WO2021002002A1 - Electric motor drive device and refrigeration cycle application equipment - Google Patents

Abstract

This electric motor drive device is provided with an inverter (30) for driving an electric motor (7) for driving a load element having a periodic variation in the load torque. When stopping the electric motor (7) by controlling the inverter (30) so that the output torque of the electric motor (7) follows the periodic variation of the load torque, the driving of the electric motor (7) by the inverter (30) is stopped during a period including a phase at which the load torque becomes the minimum value or a value near the minimum value. Controlling the timing of stopping the drive, as described above, makes it possible to reduce vibration when stopping.

Description

電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器Electric motor drive and refrigeration cycle applicable equipment

　本発明は、電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。 The present invention relates to an electric motor drive device and a refrigeration cycle applicable device including the electric motor drive device.

　冷凍サイクル適用機器は、冷媒を圧縮するための圧縮機を備えている。圧縮機は電動機で駆動される。
　圧縮機には冷媒を吸入し、吐出するための金属製の冷媒配管が接続されている。圧縮機の運転を停止させると、機械振動が発生する。圧縮機に振動が発生すると、振動が配管に伝わり、配管に金属疲労が生じて断裂する恐れがある。そこで、従来から、圧縮機の運転停止時の振動を抑制するための制御が提案されている。例えば、特許文献１には、圧縮機の停止時の振動が低下する位相でインバータの出力をオフし、電動機の出力トルクをオフすることが記載されている。 Refrigeration cycle application equipment is equipped with a compressor for compressing the refrigerant. The compressor is driven by an electric motor.
A metal refrigerant pipe for sucking and discharging the refrigerant is connected to the compressor. When the operation of the compressor is stopped, mechanical vibration occurs. When vibration is generated in the compressor, the vibration is transmitted to the pipe, which may cause metal fatigue in the pipe and cause tearing. Therefore, conventionally, control for suppressing vibration when the compressor is stopped has been proposed. For example, Patent Document 1 describes that the output of the inverter is turned off at a phase in which the vibration when the compressor is stopped is reduced, and the output torque of the electric motor is turned off.

特許第５０９４２５６号（請求項２、段落００２４）Japanese Patent No. 5094256 (Claim 2, paragraph 0024)

　特許文献１には、振動が低下する位相として、クランク角６０～３００ｄｅｇが例示されているものの、例示された範囲内の位相で停止させても振動の抑制が十分でない場合があった。
　電動機で圧縮機以外のものを駆動する場合にも同様の問題があった。 Although Patent Document 1 exemplifies a crank angle of 60 to 300 deg as a phase in which vibration decreases, there are cases where vibration suppression is not sufficient even if the vehicle is stopped at a phase within the illustrated range.
There was a similar problem when driving something other than a compressor with an electric motor.

　本発明は、停止の際の負荷要素の振動を十分に抑制することができる、電動機駆動装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an electric motor drive device capable of sufficiently suppressing vibration of a load element at the time of stopping.

　本発明に係る電動機駆動装置は、
　負荷トルクが周期的に変動する負荷要素を駆動する電動機と、
　前記電動機に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加するインバータと、
　前記インバータを制御する制御装置とを有し、
　前記制御装置は、
　前記電動機の出力トルクが前記負荷トルクの周期的変動に追従するように、前記インバータを制御し、
　前記電動機の停止を行う場合、前記負荷トルクが最小値又は該最小値に近い値になるトルク最小位相を含む期間に前記インバータを停止させる。 The electric motor drive device according to the present invention
An electric motor that drives a load element whose load torque fluctuates periodically,
An inverter that applies an AC voltage with variable frequency and voltage value to the motor,
It has a control device that controls the inverter.
The control device is
The inverter is controlled so that the output torque of the electric motor follows the periodic fluctuation of the load torque.
When the electric motor is stopped, the inverter is stopped during a period including a minimum torque phase at which the load torque becomes a minimum value or a value close to the minimum value.

　本発明によれば、停止の際の負荷要素の振動を十分に抑制することができる。 According to the present invention, the vibration of the load element at the time of stopping can be sufficiently suppressed.

空気調和機の冷凍サイクルの一例を示す概略図である。It is the schematic which shows an example of the refrigerating cycle of an air conditioner. （ａ）は、圧縮機の一例を示す概略縦断面図、（ｂ）は、図２（ａ）の２Ｂ－２Ｂ線断面図である。(A) is a schematic vertical sectional view showing an example of a compressor, and (b) is a sectional view taken along line 2B-2B of FIG. 2 (a). 本発明の実施の形態の電動機駆動装置を示す図である。It is a figure which shows the electric motor drive device of embodiment of this invention. 図３のインバータの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the inverter of FIG. 本発明の実施の形態で用いられる制御装置の一例を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows an example of the control apparatus used in embodiment of this invention. 図５のトルク最小位相演算部の構成例を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structural example of the torque minimum phase calculation part of FIG. 図５の電圧指令値演算部の構成例を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structural example of the voltage command value calculation part of FIG. 図７の補償トルク電流指令生成部の構成例を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structural example of the compensation torque current command generation part of FIG. 圧縮機の機械振動を解析するためのモデル図である。It is a model diagram for analyzing the mechanical vibration of a compressor. （ａ）～（ｅ）は、停止位相に制約を加えることなくインバータを停止させる場合の回転速度、トルク等の変化の一例を示すグラフである。(A) to (e) are graphs showing an example of changes in rotation speed, torque, etc. when the inverter is stopped without limiting the stop phase. （ａ）～（ｅ）は、停止位相に制約を加えてインバータを停止させる場合の回転速度、トルク等の変化の一例を示すグラフである。(A) to (e) are graphs showing an example of changes in rotational speed, torque, and the like when the inverter is stopped by limiting the stop phase. 各位相でインバータを停止させた場合の圧縮機シェルの角加速度の大きさの一例を示すとともに、負荷トルクのｎ次の脈動成分が最小になる位相と、負荷トルクが最小値又はそれに近い値を維持する期間との関係の一例を示す図である。An example of the magnitude of the angular acceleration of the compressor shell when the inverter is stopped in each phase is shown, and the phase at which the nth-order pulsation component of the load torque is minimized and the value at which the load torque is at or near the minimum value are shown. It is a figure which shows an example of the relationship with the maintenance period. 図５のトルク最小位相演算部の変形例を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the modification of the torque minimum phase calculation part of FIG. 図１３のトルク計算部により計算されたトルクの計算値の履歴の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the history of the calculated value of the torque calculated by the torque calculation unit of FIG.

　以下に添付の図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。 The electric motor drive device according to the embodiment of the present invention and the refrigeration cycle applicable device provided with the electric motor drive device will be described below with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the embodiments shown below.

　冷凍サイクル適用機器の一例は、空気調和機であり、以下の実施の形態は、本発明を、空気調和機の圧縮機を駆動する電動機の駆動装置に適用したものである。 An example of a refrigeration cycle application device is an air conditioner, and the following embodiment applies the present invention to a drive device of an electric motor that drives a compressor of an air conditioner.

　最初に、空気調和機の一例における冷凍サイクルを、図１を参照して説明する。
　図１の冷凍サイクル９００は四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。 First, the refrigeration cycle in an example of an air conditioner will be described with reference to FIG.
The refrigeration cycle 900 of FIG. 1 can be operated for heating or cooling by switching the four-way valve 902.

　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機９０４に戻る。 During the heating operation, as shown by the solid line arrow, the refrigerant is pressurized by the compressor 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910 and the four-way valve 902. Return to compressor 904.
During the cooling operation, as shown by the broken line arrow, the refrigerant is pressurized by the compressor 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906 and the four-way valve 902. Return to compressor 904.

　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　圧縮機９０４は可変速制御される電動機７によって駆動される。 During the heating operation, the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat. During the cooling operation, the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat. The expansion valve 908 depressurizes the refrigerant and expands it.
The compressor 904 is driven by a variable speed controlled electric motor 7.

　圧縮機９０４の一例を図２（ａ）及び（ｂ）に示す。図示の圧縮機９０４は、密閉式のロータリー圧縮機であり、密閉容器を構成する圧縮機シェル９２２と、圧縮機シェル９２２内に配置された圧縮機構９２４とを備えている。冷媒は、吸入配管９２６から圧縮機構９２４内に導かれ、吐出配管９２８から吐出される。
　圧縮機シェル９２２は、支持部材９３０に支持されている。
　圧縮機構９２４は、シリンダ９３２と、シリンダ９３２内に配置されたロータリーピストン９３４とを有する。 An example of the compressor 904 is shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b). The illustrated compressor 904 is a closed rotary compressor, and includes a compressor shell 922 constituting a closed container and a compression mechanism 924 arranged in the compressor shell 922. The refrigerant is guided from the suction pipe 926 into the compression mechanism 924 and discharged from the discharge pipe 928.
The compressor shell 922 is supported by a support member 930.
The compression mechanism 924 has a cylinder 932 and a rotary piston 934 disposed within the cylinder 932.

　電動機７は、圧縮機シェル９２２内に配置されており、回転子７ａと、回転子７ａを回転可能に保持する固定子７ｂとを有し、回転子７ａはシャフト９３６に結合されている。シャフト９３６は図示しない軸受けにより、図示しないフレームに対して回転可能に保持されており、該フレームは、圧縮機シェル９２２に固定されている。
　シャフト９３６は、クランクシャフト９３８に結合され、クランクシャフト９３８は、ロータリーピストン９３４に結合されている。
　電動機７の回転子７ａの回転は、シャフト９３６及びクランクシャフト９３８を介してロータリーピストン９３４に伝達される。 The electric motor 7 is arranged in the compressor shell 922, has a rotor 7a and a stator 7b that rotatably holds the rotor 7a, and the rotor 7a is coupled to the shaft 936. The shaft 936 is rotatably held by a bearing (not shown) with respect to a frame (not shown), which is fixed to the compressor shell 922.
The shaft 936 is coupled to the crankshaft 938, and the crankshaft 938 is coupled to the rotary piston 934.
The rotation of the rotor 7a of the electric motor 7 is transmitted to the rotary piston 934 via the shaft 936 and the crankshaft 938.

　シリンダ９３２には、吸込み口９４２と、吐出口９４４とが形成され、シリンダ９３２内には、ベーン９４６が設けられている。吸込み口９４２は吸入配管９２６に接続され、吐出口９４４は、吐出配管９２８に接続されている。なお、吸込み口９４２及び吐出口９４４は概念的に図示されており、図２（ｂ）におけるそれらの位置は、必ずしも実際の位置を正確に表すものではない。
　ベーン９４６はシリンダ９３２の中心に向かって付勢されており、ロータリーピストン９３４の周面上を摺動しつつシリンダ９３２の径方向に移動することができるようになっている。 A suction port 942 and a discharge port 944 are formed in the cylinder 932, and a vane 946 is provided in the cylinder 932. The suction port 942 is connected to the suction pipe 926, and the discharge port 944 is connected to the discharge pipe 928. The suction port 942 and the discharge port 944 are conceptually illustrated, and their positions in FIG. 2B do not necessarily accurately represent the actual positions.
The vane 946 is urged toward the center of the cylinder 932 so that it can move in the radial direction of the cylinder 932 while sliding on the peripheral surface of the rotary piston 934.

　シャフト９３６が回転すると、クランクシャフト９３８及びロータリーピストン９３４が矢印ＲＰで示す方向に回転し、その結果、吸込み口９４２から気化した冷媒が吸い込まれ、圧縮され、圧縮により液化された冷媒が吐出口９４４から吐出される。
　以上のような、吸込み、圧縮、吐出の一連の工程においては、ロータリーピストン９３４に掛かる圧力が変化し、この圧力変化が負荷トルクＴ_ｌの変化となる。 When the shaft 936 rotates, the crankshaft 938 and the rotary piston 934 rotate in the direction indicated by the arrow RP, and as a result, the vaporized refrigerant is sucked from the suction port 942, compressed, and the liquefied refrigerant by compression is discharged 944. Is discharged from.
In the series of suction, compression, and discharge steps as described above, the pressure applied to the rotary piston 934 changes, and this pressure change becomes a change in the load torque T _l .

　なお、上記のように、電動機７が圧縮機シェル９２２内に配置されているので、電動機７は圧縮機９０４の一部であり、電動機７は、圧縮機９０４の圧縮機構９２４を駆動するものであると見ることもできる。 Since the electric motor 7 is arranged in the compressor shell 922 as described above, the electric motor 7 is a part of the compressor 904, and the electric motor 7 drives the compression mechanism 924 of the compressor 904. You can also see that there is.

　以下に詳しく述べるように、本発明の電動機駆動装置は、電動機７を駆動するものであり、電動機７を停止させる際の振動、特に圧縮機シェル９２２及び配管９２６及び９２８の振動を小さくすることができるものである。 As described in detail below, the electric motor drive device of the present invention drives the electric motor 7, and it is possible to reduce the vibration when the electric motor 7 is stopped, particularly the vibration of the compressor shell 922 and the pipes 926 and 928. It can be done.

　図３は、本発明の実施の形態の電動機駆動装置２を、電動機７とともに示す概略配線図である。
　図示の電動機駆動装置２は、電動機７を駆動するためのものであり、リアクタ４と、整流回路１０と、平滑コンデンサ２０と、インバータ３０と、母線電圧検出部８２と、母線電流検出部８４と、制御電源生成回路９０と、制御装置１００とを有する。 FIG. 3 is a schematic wiring diagram showing the electric motor driving device 2 according to the embodiment of the present invention together with the electric motor 7.
The illustrated electric motor drive device 2 is for driving the electric motor 7, and includes a reactor 4, a rectifier circuit 10, a smoothing capacitor 20, an inverter 30, a bus voltage detection unit 82, and a bus current detection unit 84. It has a control power generation circuit 90 and a control device 100.

