び空気調和機が開示されている。
特開２０１７－５５４７５号公報
　一般的な保護回路は、過大な突入電流を防止するための突入電流防止抵抗と、突入電流防止抵抗に並列に接続されるリレーとを備えている。電源投入時には、突入電流防止抵抗を介して電流を流すことで、突入電流を抑制しながら平滑コンデンサを充電する。また、平滑コンデンサの充電が完了した場合、突入電流防止抵抗の両端がリレーを用いて短絡される。これにより、保護回路には、突入電流防止抵抗を介さない経路で電流が流れる。
　リレーの動作電圧は、直流電源装置内の電源回路によって与えられる。電源装置の電圧は、平滑コンデンサの充電電圧を用いて生成される。一般的なリレーの動作電圧は５～２４Ｖ程度の低電圧である。従って、平滑コンデンサの充電電圧が５０Ｖ程度以上あれば、動作電圧の生成が可能である。
　特許文献１に記載の直流電源装置においては、製品が使用される環境下では瞬時停電が発生することがある。空気調和機においては、大電力を消費する圧縮機が動作していると、圧縮機を駆動するインバータによって電力が消費されるため、平滑コンデンサには電荷が殆どチャージされない。従って、瞬時停電が発生した場合、平滑コンデンサの電圧は急激に低下する。これに対して、電源回路の電圧は、電源回路内のコンデンサにより維持される。従って、リレーへの電圧供給は可能であり、リレーは動作状態を継続し、突入電流防止抵抗の両端は短絡状態のままである。この状態で瞬時停電が復帰すると、突入電流防止抵抗が無い状態で平滑コンデンサに充電電流が流れる。その結果、過大な突入電流が発生し、モータ駆動装置内のスイッチング素子及び電流検出用の抵抗といった回路部品が劣化するおそれがある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、瞬時停電から復帰する際に発生し得る過大な突入電流から回路部品を確実に保護可能な直流電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る直流電源装置は、リアクトルと、ブリッジ接続される４つの一方向性素子を備え、リアクトルを介して交流電源に接続され、交流電源から出力される交流電圧である電源電圧を直流電圧に変換して負荷に印加するコンバータと、コンバータの出力端子間に接続される平滑コンデンサと、交流電源から平滑コンデンサへの充電経路上に配置される突入電流防止回路と、を備える。また、直流電源装置は、コンバータの出力側の動作状態を表す第１の物理量を検出する第１の物理量検出部と、コンバータの入力側の動作状態を表す第２の物理量を検出する第２の物理量検出部と、を備える。更に、直流電源装置は、第１及び第２の物理量が入力され、コンバータの動作を制御する制御部と、制御部を動作させる動作電圧を生成する制御電源と、を備える。制御部には、電源電圧が低下した状態から電源電圧が回復する際に第１及び第２の物理量検出部のうちの少なくとも１つから飽和した物理量が入力される。
　本発明に係る直流電源装置によれば、瞬時停電から復帰する際に発生し得る過大な突入電流から回路部品を確実に保護することができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る直流電源装置を含むモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態１のコンバータに用いられる金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）の概略構造を示す模式的断面図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第１の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第２の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第３の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第４の図 実施の形態１の直流電源装置に生じ得る瞬時停電時の突入電流を説明するための図 実施の形態１における電流検出部の構成例を示す図 実施の形態１における電流検出部の動作例を示す第１の図 実施の形態１における電流検出部の動作例を示す第２の図 実施の形態１の直流電源装置で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図 実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャート 実施の形態２に係る空気調和機の構成を示す図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る直流電源装置５０を含むモータ駆動装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る直流電源装置５０は、単相の交流電源１から出力される交流電圧である電源電圧を直流電圧に変換して負荷１２に印加する電源装置である。また、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、直流電源装置５０から出力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ５００に供給してモータ５００を駆動する駆動装置である。
　実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、図１に示すように、主たる構成部として、直流電源装置５０と、制御部１０と、インバータ１８とを備える。
　直流電源装置５０は、リアクトル２と、コンバータ３と、突入電流防止回路１３と、第１の駆動回路であるゲート駆動回路１５と、平滑コンデンサ４と、電圧検出部５と、電流検出部６と、電圧検出部７と、電流検出部８と、制御電源である電源回路１４とを備える。リアクトル２の一端は、交流電源１に接続され、リアクトル２の他端は、コンバータ３に接続される。リアクトル２は、交流電源１から供給される電力を一時的に蓄積する。コンバータ３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線１６ａ，１６ｂに出力する。直流母線１６ａ，１６ｂは、コンバータ３と負荷１２とを接続する電気配線である。直流母線１６ａと直流母線１６ｂとの間の電圧は「母線電圧」と呼ばれる。
　負荷１２は、第２の駆動回路であるゲート駆動回路１７と、インバータ１８と、電流検出部９と、モータ５００と、を備える。負荷１２の構成要素のうち、モータ５００を除く、ゲート駆動回路１７、インバータ１８及び電流検出部９がモータ駆動装置１００の構成要素である。インバータ１８は、直流電源装置５０から出力される直流電圧をモータ５００に印加する交流電圧に変換して出力する。モータ５００が搭載される機器の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機である。
　なお、図１では、インバータ１８に接続される機器がモータ５００である例を示したが、これに限定されない。インバータ１８に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ５００以外の機器でもよい。
　コンバータ３は、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と、第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と、第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。
　なお、図１において、リアクトル２は、交流電源１の一端と、接続点３ａとの間に接続されているが、交流電源１の別の一端と、接続点３ｂとの間に接続されていてもよい。
　コンバータ３において、接続点３ａ，３ｂがある側を「交流側」と呼ぶ。また、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ。
　第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
　ダイオードＤ１，Ｄ４は、電源電圧の極性が正、即ちリアクトル２に接続される側がリアクトル２に接続されない側よりも高電位であるときに、順方向の電流が流れるように配置された一方向性素子である。ダイオードＤ２，Ｄ３は、電源電圧の極性が負、即ちリアクトル２に接続されない側がリアクトル２に接続される側よりも高電位であるときに、順方向の電流が流れるように配置された一方向性素子である。
　なお、図１では、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のそれぞれにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が並列に接続される構成を開示しているが、これに限定されない。平滑コンデンサ４の正側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ１及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ３のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、平滑コンデンサ４の負側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ２及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ４のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、第１のレグ３１における２つのダイオード、即ちダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、第２のレグ３２における２つのダイオード、即ちダイオードＤ３，Ｄ４のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。
