WO2020152947A1 - 直流パルス電源装置 - Google Patents

直流パルス電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020152947A1
WO2020152947A1 PCT/JP2019/043836 JP2019043836W WO2020152947A1 WO 2020152947 A1 WO2020152947 A1 WO 2020152947A1 JP 2019043836 W JP2019043836 W JP 2019043836W WO 2020152947 A1 WO2020152947 A1 WO 2020152947A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
reactor
unit
power supply
pulse
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/043836
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
逸男 讓原
俊幸 安達
知宏 米山
洸一 宮嵜
Original Assignee
株式会社京三製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社京三製作所 filed Critical 株式会社京三製作所
Priority to KR1020217021135A priority Critical patent/KR102616569B1/ko
Priority to US17/422,469 priority patent/US11881777B2/en
Priority to EP19911240.0A priority patent/EP3916991A4/en
Priority to CN201980089853.8A priority patent/CN113348618A/zh
Publication of WO2020152947A1 publication Critical patent/WO2020152947A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32018—Glow discharge
    • H01J37/32027—DC powered
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC pulse power supply device that supplies a pulse output to a load.
  • the pulse output output from the DC pulse power supply is a high-frequency output that repeats the on and off states of the DC voltage at several Hz to several hundred kHz.
  • DC pulse power supply is used as a power supply that supplies pulse output to loads such as plasma generator, pulse laser excitation, and electric discharge machine.
  • loads such as plasma generator, pulse laser excitation, and electric discharge machine.
  • the DC power supply device is used as a plasma generation device, a pulse output is supplied between the electrodes in the plasma generation chamber to ignite the plasma due to the discharge between the electrodes and maintain the generated plasma.
  • FIG. 9A shows an example of the configuration of the DC pulse power supply device.
  • a DC pulse power supply device includes a boost chopper circuit as a circuit that generates a pulse waveform.
  • the DC pulse power supply device 100 includes a DC power supply 110 and a boost chopper circuit 120, and supplies a pulse output obtained by boosting the DC voltage of the DC power supply 110 by the boost chopper circuit 120 to a load 130 (Patent Documents 1 and 2).
  • FIG. 9B shows a configuration example of the boost chopper circuit (Patent Document 3).
  • the step-up chopper circuit 120 is configured by connecting an inductor 121 in series between a DC power supply side and a load side, and connecting a switching element 122 in parallel to the load side. A pulsed output that is boosted according to the ratio is formed. In this on/off operation, energy corresponding to the time width of the on period is accumulated in the DC reactor of the inductor 121, and a pulse output having an amplitude boosted according to the accumulated energy is formed.
  • the amplitude of the pulse output to be boosted is determined by the duty ratio of the ON/OFF period of the switching element, but the amplitude may exceed the set amplitude due to vibration or the like generated when the switching element 122 is OFF.
  • a step-up chopper circuit including a series circuit of a reactor and a switching element, a series circuit of a reactor Lr, a diode D1 and a capacitor C1 is connected to both ends of a switching element Q1, and a switching element Q2 constituting an active clamp circuit is connected to both ends of the reactor Lr.
  • a configuration is known in which a series circuit of a capacitor C2 is connected and the switching element Q1 of the boost chopper circuit is subjected to zero voltage switching (ZVS) by an active clamp circuit (Patent Document 4).
  • JP-A-8-222258 (FIG. 1, paragraph 0012) Japanese Patent Laid-Open No. 2006-6053 (FIG. 1) Japanese Unexamined Patent Publication No. 1-252165 (FIG. 1) Japanese Unexamined Patent Publication No. 2012-178952 (FIGS. 1 and 9)
  • the pulse output of the step-up chopper circuit determines the boosted amplitude depending on the duty ratio of the on/off period of the switching element. Therefore, it is necessary to increase the duty ratio to increase the output voltage of the pulse output. Needs to shorten the time width of the off period.
  • the present invention aims to solve the above-mentioned conventional problems and increase the output voltage of the pulse output of the step-up chopper circuit in the DC pulse power supply device.
  • the DC pulse power supply device of the present invention increases the output voltage of the pulse output of the boost chopper circuit by superimposing the regenerative voltage and/or the reactor voltage on the pulse output of the boost chopper circuit.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply, a pulse unit that generates a pulse output by a boost chopper circuit connected to the DC power supply, and a voltage superposition unit connected to the DC reactor of the boost chopper circuit.
  • the voltage superimposing unit superimposes the superimposed voltage component on the output voltage of the boost chopper circuit to raise the voltage.
  • the pulse unit outputs a pulse of the output voltage on which the superimposed voltage component is superimposed by the voltage superimposing unit.
  • the voltage superposition unit has multiple forms.
  • the voltage superimposing unit of the first mode is a regenerative voltage unit, and the voltage superimposing unit of the second mode is a reactor voltage unit.
  • the voltage superimposing unit of the first form can be configured using a regenerative unit.
  • the regenerative unit clamps the output voltage of the boost chopper circuit to a set voltage, superimposes the regenerative voltage of the clamp voltage as a superimposed voltage component on the DC reactor of the boost chopper circuit, and regenerates a voltage exceeding the set voltage to the DC power supply.
  • the reactor voltage section of the second form superimposes the reactor voltage of the induced voltage induced in the second DC reactor by magnetic coupling with the DC reactor forming the boost chopper circuit as the superimposed voltage component.
  • the DC power supply device of the present invention includes, as a voltage superimposing unit, a configuration including the regenerative voltage unit of the first mode, a configuration including a reactor voltage unit of the second mode, and the regenerative voltage unit of the first mode and the first mode.
  • the configuration of the third aspect may be provided with two voltage superimposing sections of the reactor voltage section of the second aspect.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a schematic configuration of a pulse unit and a voltage superimposing unit included in the DC pulse power supply device of the present invention
  • FIG. 1A includes a regenerative voltage unit as a first form of the voltage superimposing unit
  • 1B shows a configuration including a reactor voltage unit as a second form of the voltage superimposing unit
  • FIG. 1C shows a regenerative voltage unit and a reactor as a third form of the voltage superimposing unit. The structure provided with the voltage part is shown.
  • the pulse unit 20 includes a step-up chopper circuit composed of a series circuit of a DC reactor 21 and a switching element 22, and as the voltage superimposing unit of the first embodiment, the output voltage of the pulse output of the pulse unit 20 is a regenerative voltage.
  • a regenerative voltage unit 30A for superimposing The regenerative voltage unit 30A is connected in parallel between both ends of the DC reactor 21, and applies the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21 to the capacitor voltage Vc.
  • the output voltage Vo of the pulse output of the pulse unit 20 becomes (VAB+Vc) in which the capacitor voltage Vc is superimposed on the DC voltage VAB of the DC power supply.