　整流回路１０は、交流電源１から供給される交流電圧を整流する。図示の例では、整流回路１０は、ダイオードブリッジで構成されている。ダイオードブリッジの入力端子はリアクタ４を介して交流電源１に接続されており、出力端子は平滑コンデンサ２０に接続されている。 The rectifier circuit 10 rectifies the AC voltage supplied from the AC power supply 1. In the illustrated example, the rectifier circuit 10 is composed of a diode bridge. The input terminal of the diode bridge is connected to the AC power supply 1 via the reactor 4, and the output terminal is connected to the smoothing capacitor 20.

　平滑コンデンサ２０は、整流回路１０の出力電圧を平滑する。
　平滑コンデンサ２０の一方の電極は、整流回路１０の第１の出力端子及び高電位側（正側）の直流母線２２ａに接続されている。
　平滑コンデンサ２０の他方の電極は、整流回路１０の第２の出力端子及び低電位側（負側）の直流母線２２ｂに接続されている。
　平滑コンデンサ２０で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。 The smoothing capacitor 20 smoothes the output voltage of the rectifier circuit 10.
One electrode of the smoothing capacitor 20 is connected to the first output terminal of the rectifier circuit 10 and the DC bus 22a on the high potential side (positive side).
The other electrode of the smoothing capacitor 20 is connected to the second output terminal of the rectifier circuit 10 and the DC bus 22b on the low potential side (negative side).
The voltage smoothed by the smoothing capacitor 20 is called a "bus voltage".

　インバータ３０は、平滑コンデンサ２０の両端電圧、即ち母線電圧を受けて、周波数可変で電圧可変の交流電圧を発生して、出力線３３１～３３３を介して電動機７に供給する。 The inverter 30 receives the voltage across the smoothing capacitor 20, that is, the bus voltage, generates an AC voltage having a variable frequency and a variable voltage, and supplies the AC voltage to the electric motor 7 via the output lines 331 to 333.

　電動機７は、３相永久磁石同期電動機である。この場合インバータ３０は、３相交流電圧を発生して、電動機７に供給する。 The electric motor 7 is a three-phase permanent magnet synchronous motor. In this case, the inverter 30 generates a three-phase AC voltage and supplies it to the electric motor 7.

　母線電圧検出部８２は、母線２２ａ、２２ｂ間の電圧Ｖ_ｄｃを母線電圧として検出する。母線電圧検出部８２は、例えば、母線電圧Ｖ_ｄｃを、直列接続された抵抗で分圧する回路を含み、制御装置１００内のマイコンでの処理に適した電圧、例えば５Ｖ以下の電圧に変換して出力する。この信号（電圧検出信号）は、制御装置１００で図示しないＡ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換されて制御装置１００の内部での処理に用いられる。 The bus voltage detection unit 82 detects the voltage V _dc between the bus 22a and 22b as the bus voltage. The bus voltage detection unit 82 includes, for example, a circuit that divides the bus voltage V _dc by a resistor connected in series, and converts it into a voltage suitable for processing by the microcomputer in the control device 100, for example, a voltage of 5 V or less. Output. This signal (voltage detection signal) is converted into a digital signal by an A / D converter (not shown) in the control device 100 and used for processing inside the control device 100.

　母線電流検出部８４は、母線電流、即ち、インバータ３０の入力電流Ｉ_ｄｃを検出する。母線電流検出部８４は、直流母線２２ｂに挿入されたシャント抵抗を含み、検出結果を示すアナログ信号を制御装置１００に供給する。この信号（電流検出信号）は、制御装置１００で図示しないＡ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換されて制御装置１００の内部での処理に用いられる。 The bus current detection unit 84 detects the bus current, that is, the input current _Idc of the inverter 30. The bus current detection unit 84 includes a shunt resistor inserted in the DC bus 22b, and supplies an analog signal indicating the detection result to the control device 100. This signal (current detection signal) is converted into a digital signal by an A / D converter (not shown) in the control device 100 and used for processing inside the control device 100.

　制御電源生成回路９０は、コンデンサ２０の両電極間の電圧、即ち母線電圧Ｖ_ｄｃを受けて降圧し、制御電源電圧Ｖ１００を生成し、制御電源電圧Ｖ１００を制御装置１００に供給する。 The control power generation circuit 90 receives the voltage between both electrodes of the capacitor 20, that is, the bus voltage _Vdc , steps down the voltage, generates the control power supply voltage V100, and supplies the control power supply voltage V100 to the control device 100.

　制御装置１００は、インバータ３０の動作の制御を行なう。
　インバータ３０を動作させるため、制御装置１００は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成して、インバータ３０に供給する。 The control device 100 controls the operation of the inverter 30.
In order to operate the inverter 30, the control device 100 generates PWM signals Sm1 to Sm6 and supplies them to the inverter 30.

　インバータ３０は、図４に示すように、インバータ主回路３１０と、駆動回路３５０とを有し、インバータ主回路３１０の入力端子が直流母線２２ａ、２２ｂに接続されている。 As shown in FIG. 4, the inverter 30 has an inverter main circuit 310 and a drive circuit 350, and the input terminals of the inverter main circuit 310 are connected to the DC buses 22a and 22b.

　インバータ主回路３１０は、それぞれスイッチング素子３１１～３１６を含む６つのアームを有する。スイッチング素子３１１～３１６には、還流用の整流素子３２１～３２６が逆並列接続されている。 The inverter main circuit 310 each has six arms including switching elements 311 to 316. Rectifying elements 321 to 326 for reflux are connected in antiparallel to the switching elements 311 to 316.

　駆動回路３５０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６を生成して、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６によりスイッチング素子３１１～３１６のオン、オフを制御し、これにより、周波数可変で電圧可変の３相交流電圧が出力線３３１～３３３を介して電動機７に印加されるようにする。 The drive circuit 350 generates drive signals Sr1 to Sr6 based on the PWM signals Sm1 to Sm6, and controls on / off of the switching elements 311 to 316 by the drive signals Sr1 to Sr6, whereby the frequency is variable and the voltage is variable. The three-phase AC voltage is applied to the motor 7 via the output lines 331 to 333.

　ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が論理回路の信号レベルの大きさ（０～５Ｖ）のものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、スイッチング素子３１１～３１６を制御するのに必要な電圧レベル、例えば＋１５Ｖ～－１５Ｖの大きさを持つ信号である。また、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が、制御装置１００の接地電位を基準電位とするものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、それぞれ対応するスイッチング素子の負側の端子（エミッタ端子）の電位を基準電位とするものである。 While the PWM signals Sm1 to Sm6 are of the signal level magnitude (0 to 5V) of the logic circuit, the drive signals Sr1 to Sr6 are voltage levels required to control the switching elements 311 to 316, for example. It is a signal having a magnitude of + 15V to -15V. Further, the PWM signals Sm1 to Sm6 use the ground potential of the control device 100 as a reference potential, whereas the drive signals Sr1 to Sr6 are the potentials of the negative terminals (emitter terminals) of the corresponding switching elements. Is the reference potential.

　制御装置１００は、上記のように、インバータ３０を制御する。インバータ３０の制御には、インバータ３０を動作させるための制御と、インバータ３０を停止させるための制御とが含まれる。 The control device 100 controls the inverter 30 as described above. The control of the inverter 30 includes a control for operating the inverter 30 and a control for stopping the inverter 30.

　インバータ３０を動作させる際、制御装置１００は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６として、ゼロ以外の周波数及び電圧値に対応するものをインバータ３０に供給することで、インバータ３０の出力電圧の周波数及び電圧値を制御する。
　インバータ３０を停止させる際、制御装置１００は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６として、インバータ３０の出力電圧値ゼロに対応するものをインバータ３０に供給する。 When operating the inverter 30, the control device 100 supplies the PWM signals Sm1 to Sm6 corresponding to frequencies and voltage values other than zero to the inverter 30 to obtain the frequency and voltage value of the output voltage of the inverter 30. Control.
When the inverter 30 is stopped, the control device 100 supplies the PWM signals Sm1 to Sm6 corresponding to the output voltage value of the inverter 30 to zero to the inverter 30.

　インバータ３０の出力電圧の角周波数ωは、電動機７の電気角での回転角速度（出力電圧の角周波数と同じ符号ωで表される）を定めるものであり、電動機７の機械角での回転角速度ω_ｍは、電動機７の電気角での回転角速度ωを極対数Ｐ_ｍで割ったものに等しい。従って、電動機７の機械角での回転角速度ω_ｍと、インバータ３０の出力電圧の角周波数ωとの間には、下記の式（１）で表される関係がある。

　本書では、回転角速度を単に回転速度と言い、角周波数を単に周波数と言うことがある。 The angular frequency ω of the output voltage of the inverter 30 determines the rotational angular velocity of the electric motor 7 at the electric angle (represented by the same code ω as the angular frequency of the output voltage), and is the rotational angular velocity of the electric motor 7 at the mechanical angle. ω _m is equal to the rotation angular velocity ω at the electric angle of the electric motor 7 divided by the pole log number P _m . Therefore, there is a relationship represented by the following equation (1) between the rotational angular velocity ω _m at the mechanical angle of the electric motor 7 and the angular frequency ω of the output voltage of the inverter 30.

In this document, the angular velocity is simply referred to as the rotational velocity, and the angular frequency is sometimes referred to simply as the frequency.

　制御装置１００は、電動機７に流れる電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗに基づいて励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊を生成し、励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊に基づいてγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊を生成し、電動機７の推定速度ω_ｅｓｔを速度指令値ω^＊に一致させるようにトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊を算出し、算出されたトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊に基づいて、δ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊を生成し、γ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊に基づいてインバータ３０を制御する。 Controller 100, the motor 7 flows through current _{I u, I v, I w} on the basis of generating an excitation current command value I _gamma ^*, exciting current command value I _gamma ^* on the basis of gamma-axis voltage command value V _gamma ^* Is generated, the torque current command value I _δ ^* is calculated so that the estimated speed ω _est of the electric motor 7 matches the speed command value ω ^* , and the δ-axis voltage is calculated based on the calculated torque current command value I _δ ^*. The command value V _δ ^* is generated, and the inverter 30 is controlled based on the γ-axis voltage command value V _γ ^* and the δ-axis voltage command value V _δ ^* .

　電動機７が、負荷トルクが周期的に変動する負荷要素を駆動する場合、制御装置１００は、電動機７の出力トルクＴ_ｍが負荷トルクＴ_ｌの周期的変動（脈動）に追従するように、インバータ３０を制御するのが望ましい。
　制御装置１００は、上記の追従のためトルク電流補償値を生成することとしても良い。生成されたトルク電流補償値は、上記のトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊を補正するために用いられる。 When the electric motor 7 drives a load element whose load torque fluctuates periodically, the control device 100 uses an inverter so that the output torque T _m of the electric motor 7 follows the periodic fluctuation (pulsation) of the load torque T _l. It is desirable to control 30.
The control device 100 may generate a torque current compensation value for the above-mentioned follow-up. The generated torque current compensation value is used to correct the above torque current command value I _δ ^* .

　圧縮機９０４を停止させる場合には、制御装置１００は、インバータ３０を停止させることで、インバータ３０による電動機７の駆動を停止し、これにより電動機７を停止させる。
　具体的には、制御装置１００は、負荷トルクＴ_ｌが最小（最小値）になる位相（トルク最小位相）を検出し、トルク最小位相を含む期間中にインバータ３０を停止させ（インバータ３０から交流電圧が出力されないようにし）、電動機７の駆動を停止させる。 When the compressor 904 is stopped, the control device 100 stops the driving of the electric motor 7 by the inverter 30 by stopping the inverter 30, thereby stopping the electric motor 7.
Specifically, the control device 100 detects the phase (minimum torque phase) at which the load torque T _l becomes the minimum (minimum value), and stops the inverter 30 during the period including the minimum torque phase (AC from the inverter 30). (Prevent the voltage from being output), and stop the drive of the electric motor 7.

　制御装置１００が、電動機の出力トルクＴ_ｍを負荷トルクＴ_ｌの脈動に追従させるための制御を行なっている場合、出力トルクＴ_ｍは負荷トルクＴ_ｌに一致すると見ることができる。 Controller 100, When performing control to follow the output torque T _m of a motor to the pulsation of the load torque T _l, the output torque T _m can be viewed as matching to the load torque T _l.

　そこで、制御装置１００は、電動機７の出力トルクＴ_ｍを算出し、算出された出力トルクＴ_ｍを負荷トルクの推定値として用い、該推定値に基づいてトルク最小位相を検出することとしても良い。 Therefore, the control device 100 may calculate the output torque T _m of the electric motor 7, use the calculated output torque T _m as an estimated value of the load torque, and detect the minimum torque phase based on the estimated value. ..

　負荷トルクＴ_ｌの脈動成分のうち、電動機７の回転周波数のｎ倍の周波数の成分（ｎ次の脈動成分）が最も大きいとき、上記のトルク電流補償値は、上記ｎ次の脈動成分を主として補償するためのものであっても良い。 Among the pulsating components of the load torque T _{l, when} the component having a frequency n times the rotation frequency of the electric motor 7 (nth-order pulsating component) is the largest, the torque current compensation value is mainly the n-th order pulsating component. It may be for compensation.

　この場合、制御装置１００は、負荷トルクＴ_ｌのｎ次の脈動成分が最小になる位相を検出することとしても良い。 In this case, the control device 100 may detect the phase in which the nth-order pulsation component of the load torque T _l is minimized.