　また、図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれにＭＯＳＦＥＴを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。
　また、ここで言う「並列」とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＷＢＧ半導体に代えて、スーパージャンクション（Ｓｕｐｅｒ　Ｊｕｎｃｔｉｏｎ：ＳＪ）構造のＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというＷＢＧ半導体のデメリットを抑制できる。
　図１の説明に戻る。平滑コンデンサ４の正側は、高電位側の直流母線１６ａに接続されている。直流母線１６ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。平滑コンデンサ４の負側は、低電位側の直流母線１６ｂに接続されている。直流母線１６ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。コンバータ３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、コンバータ３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ場合がある。
　コンバータ３の出力電圧は、平滑コンデンサ４の両端に印加される。平滑コンデンサ４は、直流母線１６ａ，１６ｂに接続されている。平滑コンデンサ４は、コンバータ３の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ４によって平滑された電圧は、インバータ１８に印加される。
　電圧検出部５は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Ｖｓを制御部１０に出力する。電源電圧は、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。なお、瞬時電圧の実効値を、電源電圧としてもよい。
　電流検出部６は、交流電源１とコンバータ３との間に流れる交流電流である電源電流を検出し、電源電流の検出値Ｉｓを制御部１０に出力する。電流検出部６に用いる電流検出器の一例は、交流変流器（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＡＣＣＴ）である。電圧検出部７は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部１０に出力する。
　電流検出部８は、コンバータ３と平滑コンデンサ４との間の直流母線１６ｂに配置される。電流検出部８は、直流母線１６ｂに流れる直流電流を検出し、直流電流の検出値Ｉｄｃを制御部１０に出力する。電流検出部８に用いる検出器の例は、シャント抵抗又は直流変流器（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＤＣＣＴ）である。また、図１において、電流検出部８は、直流母線１６ｂに配置されているが、直流母線１６ａに配置されていてもよい。
　なお、コンバータ３の動作制御のために用いる電流情報は、電源電流の検出値Ｉｓ及び直流電流の検出値Ｉｄｃのうちの何れかでよい。即ち、電流検出部６，８のうちの少なくとも１つを備えていればよい。但し、電流検出部８が検出する電流は直流であり、電流検出部６が検出する電源電流のように極性情報を有さない。このため、電源電圧極性の情報を用いて直流電流の検出値Ｉｄｃから電源電流を推定してもよい。電源電圧極性の情報は、電源電圧の検出値Ｖｓから得ることができる。このような制御構成とすれば、電流検出部６を削減することが可能となる。特に、電流検出部６には、平滑コンデンサ４への充電が行われない期間は電流が流れないので、安価なＡＣＣＴを用いると、検出電流値が歪んでしまう。このため、高価なＡＣＣＴが必要とされる。従って、電流検出部６を用いない構成とすれば、直流電源装置５０のコスト削減につながる。なお、電流検出部６，８の両方を備えていてもよいことは言うまでもない。電流検出部６，８の両方を備えていれば、電流検出性能を向上させることができる。
　また、前述したように、電流検出部８の検出器には、ＤＣＣＴ又はシャント抵抗が用いられる。最近では、平滑コンデンサの逆流を検出する目的、或いはスイッチング素子の短絡故障を検出する目的により、シャント抵抗を導入することが多い。一般的に抵抗体の抵抗値は、周波数特性がよい。このため、シャント抵抗を用いれば、広い周波数範囲での電流検出が可能となる。また、既存のシャント抵抗を流用することもできる。更に、周波数特性のよいＤＣＣＴは高価である。このため、シャント抵抗を用いれば、直流電源装置５０のコスト削減につながる。なお、電流検出部６を削減して、電流検出部８のみを用いる構成の場合、電源電圧の検出値Ｖｓから得られる電源電圧極性の情報を用いて、平滑コンデンサ４への充電電流を把握することができる。
　直流母線１６ａ又は直流母線１６ｂに流れる直流電流は、コンバータ３の直流側、即ち出力側の動作状態を表す物理量である。また、電源電流又は電源電圧は、コンバータ３の交流側、即ち入力側の動作状態を表す物理量である。なお、これらの物理量を区別するため、直流電流を「第１の物理量」と呼び、電源電流又は電源電圧を「第２の物理量」と呼ぶ場合がある。また、直流電流を検出する電流検出部８を「第１の物理量検出部」と呼び、電源電流を検出する電流検出部６、又は電源電圧を検出する電圧検出部５を「第２の物理量検出部」と呼ぶ場合がある。
　突入電流防止回路１３は、交流電源１から平滑コンデンサ４への充電経路上に配置される。突入電流防止回路１３は、突入電流防止抵抗１３ａと、リレー１３ｂとを備える。交流電源１の投入時には、リレー１３ｂが開放され、突入電流防止抵抗１３ａを介して電流が流れる。このため、交流電源１の投入時には、突入電流防止抵抗１３ａを介して平滑コンデンサ４への充電電流が流れる。これにより、電源電圧印加時の突入電流が防止され、回路部品の保護が可能になる。一方、交流電源１の投入後には、リレー１３ｂが動作する。リレー１３ｂが動作すると、交流電源１から供給される電源電流は、突入電流防止抵抗１３ａを介さず、リレー１３ｂを通じて流れる。これにより、突入電流防止抵抗１３ａでのジュール損が低減され、高効率な運転が可能となる。
　電源回路１４は、平滑コンデンサ４の両端に接続される。電源回路１４は、平滑コンデンサ４の電圧を利用して、５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ、２４Ｖといった低圧の直流電圧を生成する。低圧の直流電圧は、平滑コンデンサ４に蓄積された電荷を利用して生成される。低圧の直流電圧は、動作電圧として供給先の各部に付与される。電源回路１４は、例えば５Ｖの直流電圧を制御部１０、電流検出部６，８などに出力する。制御部１０において、５Ｖの直流電圧は、図１では不図示のプロセッサに印加される。また、電源回路１４は、リレー１３ｂを動作させるための駆動電圧として、例えば１２Ｖの直流電圧を突入電流防止回路１３に出力する。制御部１０は、リレー１３ｂを動作させる動作信号Ｒｌｙを出力する。突入電流防止回路１３は、動作信号Ｒｌｙ及び駆動電圧に基づいてリレー１３ｂを開閉動作させる。
　インバータ１８は、上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとが直列に接続されたレグ１８Ａと、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとが直列に接続されたレグ１８Ｂと、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとが直列に接続されたレグ１８Ｃと、を備える。レグ１８Ａ、レグ１８Ｂ及びレグ１８Ｃは、互いに並列に接続されている。
　図１では、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ、又は集積化ゲート転流型サイリスタ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ＩＧＣＴ）を用いてもよい。
　上アーム素子１８ＵＰは、トランジスタ１８ａと、トランジスタ１８ａに並列に接続されるダイオード１８ｂとを含む。他の上アーム素子１８ＶＰ，１８ＷＰ、及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮについても同様の構成である。ここで言う「並列」とは、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。
　なお、図１は、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。また、図１に示す回路構成は、三相モータであるモータ５００に合わせたものである。モータ５００が単相モータの場合、インバータ１８も単相モータに対応した構成とされる。具体的には、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを２つ備える構成となる。なお、モータ５００が単相モータ及び三相モータの何れの場合も、１つのレグが複数対の上下アーム素子で構成されていてもよい。
　上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのトランジスタ１８ａがＭＯＳＦＥＴである場合、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったＷＢＧ半導体により形成されていてもよい。ＷＢＧ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。