  • the regenerative voltage unit 30A can be configured such that the regenerative unit is connected in parallel between both ends of the DC reactor 21 of the boost chopper circuit.
  • the regenerative unit regenerates a voltage of the reactor voltage of the DC reactor 21 that exceeds the set voltage to the DC power supply.
  • the regenerative unit forms a clamp circuit that uses a charging voltage of a capacitor connected in parallel at both ends of the DC reactor as a clamp voltage, and regenerates a voltage exceeding the clamp voltage to a DC power supply.
  • the regenerative voltage unit 30A superimposes the regenerative voltage of the set voltage, which is the clamp voltage of the regenerative unit, on the output voltage of the pulse output as the superimposed voltage.
  • the source S side of the switching element 22 of the boost chopper circuit is connected to the load side end of the DC reactor 21.
  • the entire reactor voltage of the DC reactor 21 is input to the regenerative voltage unit 30A, and the regenerative operation is performed based on the comparison with the set voltage of the regenerative voltage unit 30A.
  • the pulse unit 20 includes a step-up chopper circuit including a series circuit of a DC reactor 21a and a switching element 22.
  • the booster chopper circuit superimposes the reactor voltage on the output voltage of the pulse output of the pulse unit 20 as a superimposed voltage component
  • the reactor voltage unit 30B in the form of
  • the reactor voltage unit 30B is magnetically coupled to the DC reactor 21a and includes a second DC reactor 21b connected to the output end side of the DC reactor 21a.
  • the second DC reactor 21b is magnetically coupled to the second DC reactor 21b. Is applied to the output voltage of the pulse output with the reactor voltage V DCL2 as the superimposed voltage component.
  • the output voltage Vo of the pulse output of the pulse unit 20 becomes (VAB+VDCL1+VDCL2) in which the first DC reactor voltage VDCL1 and the second DC reactor voltage VDCL2 are superimposed on the DC voltage VAB of the DC power supply.
  • a series circuit is configured by the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b that is magnetically coupled, and the source S side of the switching element 22 of the boost chopper circuit is connected to the source S side. It is connected to the tap of the series circuit of the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b.
  • the pulse unit 20 includes a step-up chopper circuit including a series circuit of a DC reactor 21a and a switching element 22, and the regenerative voltage of the first mode in which the regenerative voltage is superimposed on the output voltage of the pulse output of the pulse unit 20.
  • the voltage section 30A and the reactor voltage section 30B of the second mode for superposing the reactor voltage on the output voltage of the pulse output of the pulse section 20 are provided.
  • the regenerative voltage unit 30A is connected in parallel between both ends of the DC reactor 21a and applies the reactor voltage VDCL1 of the DC reactor 21a to the capacitor voltage Vc.
  • the reactor voltage unit 30B is magnetically coupled to the DC reactor 21a and includes a second DC reactor 21b connected to the output end side of the DC reactor 21a.
  • the second DC reactor 21b is magnetically coupled to the second DC reactor 21b.
  • the reactor voltage V DCL2 induced by is applied to the output voltage of the pulse output as the superimposed voltage component.
  • the output voltage Vo of the pulse output of the pulse unit 20 becomes (VAB+Vc) by superimposing the capacitor voltage Vc on the DC voltage VAB of the DC power supply by the regenerative voltage unit 30A of the first mode, and further, the reactor voltage of the second mode.
  • the section 30B superimposes the reactor voltage V DCL2 on the DC voltage V AB of the DC power source to obtain (V AB +V c +V DCL2 ).
  • the pulse unit 20 includes a boost chopper circuit including a DC reactor 21a connected in series between a DC power supply and a load, and a switching element 22 connected in parallel with the load.
  • the regenerative voltage unit 30A that constitutes the voltage superimposing unit 30 inputs the reactor voltage VDCL of the DC reactor 21a and regenerates an excess voltage (VDCL-Vin) exceeding the regenerative input voltage Vin, which is the set voltage, to the DC power supply.
  • the regenerative input voltage Vin corresponds to the capacitor voltage Vc.
  • terminals on the DC power supply side are indicated by A and B.
  • the stored energy is accumulated in the DC reactor 21a when the step-up chopper circuit is on, and the reactor energy is generated in the DC reactor 21a when the boost chopper circuit is off.
  • the reactor voltage is boosted by repeating on and off operations of the boost chopper circuit.
  • the regenerative voltage unit 30A does not perform regeneration when the reactor voltage V DCL does not exceed the set voltage, and when the reactor voltage V DCL exceeds the set voltage, regenerates a voltage component exceeding the set voltage to the DC power supply. As a result, the step-up of the step-up chopper circuit is clamped at the set voltage, and the generation of excess voltage is suppressed.
  • the set voltage is determined by the regenerative input voltage Vin of the regenerative voltage unit 30A, and if the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a does not exceed the regenerative input voltage Vin of the regenerative voltage unit 30A, regenerative operation is not performed and the regenerative voltage of the regenerative voltage unit 30A is regenerated.
  • the excess voltage (VDCL1-Vin) is regenerated to the DC power supply side.
  • the regenerative input voltage Vin of the regenerative voltage unit 30A which is a set voltage that defines the regenerative operation, can be set based on the DC voltage VAB of the DC power supply and the circuit configuration of the regenerative voltage unit 30A.
  • One configuration example of the regenerative voltage unit 30A is a capacitor that is connected in parallel to the reactor voltage of the pulse unit 20, an inverter circuit that orthogonally converts the capacitor voltage across the capacitor, and a transformer that transforms the AC voltage of the inverter circuit. And a rectifier that rectifies the AC voltage of the transformer, and the output terminal of the rectifier is connected to the DC power supply.
  • the transformer ratio determines the voltage ratio between the voltage across the capacitor and the voltage of the DC power supply. Since the capacitor voltage of the regenerative voltage unit 30A is determined by the voltage of the DC power supply and the transformation ratio of the transformer, the regenerative voltage unit 30A uses the capacitor voltage as the set voltage of the regenerative input voltage Vin to start and stop the regenerative operation. Since the set voltage depends on the voltage of the DC power supply and the transformer ratio of the transformer, the set voltage can be changed by changing the transformer ratio of the transformer. By changing the set voltage, the clamp voltage in the step-up chopper circuit can be changed and the operating voltage of the regenerative operation can be changed.
  • the capacitor voltage can be set not only by changing the transformation ratio of the transformer included in the regenerative voltage unit 30A but also by controlling the output of the inverter circuit.
  • the output control of the inverter circuit includes, for example, PWM control and phase shift control, but it is not limited to this as long as it is a method of controlling the output of the inverter circuit.
  • the DC reactor 21a is connected between the DC power supply and the source S side of the switching element 22 of the boost chopper circuit.