　そして、制御装置１００は、電動機７の出力トルクＴ_ｍを算出し、算出された出力トルクＴ_ｍから、電動機７の回転周波数のｎ倍の周波数の成分を抽出し、抽出した成分が最小になる位相を、負荷トルクＴ_ｌの上記ｎ次の脈動成分が最小になる位相として検出することとしても良い。 Then, the control unit 100 calculates the output torque T _m of a motor 7, the output torque T _m calculated, to extract components other n times the frequency of the rotational frequency of the motor 7, the extracted component is minimized phase, may be the n-th order of the pulsating component of the load torque T _l is detected as a phase to be minimized.

　制御装置１００は、マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった呼び方をされる処理器又は処理装置であってもよい。 The control device 100 is realized by a microprocessor. The microprocessor may be a processor or a processing device called a CPU (Central Processing Unit), a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).

　図５は、制御装置１００の一例を示す機能ブロック図である。図示のように、制御装置１００は、運転制御部１０２と、トルク最小位相演算部１０４と、インバータ制御部１１０とを有する。 FIG. 5 is a functional block diagram showing an example of the control device 100. As shown in the figure, the control device 100 includes an operation control unit 102, a torque minimum phase calculation unit 104, and an inverter control unit 110.

　運転制御部１０２は、周波数指令値ω^＊を出力する。運転制御部１０２は、また電動機７の極対数Ｐ_ｍ、永久磁石の鎖交磁束Φ_ｆ、γ軸インダクタンスＬ_γ、及びδ軸インダクタンスＬ_δ、並びに後述のローパスフィルタの時定数Ｔ_ｆ（即ちこれらを示す情報）を出力する。 The operation control unit 102 outputs the frequency command value ω ^* . The operation control unit 102 also has the pole pair number P _m of the motor 7, the interlinkage magnetic flux Φ _f of the permanent magnet, the γ-axis inductance L _γ , and the δ-axis inductance L _δ , and the time constant T _f of the low-pass filter described later (that is, these). Information indicating) is output.

　周波数指令値ω^＊は、下記の式（２）に示す如く、電動機７の回転速度の指令値（回転角速度指令値）ω_ｍ ^＊に極対数Ｐ_ｍを掛けることで求められる。

As shown in the following equation (2), the frequency command value ω ^* is obtained by multiplying the command value (rotation angular velocity command value) ω _m ^* of the rotation speed of the electric motor 7 by the pole logarithm P _m .

　周波数指令値ω^＊はインバータ制御部１１０に供給される。
　極対数Ｐ_ｍ、鎖交磁束Φ_ｆ、γ軸インダクタンスＬ_γ及びδ軸インダクタンスＬ_δは、トルク最小位相演算部１０４に供給される。
　時定数Ｔ_ｆはトルク最小位相演算部１０４及びインバータ制御部１１０に供給される。 The frequency command value ω ^* is supplied to the inverter control unit 110.
The pole pair number P _m , the interlinkage magnetic flux Φ _f , the γ-axis inductance L _γ and the δ-axis inductance L _δ are supplied to the torque minimum phase calculation unit 104.
The time constant T _f is supplied to the torque minimum phase calculation unit 104 and the inverter control unit 110.

　運転制御部１０２は、図示しない温度センサで検出された室温（空調対象空間の温度）を示す情報を受け、図示しない操作部、例えばリモコンからの指示を受け、空気調和機の各部の動作を制御する。操作部からの指示には、設定温度を示す情報、運転モード（暖房、冷房、除湿など）の選択、運転開始及び終了の指示が含まれる。 The operation control unit 102 receives information indicating the room temperature (temperature of the air conditioning target space) detected by a temperature sensor (not shown), receives an instruction from an operation unit (for example, a remote controller) (not shown), and controls the operation of each part of the air conditioner. To do. The instructions from the operation unit include information indicating the set temperature, selection of the operation mode (heating, cooling, dehumidification, etc.), and instructions for starting and ending the operation.

　トルク最小位相演算部１０４は、負荷トルクＴ_ｌが最小になる位相を求める。
　上記のように、出力トルクＴ_ｍが、負荷トルクＴ_ｌの脈動に追従するように制御されている場合には、出力トルクＴ_ｍが負荷トルクＴ_ｌに一致すると見ることができる。
　そこで、以下に示す例では、電動機７に流れる電流から出力トルクＴ_ｍを算出し、算出値（算出された出力トルク）を負荷トルクの推定値として用い、負荷トルクの推定値（推定負荷トルク）が最小になる位相を検出する。 The torque minimum phase calculation unit 104 obtains the phase at which the load torque T _l is minimized.
As described above, the output torque T _m is, if it is controlled so as to follow the pulsation of the load torque T _l, the output torque T _m can be viewed as matching to the load torque T _l.
Therefore, in the example shown below, the output torque T _m is calculated from the current flowing through the electric motor 7, and the calculated value (calculated output torque) is used as the estimated value of the load torque, and the estimated value of the load torque (estimated load torque). Detects the phase that minimizes.

　また、負荷トルクＴ_ｌの脈動成分のうち、ｎ次の脈動成分が最も大きい場合を想定し、以下に示す例では、上記ｎ次の脈動成分が最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}を検出する。 Also, of the pulsating component of the load torque T _l, assuming a case of order n pulsating component is the largest, in the example shown below, detects the phase theta _{Mn_min} which the n-th pulsation component is minimized.

　ｎ次の脈動成分が最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}とは、ｎ次の脈動成分の変動の各周期において最小になる位相角位置である。
　一方、負荷トルクが最小になる位相は、負荷トルクＴ_ｌの変動の基本波の各周期において、最小になる位相角位置である。 The phase θ _{mn_min at} which the nth-order pulsating component is minimized is the phase angle position where the n-th-order pulsating component is minimized in each period of fluctuation.
On the other hand, the phase at which the load torque is minimized is the phase angle position at which the load torque is minimized in each period of the fundamental wave of fluctuation of the load torque T _l .

　例えば、電動機７の負荷要素がシングルロータリー型の圧縮機である場合には、最も大きい脈動成分の周波数が電動機７の回転周波数と同じであるので、ｎ＝１である。
　電動機７の負荷要素がツインロータリー型の圧縮機である場合には、最も大きい脈動成分の周波数が電動機７の回転周波数の２倍であるので、ｎ＝２である。
　なお、ここでは、電動機７と圧縮機の間に変速機構が介在しない場合を想定している。変速機構が介在する場合には、変速比をも考慮する必要がある。 For example, when the load element of the electric motor 7 is a single rotary type compressor, the frequency of the largest pulsating component is the same as the rotation frequency of the electric motor 7, so n = 1.
When the load element of the electric motor 7 is a twin rotary type compressor, the frequency of the largest pulsating component is twice the rotation frequency of the electric motor 7, so n = 2.
Here, it is assumed that the transmission mechanism does not intervene between the electric motor 7 and the compressor. When a transmission mechanism is involved, it is necessary to consider the gear ratio as well.

　トルク最小位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}の計算には、インバータ制御部１１０から出力される励磁電流Ｉ_γ及びトルク電流Ｉ_δのほか、極対数Ｐ_ｍ、鎖交磁束Φ_ｆ、γ軸インダクタンスＬ_γ及びδ軸インダクタンスＬ_δが用いられる。
　ここでは、極対数Ｐ_ｍ、鎖交磁束Φ_ｆ、γ軸インダクタンスＬ_γ及びδ軸インダクタンスＬ_δは運転制御部１０２から通知されるものとする。
　鎖交磁束Φ_ｆ、γ軸インダクタンスＬ_γ及びδ軸インダクタンスＬ_δとしては、予め定められ、保持されている値を用いても良い。 In the calculation of the minimum torque phase θ _{mn_min} , in addition to the exciting current I _γ and torque current I _δ output from the inverter control unit 110, the number of pole pairs P _m , the interlinkage magnetic flux Φ _f , the γ-axis inductance L _γ and the δ-axis inductance L _δ is used.
Here, it is assumed that the pole pair number P _m , the interlinkage magnetic flux Φ _f , the γ-axis inductance L _γ, and the δ-axis inductance L _δ are notified from the operation control unit 102.
As the interlinkage magnetic flux Φ _f , the γ-axis inductance L _γ, and the δ-axis inductance L _δ , predetermined and held values may be used.

　トルク最小位相演算部１０４は、出力トルクＴ_ｍを算出し、算出した出力トルクＴ_ｍから、そのｎ次の脈動成分Ｔ_ｍｎを抽出し、該ｎ次の脈動成分Ｔ_ｍｎが最小になる位相を求める。 Torque Min phase calculating unit 104 calculates the output torque T _m, is calculated from the output torque T _m that extracts the order n pulsating component T _mn, the phase of the n-order ripple component T _mn is minimized Ask.

　図６は、図５のトルク最小位相演算部１０４の構成例を示す。
　図示のトルク最小位相演算部１０４は、トルク計算部４０１と、除算部４０２と、乗算部４０３と、余弦演算部４０５と、正弦演算部４０６と、乗算部４０７、４０８と、ローパスフィルタ４０９、４１０と、逆正接計算部４１１と、加算部４１２とを有する。 FIG. 6 shows a configuration example of the torque minimum phase calculation unit 104 of FIG.
The illustrated minimum torque phase calculation unit 104 includes a torque calculation unit 401, a division unit 402, a multiplication unit 403, a cosine calculation unit 405, a sine calculation unit 406, a multiplication unit 407, 408, and a low pass filter 409, 410. And an inverse tangent calculation unit 411 and an addition unit 412.

　トルク計算部４０１は、インバータ制御部１１０から励磁電流Ｉ_γ及びトルク電流Ｉ_δを受け、運転制御部１０２から、極対数Ｐ_ｍ、鎖交磁束Φ_ｆ、γ軸インダクタンスＬ_γ及びδ軸インダクタンスＬ_δを受け、これらから出力トルクＴ_ｍを求める。出力トルクＴ_ｍの計算は、下記の式（３）によって行うことができる。 The torque calculation unit 401 receives the exciting current I _γ and the torque current I _δ from the inverter control unit 110, and receives the pole pair number P _m , the interlinkage magnetic flux Φ _f , the γ-axis inductance L _γ and the δ-axis inductance L from the operation control unit 102. Upon receiving _δ , the output torque T _m is obtained from these. The output torque T _m can be calculated by the following equation (3).

　式（３）で算出される出力トルクＴ_ｍは、直流成分と交流成分とを含む。交流成分は、時間とともに周期的に変化する成分である。 The output torque T _m calculated by the formula (3) includes a DC component and an AC component. The AC component is a component that changes periodically with time.

　除算部４０２は電気角θ_ｅを極対数Ｐ_ｍで割ることで回転位相（機械角）θ_ｍを算出する。
　乗算部４０３は、回転位相θ_ｍにｎを乗算することで、電動機７の回転周波数のｎ倍の周波数で変化する位相（位相角）θ_ｍｎを求める。 The division unit 402 calculates the rotation phase (mechanical angle) θ _m by dividing the electric angle θ _e by the pole logarithm P _m .
The multiplication unit 403 obtains a phase (phase angle) θ _mn that changes at a frequency n times the rotation frequency of the electric motor 7 by multiplying the rotation phase θ _m by n.

　余弦演算部４０５は、位相θ_ｍｎを受けて、余弦ｃｏｓθ_ｍｎを出力する。
　正弦演算部４０６は、位相θ_ｍｎを受けて、正弦ｓｉｎθ_ｍｎを出力する。 Cosine calculation unit 405 receives the phase theta _mn, and outputs the cosine cos [theta] _mn.
Sine calculating unit 406 receives the phase theta _mn, it outputs a sine sin [theta _mn.

　乗算部４０７は、出力トルクＴ_ｍに、ｃｏｓθ_ｍｎを掛けて、出力トルクＴ_ｍの余弦成分Ｔ_ｍ・ｃｏｓθ_ｍｎを求める。乗算部４０８は、出力トルクＴ_ｍにｓｉｎθ_ｍｎを掛けて、出力トルクＴ_ｍの正弦成分Ｔ_ｍ・ｓｉｎθ_ｍｎを求める。 Multiplying unit 407, the output torque _{T m,} multiplied by cos [theta] _mn, obtains the cosine component _T m · cosθ _mn of the output torque _{T m.} Multiplication section 408 multiplies the sin [theta _mn to the output torque _{T m,} determine the sine component _T m · sinθ _mn of the output torque _{T m.}

　余弦成分Ｔ_ｍ・ｃｏｓθ_ｍｎ及び正弦成分Ｔ_ｍ・ｓｉｎθ_ｍｎには、周波数がω_ｍｎである脈動成分のほか、それより高い周波数の脈動成分（高調波成分）が含まれている。 The cosine component T _m · cos θ _mn and the sine component T _m · sin θ _mn include a pulsating component having a frequency of ω _mn and a pulsating component (harmonic component) having a higher frequency.

　ここで、周波数ω_ｍｎは、周波数ω_ｍのｎ倍であり、ω_ｍｎとθ_ｍｎとの間には、下記の式（４）で表される関係がある。

Here, the frequency ω _mn is n times the frequency ω _m , and there is a relationship expressed by the following equation (4) between ω _mn and θ _mn .

　ローパスフィルタ４０９及び４１０は、伝達関数が１／（１＋ｓＴ_ｆ）で表される一次遅れフィルタである。
　ここで、ｓはラプラス演算子である。Ｔ_ｆは時定数であり、周波数ω_ｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去する（十分に減衰させる）ように定められる。 The low- pass filters 409 and 410 are first-order lag filters whose transfer function is represented by 1 / (1 + sT _f ).
Here, s is a Laplace operator. T _f is a time constant and is defined to remove (sufficiently attenuate) pulsating components at frequencies higher than the frequency ω _mn .

　時定数Ｔ_ｆは運転制御部１０２において、周波数ωの推定値ω_ｅｓｔを用いて、下記の式（５）により算出された推定値ω_{ｍｎ＿ｅｓｔ}よりも高い周波数の脈動成分を除去するように定められる。

　式（５）で、ｔは時間を表す。 The time constant T _f is determined by the operation control unit 102 to remove the pulsating component having a frequency higher than the estimated value ω _{mn_est} calculated by the following equation (5) by using the estimated value ω _est of the frequency ω. ..