　上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとの接続点２６ａはモータ５００の第１の相（例えばＵ相）に接続され、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとの接続点２６ｂはモータ５００の第２の相（例えばＶ相）に接続され、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとの接続点２６ｃはモータ５００の第３の相（例えばＷ相）に接続されている。インバータ１８において、接続点２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、交流端子を構成する。
　電流検出部９は、インバータ１８とモータ５００との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流の検出値Ｉｕｖｗを制御部１０に出力する。
　制御部１０は、電圧検出部５の検出値Ｖｓ、電流検出部６の検出値Ｉｓ、電圧検出部７の検出値Ｖｄｃ、及び電流検出部８の検出値Ｉｄｃに基づいて、コンバータ３内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部１０からの制御信号によって制御される。以下では、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に従った各アーム素子の動作を適宜「スイッチング動作」と呼ぶ。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２は、ゲート駆動回路１５に入力される。
　また、制御部１０は、電圧検出部７の検出値Ｖｄｃ及び電流検出部９の検出値Ｉｕｖｗに基づいて、モータ５００が所望の回転数で回転するように、インバータ１８に具備される各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。インバータ１８は三相の回路構成であり、三相の回路構成に対応して６つのスイッチング素子を有する。また、６つのスイッチング素子に対応して、６つの制御信号Ｓ１～Ｓ６が生成される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ６は、ゲート駆動回路１７に入力される。
　ゲート駆動回路１５は、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に基づいて、コンバータ３内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ３１１～Ｇ３２２を生成する。駆動パルスＧ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を駆動するための駆動パルスである。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３もゲート駆動回路１５からの駆動パルスによって駆動される。
　ゲート駆動回路１７は、制御信号Ｓ１～Ｓ６に基づいて、インバータ１８内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ６を生成する。
　なお、図１では、制御部１０は、直流電源装置５０及び負荷１２を制御する共通の制御部としてモータ駆動装置１００の内部に設けられているが、この構成に限定されない。直流電源装置５０及び負荷１２のそれぞれを制御する個別の制御部を構成し、それぞれの制御部が、直流電源装置５０及び負荷１２のそれぞれの内部に設けられていてもよい。
　次に、実施の形態１における制御部１０の機能を実現するためのハードウェア構成について説明する。図２は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図３は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態１における制御部１０の機能を実現する場合には、図２に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ３０２には、後述する制御部１０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、制御部１０の機能を実現する場合には、図３に示す処理回路３０５を用いることもできる。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０６を介して入手することができる。なお、処理回路３０５を用いる構成でも、制御部１０における一部の処理は、図２に示す構成のプロセッサ３００で実施してもよい。
　次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の基本的な動作を説明する。まず、第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は相補的、又は同時にオン状態とならないように動作する。即ち、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。前述したように、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、制御部１０により生成される制御信号Ｓ３１１，Ｓ３１２により制御される。制御信号Ｓ３１１，Ｓ３１２の一例は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号である。
　交流電源１及びリアクトル２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、共にオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡を「コンデンサ短絡」と呼ぶ。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。
　前述したように、第２のレグ３２を構成する第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、制御部１０により生成される制御信号Ｓ３２１，Ｓ３２２により制御される。第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、基本的には、電源電圧の極性である電源電圧極性に応じてオン又はオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、第２の下アーム素子３２２はオンであり、且つ、第２の上アーム素子３２１はオフである。また、電源電圧極性が負の場合、第２の上アーム素子３２１はオンであり、且つ、第２の下アーム素子３２２はオフである。
　次に、実施の形態１におけるコンバータ３の各アーム素子の状態と実施の形態１に係るモータ駆動装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、以下の説明では、コンバータ３の各アーム素子はＭＯＳＦＥＴであり、各アーム素子のダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードであるとする。
　まず、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図４を参照して説明する。図４は、実施の形態１のコンバータ３に用いられるＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図４には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示されている。
　ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図４に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。即ち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図４の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、p型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
　図５は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第１の図である。図５には、電源電圧極性が正であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きい状態が示されている。この状態では、第１の上アーム素子３１１及び第２の下アーム素子３２２はオンであり、第１の下アーム素子３１２及び第２の上アーム素子３２１はオフである。このとき、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ダイオードＤ１及びダイオードＤ４に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のそれぞれのチャネルに電流を流す動作モードを有している。この動作は「同期整流」と呼ばれる。なお、図５では、オンしているＭＯＳＦＥＴを丸印で示している。以降の図においても同様である。