  • the source S side of the switching element 22 of the step-up chopper circuit is connected to the load-side end of the DC reactor 21a or the tap of the DC reactor 21.
  • the direct-current reactor 21a and the second direct-current reactor 21b can be in a form in which the coil is single-wound or in a double-wound form.
  • the two DC reactors that are magnetically coupled can be configured by a tapless single-winding transformer or a tapped transformer.
  • the two DC reactors that are magnetically coupled can be configured by a multi-winding transformer.
  • the output voltage of the pulse output of the boost chopper circuit can be increased in the DC pulse power supply device.
  • the DC pulse power supply device of the present invention increases the output voltage of the pulse output of the boost chopper circuit by superimposing it on the pulse output of the boost chopper circuit as the voltage for boosting the regenerative voltage and/or the reactor voltage.
  • the first configuration example is a configuration in which a regenerative voltage section is connected to both ends of a DC reactor of the boost chopper circuit
  • the second configuration example is a second DC reactor magnetically coupled to the DC reactor of the boost chopper circuit
  • the third and fourth configuration examples are the reactor voltage section including the regenerative voltage section connected to both ends of the DC reactor of the boost chopper circuit and the second DC reactor magnetically coupled to the DC reactor of the boost chopper circuit. It has a configuration including and.
  • the second and third configuration examples are configurations in which two magnetically coupled DC reactors are single-turn transformers with taps
  • the fourth configuration example is a configuration in which two magnetically coupled DC reactors are multiple-winding transformers.
  • the first to fourth configuration examples use the voltage on the low voltage side of the DC power supply as the reference voltage.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply unit (DC unit) 10, a pulse unit 20A for supplying a pulse output generated by a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10 to a load 4, and a pulse unit 20A.
  • the regenerative unit 40 that regenerates the excessive voltage rise that occurs to the DC power supply unit 10 side, the DC power supply unit 10, the pulse unit 20A, and the control circuit unit 50 that controls the regenerative unit 40 are provided, and via the output cable 3.
  • the pulse output is supplied to the load 4.
  • FIG. 2 shows an example of the plasma generator as the load 4, the load 4 is not limited to the plasma generator, and may be applied to a pulse laser excitation, an electric discharge machine, or the like.
  • the regenerative unit 40 included in the DC pulse power supply device 1 of the first configuration example configures the regenerative voltage unit 30A and regenerates the excess voltage increase of the pulse unit 20A to the DC power supply unit 10 side.
  • the DC power supply unit (DC unit) 10 includes a rectifier 11 that rectifies the AC voltage of the AC power supply 2 into a DC voltage, and a snubber circuit 12 that absorbs and suppresses spike-like high voltage that occurs transiently during rectification.
  • a single-phase inverter circuit 13 for converting a DC voltage into an AC voltage a single-phase transformer 14 for converting the AC voltage of the single-phase inverter circuit 13 into a predetermined voltage value, and a voltage conversion by the single-phase transformer 14.
  • a rectifier 11 that rectifies an AC voltage into a DC voltage, and a capacitor 16 (CF) that uses a voltage across the DC voltage of a DC power supply unit are provided.
  • FIG. 2 shows an example of the capacitive load of the plasma generator as the load 4.
  • one end of the plasma generator is grounded to supply a negative voltage, so that the DC power supply unit 10 is configured to generate a pulse output of a negative voltage.
  • the single-phase inverter circuit 13 performs a switching operation according to a control signal from the control circuit unit 50 to convert a DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency.
  • Each of the circuit elements of the rectifiers 11 and 15, the snubber circuit 12, the single-phase inverter circuit 13, and the single-phase transformer 14 that configure the DC power supply unit 10 may have any commonly known circuit configuration.
  • the pulse unit 20A generates a pulse waveform from the DC voltage by the boost chopper circuit.
  • the step-up chopper circuit turns on/off the DC reactor 21A connected in series between the DC power supply side and the load side, the switching element (Q1) 22 connected in parallel to the load side, and the switching element 22.
  • the driving circuit 23 for driving is provided.
  • the DC reactor 21A is composed of a DC reactor 21a composed of a single-winding transformer without taps.
  • the DC power supply side of the pulse unit 20A includes a grounded terminal B and a negative voltage terminal A as a low voltage side.
  • the illustrated switching element 22 is an example of an FET, the source S side is connected to the low voltage side, the drain D side is connected to the ground voltage side, and the drive signal from the drive circuit 23 is input to the gate G side.
  • control circuit unit 50 In order to operate the step-up chopper circuit, the control circuit unit 50 generates a signal that determines the time width or duty ratio of the ON period and the OFF period of the switching element 22 corresponding to the target pulse output, and the DC power supply unit 10 A control signal is generated based on the voltage and current at the output terminal of the.
  • the drive circuit 23 outputs a drive signal to the gate G of the switching element 22 based on the control signal of the control circuit section 50 to cause the switching element 22 to turn on/off.
  • the source S side of the switching element 22 is connected to the load side of the DC reactor 21a, and the drain D side of the switching element 22 is grounded.
  • the load side of the DC reactor 21a is grounded, and a current flows from the terminal B to the terminal A through the switching element 22 in the ON state and the DC reactor 21a.
  • electromagnetic energy is accumulated in the DC reactor 21a.
  • a reactor voltage V DCL is generated in the DC reactor 21a due to the stored energy stored in the DC reactor 21a.
  • the step-up chopper circuit raises the output voltage Vo according to the duty ratio of the ON/OFF period by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22.
  • the first configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention includes a regenerative voltage unit 30A as the voltage superimposing unit 30.
  • FIG. 2 shows a configuration example including the regenerative unit 40 as the regenerative voltage unit 30A.
  • the regenerative unit 40 regenerates the DC voltage of the reactor voltage of the DC reactor of the boost chopper circuit that exceeds the set voltage.
  • the regeneration unit 40 includes a diode 41, a capacitor 42 (C1), an inverter circuit 43, a transformer 44, and a rectifier 45.
  • One end of the capacitor 42 (C1) is connected to the load side end of the DC reactor 21a, the other end is connected to the DC power supply side end of the DC reactor 21a via the diode 41, and the reactor voltage generated in the DC reactor 21a is Is applied.
  • the diode 41 is connected such that the direction from the pulse unit 20A to the capacitor 42 (C1) of the regenerative unit 40 is the forward direction, and when the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21a exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 42 (C1).
  • the regeneration unit 40 regenerates the voltage component of which the voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1).
  • the regenerating unit 40 performs a regenerating operation by using the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1) as a threshold value, and also functions as a constant voltage source that applies the reactor voltage VDCL1 of the DC reactor 21a to the capacitor voltage VC1 during pulse output.
  • the output voltage Vo of the pulse output is (VAB+VC1) in which the capacitor voltage VC1 is superimposed on the DC voltage VAB of the DC power supply.