In equation (5), t represents time.

　推定値ω_ｅｓｔは、後述のように、インバータ制御部１１０内で算出される。
　以上のように、時定数Ｔ_ｆの決定には、周波数ω_ｍｎの代わりにその推定値ω_{ｍｎ＿ｅｓｔ}が用いられるが、ここではω_{ｍｎ＿ｅｓｔ}がω_ｍｎに等しいと見なす。
　このようにして定められた時定数Ｔ_ｆは運転制御部１０２からローパスフィルタ４０９、４１０に通知される。 The estimated value ω _est is calculated in the inverter control unit 110 as described later.
As described above, the estimated value ω _{mn_est} is used instead of the frequency ω _{mn to} determine the time constant T _f , but here it is _considered that ω _{mn_est} is equal to ω _mn .
The time constant T _f determined in this way is notified from the operation control unit 102 to the low- pass filters 409 and 410.

　ローパスフィルタ４０９は、余弦成分Ｔ_ｍ・ｃｏｓθ_ｍｎに対してローパスフィルタリングを行って、周波数ω_ｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去し、低周波数成分Ｔ_ｍｃｏｓを出力する。
　低周波数成分Ｔ_ｍｃｏｓは、トルクＴ_ｍの脈動成分のうち、周波数がω_ｍｎである余弦成分を表す直流量である。 Low pass filter 409 performs low pass filtering on the cosine component _T m · _{cosθ mn,} to remove the ripple component having a frequency higher than the frequency omega _mn, and outputs the low frequency components _{T mcos.}
The low frequency component T _mcos is a DC amount representing a cosine component having a frequency of ω _mn among the pulsating components of the torque T _m .

　ローパスフィルタ４１０は、正弦成分Ｔ_ｍ・ｓｉｎθ_ｍｎに対してローパスフィルタリングを行って、周波数ω_ｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去し、低周波数成分Ｔ_ｍｓｉｎを出力する。
　低周波数成分Ｔ_ｍｓｉｎは、トルクＴ_ｍの脈動成分のうち、周波数がω_ｍｎである正弦成分を表す直流量である。 Low-pass filter 410 performs low pass filtering on the sine component _T m · _{sinθ mn,} to remove the ripple component having a frequency higher than the frequency omega _mn, and outputs the low frequency components _{T msin.}
The low frequency component T _msin is a DC amount representing a sine component having a frequency of ω _mn among the pulsating components of torque T _m .

　逆正接計算部４１１は、Ｔ_ｍｃｏｓとＴ_ｍｓｉｎとを受け、下記の式（６）で表される逆正接を算出する。

The inverse tangent calculation unit 411 receives T _mcos and T _msin and calculates the inverse tangent represented by the following equation (6).

　加算部４１２は、式（６）で表される逆正接と、πとを、下記の式（７）で表すように加算することで位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}を求める。

The addition unit 412 obtains the phase θ _{mn_min} by adding the inverse tangent represented by the equation (6) and π as expressed by the following equation (7).

　求められた位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}は出力トルクＴ_ｍのｎ次の脈動成分が最小になる位相である。上記のように、脈動補償ができているときは、位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}は負荷トルクＴ_ｌのｎ次の脈動成分が最小になる位相であると見ることができる。 The obtained phase θ _{mn_min} is the phase at which the nth-order pulsation component of the output torque T _m is minimized. As described above, when the pulsation compensation is completed, the phase θ _{mn_min} can be seen as the phase in which the nth-order pulsation component of the load torque T _l is minimized.

　このようにして求められたトルク最小位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}は、運転制御部１０２に通知される。電動機７の停止要求があった場合、運転制御部１０２は、トルク最小位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}を含む期間Ｔｙ中にインバータ３０を停止させる。 The minimum torque phase θ _{mn_min} obtained in this way is notified to the operation control unit 102. When there is a request to stop the electric motor 7, the operation control unit 102 stops the inverter 30 during the period Ty including the minimum torque phase θ _{mn_min} .

　具体的には、運転制御部１０２は、速度指令値ω^＊を０とする。速度指令値ω^＊を０とすると、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が電圧値ゼロに対応するものとなる。
　代わり、インバータ制御部１１０から出力されるＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６がインバータ３０に供給されないようにしても良い。供給されないようにするには、インバータ制御部１１０の出力と駆動回路３５０との間にスイッチ（図示しない）を設けておき、通常は（ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を供給するときは）、該スイッチを閉じておき、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６の供給を阻止する際に該スイッチを開くこととしても良い。そのようなスイッチの開閉は、運転制御部１０２で制御されることとしても良い。 Specifically, the operation control unit 102 sets the speed command value ω ^* to 0. When the speed command value ω ^{* is set} to 0, the PWM signals Sm1 to Sm6 correspond to the voltage value zero.
Alternatively, the PWM signals Sm1 to Sm6 output from the inverter control unit 110 may not be supplied to the inverter 30. In order to prevent the supply, a switch (not shown) is provided between the output of the inverter control unit 110 and the drive circuit 350, and normally (when supplying PWM signals Sm1 to Sm6), the switch is used. It may be closed and the switch may be opened when the supply of the PWM signals Sm1 to Sm6 is blocked. The opening and closing of such a switch may be controlled by the operation control unit 102.

　停止のタイミングを上記の期間Ｔｙ内に限ることで、停止の際の配管、例えば吸入配管９２６及び吐出配管９２８の振動を低減することができる。 By limiting the stop timing within the above period Ty, it is possible to reduce the vibration of the pipes at the time of stop, for example, the suction pipe 926 and the discharge pipe 928.

　インバータ制御部１１０は、母線電圧検出部８２で検出される母線電圧Ｖ_ｄｃと、母線電流検出部８４で検出される母線電流Ｉ_ｄｃと、運転制御部１０２から供給される周波数指令値ω^＊及び時定数Ｔ_ｆとに基づき、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成してインバータ３０に供給し、インバータ３０に、周波数及び電圧値が可変の交流電圧を出力させる。 In the inverter control unit 110, the bus voltage V _dc detected by the bus voltage detection unit 82, the bus current I _dc detected by the bus current detection unit 84, the frequency command value ω ^* supplied from the operation control unit 102, and the frequency command value ω ^* Based on the time constant T _f , PWM signals Sm1 to Sm6 are generated and supplied to the inverter 30, and the inverter 30 is made to output an AC voltage having a variable frequency and voltage value.

　インバータ制御部１１０は、電流復元部１１１と、３相２相変換部１１２と、励磁電流指令値生成部１１３と、電圧指令値演算部１１５と、電気位相演算部１１６と、２相３相変換部１１７と、ＰＷＭ信号生成部１１８とを有する。 The inverter control unit 110 includes a current restoration unit 111, a three-phase two-phase conversion unit 112, an exciting current command value generation unit 113, a voltage command value calculation unit 115, an electric phase calculation unit 116, and a two-phase three-phase conversion. It has a unit 117 and a PWM signal generation unit 118.

　電流復元部１１１は母線電流検出部８４で検出された電流値Ｉ_ｄｃに基づいて電動機７に流れる相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを復元する。電流復元部１１１は、母線電流検出部８４で検出される直流電流Ｉ_ｄｃを、ＰＷＭ信号生成部１１８からのＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて定められるタイミングでサンプリングすることで、相電流を復元する。 The current restoration unit 111 restores the phase currents I _u , I _v , and I _w flowing through the motor 7 based on the current value I _dc detected by the bus current detection unit 84. The current restoration unit 111 restores the phase current by sampling the direct current I _dc detected by the bus current detection unit 84 at a timing determined based on the PWM signals Sm1 to Sm6 from the PWM signal generation unit 118. ..

　３相２相変換部１１２は電流復元部１１１により復元された電流値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを、後述の電気位相演算部１１６で生成される電気位相θ_ｅを用いて励磁電流（γ軸電流）Ｉ_γ及びトルク電流（δ軸電流）Ｉ_δ、即ちγ－δ軸の電流値に変換する。 The three-phase two-phase conversion unit 112 uses the current values I _u , I _v , and I _w restored by the current restoration unit 111 as the exciting current (γ) using the electric phase θ _e generated by the electric phase calculation unit 116 described later. Axis current) I _γ and torque current (δ axis current) I _δ , that is, converted to γ-δ axis current values.

　励磁電流指令値生成部１１３は、トルク電流Ｉ_δを基にして、電動機７を駆動するために最も効率が良くなる最適な励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊を求める。
　なお、図５においてはトルク電流Ｉ_δを基にして励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊を求めているが、励磁電流Ｉ_γ及び周波数指令値ω^＊を基にして励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊を求めても同様の効果を得ることができる。 The exciting current command value generation unit 113 obtains the optimum exciting current command value I _γ ^* that is most efficient for driving the electric motor 7 based on the torque current I _δ .
Although seeking exciting current command value I _gamma ^* based on the torque current I _[delta] in FIG. 5, obtains the excitation current command value I _gamma ^* the exciting current I _gamma and frequency command value omega ^* based on However, the same effect can be obtained.

　励磁電流指令値生成部１１３は、トルク電流Ｉ_δ（又は励磁電流Ｉ_γ及び周波数指令値ω^＊）に基づいて、出力トルクが所定値以上（あるいは最大）、すなわち電流値が所定値以下（あるいは最小）になる電流位相β_ｍ（図示せず）となる励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊を出力する。 Based on the torque current I _δ (or the exciting current I _γ and the frequency command value ω ^* ), the exciting current command value generator 113 has an output torque of a predetermined value or more (or maximum), that is, a current value of a predetermined value or less (or). The exciting current command value I _γ ^* , which is the current phase β _m (not shown) that becomes (minimum), is output.

　電圧指令値演算部１１５は、３相２相変換部１１２より得られた励磁電流Ｉ_γ及びトルク電流Ｉ_δと、運転制御部１０２から出力された周波数指令値ω^＊と、励磁電流指令値生成部１１３より得られた励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊とを入力とし、これらに基づいて電圧指令値Ｖ_γ ^＊及びＶ_δ ^＊を生成して出力する。
　電圧指令値演算部１１５はさらに、電圧指令値Ｖ_γ ^＊及びＶ_δ ^＊並びに励磁電流Ｉ_γ及びトルク電流Ｉ_δから周波数の推定値ω_ｅｓｔを推定して出力する。 The voltage command value calculation unit 115 generates the excitation current I _γ and the torque current I _δ obtained from the three-phase two-phase conversion unit 112, the frequency command value ω ^* output from the operation control unit 102, and the excitation current command value. The exciting current command value I _γ ^* obtained from the unit 113 is used as an input, and the voltage command values V _γ ^* and V _δ ^* are generated and output based on these.
The voltage command value calculation unit 115 further estimates and outputs the estimated frequency value ω _est from the voltage command values V _γ ^* and V _δ ^* , the exciting current I _γ, and the torque current I _δ .

　電気位相演算部１１６は、電圧指令値演算部１１５から出力される周波数の推定値ω_ｅｓｔを積分することで、電気位相θ_ｅを算出する。 The electric phase calculation unit 116 calculates the electric phase θ _e by integrating the estimated value ω _{est of the} frequency output from the voltage command value calculation unit 115.

　２相３相変換部１１７は電圧指令値演算部１１５により得られたγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊、及びδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊（２相座標系の電圧指令値）を電気位相演算部１１６により得られた電気位相θ_ｅを用いて３相座標系の出力電圧指令値（３相電圧指令値）Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊に変換して出力する。 The two-phase three-phase conversion unit 117 calculates the γ-axis voltage command value V _γ ^* and the δ-axis voltage command value V _δ ^* (voltage command value of the two-phase coordinate system) obtained by the voltage command value calculation unit 115. Using the electrical phase θ _e obtained by unit 116, the output voltage command value (three-phase voltage command value) of the three-phase coordinate system is converted into V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* for output.

　ＰＷＭ信号生成部１１８は、母線電圧検出部８２で検出された母線電圧Ｖ_ｄｃと、２相３相変換部１１７により得られた３相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊をもとにＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成して出力する。
　ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６は、インバータ３０の出力電圧が３相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に一致するように、インバータ３０の各アームのスイッチング素子３１１～３１６のオンオフのタイミングを制御する信号である。 The PWM signal generation unit 118 uses the bus voltage V _dc detected by the bus voltage detection unit 82 and the three-phase voltage command values V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* obtained by the two-phase three-phase conversion unit 117. Based on this, PWM signals Sm1 to Sm6 are generated and output.
The PWM signals Sm1 to Sm6 control the on / off timing of the switching elements 311 to 316 of each arm of the inverter 30 so that the output voltage of the inverter 30 matches the three-phase voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^*. It is a signal.

　電圧指令値演算部１１５は、例えば図７に示すように、周波数推定部５０１と、減算部５０２と、速度制御部５０３と、補償値演算部５０４と、加算部５０５と、減算部５０９、減算部５１０と、励磁電流制御部５１１と、トルク電流制御部５１２とを有する。 As shown in FIG. 7, for example, the voltage command value calculation unit 115 includes a frequency estimation unit 501, a subtraction unit 502, a speed control unit 503, a compensation value calculation unit 504, an addition unit 505, a subtraction unit 509, and a subtraction unit. It has a unit 510, an exciting current control unit 511, and a torque current control unit 512.

　周波数推定部５０１は、励磁電流Ｉ_γ及びトルク電流Ｉ_δと、電圧指令値Ｖ_γ ^＊、Ｖ_δ ^＊とを入力として、これらに基づいて電動機７に印加された電圧の周波数を推定し、推定値ω_ｅｓｔを出力する。 The frequency estimation unit 501 takes the excitation current I _γ and the torque current I _δ and the voltage command values V _γ ^* and V _δ ^* as inputs, and estimates and estimates the frequency of the voltage applied to the motor 7 based on these. Output the value ω _est .