　図６は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第２の図である。図６には、電源電圧極性が負であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きい状態が示されている。この状態では、第１の下アーム素子３１２及び第２の上アーム素子３２１はオンであり、第１の上アーム素子３１１及び第２の下アーム素子３２２はオフである。このとき、交流電源１、スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ２、リアクトル２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ダイオードＤ３及びダイオードＤ２に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２のそれぞれのチャネルに電流を流す同期整流動作が行われる場合がある。
　図７は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第３の図である。図７には、電源電圧極性が正であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい状態が示されている。この状態では、第１の下アーム素子３１２及び第２の下アーム素子３２２はオンであり、第１の上アーム素子３１１及び第２の上アーム素子３２１はオフである。このとき、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順序で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。図７に示す電源短絡経路を形成する場合、第１の下アーム素子３１２をオンすることは必須であるが、第２の下アーム素子３２２はオン又はオフの何れでもよい。実施の形態１では、図７に示されるように、ダイオードＤ４に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ４のチャネルに電流を流すことで電源短絡経路を形成するモードを用意している。
　図８は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第４の図である。図８には、電源電圧極性が負であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい状態が示されている。この状態では、第１の上アーム素子３１１及び第２の上アーム素子３２１はオンであり、第１の下アーム素子３１２及び第２の下アーム素子３２２はオフである。このとき、交流電源１、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ１、リアクトル２、交流電源１の順序で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。図８に示す電源短絡経路を形成する場合、第１の上アーム素子３１１をオンすることは必須であるが、第２の上アーム素子３２１はオン又はオフの何れでもよい。実施の形態１では、図８に示されるように、ダイオードＤ３に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ３のチャネルに電流を流すことで電源短絡経路を形成するモードを用意している。
　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流及び母線電圧の値を制御できる。モータ駆動装置１００は、電源電圧極性が正のときは、図５に示す動作と図７に示す動作とを連続的に切り替える。また、モータ駆動装置１００は、電源電圧極性が負のときは、図６に示す動作と図８に示す動作とを連続的に切り替える。これにより、母線電圧を上昇させる制御、母線電圧の上昇を抑制する制御、力率及び電源高調波を改善するための電流制御、並びに運転効率を改善するための同期整流を実現することができる。
　次に、直流電源装置５０に生じ得る瞬時停電時の突入電流について説明する。図９は、実施の形態１の直流電源装置５０に生じ得る瞬時停電時の突入電流を説明するための図である。なお、瞬時停電とは、電源電圧が瞬時又は一時的に、例えば５０Ｖ未満に低下する現象を指して呼ぶ。
　瞬時停電が発生した場合であって、負荷１２の消費電力が大きい場合には、平滑コンデンサ４の電荷が急激に消費され、母線電圧は低下する。一方、電源回路１４には、電圧を安定化するための図示しないコンデンサが備えられている。突入電流防止回路１３のリレー１３ｂを駆動する電流は軽微である。このため、母線電圧の低下に比べて、リレー１３ｂを動作させる電圧の低下は緩やかである。従って、負荷１２の動作中に瞬時停電が発生した状態は、母線電圧が低下した状態であり、且つ、突入電流防止回路１３のリレー１３ｂが導通した状態である。この状態で電源電圧が復帰すると、図９に示すような経路で突入電流防止抵抗１３ａを介さずに平滑コンデンサ４に充電電流が流れる。この電流は過大な電流であり、充電電流の経路にある回路部品が劣化し、又は損傷する原因となる。
　また、実施の形態１では、ダイオードＤ１～Ｄ４に電流が流れるタイミングでダイオードＤ１～Ｄ４に並列に接続されるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を適切なタイミングでオン制御する同期整流を行う。ところが、過大な電流が発生すると、電流検出部６，８の出力が飽和して、正確な電流値を取得できなくなり、同期整流を適切なタイミングで行うことができなくなる。なお、上記のような瞬時停電によって引き起こされる過大な電流を考慮し、電流検出部６，８の検出感度を下げることも考えられる。しかしながら、検出感度を下げると、本来検出したい電流の感度が低くなり、電流値が小さい場合に正確な電流が検出できなくなるおそれがある。なお、検出範囲の広い電流検出器を用いることでも解決できるが、コストの増加が避けられない。
　上記の点を踏まえ、実施の形態１では、電流検出部８を図１０のように構成する。図１０は、実施の形態１における電流検出部８の構成例を示す図である。図１０において、電流検出部８は、シャント抵抗２０と、増幅回路２１と、レベルシフト回路２２と、クランプ回路２３とを備えている。図１１は、実施の形態１における電流検出部８の動作例を示す第１の図である。図１１には、瞬時停電時における電流検出部８の各部の動作波形が示されている。図１１において、（ａ）は母線電圧、（ｂ）はモータ電流、（ｃ）はリレー動作状態、（ｄ）はシャント抵抗２０に流れる直流電流、（ｅ）はクランプ回路２３の出力を示している。
　増幅回路２１は、シャント抵抗２０に流れる直流電流によって生じるシャント抵抗２０の両端電圧を増幅する。シャント抵抗２０は、電流検出部８に具備される電流検出器の一例である。シャント抵抗２０の出力値は、電圧値である。即ち、シャント抵抗２０は、シャント抵抗２０に流れる直流電流に相当する物理量を検出する検出器である。シャント抵抗２０は、平滑コンデンサ４の充電経路に配置されるため、損失及び発熱面を考慮して、微小な抵抗値であることが望ましい。このため、直流電流が流れた際にシャント抵抗２０の両端電圧は極めて低い値となる。このため、図１０に示すように増幅回路２１を設けるのが望ましい構成となる。
　なお、電源回路１４は、平滑コンデンサ４の電圧を利用して動作用の直流電圧を生成する。このため、非絶縁の電源として生成する場合には、平滑コンデンサ４の負極側をグラウンド（ＧＮＤ）として設定することが一般的である。その場合、電流検出部８をシャント抵抗２０で構成した場合、平滑コンデンサ４の充電電流は負電圧として検出される。一方、プロセッサ３００の典型的な例であるマイコンは、一般的に０～５Ｖ程度の正の電圧を検出するようにできており、負電圧には対応していない。このため、シャント抵抗２０で検出した電圧をそのまま入力することができない。そこで、レベルシフト回路２２は、電流検出部８の出力であるクランプ回路２３の出力電圧が制御部１０のプロセッサ３００に入力可能なレベルとなるように、増幅回路２１の出力のレベルをシフトさせる。図１１（ｅ）には、増幅回路２１によってレベル調整及び信号が反転される様子、レベルシフト回路２２によって電流値がレベルシフトされる様子、クランプ回路２３によって電流値がクランプされる様子などが示されている。
　電流検出部８の内部では、例えばマイコンのアナログ入力電圧が０～５Ｖの範囲の場合には、２．５Ｖレベルシフトし、０～５Ｖの範囲内に電圧が収まるようにゲイン調整が行われる。但し、過大電流が流れた場合を想定すると、過大電流と通常動作時の電流との間に大きな差があるため、過大電流も電圧範囲内に収まるようゲイン調整を行うと通常動作時に流れる電流の検出分解能を確保することができなくなる。このため、通常動作時の運転を基準にゲイン設計を行い、０～５Ｖを超過した分についてはクランプ回路２３によって、５Ｖ電位とＧＮＤ電位との間の電圧値となるように入力電圧をクランプする。これにより、過大な電圧がマイコンに印加されるのを保護することができる。
　なお、同期整流を行う場合には、ダイオードＤ１～Ｄ４に電流が流れる期間を検出できればよい。瞬時停電が発生した場合、図１１の例では、（ｄ）に示されるように過大電流が発生する。一方、クランプ回路２３の電圧がクランプされる期間は、図１１（ｅ）に示されるように、過大電流が流れている期間である。同期整流は、電流値を検出できなくとも、電流が流れるタイミングと、電流が流れる方向、即ち電流が正又は負の何れに流れているかが判別できればよい。従って、過大電流によって検出値が飽和していたとしても、同期整流を行うことが可能である。また、制御部１０の内部では、レベルシフト分の電圧を減じ、且つ、電圧値の符号を反転することで、負電圧として検出することが可能である。
　上記では、直流電流を検出する電流検出部８について説明したが、電源電流を検出する電流検出部６についても図１０と同様に構成することができる。また、図１２は、実施の形態１における電流検出部６の動作例を示す第２の図である。図１２には、瞬時停電時における電流検出部６の各部の動作波形が示されている。図１２において、（ａ）は母線電圧、（ｂ）はモータ電流、（ｃ）はリレー動作状態、（ｄ）は電源電流、（ｅ）はクランプ回路出力を示している。電源電流が正負の極性を有している点、及びクランプ回路の出力がレベルシフト電圧の上下に渡って変化している点が図１１との相違点であり、その他の特徴は図１１と同じである。