  • the capacitor voltage VC1 is a voltage corresponding to the regenerative input voltage Vin in FIG.
  • the output voltage Vo of the pulse output is obtained by superimposing (n2/n1) ⁇ VAB on the DC voltage VAB of the DC power source (VAB+(n2/n1) ⁇ VAB).
  • the voltage value of (n2/n1) ⁇ VAB of the capacitor voltage VC1 can be changed by changing the transformation ratio (n2:n1) of the transformer 44, and the output voltage Vo of the pulse output is the transformation ratio of the transformer 44. It can be increased by changing (n2:n1).
  • the capacitor voltage VC1 can be set not only by changing the transformation ratio of the transformer 44 included in the regenerative unit 40 but also by controlling the output of the inverter circuit 43.
  • the output control of the inverter circuit 43 includes, for example, PWM control and phase shift control, but it is not limited to this as long as it is a method of controlling the output of the inverter circuit.
  • the regenerative unit 40 has a configuration in which one end is connected to the low-voltage side input end of the pulse unit 20A, and the DC reactor 21a with the low-voltage side voltage (negative voltage) as a reference. Regeneration is performed using the reactor voltage V DCL as the regenerative input voltage Vin.
  • the inverter circuit 43 performs orthogonal conversion between the DC voltage on the side of the capacitor 42 and the AC voltage on the side of the transformer 44, and holds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1) at a constant voltage based on the DC voltage VAB of the DC power supply. At the same time, when the reactor voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1), the excess voltage is converted into AC and regenerated to the DC power supply side. Since the capacitor voltage VC1 is held at a constant voltage, the reactor voltage VDDL of the DC reactor 21a is clamped to the capacitor voltage VC1.
  • the inverter circuit 43 can be configured by, for example, a bridge circuit of switching elements. The opening/closing operation of the switching element is controlled by the control signal ⁇ from the control circuit unit 50.
  • the transformer 44 modulates the voltage ratio between the DC voltage VAB of the DC power supply unit 10 and the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1) based on the transformation ratio.
  • the transformation ratio of the transformer 44 is (n2:n1)
  • the rectifier 45 rectifies the AC voltage on the transformer 44 side into the DC voltage on the DC power supply unit 10 side.
  • the DC side terminal of the rectifier 45 is connected to the terminals A and B of the DC power supply unit 10 and regenerates the regenerated electric power to the DC power supply unit 10 during regeneration, and the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1) while regeneration is not performed. Is held at a voltage based on the DC voltage VAB.
  • the configuration of the regenerative unit 40 has a function of clamping the voltage across the DC reactor 21a to a predetermined voltage and outputting a constant voltage, and a function of regenerating the electric power exceeding the predetermined voltage on the DC power supply side.
  • the configuration is not limited to the above.
  • FIG. 3A shows the ON state (on) and the OFF state (off) of the switching element 22
  • FIG. 3B shows the reactor voltage VDDL of the DC reactor 21a
  • FIG. The drain-source voltage VDS of the switching element 22 is shown
  • FIG. 3D shows the output voltage Vo.
  • S1 to S14 in the figure show the ON state and the OFF state of each stage.
  • the switching element 22 is in the on state (on) in the states with odd numbers S1, S3,... S13, and the switching element 22 is in the off state with even numbers S2, S4,. (Off) is shown.
  • the voltage of the drain-source voltage VDS of the switching element 22 becomes a voltage according to the reactor voltage VDCL and gradually increases, but has not reached the capacitor voltage VC1 of the regenerative unit.
  • FIG. 3 shows a state in which the negative voltage value increases (FIG. 3C).
  • As the output voltage Vo a voltage component in which the reactor voltage V DCL is superimposed on the DC voltage V AB of the DC power supply is output (FIG. 3(d)).
  • the reactor voltage VDCL shown by the solid line shows a state where it is clamped to the capacitor voltage VC1
  • the case where the reactor voltage VDCL shown by the broken line is not clamped at the capacitor voltage VC1 is shown as a comparative example.
  • the voltage of the drain-source voltage VDS of the switching element 22 becomes a voltage according to the reactor voltage VDCL, and is held at the voltage of the capacitor voltage VC1 of the regenerative unit.
  • the drain-source voltage VDS shown by the solid line shows a state of being clamped to the capacitor voltage VC1
  • the drain-source voltage VDS shown by the broken line is not being clamped by the capacitor voltage VC1 as a comparative example.
  • FIG. 3 shows a state in which the negative voltage value increases (FIG. 3C).
  • the output voltage Vo As the output voltage Vo, the voltage component of the DC voltage VAB of the DC power supply and the reactor voltage V DCL is output. Since the reactor voltage VDCL is clamped, the output voltage Vo is held at a constant voltage (FIG. 3(d)).
  • FIG. 4A shows the output voltage Vo in the regenerative state in the first configuration example.
  • the DC pulse power supply device outputs the pulse output of the output voltage Vo with the switching cycle of the step-up chopper circuit as the pulse cycle T.
  • the pulse output has an on period Ton in which the switching element is in the on state and an off period Toff in which the switching element is in the off state within the pulse period T.
  • the output voltage Vo during the on period Ton is a voltage value corresponding to the drain-source voltage VDS.
  • the output voltage Vo in the off period Toff is the DC voltage VAB of the DC power source with the reactor voltage VDCL superimposed (VAB+VDCL), but the reactor voltage VDCL is clamped to the capacitor voltage VC1 (VAB+VC1). Since the DC voltage VAB and the capacitor voltage VC1 are constant voltages, the output voltage Vo of the pulse output is held at a constant voltage.
  • the regenerative unit 40 includes an inverter circuit 43 that outputs an AC voltage obtained by orthogonally converting the DC voltage of the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1) to the transformer 44.
  • the inverter circuit 43 includes a bridge circuit 43a including switching elements QR1 to QR4, and a drive circuit 43b that generates a drive signal for driving the switching elements QR1 to QR4 based on the control signal ⁇ . Note that, here, an example of a full bridge circuit is shown as the bridge circuit 43a, but a half bridge circuit or a multi-phase inverter circuit may be used.
  • the second configuration of the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply unit (DC unit) 10 and a pulse unit 20B for supplying the load 4 with the pulse output generated by the step-up chopper circuit connected to the DC power supply unit 10.
  • the reactor voltage unit 30B provided in the pulse unit 20B, the DC power supply unit 10 and the control circuit unit 50 for controlling the pulse unit 20B are provided, and pulse output is supplied to the load 4 via the output cable 3.
  • a second configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the second configuration example is different from the first configuration example in that the reactor voltage unit 30B is provided in place of the regenerative voltage unit 30A, and the other configurations are the same as the first configuration example.
  • a configuration different from the first configuration example will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21a that constitutes the DC reactor 21A included in the boost chopper circuit of the first configuration example is composed of a single-winding transformer without taps.