　減算部５０２は、周波数推定部５０１により生成された周波数推定値ω_ｅｓｔの、周波数指令値ω^＊に対する差分（ω^＊－ω_ｅｓｔ）を算出する。 The subtraction unit 502 calculates the difference (ω ^* −ω _est ) of the frequency estimation value ω _est generated by the frequency estimation unit 501 with respect to the frequency command value ω ^* .

　速度制御部５０３は、減算部５０２で算出された差分（ω^＊－ω_ｅｓｔ）に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分をゼロに近付けるトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊を求める。このようにしてトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊を生成することで、周波数推定値ω_ｅｓｔを周波数指令値ω^＊に一致させるための制御が行われる。 The speed control unit 503 performs a proportional integration (PI) calculation on the difference (ω ^* −ω _est ) calculated by the subtraction unit 502 to obtain the torque current command value I _δ ^* that brings the difference close to zero. By generating the torque current command value I _δ ^* in this way, control is performed to match the frequency estimation value ω _est with the frequency command value ω ^* .

　補償値演算部５０４は、周波数推定部５０１から出力される周波数推定値ω_ｅｓｔに基づいて、トルク電流補償値Ｉ_{δ＿ｔｒｑ}を出力する。
　トルク電流補償値Ｉ_{δ＿ｔｒｑ}は、周波数ω_ｅｓｔの脈動成分、特に周波数がω_ｍｎである脈動成分を抑制するためのものである。ここで、「周波数ω_ｅｓｔの脈動成分、特に周波数がω_ｍｎである成分」とは、周波数ω_ｅｓｔを表す値（直流量）の脈動成分、特に脈動周波数がω_ｍｎである脈動成分を意味する。 The compensation value calculation unit 504 outputs the torque current compensation value I _{δ_trq} based on the frequency estimation value ω _est output from the frequency estimation unit 501.
The torque current compensation value I _{δ_trq} is for suppressing a pulsating component having a frequency of ω _est , particularly a pulsating component having a frequency of ω _mn . Here, the "pulsating component of frequency ω _est , particularly the component having a frequency of ω _mn " means a pulsating component having a value (DC amount) representing the frequency ω _est , particularly a pulsating component having a pulsating frequency of ω _mn. ..

　加算部５０５は、速度制御部５０３の出力Ｉ_δ ^＊とトルク電流補償値Ｉ_{δ＿ｔｒｑ}とを加算して補正されたトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊＊を生成する。
　トルク電流指令値Ｉ_δ ^＊をトルク電流補償値Ｉ_{δ＿ｔｒｑ}で補正することにより負荷トルクの脈動により発生する速度脈動を抑制することができる。 The addition unit 505 adds the output I _δ ^* of the speed control unit 503 and the torque current compensation value I _{δ_trq} to generate a corrected torque current command value I _δ ^** .
By correcting the torque current command value I _δ ^* with the torque current compensation value I _{δ_trq} , the speed pulsation generated by the pulsation of the load torque can be suppressed.

　減算部５０９は、励磁電流指令値生成部１１３で生成された励磁電流指令値Ｉ_γ ^＊に対するＩ_γの差分（Ｉ_γ ^＊－Ｉ_γ）を求める。 The subtraction unit 509 obtains the difference (I _γ ^* −I _γ ) of I _γ with respect to the excitation current command value I _γ ^* generated by the excitation current command value generation unit 113.

　励磁電流制御部５１１は、減算部５０９で求められた差分（Ｉ_γ ^＊－Ｉ_γ）に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分をゼロに近付けるγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊を生成する。このようにしてγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊を生成することで、Ｉ_γをＩ_γ ^＊に一致させるための制御が行われる。 The exciting current control unit 511 performs a proportional integral (PI) operation on the difference (I _γ ^* -I _γ ) obtained by the subtraction unit 509, and brings the difference closer to zero. γ-axis voltage command value V _γ ^* To generate. By generating the γ-axis voltage command value V _γ ^* in this way, control for matching I _γ with I _γ ^* is performed.

　減算部５１０は、加算部５０５で生成されたトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊＊に対するＩ_δの差分（Ｉ_δ ^＊＊－Ｉ_δ）を求める。 The subtraction unit 510 obtains the difference (I _δ ^** −I _δ ) of I _δ with respect to the torque current command value I _δ ^** generated by the addition unit 505.

　トルク電流制御部５１２は、減算部５１０で求められた差分（Ｉ_δ ^＊＊－Ｉ_δ）に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分をゼロに近付けるδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊を生成する。このようにしてδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊を生成することで、Ｉ_δをＩ_δ ^＊＊に一致させるための制御が行われる。 The torque current control unit 512 performs a proportional integral (PI) operation on the difference (I _δ ^**- I _δ ) obtained by the subtraction unit 510, and brings the difference closer to zero. δ-axis voltage command value V _δ ^{* Is} generated. By generating the δ-axis voltage command value V _δ ^* in this way, control for matching I _δ with I _δ ^** is performed.

　補償値演算部５０４は、例えば図８に示すように構成されている。図示の補償値演算部５０４は、余弦演算部５５１と、正弦演算部５５２と、乗算部５５３、５５４と、ローパスフィルタ５５５、５５６と、減算部５５７、５５８と、周波数制御部５５９、５６０と、乗算部５６１、５６２と、加算部５６３とを有する。 The compensation value calculation unit 504 is configured as shown in FIG. 8, for example. The illustrated compensation value calculation unit 504 includes a cosine calculation unit 551, a sine calculation unit 552, a multiplication unit 555 and 554, a low- pass filter 555 and 556, a subtraction unit 557 and 558, and a frequency control unit 559 and 560. It has multiplication units 561 and 562 and addition units 563.

　余弦演算部５５１は、θ_ｍｎを受け、その余弦ｃｏｓθ_ｍｎを算出する。正弦演算部５５２は、θ_ｍｎを受け、その正弦ｓｉｎθ_ｍｎを算出する。 Cosine calculation unit 551 receives the theta _mn, and calculates the cosine cos [theta] _mn. Sine calculator 552 receives theta _mn, and calculates the sine sin [theta _mn.

　乗算部５５３は、推定値ω_ｅｓｔにｃｏｓθ_ｍｎを掛けることで、推定値ω_ｅｓｔの余弦成分ω_ｅｓｔ・ｃｏｓθ_ｍｎを求める。 Multiplying unit 553, by multiplying the cos [theta] _mn to estimate omega _est, obtains the cosine component ω _est · cosθ _mn estimates omega _est.

　乗算部５５４は、推定値ω_ｅｓｔにｓｉｎθ_ｍｎを掛けることで、推定値ω_ｅｓｔの正弦成分ω_ｅｓｔ・ｓｉｎθ_ｍｎを求める。 Multiplier 554, by multiplying the sin [theta _mn to estimate omega _est, determine the sine component ω _est · sinθ _mn estimates omega _est.

　乗算部５５３、５５４で算出される余弦成分ω_ｅｓｔ・ｃｏｓθ_ｍｎ及び正弦成分ω_ｅｓｔ・ｓｉｎθ_ｍｎには、周波数がω_ｍｎである脈動成分のほか、それより高い周波数の脈動成分（高調波成分）が含まれている。 The cosine component ω _est · cosθ _mn and sine component ω _est · sinθ _mn is calculated by multiplying unit 553 and 554, in addition to the pulsating component frequency is omega _mn, even higher frequency of the pulsating component (harmonic component) It is included.

　ローパスフィルタ５５５及び５５６は、ローパスフィルタ４０９及び４１０と同様に、伝達関数が１／（１＋ｓＴ_ｆ）で表される一次遅れフィルタである。
　ここで、ｓはラプラス演算子である。Ｔ_ｆは時定数であり、周波数ω_ｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去する（十分に減衰させる）ように定められる。 The low- pass filters 555 and 556, like the low- pass filters 409 and 410, are first-order lag filters whose transfer function is represented by 1 / (1 + sT _f ).
Here, s is a Laplace operator. T _f is a time constant and is defined to remove (sufficiently attenuate) pulsating components at frequencies higher than the frequency ω _mn .

　時定数Ｔ_ｆは、ローパスフィルタ４０９及び４１０について述べたように、運転制御部１０２で定められ、ローパスフィルタ５５５及び５５６に通知される。 The time constant T _f is determined by the operation control unit 102 and notified to the low- pass filters 555 and 556, as described for the low- pass filters 409 and 410.

　ローパスフィルタ５５５は、余弦成分ω_ｅｓｔ・ｃｏｓθ_ｍｎに対してローパスフィルタリングを行なって、周波数ω_ｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去し、低周波数成分ω_{ｅｓｔ＿ｃｏｓ}を出力する。低周波数成分ω_{ｅｓｔ＿ｃｏｓ}は、推定値ω_ｅｓｔの脈動成分のうち、周波数がω_ｍｎである余弦成分を表す直流量である。 The low-pass filter 555 performs low-pass filtering on the cosine component ω _est · cos θ _mn , removes the pulsating component having a frequency higher than the frequency ω _mn , and outputs the low frequency component ω _{est_cos} . The low frequency component ω _{est_cos} is a DC amount representing a cosine component having a frequency of ω _mn among the pulsating components of the estimated value ω _est .

　ローパスフィルタ５５６は、正弦成分ω_ｅｓｔ・ｓｉｎθ_ｍｎに対してローパスフィルタリングを行なって、周波数ω_ｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去し、低周波数成分ω_{ｅｓｔ＿ｓｉｎ}を出力する。低周波数成分ω_{ｅｓｔ＿ｓｉｎ}は、推定値ω_ｅｓｔの脈動成分のうち、周波数がω_ｍｎである正弦成分を表す直流量である。 The low-pass filter 556 performs low-pass filtering on the sine component ω _est · sin θ _mn , removes a pulsating component having a frequency higher than the frequency ω _mn , and outputs a low frequency component ω _{est_sin} . The low frequency component ω _{est_sin} is a DC amount representing a sine component having a frequency of ω _mn among the pulsating components of the estimated value ω _est .

　減算部５５７は、ローパスフィルタ５５５の出力ω_{ｅｓｔ＿ｃｏｓ}と０との差分を求める。
　減算部５５８は、ローパスフィルタ５５６の出力ω_{ｅｓｔ＿ｓｉｎ}と０との差分を求める。 The subtraction unit 557 obtains the difference between the output _{ωest_cos} of the low- pass filter 555 and 0.
The subtraction unit 558 obtains the difference between the output _{ωest_sin} of the low- pass filter 556 and 0.

　周波数制御部５５９は、減算部５５７で求められた差分（ω_{ｅｓｔ＿ｃｏｓ}－０）に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分をゼロに近付ける電流指令値の余弦成分Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｃｏｓ}を求める。このようにして余弦成分Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｃｏｓ}を生成することで、低周波数成分ω_{ｅｓｔ＿ｃｏｓ}を０に一致させるための制御が行われる。 The frequency control unit 559 performs a proportional integration (PI) operation on the difference (ω _{est_cos} −0) obtained by the subtraction unit 557, and obtains the cosine component I _{δ_trq_cos} of the current command value that _brings the difference close to zero. By generating the cosine component I _{δ_trq_cos} in this way, control for matching the low frequency component ω _{est_cos} to 0 is performed.

　周波数制御部５６０は、減算部５５８で求められた差分（ω_{ｅｓｔ＿ｓｉｎ}－０）に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分をゼロに近付ける電流指令値の正弦成分Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｓｉｎ}を求める。このようにして正弦成分Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｓｉｎ}を生成することで、低周波数成分ω_{ｅｓｔ＿ｓｉｎ}を０に一致させるための制御が行われる。 The frequency control unit 560 performs a proportional integration (PI) operation on the difference (ω _{est_sin −} 0) obtained by the subtraction unit 558, and obtains the sine component I _{δ_trq_sin} of the current command value that _brings the difference close to zero. By generating the sine component I _{δ_trq_sin} in this way, control for matching the low frequency component ω _{est_sin} to 0 is performed.

　乗算部５６１は、周波数制御部５５９の出力Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｃｏｓ}にｃｏｓθ_ｍｎを掛けることでＩ_{δ＿ｔｒｑ＿ｃｏｓ}・ｃｏｓθ_ｍｎを生成する。Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｃｏｓ}・ｃｏｓθ_ｍｎは、周波数ｎ・ω_ｅｓｔを持つ交流成分である。 Multiplication unit 561 generates the _I δ_trq_cos · cosθ _mn by multiplying the cos [theta] _mn to the output I _{Deruta_trq_cos} of frequency control unit 559. I _{δ_trq_cos} · cos θ _mn is an AC component having a frequency n · ω _est .

　乗算部５６２は、周波数制御部５６０の出力Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｓｉｎ}にｓｉｎθ_ｍｎを掛けることでＩ_{δ＿ｔｒｑ＿ｓｉｎ}・ｓｉｎθ_ｍｎを生成する。Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｓｉｎ}・ｓｉｎθ_ｍｎは、周波数ｎ・ω_ｅｓｔを持つ交流成分である。 The multiplication unit 562 generates I _{δ_trq_sin} · sinθ _mn by multiplying the output I _{δ_trq_sin} of the frequency control unit 560 by sinθ _mn . I _{δ_trq_sin} · sinθ _mn is an AC component having a frequency n · ω _est .