　なお、電流検出部６，８が上記の動作を実施できるのは、電源回路１４によって動作用の直流電圧が生成されていることが条件となる。前述したように、電源回路１４は、平滑コンデンサ４の両端電圧である母線電圧が５０Ｖ程度あれば、５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ、２４Ｖといった低圧の直流電圧を生成することができる。即ち、電源回路１４が低圧の直流電圧を生成する母線電圧には、下限値が存在する。直流電源装置５０を構成する回路部品は、瞬時停電からの復帰時に印加される電源電圧と母線電圧の下限値とによって生じる突入電流に対して耐力を持たせることが望ましい。特に、電流検出部８をシャント抵抗にした場合、シャント抵抗の電力定格値は、電源電圧の復帰時に流れる電流値とシャント抵抗の抵抗値とから求まる電力値よりも高く設定されていることが望ましい。これにより、瞬時停電から復帰した際の突入電流により、シャント抵抗の温度上昇によって、シャント抵抗の検出値がばらつくのを抑制することができる。また、シャント抵抗の温度上昇により、シャント抵抗自体の劣化を防止することができる。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとした場合、寄生ダイオードに通流させると、寄生ダイオードの電圧降下が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴの損失が悪化し、ＭＯＳＦＥＴの劣化が促進される。特に、突入電流のような過大電流が流れると、劣化の進行速度が速くなる。これに対し、上記のように構成された、実施の形態１の電流検出部６，８により検出された電流情報を用いれば、ダイオードＤ１～Ｄ４のそれぞれに並列に接続されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を適切に制御させることが可能となる。これにより、過大電流が寄生ダイオードに流れるのを抑止することができ、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの劣化の進行速度を抑制することができる。
　なお、従来では、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを製造する製造過程において、寄生ダイオードに電流を流すことで、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの市場故障率を低減させるスクリーニングを実施していた。これに対し、実施の形態１の電流検出部６，８を用いれば、製造過程において行うスクリーニングに要する製造コストを削減もしくはゼロにすることが可能となる。また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を適切に制御できれば、寄生ダイオードとは別にショットキーバリアダイオードを接続する必要がなくなる。これにより、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの製造コストを大幅に低減することが可能となる。
　なお、母線電圧の低下を検出して、突入電流防止回路１３のリレー１３ｂを開放する方法もある。しかしながら、リレー１３ｂが機械式の電磁接触器で構成される場合、応答速度が数十ミリ秒を有する。電源電圧の周波数が５０ヘルツの場合、電源周期の半周期は、１０ミリ秒である。従って、母線電圧低下を検出してリレー１３ｂを開放する制御を行う場合、瞬時停電による電圧低下が電源周期の半周期又は１周期程度の場合、リレー１３ｂを開放させる前に電源電圧が再投入される。この場合、リレー１３ｂの開放前に平滑コンデンサ４への充電が発生するので、過大な電流が流れるおそれがある。また、リレー１３ｂの接点に過大な電流が流れている状態でリレー１３ｂの接点を開放するとアーク放電が発生し、リレー１３ｂの接点の溶着を招くおそれがある。接点が溶着した状態で直流電源装置５０を使用し続けると、電源電圧の投入のたびに突入電流が流れ続けるおそれがある。上述した実施の形態１の手法は、このような問題点は生じない。このため、実施の形態１の手法を用いれば、信頼性の高い直流電源装置５０を構成することができる。
　次に、モータ駆動装置１００で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性について説明する。図１３は、実施の形態１の直流電源装置５０で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性を示す図である。図１３において、横軸はオン状態のＭＯＳＦＥＴに流れる電流、及び寄生ダイオードに流れる電流を示している。また、縦軸はオン状態のスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧、及び寄生ダイオードに電流を流すために必要な電圧を示している。
　図１３において、実線は寄生ダイオード順方向電圧を表している。寄生ダイオード順方向電圧は、寄生ダイオードで生じる損失を表す電流電圧特性の例である。一般的に、ダイオードは、電流値が小さいときは損失が大きいため大きな電圧が必要であるが、電流値がある値より大きくなると損失の変化率が改善されて電流電圧特性の傾きが緩和される。図１３の実線で示される波形には、この特性が現れている。
　また、破線は、ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとの間の電圧であるＭＯＳＦＥＴドレイン－ソース電圧を表している。ＭＯＳＦＥＴドレイン－ソース電圧は、スイッチング素子のキャリアに流れる電流と、当該電流が流れることによりスイッチング素子のオン抵抗に起因して生じる損失を表す電流電圧特性の例である。ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子は、電流を流すために必要な電圧は、電流値に対して２次曲線的に増加する。図１３の破線で示される波形には、この特性が現れている。
　図１３において、実線と破線とが交差するクロスポイントは、寄生ダイオードに流れる電流及び当該電流を流すために必要な電圧と、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流及び当該電流を流すために必要な電圧と、が等しくなるポイントである。実施の形態１では、寄生ダイオード及びスイッチング素子の２つの電流電圧特性が交差するクロスポイントにおける電流値を「第２の電流閾値」とする。なお、前述した電流閾値、即ち電源電流の検出値Ｉｓの絶対値を比較する際に用いる電流閾値を「第１の電流閾値」と呼ぶ。図１３では、第２の電流閾値を「Ｉｔｈ２」で表している。第２の電流閾値は、第１の電流閾値よりも大きい値である。
　次に、制御部１０が、同期整流モードにおいて、第１の電流閾値及び第２の電流閾値を用いてスイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図１４は、実施の形態１に係る直流電源装置５０において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図１４において、横軸は時間である。図１４の上段部には、電源電圧及び電源電流の波形が示されている。図１４の下段部には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電源電流の極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であること、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が電源電圧の極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることが示されている。また、図１４には、電源電流の波形と共に、第１の電流閾値Ｉｔｈ１及び第２の電流閾値Ｉｔｈ２の値が示されている。なお、図１４では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図１４に示す制御と同様の制御を行うものとする。
　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子Ｑ４をオンし、スイッチング素子Ｑ３をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子Ｑ３をオンし、スイッチング素子Ｑ４をオフする。なお、図１４では、スイッチング素子Ｑ４がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ３がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子Ｑ４がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ３がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ３がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ４がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。