  • the DC reactor 21B of the second configuration example includes the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b that is magnetically coupled, and is used as the tapless single-winding transformer of the step-up chopper circuit of the first configuration example. Instead, it consists of a single-winding transformer with taps.
  • the DC reactor 21B by the tapped single-turn transformer has a configuration in which the magnetically coupled DC reactor 21a and the second DC reactor 21b are DC-connected.
  • One end of the DC reactor 21a is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, one end of the second DC reactor 21b is connected to the load side, and the connection point between the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b is a switching element. 22 is connected to the source S end.
  • the tap point of the DC reactor 21B is grounded, and a current flows from the terminal B to the terminal A through the switching element 22 in the ON state and the DC reactor 21a of the DC reactor 21B. At this time, electromagnetic energy is accumulated in the DC reactor 21a.
  • the reactor voltage i DCL1 is generated in the DC reactor 21a by the reactor current iL flowing due to the stored energy stored in the DC reactor 21a of the DC reactor 21B, and the second Reactor voltage VDCL2 is generated in DC reactor 21b.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22 as in the first configuration example.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b.
  • the winding number ratio of the single turn coil of the DC reactor 21a of the DC reactor 21B and the second DC reactor 21b is n1p:n2p
  • the reactor voltage VDDL1 of the DC reactor 21a and the reactor voltage VDDL2 of the second DC reactor 21b is n1p:n2p
  • the reactor voltage VDDL1 of the DC reactor 21a and the reactor voltage VDDL2 of the second DC reactor 21b is the voltage ratio (VDCL1/VDCL2) to the number of turns (n1p/n2p).
  • FIG. 4B shows the output voltage Vo in the second configuration example.
  • the DC pulse power supply device outputs the pulse output of the output voltage Vo with the switching cycle of the step-up chopper circuit as the pulse cycle T.
  • the pulse output has an on period Ton in which the switching element is in the on state and an off period Toff in which the switching element is in the off state within the pulse period T.
  • the output voltage Vo during the on period Ton is a voltage value corresponding to the reactor voltage VDCL2.
  • the output voltage Vo during the off period Toff is the DC voltage VAB of the DC power supply in which the reactor voltage VDDL1 of the DC reactor 21a and the reactor voltage VDDL2 of the second DC reactor 21b are superimposed (VAB+VDCL1+VDCL2).
  • the third configuration of the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply unit (DC unit) 10 and a pulse unit 20B that supplies a pulse output generated by a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10 to the load 4.
  • An output cable including a regenerative voltage unit 30A for applying a superimposed voltage component to the DC reactor, a reactor voltage unit 30B provided in the pulse unit 20B, and a control circuit unit 50 for controlling the DC power supply unit 10 and the pulse unit 20B.
  • the pulse output is supplied to the load 4 via 3.
  • a third configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the third configuration example is different from the first and second configuration examples in that it includes a regenerative voltage unit 30A and a reactor voltage unit 30B, and other configurations are the same as the first and second configuration examples. is there.
  • the regenerative voltage section 30A and the reactor voltage section 30B will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the third configuration example includes a regenerative voltage unit 30A and a reactor voltage unit 30B as a voltage superimposing unit.
  • Regenerative voltage unit 30A 30 A of regenerative voltage parts are comprised by the regenerative part like the 1st structural example.
  • the configuration example of FIG. 7 shows a configuration example including the regenerative unit 40 as the regenerative voltage unit 30A.
  • the regenerative unit 40 regenerates a voltage component exceeding the set voltage among the reactor voltage of the DC reactor of the boost chopper circuit to the DC power supply, and at the time of pulse output, sets the set voltage to the reactor voltage V DCL1 for the DC reactor 21a to the capacitor voltage VC1. It functions as the applied regenerative voltage unit 30A.
  • the regeneration unit 40 includes a diode 41, a capacitor 42 (C1), an inverter circuit 43, a transformer 44, and a rectifier 45.
  • One end of the capacitor 42 (C1) is connected to the load side end of the DC reactor 21a, the other end is connected to the DC power supply side end of the DC reactor 21a via the diode 41, and the reactor voltage generated in the DC reactor 21a is Is applied.
  • the diode 41 is connected such that the direction from the pulse unit 20A to the capacitor 42 (C1) of the regenerative unit 40 is the forward direction, and when the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21a exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 42 (C1).
  • the regeneration unit 40 regenerates the voltage component of which the voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1).
  • the regenerative unit 40 performs a regenerative operation by using the capacitor voltage VC1 of the capacitor 42 (C1) as a threshold value, and acts as a constant voltage source that applies the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a to the capacitor voltage VC 1 at the time of pulse output.
  • the output voltage Vo of the pulse output becomes (VAB+VC1+VDCL2) in which the capacitor voltage VC1 and the DC reactor voltage VDCL2 are superimposed on the DC voltage VAB of the DC power supply.
  • the capacitor voltage VC1 is a voltage corresponding to the regenerative input voltage Vin in FIG.
  • the output voltage Vo of the pulse output is obtained by superimposing (n2/n1) ⁇ AB on the DC voltage VAB of the DC power source (VAB+(n2/n1) ⁇ VAB).
  • the voltage (n2/n1) ⁇ VAB can be changed in voltage value by changing the transformation ratio (n2:n1) of the transformer 44, and the output voltage Vo of the pulse output is the transformation ratio (n2: It can be increased by changing n1).
  • Reactor voltage unit 30B has the same configuration as the second configuration example, and is configured by a tapped single-winding transformer.
  • the reactor voltage unit 30B is configured by a DC reactor 21C including a second DC reactor 21b magnetically coupled to the DC reactor 21a, and the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b are configured by a tapped single-winding transformer. ..
  • the DC reactor 21C by the tapped single-winding transformer has a configuration in which the magnetically coupled DC reactor 21a and the second DC reactor 21b are DC-connected.
  • One end of the DC reactor 21a is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, one end of the second DC reactor 21b is connected to the load side, and the connection point between the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b is a switching element. 22 is connected to the source S end.
  • the tap point of the DC reactor 21C is grounded, and a current flows from the terminal B to the terminal A through the switching element 22 in the ON state and the DC reactor 21a of the DC reactor 21B. At this time, electromagnetic energy is accumulated in the DC reactor 21a.
  • the reactor voltage i DCL1 is generated in the DC reactor 21a by the reactor current iL flowing by the stored energy stored in the DC reactor 21a of the DC reactor 21C, and the second DC reactor 21b. Generates a reactor voltage VDCL2.
  • the step-up chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b.
  • the turns ratio of the tapped single-winding transformer of the DC reactor 21a of the DC reactor 21C and the second DC reactor 21b is set to n1p:n2p
  • the reactor voltage VDCL1 of the DC reactor 21a and the reactor of the second DC reactor 21b is the winding number ratio (n2p/n1p).