　加算部５６３は、乗算部５６１の出力Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｃｏｓ}・ｃｏｓθ_ｍｎと、乗算部５６２の出力Ｉ_{δ＿ｔｒｑ＿ｓｉｎ}・ｓｉｎθ_ｍｎとの和を求める。
　加算部５６３の出力が、トルク電流補償値Ｉ_{δ＿ｔｒｑ}として出力される。 Addition unit 563, an output _I δ_trq_cos · cosθ _mn multiplier 561, the sum of the output _I δ_trq_sin · sinθ _mn multiplication section 562 obtains.
The output of the addition unit 563 is output as the torque current compensation value I _{δ_trq} .

　このようにして求められたトルク電流補償値Ｉ_{δ＿ｔｒｑ}を図７の加算部５０５で加算し、加算結果を、補正されたトルク電流指令値Ｉ_δ ^＊＊として用いることで、脈動成分を抑圧することができる。 The torque current compensation value I _{δ_trq} obtained in this way is added by the adding unit 505 of FIG. 7, and the addition result is used as the corrected torque current command value I _δ ^** to suppress the pulsating component. Can be done.

　脈動成分が抑圧された状態においては、上記のように、出力トルクＴ_ｍと負荷トルクＴ_ｌとが一致すると見ることができる。そこで、出力トルクＴ_ｍが最小になる位相を含む期間中にインバータ３０による電動機７の駆動を停止させ、圧縮機９０４を停止させている。
　以下、出力トルクＴ_ｍが最小になる位相を含む期間にインバータ３０を停止させるメリットについて説明する。 In the state where the pulsating component is suppressed, it can be seen that the output torque T _m and the load torque T _l coincide with each other as described above. Therefore, the drive of the electric motor 7 by the inverter 30 is stopped during the period including the phase in which the output torque T _m is minimized, and the compressor 904 is stopped.
Hereinafter, the merit of stopping the inverter 30 during the period including the phase in which the output torque T _m is minimized will be described.

　図９は、圧縮機９０４の機械振動を解析するためのモデル図である。圧縮機９０４は、力学的には、回転部９５１と、回転部９４１を回転可能に支持する固定部９５２とに分けられ、固定部９５２は支持部材９３０に支持されている。
　回転部９５１には、電動機の回転子７ａ、ロータリーピストン９３４、シャフト９３６、及びクランクシャフト９３８が含まれる。
　固定部９５２には、電動機の固定子７ｂ、圧縮機シェル９２２、及びシリンダ９３２が含まれる。 FIG. 9 is a model diagram for analyzing the mechanical vibration of the compressor 904. The compressor 904 is mechanically divided into a rotating portion 951 and a fixing portion 952 that rotatably supports the rotating portion 941, and the fixing portion 952 is supported by the support member 930.
The rotating portion 951 includes a rotor 7a of an electric motor, a rotary piston 934, a shaft 936, and a crankshaft 938.
The fixing portion 952 includes a stator 7b of the electric motor, a compressor shell 922, and a cylinder 932.

　固定部９５２のイナーシャをＪｓｈ、支持部材９３０のバネ定数をｋｓｈ、ダンピング定数をＤｓｈ、固定部９５２の振れ角をθ_ｓ、電動機７の出力トルクをＴ_ｍ、圧縮機構９２４の負荷トルクをＴ_ｌとすると、固定部９５２の振動に関する運動方程式は、下記の式（８）で示される。
　圧縮機シェル９２２は固定部９５２の一部であるので、圧縮機シェル９２２の振れ角及び振動は、固定部９５２の振れ角及び振動に等しいと見ることができる。 The inertia of the fixed portion 952 is Jsh, the spring constant of the support member 930 is ksh, the damping constant is Dsh, the runout angle of the fixed portion 952 is θ _s , the output torque of the motor 7 is T _m , and the load torque of the compression mechanism 924 is T _l. Then, the equation of motion regarding the vibration of the fixed portion 952 is expressed by the following equation (8).
Since the compressor shell 922 is a part of the fixed portion 952, the runout angle and vibration of the compressor shell 922 can be considered to be equal to the runout angle and vibration of the fixed portion 952.

　式（８）から、Ｔ_ｌ－Ｔ_ｍ＝ΔＴ（トルク差）が小さいほど、角加速度（ｄ^２θ_ｓ／ｄｔ^２）が小さく、振れ角θ_ｓが小さいことが分かる。 From equation (8), it can be seen that the smaller T _l −T _m = ΔT (torque difference), the smaller the angular acceleration (d ² θ _s / dt ² ) and the smaller the runout angle θ _s .

　停止時の振動を小さくするには、停止時のトルク差ΔＴの変化を小さくすれば良い。停止前のトルク差ΔＴがＴ_ｌ－Ｔ_ｍに等しいのに対し、停止後のトルク差ΔＴはＴ_ｌに等しくなる。インバータ３０が停止すると、電動機７の出力トルクＴ_ｍが０になるためである。
　従って、停止時のトルク差ΔＴの変化を小さくするには、負荷トルクＴ_ｌが小さい位相で、インバータ３０を停止させれば良いことが分かる。 In order to reduce the vibration at the time of stopping, the change in the torque difference ΔT at the time of stopping may be reduced. The torque difference ΔT before stopping is equal to T _l −T _m , whereas the torque difference ΔT after stopping is equal to T _l . When the inverter 30 is stopped, the output torque T _m of a motor 7 is to become zero.
Therefore, it can be seen that in order to reduce the change in the torque difference ΔT at the time of stopping, the inverter 30 should be stopped in a phase in which the load torque T _l is small.

　一例としてシングルロータリ圧縮機の負荷トルクを想定して、インバータ３０を停止させた場合の、トルクの変化、角加速度の変化等について、図１０（ａ）～（ｅ）及び図１１（ａ）～（ｅ）を参照して説明する。図１０（ａ）～（ｅ）及び図１１（ａ）～（ｅ）で横軸は時間（秒）である。図１０（ａ）～（ｅ）及び図１１（ａ）～（ｅ）において、インバータ３０の停止のタイミングを符号Ｔｓで示す。 As an example, assuming the load torque of a single rotary compressor, changes in torque, changes in angular acceleration, etc. when the inverter 30 is stopped are shown in FIGS. 10 (a) to 11 (e) and 11 (a) to 11 (a). This will be described with reference to (e). In FIGS. 10 (a) to 10 (e) and FIGS. 11 (a) to 11 (e), the horizontal axis is time (seconds). In FIGS. 10A to 10E and FIGS. 11A to 11E, the stop timing of the inverter 30 is indicated by reference numeral Ts.

　図１０（ａ）～（ｅ）は、タイミングを特に制御することなくインバータ３０を停止させた場合を示し、図１１（ａ）～（ｅ）は、推定されたトルク最小位相を含む期間にインバータ３０を停止させた場合を示す。 10 (a) to 10 (e) show the case where the inverter 30 is stopped without particularly controlling the timing, and FIGS. 11 (a) to 11 (e) show the inverter during the period including the estimated minimum torque phase. The case where 30 is stopped is shown.

　図１０（ａ）及び図１１（ａ）は、鎖線で毎秒回転数指令値ｆ_ｍ ^＊を示し、実線で毎秒回転数での実速度ｆ_ｍを示し、点線で毎秒回転数の推定値ｆ_{ｍ＿ｅｓｔ}を示す。
　これらは、電気角速度での指令値ω^＊、実速度ω、推定値ω_ｅｓｔに対して下記の式（９ａ）～（９ｃ）の関係を有する。 FIG. 10 (a) and FIG. 11 (a), a chain line at the indicated per second rotation speed command value _f ^{m *,} indicates actual speed _{f m} in revolutions per second by the solid line, the estimated value of revolutions per second by a dotted line _{f M_est} Is shown.
These have the relations of the following equations (9a) to (9c) with respect to the command value ω ^* at the electric angular velocity, the actual velocity ω, and the estimated value ω _est .

　図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）は、実線でＵ相電流Ｉ_ｕを示し、点線でＶ相電流Ｉ_ｖを示し、鎖線でＷ相電流Ｉ_ｗを示す。 In FIGS. 10 (b) and 11 (b), the solid line shows the U-phase current I _u , the dotted line shows the V-phase current I _v , and the chain line shows the W-phase current I _w .

　図１０（ｃ）及び図１１（ｃ）は、実線で出力トルクＴ_ｍを示し、点線で負荷トルクＴ_ｌを示す。
　図１０（ｄ）及び図１１（ｄ）は、鎖線でトルク電流の目標値Ｉ_δ ^＊＊を示し、実線で実際のトルク電流Ｉ_δを示す。
　図１０（ｅ）及び図１１（ｅ）は、実線で圧縮機シェル９２２の角加速度Ａａを示す。 10 (c) and 11 (c) show the output torque T _m with a solid line and the load torque T _l with a dotted line.
In FIGS. 10 (d) and 11 (d), the chain line shows the target value I _δ ^** of the torque current, and the solid line shows the actual torque current I _δ .
10 (e) and 11 (e) show the angular acceleration Aa of the compressor shell 922 with a solid line.

　図１０（ｃ）及び図１１（ｃ）から分かるように、負荷トルクＴ_ｌの脈動は、周期が０．０５秒であり、従って周波数が２０Ｈｚである場合を想定している。 As can be seen from FIGS. 10 (c) and 11 (c), the pulsation of the load torque T _l assumes a case where the period is 0.05 seconds and therefore the frequency is 20 Hz.

　停止のタイミングに制約を加えない場合には、例えば図１０（ｃ）に示すように、負荷トルクＴ_ｌが最小になると推定された位相（推定されたトルク最小位相）以外の位相で電動機７を停止させてしまう可能性がある。図１０（ｅ）の場合、停止後の圧縮機シェル９２２の角加速度Ａａが大きくなることがあり、好ましくないことが分かる。 In the absence of added constraints on the timing of the stop, for example, as shown in FIG. 10 (c), the load torque T _l is minimized and the estimated phase electric motor 7 at (estimated torque minimum phase) other than the phase There is a possibility of stopping it. In the case of FIG. 10E, it can be seen that the angular acceleration Aa of the compressor shell 922 after stopping may be large, which is not preferable.

　一方、負荷トルクＴ_ｌが最小になると推定された位相（推定されたトルク最小位相）を含む期間にインバータ３０を停止させる場合には、図１１（ｅ）に示すように、停止後の圧縮機シェル９２２の角加速度Ａａが小さい値となり、好ましいことが分かる。 On the other hand, when the inverter 30 is stopped during the period including the phase estimated to minimize the load torque T _l (estimated minimum torque phase), as shown in FIG. 11 (e), the compressor after the stop is performed. It can be seen that the angular acceleration Aa of the shell 922 becomes a small value, which is preferable.

　図１２に各位相における負荷トルクと、各位相でインバータ３０を停止させた場合の、停止後の圧縮機シェル９２２の角加速度の大きさＡｐの一例を示す。
　図１０（ｅ）及び図１１（ｅ）の角加速度Ａａは、各時点における瞬時値を示すのに対して、図１２の角加速度の大きさＡｐは、当該位相でインバータ３０を停止させた場合に、その直後に圧縮機シェル９２２に加わる角加速度のｐｐ値（ピークピーク値）、より具体的には、停止後、振動が収まるまでの期間中の上記ｐｐ値の最大値を表す。 FIG. 12 shows an example of the load torque in each phase and the magnitude Ap of the angular acceleration of the compressor shell 922 after the stop when the inverter 30 is stopped in each phase.
The angular acceleration Aa in FIGS. 10 (e) and 11 (e) indicates an instantaneous value at each time point, whereas the magnitude Ap of the angular acceleration in FIG. 12 indicates the case where the inverter 30 is stopped in the relevant phase. In addition, it represents the pp value (peak peak value) of the angular acceleration applied to the compressor shell 922 immediately after that, and more specifically, the maximum value of the pp value during the period from the stop to the settlement of the vibration.

　図１２に示されるように、停止させる位相における負荷トルクが小さいほど、停止後の角加速度（ｐｐ値）Ａｐが小さく、トルク最小位相で停止させることで、停止後の角加速度（ｐｐ値）Ａｐを最小にすることができ、従って、振動が少なくて済むことが分かる。 As shown in FIG. 12, the smaller the load torque in the stopped phase, the smaller the angular acceleration (pp value) Ap after stopping, and by stopping at the minimum torque phase, the angular acceleration (pp value) Ap after stopping. It can be seen that the vibration can be minimized and therefore less vibration is required.

　本実施の形態では、上記のように、トルク最小位相演算部１０４で、出力トルクＴ_ｍを求め、Ｔ_ｍから、低周波数成分Ｔ_ｍｃｏｓ、Ｔ_ｍｓｉｎを求め、Ｔ_ｍｃｏｓ、Ｔ_ｍｓｉｎから式（７）により、推定負荷トルクのｎ次の脈動成分が最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}を求めている。
　上記の方法で、推定負荷トルクのｎ次の脈動成分が最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}を求めることができる理由を以下に説明する。 In this embodiment, as described above, a torque minimum phase calculating unit 104 calculates the output torque _{T m,} from _{T m,} the low frequency components _{T Mcos,} the _{T msin determined,} T _Mcos, wherein the _{T msin} (7 ) To obtain the phase θ _{mn_min} that minimizes the nth-order pulsation component of the estimated load torque.
The reason why the phase θ _{mn_min} that minimizes the nth-order pulsation component of the estimated load torque can be obtained by the above method will be described below.

　速度脈動を抑制する制御（脈動抑制制御）が理想的に行えている状況（速度の変動が抑制されている状態）では、出力トルクＴ_ｍが負荷トルクＴ_ｌと同位相でかつ同振幅となり、出力トルクＴ_ｍが最小になる位相は負荷トルクＴ_ｌが最小になる位相と一致する。 In a situation where the control for suppressing the speed pulsation (pulsation suppression control) is ideally performed (a state in which the fluctuation of the speed is suppressed), the output torque T _m is in phase with the load torque T _l and has the same amplitude. The phase at which the output torque T _m is minimized coincides with the phase at which the load torque T _l is minimized.