　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上になると、スイッチング素子Ｑ１をオンする。更に、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２を超えると、スイッチング素子Ｑ１をオフする。その後、制御部１０は、電源電流の絶対値が小さくなり、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下になると、スイッチング素子Ｑ１をオンする。更に、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さくなると、スイッチング素子Ｑ１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上になると、スイッチング素子Ｑ２をオンする。更に、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２を超えると、スイッチング素子Ｑ２をオフする。その後、制御部１０は、電源電流の絶対値が小さくなり、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下になると、スイッチング素子Ｑ２をオンする。更に、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さくなると、スイッチング素子Ｑ２をオフする。
　制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以下の場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンしないように制御し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、モータ駆動装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。
　以上の制御部１０の制御によって、モータ駆動装置１００は、第１のレグ３１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による同期整流を実現できる。具体的には、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、この範囲で損失の小さいスイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２に電流を流す。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、この範囲で損失の小さいダイオードＤ１又はダイオードＤ２に電流を流す。これにより、モータ駆動装置１００は、電流値に応じて損失の小さい素子に電流を流すことができるので、効率の低下を抑制し、損失を低減した高効率な装置とすることができる。
　なお、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンする期間において、相補的にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング制御をして昇圧動作を行ってもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ２をオンする期間において、相補的にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング制御をして昇圧動作を行ってもよい。
　即ち、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、電源電流の極性に応じて、第１のレグ３１及び第２のレグ３２のうちの一方の第１のレグ３１を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの１つのスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの前述のものと同じ１つのスイッチング素子のオンを禁止する。
　具体的には、制御部１０は、電源電流の極性が正であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ１のオンを許可する。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する。制御部１０は、電源電流の極性が正であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ１がオフの期間でスイッチング素子Ｑ２をオンする。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ２のオンも禁止する。
　また、制御部１０は、電源電流の極性が負であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ２のオンを許可する。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ２のオンを禁止する。また、制御部１０は、電源電流の極性が負であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間でスイッチング素子Ｑ１をオンする。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１のオンも禁止する。
　このように、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上であって、スイッチング素子の損失が寄生ダイオードの損失よりも小さい領域でスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、スイッチング素子の損失が寄生ダイオードの損失よりも大きい領域でスイッチング素子のオンを禁止する。
　なお、図１４の例では、制御部１０は、電源電圧の極性に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御し、電源電流の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御していたが、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御し、電源電流の極性に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御してもよい。
　また、第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、前述のように、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値であるが、これに限定されない。第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、寄生ダイオードに電流を流すために必要な電圧の特性と、スイッチング素子に電流を流すために必要な電圧の特性とに応じて決定された値であってもよい。
　例えば、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値より、スイッチング素子で発生するスイッチング損失分に応じて値を大きくした値にしてもよい。これにより、スイッチング素子をオンからオフに切り替える際に発生するスイッチング素子を考慮した第２の電流閾値Ｉｔｈ２を決定することができる。この場合、制御部１０は、スイッチング素子をオンしている状態でさらに電源電流の絶対値が大きくなっても、スイッチング素子をオフすることで損失の低減が見込めないときはスイッチング素子をオンのままにする。これにより、モータ駆動装置１００は、更に、効率の低下を抑制することができる。
　また、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値に対して規定された値を加算又は減算した値にしてもよい。これにより、各素子の部品のばらつきによる特性の違いを考慮した第２の電流閾値Ｉｔｈ２を決定することができる。この場合、制御部１０は、第２の電流閾値Ｉｔｈ２が寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値の場合と比較して、損失の低減を改善できない可能性はある。しかしながら、制御部１０は、スイッチング素子をオンしている状態でさらに電源電流の絶対値が大きくなってもスイッチング素子をオンし続ける場合よりも、損失を低減することができる。
　図１５は、実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャートである。図１５には、モータ駆動装置１００の制御部１０がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御する処理フローが示されている。なお、ここでは一例として、電源電流の極性が正の場合について説明する。
　制御部１０は、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜と、第１の電流閾値とを比較する（ステップＳ２１）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第１の電流閾値より小さい場合（ステップＳ２１，Ｎｏ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する（ステップＳ２２）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第１の電流閾値以上の場合（ステップＳ２１，Ｙｅｓ）、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とを比較する（ステップＳ２３）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第２の電流閾値以下の場合（ステップＳ２３，Ｎｏ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを許可する（ステップＳ２４）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第２の電流閾値より大きい場合（ステップＳ２３，Ｙｅｓ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する（ステップＳ２２）。制御部１０は、ステップＳ２２又はステップＳ２４の後、ステップＳ２１に戻って上記処理を繰り返し行う。制御部１０は、電源電流の極性が負の場合、スイッチング素子Ｑ２を対象にして、上記同様の処理を行う。