  • the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a is clamped to the constant voltage of the capacitor voltage VC1 by the regenerative voltage unit 30A, and when the regenerative voltage unit 30A is configured by the regenerative unit, the capacitor voltage VC1 is based on the transformation ratio of the transformer.
  • VC1 (n2/n1) ⁇ VAB
  • the boost chopper circuit boosts the DC voltage VAB of the DC power supply by turning on/off the switching element with the duty ratio Duty to generate a pulse output with a voltage value of (VAB/(1-Duty)).
  • the output voltage Vo has the following two output states depending on the relationship between the pulse output voltage (VAB/(1-Duty)) of the boost chopper circuit and the capacitor voltage VC1 of the capacitor C1 of the regenerative unit.
  • the output voltage Vo of the pulse output is the output of the pulse output depending on the transformation ratio (n2/n1) of the transformer in the regenerative unit and the winding number ratio (n2p/n1p) of the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b.
  • the voltage can be increased.
  • FIG. 4C shows the output voltage Vo in the regenerative state in the third configuration example.
  • the DC pulse power supply device outputs the pulse output of the output voltage Vo with the switching cycle of the step-up chopper circuit as the pulse cycle T.
  • the pulse output has an on period Ton in which the switching element is in the on state and an off period Toff in which the switching element is in the off state within the pulse period T.
  • the output voltage Vo during the on period Ton is a voltage value corresponding to the reactor voltage VDCL2.
  • the output voltage Vo during the off period Toff is the DC voltage VAB of the DC power supply, the capacitor voltage VC1 and the reactor voltage VDCL2 of the second DC reactor 21b being superimposed (VAB+VC1+VDCL2).
  • the fourth configuration of the DC pulse power supply device of the present invention generates a pulse output by the DC power supply unit (DC unit) 10 and the boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10, like the third configuration.
  • a pulse unit 20C to be supplied to the load 4 a DC power supply unit 10, a pulse unit 20C, and a control circuit unit 50 for controlling the regenerative unit 40 are provided, and a regenerative voltage unit 30A and a reactor voltage unit 30B are provided as a voltage superimposing unit.
  • a pulse output is supplied to the load 4 via the output cable 3.
  • a fourth configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the fourth configuration example is different from the third configuration example in the configuration of the reactor voltage section 30B, and the other configurations are similar to the first and second configuration examples.
  • a configuration different from the third configuration example will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21C that constitutes the reactor voltage unit 30B of the third configuration example is configured by a tapped single-winding transformer.
  • the DC reactor 21D that configures the reactor voltage unit 30B of the fourth configuration example is configured by a multi-winding transformer instead of the tapped single-turn transformer of the boost chopper circuit of the third configuration example.
  • the DC reactor 21D with a multi-winding transformer has a configuration in which a magnetically coupled DC reactor 21a and a second DC reactor 21b are connected in parallel.
  • One end of the DC reactor 21a is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, and the other end is connected to the source S terminal of the switching element 22.
  • One end of the second DC reactor 21b is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply, and the other end is connected to the load side.
  • the reactor voltage iDCL1 is generated in the DC reactor 21a by the reactor current iL flowing by the stored energy stored in the DC reactor 21a of the DC reactor 21D.
  • a reactor voltage V DCL2 is generated in the DC reactor 21b by magnetic coupling with the DC reactor 21a.
  • the step-up chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22 as in the first and second configuration examples.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the DC reactor 21a and the second DC reactor 21b.
  • the winding number ratio of the multi-winding coil of the DC reactor 21a of the DC reactor 21D and the second DC reactor 21b is (n1p:n2p)
  • the reactor voltage V DCL1 of the DC reactor 21a and the reactor of the second DC reactor 21b is the winding number ratio (n1p/n2p).
  • the DC pulse power supply device of the present invention can be applied as a power source for supplying power to a plasma generator, and can also be used as a power supply device for supplying pulse output to a load such as pulse laser excitation or an electric discharge machine.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)