　そのため脈動抑制制御を行って、出力トルクＴ_ｍが負荷トルクＴ_ｌと同位相でかつ同振幅である状態になれば、この状態で、出力トルクＴ_ｍが最小になる位相から負荷トルクＴ_ｌが最小になる位相を推定することが可能となる。 Therefore by performing pulsation suppression control, if the state output torque T _m are in phase a and the same amplitude and the load torque T _l, in this state, the load torque T _l is the phase of the output torque T _m is a minimum It is possible to estimate the minimum phase.

　なお、リラクタンストルクが小さい電動機７であればトルク電流が最小になる位相と負荷トルクが最小になる位相も概ね一致する。従って、出力トルクが最小であるときはトルク電流も最小値又はこれに近い値になり、相電流も最小値又はこれに近い値になる。従って、相電流を検出して、検出された相電流が最小値になる位相を、トルク最小位相として検出しても良い。 If the motor 7 has a small reluctance torque, the phase in which the torque current is minimized and the phase in which the load torque is minimized are almost the same. Therefore, when the output torque is the minimum, the torque current also becomes the minimum value or a value close to the minimum value, and the phase current also becomes the minimum value or a value close to the minimum value. Therefore, the phase current may be detected, and the phase at which the detected phase current becomes the minimum value may be detected as the torque minimum phase.

　出力トルクＴ_ｍは上記の式（３）で与えられる。
　例えば電動機７の回転周波数のｎ倍の周波数の脈動成分のみを補償する脈動抑制制御が行われている場合、式（３）で与えられる出力トルクＴ_ｍに直流分と交流分（ｎ次の脈動成分）とが含まれていると考えられるので、式（３）を下記の式（１０）のように変形することが可能である。 The output torque T _m is given by the above equation (3).
For example, when pulsation suppression control that compensates only for the pulsation component having a frequency n times the rotation frequency of the electric motor 7 is performed, the output torque Tm given by the equation (3) is _added to the DC component and the AC component (nth order pulsation). Since it is considered that the component) is contained, the formula (3) can be modified as shown in the following formula (10).

　Ｔ_ｍＤＣは、トルクＴ_ｍの直流成分、
　Ｔ_ｍｃｏｓは、トルクＴ_ｍのｎ次の脈動成分の余弦成分の振幅、
　Ｔ_ｍｓｉｎは、トルクＴ_ｍのｎ次の脈動成分の正弦成分の振幅である。 T _mDC is a DC component of torque T _m ,
T _mcos is the amplitude of the cosine component of the nth-order pulsating component of torque T _m .
T _msin is the amplitude of the sinusoidal component of the nth-order pulsating component of torque T _m .

　式（１０）は下記の式（１１）のように変形できる。

Equation (10) can be transformed as in equation (11) below.

　Ｔ_ｍｃｏｓ、Ｔ_ｍｓｉｎは、直流量であり、時間とともに緩やかに変化することはあってもθ_ｍの変化と同程度の周期で変化することがない。従って、式（１１）で与えられる出力トルクＴ_ｍが最小になるのは、下記の式（１２）で表される余弦関数が最小になるときである。 T _mcos and T _msin are DC amounts, and although they may change slowly with time, they do not change at the same period as the change of θ _m . Therefore, the output torque T _m given by the equation (11) is minimized when the cosine function represented by the following equation (12) is minimized.

　式（１２）で表される余弦関数が最小になるのは、その位相がπであるときである。即ち、下記の式（１３）が満たされるときに、式（１２）で表される余弦関数が最小になる。 The cosine function represented by equation (12) is minimized when its phase is π. That is, when the following equation (13) is satisfied, the cosine function represented by the equation (12) becomes the minimum.

　式（１３）が満たされるときのθ_ｍｎをθ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}で表すと、上記の式（７）が得られる。
　即ち、上記の式（７）で求めた位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}が、推定負荷トルクのｎ次の脈動成分が最小になる位相であることが分かる。 When θ _mn when the formula (13) is satisfied is expressed by θ _{mn_min} , the above formula (7) is obtained.
That is, it can be seen that the phase θ _{mn_min} obtained by the above equation (7) is the phase at which the nth-order pulsation component of the estimated load torque is minimized.

　次にｎ次の脈動成分が最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}と、トルクが最小値又はそれに近い値を維持する期間Ｔｙとの関係について述べる。
　負荷要素の特性によっては、負荷トルクがｎ次の脈動成分のみならず、ｎ次の脈動成分以外の成分、特に高調波成分をも含む場合がある。トルクが最小値に近い値を保つ期間の長さは、含まれる高調波によって異なる。 Next, the relationship between the phase θ _{mn_min in} which the nth-order pulsation component is minimized and the period Ty in which the torque maintains the minimum value or a value close to the minimum value will be described.
Depending on the characteristics of the load element, the load torque may include not only the nth-order pulsating component but also a component other than the nth-order pulsating component, particularly a harmonic component. The length of time that the torque remains close to the minimum depends on the harmonics it contains.

　図１２は、負荷トルクＴ_ｌのみならずそのｎ次の脈動成分Ｔ_ｌｎをも示す。横軸は、ｎ次の脈動成分Ｔ_ｌｎの１周期を３６０度とする位相θ_ｍｎである。 FIG. 12 shows not only the load torque T _l but also its nth-order pulsating component T _ln . The horizontal axis is the phase θ _mn with one cycle of the nth-order pulsating component T _ln as 360 degrees.

　図示の例では、ｎ次の脈動成分Ｔ_ｌｎが最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}に対して、角度θ_ｍｎｙａだけ前から角度θ_ｍｎｙｂだけ後までの期間Ｔｙ、トルクＴ_ｌが最小又は最小に近い値である。 In the illustrated example, the phase theta _{Mn_min} the n-order ripple component _{T ln} is minimized, the period Ty from the previous angle theta _Mnya until after the angle theta _Mnyb, torque _{T l} is at a value close to the minimum or the minimum is there.

　具体的には、ｎ次の脈動成分Ｔ_ｌｎが最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}は、６２度であり、トルクＴ_ｌが最小になる位相は、ｎ次の脈動成分Ｔ_ｌｎが最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}に一致している。
　そして、２度から１２０度までの期間Ｔｙ、トルクＴ_ｌが負の値であり、かつトルクの最小値又はこれに近い値を維持する。即ち、ｎ次の脈動成分Ｔ_ｌｎが最小になる位相θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}（＝６２度）に対して、角度θ_ｍｎｙａ＝６０度だけ前から角度θ_ｍｎｙｂ＝５８度だけ後までの期間Ｔｙ、トルクＴ_ｌが最小値又は最小値に近い値である。 Specifically, the phase theta _{Mn_min} the n-order ripple component _{T ln} is minimized is 62 degrees, the phase of the torque _{T l} is minimized, the phase theta _{Mn_min} the n-order ripple component _{T ln} is minimized Is consistent with.
Then, during the period from 2 degrees to 120 degrees, Ty and torque _Tl are negative values, and the minimum value of torque or a value close to this is maintained. That is, with respect to the phase θ _{mn_min} (= 62 degrees) at which the nth-order pulsating component T _ln is minimized, the period Ty and torque T _l from before the angle θ _mnya = 60 degrees to after the angle θ _mnyb = 58 degrees. Is the minimum value or a value close to the minimum value.

　このような場合、期間Ｔｙのどの位相でも停止後の圧縮機シェル９２２の角加速度のｐｐ値Ａｐは同等となり、停止時の配管の振動は小さくなる。 In such a case, the pp value Ap of the angular acceleration of the compressor shell 922 after stopping is the same in any phase of the period Ty, and the vibration of the pipe at the time of stopping becomes small.

　上記の期間Ｔｙを定める角度θ_ｍｎｙａ、θ_ｍｎｙｂは、ｎ次の脈動成分の１周期を３６０度とする角度である。図１２に示す例は、ｎ＝１の場合であり、角度θ_ｍｎｙａ、θ_ｍｎｙｂが、機械角での角度θ_ｍｙａ、θ_ｍｙｂに等しい。
　ｎが１以外である場合には、θ_ｍｎｙａ、θ_ｍｎｙｂと、θ_ｍｙａ、θ_ｍｙｂとの間には、下記の式（１４ａ）及び（１４ｂ）の関係がある。 The angles θ _mnya and θ _mnyb that determine the period Ty are angles in which one cycle of the nth-order pulsating component is 360 degrees. The example shown in FIG. 12 is the case of n = 1, and the angles θ _mnya and θ _mnyb are equal to the angles θ _mya and θ _myb at the mechanical angle.
When n is other than 1, theta _Mnya, and _θ mnyb, θ _mya, between theta _myb is a relationship of the following equation (14a) and (14b).

　従って、期間Ｔｙを機械角で表す場合には、上記のθ_ｍｎｙａ、θ_ｍｎｙｂの代わりに、θ_ｍｙａ／ｎ、θ_ｍｙｂ／ｎを用いる必要がある。
　例えば、上記の第１の期間は、第１の機械角θ_ｍｙａをｎで割ることで得られる値であり、上記の第２の期間は、第２の機械角θ_ｍｙｂをｎで割ることで得られる値である。 Therefore, when the period Ty is expressed by the mechanical angle, it is necessary to use θ _mya / n and θ _myb / n instead of the above θ _mnya and θ _mnyb .
For example, the first period is a value obtained by dividing the first mechanical angle θ _mya by n, and the second period is a value obtained by dividing the second mechanical angle θ _myb by n. This is the value obtained.

　上記の例では、トルク最小位相演算部１０４で、式（７）で表される演算によりトルクが最小になる位相（トルクのｎ次の脈動成分が最小になる位相）を算出した。代わりに、出力トルクＴ_ｍの変化の履歴から、負荷トルクが最小になる位相を推定することとしても良い。 In the above example, the torque minimum phase calculation unit 104 calculates the phase at which the torque is minimized (the phase at which the nth-order pulsating component of the torque is minimized) by the calculation represented by the equation (7). Alternatively, the phase at which the load torque is minimized may be estimated from the history of changes in the output torque T _m .

　この場合の構成例を図１３に示す。
　図示のトルク最小位相演算部１０４ｂは、トルク計算部４０１と、計算値履歴記憶部４２１と、計算値履歴解析部４２２とを有する。 A configuration example in this case is shown in FIG.
The illustrated minimum torque phase calculation unit 104b includes a torque calculation unit 401, a calculation value history storage unit 421, and a calculation value history analysis unit 422.

　トルク計算部４０１は、図６のトルク計算部４０１と同様に例えば式（３）で表される演算を行って出力トルクＴ_ｍを計算する。出力トルクＴ_ｍの計算は、予め定められた周期のサンプリングタイミング毎に行われる。 Similar to the torque calculation unit 401 of FIG. 6, the torque calculation unit 401 calculates the output torque T _m by performing the calculation represented by the equation (3), for example. The output torque T _m is calculated at each sampling timing having a predetermined period.

　計算値履歴記憶部４２１は、トルク計算部４０１でサンプリングタイミング毎に計算された出力トルクＴ_ｍの値（計算値）を蓄積し、蓄積された値の時系列を生成する。例えば、予め定められた数の周期だけ前までの値を記憶する。ここでいう「周期」は、トルクのｎ次の脈動成分の周期である。蓄積された時系列を表す波形の一例を図１４に示す。図１４で白抜きの「〇」は、サンプルされた出力トルクの値を示す。図示の例では３周期分の値により時系列が形成されている。 Calculated history storage unit 421 accumulates the value (calculated value) of the output torque T _m calculated at each sampling timing in the torque calculation unit 401, generates the time series of the accumulated value. For example, the value up to the previous value is stored for a predetermined number of cycles. The "cycle" here is the cycle of the nth-order pulsating component of torque. FIG. 14 shows an example of a waveform representing the accumulated time series. White circles in FIG. 14 indicate sampled output torque values. In the illustrated example, a time series is formed by the values for three cycles.

　計算値履歴解析部４２２は、上記の時系列から、各周期において、出力トルクＴ_ｍの値が最小である位相（トルク最小位相）を求める。
　各サンプリングタイミングは、例えば図５の電気位相演算部１１６で算出される位相θ_ｅに対応付けられており、θ_ｅとθ_ｍｎとの間には、下記の式（１５）で表される関係がある。

Calculated history analysis section 422, from the time series of the, in each period, the value of the output torque T _m is determined phase (torque minimum phase) is minimal.
Each sampling timing is associated with the phase θ _e calculated by the electrical phase calculation unit 116 of FIG. 5, for example, and the relationship between θ _e and θ _mn is represented by the following equation (15). There is.

　そこで、例えば、各周期において計算された出力トルクＴ_ｍの値が最小値であると判定されたサンプリングタイミングに対応する位相θ_ｅにｎ／Ｐ_ｍを掛けることで、θ_{ｍｎ＿ｍｉｎ}を求めることができる。
　各周期の長さは、計算された出力トルク値の変化に基づいて判定することができる。例えば、最小値の発生から、次の最小値の発生までの時間、及び最大値の発生から次の最大値の発生までの時間の一方又は双方に基づいて算出することができる。 Therefore, for example, θ _{mn_min} can be obtained by multiplying the phase θ _e corresponding to the sampling timing determined that the value of the output torque T _m calculated in each cycle is the minimum value by n / P _m. ..
The length of each cycle can be determined based on the calculated change in output torque value. For example, it can be calculated based on one or both of the time from the occurrence of the minimum value to the occurrence of the next minimum value and the time from the occurrence of the maximum value to the occurrence of the next maximum value.