　なお、上記のステップＳ２１では、絶対値｜Ｉｓ｜と第１の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、絶対値｜Ｉｓ｜と第１の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。また、上記のステップＳ２３では、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが、“Ｙｅｓ”で判定してもよい。即ち、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。
　次に、スイッチング素子の構成について説明する。モータ駆動装置１００において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の１つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。
　しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、ＧａＮ又はＳｉＣといったＷＢＧ半導体で構成することを例示する。スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、１回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、且つ高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクトル２の小型化が可能となり、モータ駆動装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制される。これにより、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば１６ｋＨｚ以上にすることができる。これにより、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。
　また、ＧａＮ半導体は、ＧａＮ層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に２次元電子ガスが生じ、この２次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、ＧａＮ半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源１が、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は、１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、即ち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。ＧａＮ半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素（Ｓｉ）で構成されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、ＧａＮ半導体で構成されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、具体的には２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。このため、放熱対策が不要になり、又は放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、モータ駆動装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクトル２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できる。このため、ＷＢＧ半導体は、高周波スイッチングに適している。
　なお、ＳｉＣ半導体はＧａＮ半導体に比べてオン抵抗が小さい。このため、第２のレグ３２よりもスイッチング回数が多い第１のレグ３１の第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、ＧａＮ半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、ＳｉＣ半導体で構成してもよい。これにより、ＳｉＣ半導体及びＧａＮ半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、ＳｉＣ半導体を、第１のレグ３１よりも、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２に利用することで、第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２の損失のうち、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第２のレグ３２を構成する第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２のチップ面積を相対的に小さくできる。これにより、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体を有効に活用できる。
　また、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２には、スーパージャンクション構造のＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体を用いる場合に比べて、第２のレグ３２の製造コストを低減できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。このため、ＷＢＧ半導体を用いることにより、第１のレグ３１及び第２のレグ３２を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクトル２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、即ち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第１のレグ３１に好適である。
　以上説明したように、実施の形態１によれば、第１の物理量検出部である電流検出部８は、コンバータ３の出力側の動作状態を表す第１の物理量である直流電流を検出し、第２の物理量検出部である電流検出部６は、コンバータ３の入力側の動作状態を表す第２の物理量である電源電流を検出する。制御部１０には、電源電圧が低下した状態から電源電圧が回復する際に直流電流及び電源電流のうちの少なくとも１つから飽和した電流の検出値が入力されるように構成される。この構成により、瞬時停電から復帰する際に発生し得る過大な突入電流から回路部品を確実に保護することができる。なお、瞬時停電から復帰する際の過大な突入電流による検出値は飽和させても、通常動作時に流れる電流の検出値は飽和させることはない。これにより、通常動作時に流れる電流の検出分解能を確保することができる。
　また、実施の形態１によれば、第１の物理量検出部である電流検出部８及び第２の物理量検出部である電流検出部６のうち、飽和した電流の検出値を制御部に出力する検出部は、クランプ回路２３を備えるように構成される。この構成により、瞬時停電から復帰した際に、突入電流防止回路１３が動作しない場合においても、過大電流が流れている期間を確実且つ簡易に検出することができる。また、過大電流が流れている期間を確実に検出できるので、過大電流によって検出値が飽和していたとしても、同期整流を行うことができる。これにより、スイッチング素子を適切に制御することができ、信頼性の高い直流電源装置及びモータ駆動装置を実現できる。
　また、実施の形態１によれば、制御部は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値以上、且つ、第２の電流閾値以下の場合、この範囲で寄生ダイオードより損失の小さいスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部は、電源電流の絶対値が第２の電流閾値より大きい場合、この範囲で寄生ダイオードより損失の大きいスイッチング素子のオンを禁止する。これにより、コンバータにおいて、電流値に応じて損失の小さい素子に電流を流すことができる。これにより、効率の低下と損失とを低減した、高効率な直流電源装置及びモータ駆動装置を得ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００の応用例について説明する。図１６は、実施の形態２に係る空気調和機４００の構成を示す図である。実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。実施の形態２では、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の応用例として、モータ駆動装置１００を空気調和機４００に適用した例について説明する。
　図１６において、モータ駆動装置１００の出力側には、モータ５００が接続されており、モータ５００は、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００と圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