Abstract

直流パルス電源装置は、直流電源と、直流電源に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部（２０）と、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルに接続された電圧重畳部（３０Ａ、３０Ｂ）を備える。電圧重畳部（３０Ａ、３０Ｂ）は昇圧チョッパ回路の出力電圧に重畳電圧分（Ｖc、ＶDCL2）を重畳する。パルス部（２０）は電圧重畳部（３０Ａ、３０Ｂ）により重畳電圧分（Ｖc、ＶDCL2）が重畳された出力電圧（Ｖo）をパルス出力する。昇圧チョッパ回路のパルス出力に重畳電圧分を重畳することにより、昇圧チョッパ回路のパルス出力の出力電圧を高める。

Description

直流パルス電源装置
　本発明は、負荷にパルス出力を供給する直流パルス電源装置に関する。
　直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz～数百kHzで繰り返す高周波出力である。
　直流パルス電源装置は、プラズマ発生用装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。直流電源装置をプラズマ発生用装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。
　図９（ａ）は直流パルス電源装置の一構成例を示している。直流パルス電源装置ではパルス波形を発生する回路として昇圧チョッパ回路を備える構成が知られている。直流パルス電源装置１００は直流電源１１０と昇圧チョッパ回路１２０とで構成され、直流電源１１０の直流電圧を昇圧チョッパ回路１２０により昇圧したパルス出力を負荷１３０に供給する（特許文献１，２）。
　図９（ｂ）は昇圧チョッパ回路の構成例を示している（特許文献３）。昇圧チョッパ回路１２０は、直流電源側と負荷側との間にインダクタ１２１を直列接続し、負荷側に対してスイッチング素子１２２を並列接続して構成され、スイッチング素子１２２のオン期間とオフ期間のデューティー比に応じて昇圧されたパルス出力が形成される。このオン／オフ動作において、インダクタ１２１の直流リアクトルにはオン期間の時間幅に応じたエネルギーが蓄積され、蓄積エネルギーに応じて昇圧された振幅のパルス出力が形成される。
パルス出力は、スイッチング素子のオン／オフ期間のデューティー比により昇圧される振幅が定まるが、スイッチング素子１２２のオフ時に発生する振動等により設定された振幅を超える場合がある。
　リアクトルとスイッチング素子の直列回路からなる昇圧チョッパ回路において、スイッチング素子Ｑ1の両端にリアクトルＬrとダイオードＤ1とコンデンサＣ1の直列回路を接続し、リアクトルＬrの両端にアクティブクランプ回路を構成するスイッチング素子Ｑ2とコンデンサＣ2の直列回路を接続し、アクティブクランプ回路により昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ1をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）させる構成が知られている（特許文献４）。
　また、特許文献４の構成において、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2には、出力電圧Ｖoにアクティブクランプ回路のコンデンサＣ2の充電電圧が加算された電圧が印加される。この際、印加電圧がスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の耐圧を越えないように、昇圧チョッパ回路のリアクトルを磁気結合した２つのリアクトル（第１のリアクトルＬ1-1、第２のリアクトルＬ1-2）で構成し、第２のリアクトルＬ1-2に蓄積されたエネルギーによりアクティブクランプ回路のコンデンサＣ2を放電させる構成が記載されている。
特開平８－２２２２５８号公報（図１、段落００１２） 特開２００６－６０５３号公報（図１） 特開平１－２５２１６５号公報（図１） 特開２０１２－１７８９５２号公報（図１，図９）
　直流パルス電源装置が出力するパルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させる際、パルス出力の出力電圧は高い程、着火性において優位である。
　昇圧チョッパ回路のパルス出力は、スイッチング素子のオン／オフ期間のデューティー比により昇圧される振幅が定まるため、パルス出力の出力電圧を高めるにはデューティー比を高める必要があり、高いデューティー比とするにはオフ期間の時間幅を短くする必要がある。
　また、特許文献４の構成のアクティブクランプ回路を用いた構成では、アクティブクランプ回路のコンデンサの充電電圧はスイッチング素子側に印加されるため、高電圧の出力電圧には寄与しないため、パルス出力の出力電圧を高めることはできない。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、昇圧チョッパ回路のパルス出力の出力電圧を高めることを目的とする。
　本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路のパルス出力に回生電圧及び／又はリアクトル電圧を重畳することにより、昇圧チョッパ回路のパルス出力の出力電圧を高める。
　本発明の直流パルス電源装置は、直流電源と、直流電源に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルに接続された電圧重畳部を備える。電圧重畳部は昇圧チョッパ回路の出力電圧に重畳電圧分を重畳すて昇電させる。パルス部は電圧重畳部により重畳電圧分が重畳された出力電圧をパルス出力する。
　電圧重畳部は複数の形態を備える。第１の形態の電圧重畳部は回生電圧部であり、第２の形態の電圧重畳部はリアクトル電圧部である。
　第１の形態の電圧重畳部は回生部を用いて構成することができる。回生部は、昇圧チョッパ回路の出力電圧を設定電圧にクランプし、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルにクランプ電圧の回生電圧を重畳電圧分として重畳すると共に、設定電圧を超える電圧を直流電源に回生する。
　第２の形態のリアクトル電圧部は、昇圧チョッパ回路を構成する直流リアクトルと磁気結合により第２の直流リアクトルに誘起される誘起電圧のリアクトル電圧を重畳電圧分として重畳する。
　本発明の直流電源装置は、電圧重畳部として、第１の形態の回生電圧部を備えた構成、第２の形態のリアクトル電圧部を備えた構成、及び第１の形態の回生電圧部と第２の形態のリアクトル電圧部の２つの電圧重畳部を備えた第３の形態の構成とすることができる。
　図１は本発明の直流パルス電源装置が備えるパルス部及び電圧重畳部の概略構成を説明するための図であり、図１（ａ）は電圧重畳部の第１の形態として回生電圧部を備えた構成を示し、図１（ｂ）は電圧重畳部の第２の形態としてリアクトル電圧部を備えた構成を示し、図１（ｃ）は電圧重畳部の第３の形態として回生電圧部とリアクトル電圧部を備えた構成を示している。
　第１の形態：
　図１（ａ）において、パルス部２０は直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の直列回路からなる昇圧チョッパ回路を備え、第１の形態の電圧重畳部としてパルス部２０のパルス出力の出力電圧に回生電圧を重畳する回生電圧部３０Ａを備える。回生電圧部３０Ａは直流リアクトル２１の両端間に並列接続され、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLをキャパシタ電圧Ｖcに印加する。パルス部２０のパルス出力の出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABにキャパシタ電圧Ｖcが重畳された（ＶAB＋Ｖc）となる。
　回生電圧部３０Ａは、昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１の両端間に回生部を並列接続する構成とすることができる。回生部は、直流リアクトル２１のリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部は直流リアクトルの両端に並列接続されたコンデンサの充電電圧をクランプ電圧とするクランプ回路を構成すると共に、クランプ電圧を超える電圧を直流電源に回生する。回生電圧部３０Ａは、回生部のクランプ電圧である設定電圧の回生電圧を重畳電圧分としてパルス出力の出力電圧に重畳する。
　第１の形態では、図１（ａ）に示すように、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を直流リアクトル２１の負荷側の端部に接続する。この形態では、直流リアクトル２１の全リアクトル電圧を回生電圧部３０Ａに入力し、回生電圧部３０Ａの設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。
　第２の形態：
　図１（ｂ）において、パルス部２０は直流リアクトル２１ａとスイッチング素子２２の直列回路からなる昇圧チョッパ回路を備え、パルス部２０のパルス出力の出力電圧にリアクトル電圧を重畳電圧分として重畳する第２の形態のリアクトル電圧部３０Ｂを備える。
　リアクトル電圧部３０Ｂは、直流リアクトル２１ａと磁気結合されると共に、直流リアクトル２１ａの出力端側に接続される第２の直流リアクトル２１ｂを備え、直流リアクトル２１ａとの磁気結合により第２の直流リアクトル２１ｂに誘起された電圧はリアクトル電圧ＶDCL2を重畳電圧分としてパルス出力の出力電圧に印加される。パルス部２０のパルス出力の出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル電圧ＶDCL2が重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となる。
　第２の形態では、図１（ｂ）に示すように、直流リアクトル２１ａと磁気結合された第２の直流リアクトル２１ｂとにより直列回路が構成され、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの直列回路のタップに接続する。
　第３の形態：
　図１（ｃ）において、パルス部２０は直流リアクトル２１ａとスイッチング素子２２の直列回路からなる昇圧チョッパ回路を備え、パルス部２０のパルス出力の出力電圧に回生電圧を重畳する第１の形態の回生電圧部３０Ａと、パルス部２０のパルス出力の出力電圧にリアクトル電圧を重畳する第２の形態のリアクトル電圧部３０Ｂを備える。
　回生電圧部３０Ａは直流リアクトル２１ａの両端間に並列接続され、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1をキャパシタ電圧Ｖcに印加する。リアクトル電圧部３０Ｂは、直流リアクトル２１ａと磁気結合されると共に、直流リアクトル２１ａの出力端側に接続される第２の直流リアクトル２１ｂを備え、直流リアクトル２１ａとの磁気結合により第２の直流リアクトル２１ｂで誘起されたリアクトル電圧ＶDCL2を重畳電圧分としてパルス出力の出力電圧に印加する。