　各周期において、トルク最小位相を求めるに当たり、それより前の１又は２以上の周期について求められたトルク最小位相に基づいて補正を行っても良い。例えば、各周期について当該周期の計算値（当該周期内のサンプリングタイミングに計算されたトルクの値）のみに基づいて定められたトルク最小位相と、それより前の１又は２以上の周期の各々について、各々の周期の計算値のみに基づいて求められたトルク最小位相との重み付け平均を、当該各周期についてのトルク最小位相としても良い。 In each cycle, when obtaining the minimum torque phase, correction may be performed based on the obtained minimum torque phase for one or more cycles before that. For example, for each cycle, the minimum torque phase determined based only on the calculated value of the cycle (the value of the torque calculated at the sampling timing within the cycle) and one or two or more cycles before it. , The weighted average with the minimum torque phase obtained based only on the calculated value of each period may be used as the minimum torque phase for each period.

　重み付けに当たり、当該各周期の計算値のみに基づいて求めたトルク最小位相に対し、最も大きな重みを付けても良い。また、当該各周期以外の周期については、当該各周期に近い周期ほどより大きな重みを付けても良い。 For weighting, the largest weight may be given to the minimum torque phase obtained based only on the calculated value of each cycle. Further, for cycles other than each cycle, a cycle closer to each cycle may be given a larger weight.

　上記の例では、出力トルクが最小になる位相を算出している。代わりに、トルク電流が最小になる位相を算出し、算出した位相を、負荷トルクが最小になる位相として用いても良い。 In the above example, the phase that minimizes the output torque is calculated. Alternatively, the phase in which the torque current is minimized may be calculated, and the calculated phase may be used as the phase in which the load torque is minimized.

　上記の例では、各周期において負荷トルクが最小（最小値）になる位相を含む期間中にインバータ３０を停止させることとしている。代わりに、各周期において負荷トルクが最小値に近い値になる位相を含む期間中にインバータ３０を停止させることとしても良い。
　要するに、負荷トルクが最小値又は該最小値に近い値になる位相を含む期間中にインバータ３０を停止させることとすれば良い。 In the above example, the inverter 30 is stopped during the period including the phase in which the load torque becomes the minimum (minimum value) in each cycle. Alternatively, the inverter 30 may be stopped during a period including a phase in which the load torque becomes a value close to the minimum value in each cycle.
In short, the inverter 30 may be stopped during a period including a phase in which the load torque becomes the minimum value or a value close to the minimum value.

　また、負荷トルクが負になる期間がある場合には、負荷トルクが負になる期間の全部又は一部を、上記の負荷トルクが最小値又は該最小値に近い値になる位相を含む期間として用いても良い。 When there is a period in which the load torque becomes negative, all or part of the period in which the load torque becomes negative is set as a period including the phase in which the load torque becomes the minimum value or a value close to the minimum value. You may use it.

　上記の例では、インバータ３０の入力側の直流電流Ｉ_ｄｃから相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを復元する構成としている。代わりに、インバータ３０の出力線３３１、３３２、３３３に電流検知器を設け、該検知器で相電流を検出する構成としても良い。そうする場合には、上記検知器で検出される電流を、電流復元部１１１で復元された電流の代わりに用いれば良い。 In the above example, the phase currents I _u , I _v , and I _w are restored from the direct current I _dc on the input side of the inverter 30. Alternatively, a current detector may be provided on the output lines 331, 332, and 333 of the inverter 30, and the detector may be used to detect the phase current. In that case, the current detected by the detector may be used instead of the current restored by the current restoration unit 111.

　インバータ主回路３１０のスイッチング素子３１１～３１６としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）或いはＭＯＳＦＥＴを想定しているが、スイッチングを行うことが可能な素子であれば、どのようなものを用いても良い。なお、ＭＯＳＦＥＴの場合は、構造上寄生ダイオードを有するため環流用の整流素子（３２１～３２６）を逆並列接続しなくても同様の効果を得ることができる。 As the switching elements 311 to 316 of the inverter main circuit 310, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or MOSFETs are assumed, but any elements that can perform switching may be used. .. Since the MOSFET has a parasitic diode due to its structure, the same effect can be obtained without connecting the rectifying elements (321 to 326) for circulation in antiparallel.

　スイッチング素子３１１～３１６を構成する材料については、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド等を用いたもので構成することにより、損失をより少なくすることが可能となる。 The materials constituting the switching elements 311 to 316 are made of not only silicon (Si) but also silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), diamond, etc., which are wide bandgap semiconductors. It is possible to reduce the loss.

　上記の実施の形態によれば、停止の際の負荷要素の振動を確実にかつ十分に抑制することができる。負荷要素が圧縮機である場合、圧縮機シェルの振動を抑制することができ、圧縮機シェルに接続された配管の破損を防ぐことができる。逆に言えば、配管として、金属疲労耐力の比較的小さいものを用いることができ、配管のコストを低減することができる。 According to the above embodiment, the vibration of the load element at the time of stopping can be reliably and sufficiently suppressed. When the load element is a compressor, vibration of the compressor shell can be suppressed, and damage to the piping connected to the compressor shell can be prevented. Conversely, as the pipe, a pipe having a relatively small metal fatigue resistance can be used, and the cost of the pipe can be reduced.

　上記の実施の形態の構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。 The configuration of the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, can be combined with another known technique, and is modified by omitting a part thereof without departing from the gist of the present invention. It is also possible to configure it.

　以上のように、本発明は、電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器に適している。
　冷凍サイクル適用機器の一例として空気調和機を挙げたが、本発明はこれに限定されず、例えば冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器などにも適用できる。 As described above, the present invention is suitable for an electric motor drive device and a refrigeration cycle applicable device including the electric motor drive device.
Although an air conditioner has been mentioned as an example of a refrigeration cycle applicable device, the present invention is not limited to this, and can be applied to, for example, a refrigerator, a freezer, a heat pump water heater, and the like.

　１　交流電源、　２　電動機駆動装置、　４　リアクタ、　７　電動機、　２０　平滑コンデンサ、　３０　インバータ、　８２　母線電圧検出部、　８４　母線電流検出部、　９０　制御電源生成回路、　１００　制御装置、　１０２　運転制御部、　１０４　トルク最小位相演算部、　１１０　インバータ制御部、　１１１　電流復元部、　１１２　３相２相変換部、　１１３　励磁電流指令値生成部、　１１５　電圧指令値演算部、　１１６　電気位相演算部、　１１７　２相３相変換部、　１１８　ＰＷＭ信号生成部、　４０１　トルク計算部、　４０２　除算部、　４０３　乗算部、　４０５　余弦演算部、　４０６　正弦演算部、　４０７，４０８　乗算部、　４０９，４１０　ローパスフィルタ、　４１１　逆正接計算部、　４１２　加算部、　４２１　計算値履歴記憶部、　４２２　計算値履歴解析部、　５０１　周波数推定部、　５０２　減算部、　５０３　速度制御部、　５０４　補償値演算部、　５０５　加算部、　　５０９，５１０　減算部、　５１１　励磁電流制御部、　５１２　トルク電流制御部、　５５１　余弦演算部、　５５２　正弦演算部、　５５３，５５４　乗算部、　５５５，５５６　ローパスフィルタ、　５５７，５５８　減算部、　５５９，５６０　周波数制御部、　５６１，５６２　乗算部、　５６３　加算部、　９００　冷凍サイクル、　９０２　四方弁、　９０４　圧縮機、　９０６　室内熱交換器、　９０８　膨張弁、　９１０　室外熱交換器、　９２２　圧縮機シェル、　９２４　圧縮機構、　９２６　吸入配管、　９２８　吐出配管。
  1 AC power supply, 2 Motor drive device, 4 Reactor, 7 Electric motor, 20 Smoothing capacitor, 30 Inverter, 82 Bus voltage detector, 84 Bus current detector, 90 Control power generation circuit, 100 Control device, 102 Operation control unit, 104 Minimum torque phase calculation unit, 110 Inverter control unit, 111 Current restoration unit, 112 3-phase 2-phase conversion unit, 113 Excitation current command value generation unit, 115 Voltage command value calculation unit, 116 Electric phase calculation unit, 117 2-phase 3-phase Conversion unit, 118 PWM signal generation unit, 401 torque calculation unit, 402 division unit, 403 multiplication unit, 405 cosine calculation unit, 406 sine calculation unit, 407,408 multiplication unit, 409,410 low pass filter, 411 inverse positive connection calculation unit, 412 Adder, 421 Calculated value history storage unit, 422 Calculated value history analysis unit, 501 Frequency estimation unit, 502 subtractor unit, 503 Speed control unit, 504 Compensation value calculation unit, 505 Adder unit, 509, 510 Subtractor, 511 Excitation Current control unit, 512 torque current control unit, 551 chord calculation unit, 552 sine calculation unit, 555,554 multiplication unit, 555,556 low pass filter, 557,558 subtraction unit, 559,560 frequency control unit, 561,562 multiplication unit. , 563 Adder, 900 Refrigeration Cycle, 902 Four-way Valve, 904 Compressor, 906 Indoor Heat Exchanger, 908 Expansion Valve, 910 Outdoor Heat Exchanger, 922 Compressor Shell, 924 Compression Mechanism, 926 Suction Pipe, 928 Discharge Pipe.

Claims (9)

1. 　負荷トルクが周期的に変動する負荷要素を駆動する電動機と、
   　前記電動機に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加するインバータと、
   　前記インバータを制御する制御装置とを有し、
   　前記制御装置は、
   　前記電動機の出力トルクが前記負荷トルクの周期的変動に追従するように、前記インバータを制御し、
   　前記電動機の停止を行う場合、前記負荷トルクが最小値又は該最小値に近い値になるトルク最小位相を含む期間に前記インバータを停止させる
   　電動機駆動装置。 An electric motor that drives a load element whose load torque fluctuates periodically,
   An inverter that applies an AC voltage with variable frequency and voltage value to the motor,
   It has a control device that controls the inverter.
   The control device is
   The inverter is controlled so that the output torque of the electric motor follows the periodic fluctuation of the load torque.
   When the electric motor is stopped, the electric motor drive device that stops the inverter during a period including a minimum torque phase at which the load torque becomes a minimum value or a value close to the minimum value.
2. 　前記制御装置は、前記電動機の出力トルクを前記負荷トルクの周期的変動に追従させるためのトルク電流補償値を生成し、生成されたトルク電流補償値に基づいてトルク電流指令値を補正し、補正されたトルク電流指令値に基づいて電圧指令値を生成し、生成された電圧指令値に基づいて前記インバータを制御する
   　ことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。 The control device generates a torque current compensation value for making the output torque of the electric motor follow the periodic fluctuation of the load torque, and corrects and corrects the torque current command value based on the generated torque current compensation value. The electric motor drive device according to claim 1, wherein a voltage command value is generated based on the generated torque / current command value, and the inverter is controlled based on the generated voltage command value.
3. 　前記制御装置は、前記電動機の出力トルクを算出し、算出された出力トルクを前記負荷トルクの推定値として用い、該推定値に基づいて前記トルク最小位相を検出する
   　ことを特徴とする請求項２に記載の電動機駆動装置。 2. The control device is characterized in that the output torque of the electric motor is calculated, the calculated output torque is used as an estimated value of the load torque, and the minimum torque phase is detected based on the estimated value. The electric motor drive device described in.
4. 　前記負荷トルクの周期的に変動する成分のうち、前記電動機の回転周波数のｎ倍の周波数の成分が最も大きいとき、前記トルク電流補償値は、前記ｎ倍の周波数の成分を主として補償するためのものである
   　ことを特徴とする請求項２に記載の電動機駆動装置。 When the component having a frequency n times the rotation frequency of the electric motor is the largest among the components that fluctuate periodically of the load torque, the torque current compensation value is mainly for compensating the component having a frequency n times the frequency. The electric motor drive device according to claim 2, wherein the electric motor drive device is characterized.
5. 　前記制御装置は、前記負荷トルクの周期的に変動する成分のうち、前記ｎ倍の周波数の成分が最小値になる位相を、前記トルク最小位相として検出する
   　ことを特徴とする請求項４に記載の電動機駆動装置。 The fourth aspect of claim 4, wherein the control device detects, as the minimum torque phase, the phase in which the n-fold frequency component becomes the minimum value among the periodically fluctuating components of the load torque. Electric motor drive device.
6. 　前記制御装置は、前記電動機の出力トルクを算出し、算出された出力トルクから、前記ｎ倍の周波数の成分を抽出し、抽出した成分が最小値になる位相を、前記負荷トルクのうち、前記ｎ倍の周波数の成分が最小値になる位相として検出する
   　ことを特徴とする請求項５に記載の電動機駆動装置。 The control device calculates the output torque of the electric motor, extracts the n-fold frequency component from the calculated output torque, and sets the phase at which the extracted component becomes the minimum value among the load torques. The electric motor driving device according to claim 5, wherein a component having a frequency of n times is detected as a phase having a minimum value.
7. 　前記トルク最小位相を含む期間は、前記ｎ倍の周波数の成分が最小値になる位相に対し、第１の期間だけ前から第２の期間だけ後までの期間である
   　ことを特徴とする請求項６に記載の電動機駆動装置。 The claim is characterized in that the period including the minimum torque phase is a period from before the first period to after the second period with respect to the phase in which the component of the n times the frequency becomes the minimum value. 6. The electric motor drive device according to 6.
8. 　前記第１の期間は、予め定められた第１の機械角をｎで割ることで得られる角度であり、
   　前記第２の期間は、予め定められた第２の機械角をｎで割ることで得られる角度である
   　ことを特徴とする請求項７に記載の電動機駆動装置。 The first period is an angle obtained by dividing a predetermined first mechanical angle by n.
   The electric motor driving device according to claim 7, wherein the second period is an angle obtained by dividing a predetermined second mechanical angle by n.
9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の電動機駆動装置を備える冷凍サイクル適用機器。 A refrigeration cycle applicable device including the electric motor drive device according to any one of claims 1 to 8.

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