　空気調和機４００の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１００は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００を回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
　また、空気調和機４００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、即ち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機４００では、モータ５００の回転数が低く、モータ５００の駆動に必要な母線電圧は低い傾向にある。このため、空気調和機４００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能なモータ駆動装置１００は、空気調和機４００にとって有用である。なお、モータ駆動装置には、実施の形態１の方式とは異なるインタリーブ方式と呼ばれる方式もある。インタリーブ方式ではリアクトル２を小型化できるが、空気調和機４００では、中間条件での運転が多いため、リアクトル２を小型化する必要がない。一方、高調波の抑制及び電源力率の観点では、実施の形態１の方式の方が有効である。よって、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、特に空気調和機において有用である。
　また、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、モータ駆動装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、モータ駆動装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機４００に好適である。
　また、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００を用いることにより、レグ間の発熱の偏りが低減される。これにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の高周波駆動によるリアクトル２の小型化を実現でき、空気調和機４００の重量の増加を抑制できる。また、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００によれば、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機４００を実現できる。
　なお、空気調和機４００において、瞬時停電が発生した場合は、最初にコンバータ３の動作を停止し、その後に圧縮機駆動用のモータ５００の回転を停止し、最後にファンの回転を停止するように動作させる。一般的にファンの駆動エネルギーは小さく、ファンの発熱量は小さい。このため、最後にファンの回転を停止するよう動作させることにより、コンバータ３及びインバータ１８の回路部品をファンの風により冷却させることが可能となる。特に、コンバータ３の構成部品である平滑コンデンサ４の温度は高温になると容量低下を招くため、瞬時停電においても適切に冷却できるようにすることで長寿命化を図ることが可能となる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクトル、３　コンバータ、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ　接続点、４　平滑コンデンサ、５，７　電圧検出部、６，８，９　電流検出部、１０　制御部、１２　負荷、１３　突入電流防止回路、１３ａ　突入電流防止抵抗、１３ｂ　リレー、１４　電源回路、１５，１７　ゲート駆動回路、１６ａ，１６ｂ　直流母線、１８　インバータ、１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ　レグ、１８ａ　トランジスタ、１８ｂ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４　ダイオード、１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮ　下アーム素子、１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ　上アーム素子、２０　シャント抵抗、２１　増幅回路、２２、レベルシフト回路、２３　クランプ回路、３１　第１のレグ、３２　第２のレグ、５０　直流電源装置、１００　モータ駆動装置、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０４，３０６　インタフェース、３０５　処理回路、３１１　第１の上アーム素子、３１２　第１の下アーム素子、３２１　第２の上アーム素子、３２２　第２の下アーム素子、４００　空気調和機、５００　モータ、５０４　圧縮要素、５０５　圧縮機、５０６　冷凍サイクル部、５０６ａ　四方弁、５０６ｂ　室内熱交換器、５０６ｃ　膨張弁、５０６ｄ　室外熱交換器、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、Ｄ　ドレイン電極、Ｇ　ゲート電極、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４　スイッチング素子、Ｓ　ソース電極。

Claims (11)

  1. 　リアクトルと、
    　ブリッジ接続される４つの一方向性素子を備え、前記リアクトルを介して交流電源に接続され、前記交流電源から出力される交流電圧である電源電圧を直流電圧に変換して負荷に印加するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端子間に接続される平滑コンデンサと、
    　前記交流電源から前記平滑コンデンサへの充電経路上に配置される突入電流防止回路と、
    　前記コンバータの出力側の動作状態を表す第１の物理量を検出する第１の物理量検出部と、
    　前記コンバータの入力側の動作状態を表す第２の物理量を検出する第２の物理量検出部と、
    　前記第１及び第２の物理量が入力され、前記コンバータの動作を制御する制御部と、
    　前記制御部を動作させる動作電圧を生成する制御電源と、
    　を備え、
    　前記制御部には、前記電源電圧が低下した状態から前記電源電圧が回復する際に前記第１及び第２の物理量検出部のうちの少なくとも１つから飽和した物理量が入力される
    　直流電源装置。
  2. 　前記第１及び第２の物理量検出部のうち、前記飽和した物理量を前記制御部に出力する検出部は、クランプ回路を備える
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記第１の物理量検出部は、前記コンバータと前記負荷とを接続する直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出部であり、前記電流検出部はシャント抵抗を備え、
    　前記シャント抵抗の電力定格値は、前記電源電圧の復帰時に流れる電流値と、前記シャント抵抗の抵抗値とから求まる電力値よりも高く設定されている
    　請求項１又は２に記載の直流電源装置。
  4. 　前記第２の物理量検出部は、前記交流電源と前記コンバータとの間に流れる交流電流である電源電流を検出する電流検出部、又は前記電源電圧を検出する電圧検出部である
    　請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。
  5. 　前記コンバータにおける、４つの前記一方向性素子のうちの２つの前記一方向性素子は直列に接続されて第１のレグを構成し、残りの２つの前記一方向性素子は直列に接続されて第２のレグを構成し、
    　少なくとも、前記平滑コンデンサの正側に接続される前記第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は、前記第１のレグにおける２つの一方向性素子、又は前記第２のレグにおける２つの一方向性素子のそれぞれにはスイッチング素子が並列に接続される
    　請求項１から４の何れか１項に記載の直流電源装置。
  6. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成された金属酸化物半導体電界効果トランジスタであり、
    　前記一方向性素子は、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタの寄生ダイオードであり、
    　前記制御部は、前記電源電圧の復帰時に前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのチャネルに通流させるよう前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタを動作させる
    　請求項５に記載の直流電源装置。
  7. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項６に記載の直流電源装置。
  8. 　請求項１から７の何れか１項に記載の直流電源装置と、
    　前記直流電源装置の出力電圧を交流電圧に変換して前記負荷に備えられるモータに印加するインバータと、
    　を備えたモータ駆動装置。
  9. 　請求項８に記載のモータ駆動装置を備える
    　送風機。
  10. 　請求項８に記載のモータ駆動装置を備える
    　圧縮機。
  11. 　請求項９に記載の送風機及び請求項１０に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    　空気調和機。
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