　パルス部２０のパルス出力の出力電圧Ｖoは、第１の形態の回生電圧部３０Ａにより直流電源の直流電圧ＶABにキャパシタ電圧Ｖcが重畳されて（ＶAB＋Ｖc）となり、更に、第２の形態のリアクトル電圧部３０Ｂにより直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCL2が重畳されて（ＶAB＋Ｖc＋ＶDCL2）となる。
（パルス部）
　パルス部２０は、直流電源と負荷との間に直列接続された直流リアクトル２１ａと、負荷に対して並列接続されたスイッチング素子２２とで構成される昇圧チョッパ回路を備える。電圧重畳部３０を構成する回生電圧部３０Ａは、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを入力し、設定電圧である回生入力電圧Ｖinを超える過剰電圧分（ＶDCL－Ｖin）を直流電源に回生する。回生入力電圧Ｖinはキャパシタ電圧Ｖcに相当する。なお、図１では直流電源側の端子をＡ，Ｂで表記している。
　パルス部２０において、昇圧チョッパ回路のオン動作時には直流リアクトル２１ａに蓄積エネルギーが蓄積され、オフ動作時においてこの蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１ａにリアクトル電圧が発生する。リアクトル電圧は昇圧チョッパ回路のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより昇圧する。
（回生電圧部）
　回生電圧部３０Ａは、リアクトル電圧ＶDCLが設定電圧を超えない場合には回生を行わず、設定電圧を超えた場合には設定電圧を超えた電圧分を直流電源に回生する。これにより、昇圧チョッパ回路の昇圧は設定電圧にクランプされ、過剰電圧の発生が抑止される。
　設定電圧は回生電圧部３０Ａの回生入力電圧Ｖinで定められ、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1が回生電圧部３０Ａの回生入力電圧Ｖinを超えない場合には回生は行われず、回生電圧部３０Ａの回生入力電圧Ｖinを超えた場合には、超えた電圧分（ＶDCL1－Ｖin）について直流電源側へ回生される。回生動作を規定する設定電圧である回生電圧部３０Ａの回生入力電圧Ｖinは、直流電源の直流電圧ＶAB、及び回生電圧部３０Ａの回路構成に基づいて設定することができる。
　回生電圧部３０Ａの一構成例は、パルス部２０のリアクトル電圧に対して並列接続されるキャパシタと、キャパシタ両端のキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え、整流器の出力端は直流電源に接続される。
　変圧器の変圧比は、キャパシタの両端電圧と直流電源の電圧との電圧比を定める。回生電圧部３０Ａのキャパシタ電圧は直流電源の電圧と変圧器の変圧比によって定まるため、回生電圧部３０Ａはこのキャパシタ電圧を回生入力電圧Ｖinの設定電圧として回生動作の開始及び停止の動作を行う。設定電圧は直流電源の電圧及び変圧器の変圧比に依存するため、変圧器の変圧比を変えることにより設定電圧を変更することができる。設定電圧を変更することにより、昇圧チョッパ回路におけるクランプ電圧を変更すると共に、回生動作の動作電圧を変更することができる。
　キャパシタ電圧の設定は、回生電圧部３０Ａが備える変圧器の変圧比を変更する他、インバータ回路の出力を制御することで行うことができる。インバータ回路の出力制御として、例えばＰＷＭ制御や位相シフト制御があるが、インバータ回路の出力を制御する方式であればこの限りではない。
　昇圧チョッパ回路において、直流リアクトル２１ａは、直流電源と昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側との間に接続される。昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側は、直流リアクトル２１ａの負荷側の端部、又は直流リアクトル２１のタップに接続する。
（直流リアクトルの形態）
　直流リアクトル２１ａ及び第２の直流リアクトル２１ｂは、コイルを単巻きした形態、又は複巻きした形態とすることができる。単巻きによる形態では、磁気結合する２つの直流リアクトルをタップ無し単巻きトランス又はタップ付きトランスで構成することができる。複巻きによる形態では、磁気結合する２つの直流リアクトルを複巻きトランスで構成することができる。
　以上説明したように、本発明によれば、直流パルス電源装置において、昇圧チョッパ回路のパルス出力の出力電圧を高めることができる。
本発明の直流パルス電源装置の昇圧チョッパ回路及び電圧重畳部（回生電圧部、リアクトル電圧部）の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例の電圧状態を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置のパルス出力時の出力電圧Ｖoを説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の回生部の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例を説明するための図である。 従来の直流パルス電源装置、昇圧チョッパ回路の構成例を説明するための図である。
　本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路のパルス出力に回生電圧及び／又はリアクトル電圧を昇圧するための電圧として重畳することにより、昇圧チョッパ回路のパルス出力の出力電圧を高める。
　本発明の直流パルス電源装置について、第１の構成例～第４の構成例を図２～図８を用いて説明する。
　第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端に回生電圧部を接続する構成であり、第２の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルに磁気結合した第２の直流リアクトルをリアクトル電圧部とする構成であり、第３，４の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端に接続した回生電圧部と、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルに磁気結合した第２の直流リアクトルよりなるリアクトル電圧部とを備えた構成である。第２、３の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。また、回生するリアクトル電圧について、第１～第４の構成例は直流電源の低電圧側の電圧を基準電圧としている。
［直流パルス電源装置の第１の構成例］
　本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例、及び電圧状態を図２、及び図３，４を用いて説明する。
　本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部４０と、直流電源部１０、パルス部２０Ａ、及び回生部４０を制御する制御回路部５０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。図２では、負荷４としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷４はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。第１の構成例の直流パルス電源装置１が備える回生部４０は回生電圧部３０Ａを構成すると共に、パルス部２０Ａの過剰電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する。
（直流電源部）
　直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイク状の高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図２に示す構成では、負荷４としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。
　単相インバータ回路１３は、制御回路部５０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。
（パルス部）
　パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１Ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。直流リアクトル２１Ａはタップ無し単巻きトランスからなる直流リアクトル２１ａで構成される。パルス部２０Ａの直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
　制御回路部５０は、昇圧チョッパ回路を動作させるために、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン期間とオフ期間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。
　駆動回路２３は、制御回路部５０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。
　スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａには電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ期間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。
（回生部）
　本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例は、電圧重畳部３０として回生電圧部３０Ａを備える。図２は回生電圧部３０Ａとして回生部４０を備える構成例について示す。
　回生部４０は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部４０は、ダイオード４１、キャパシタ４２（Ｃ1）、インバータ回路４３、変圧器４４、整流器４５を備える。
　キャパシタ４２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード４１を介して直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器４４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード４１はパルス部２０Ａから回生部４０のキャパシタ４２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部４０により回生が行われる。
　したがって、回生部４０はキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行うと共に、パルス出力時には直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1をキャパシタ電圧ＶC1に印加する定電圧源として作用する。
　パルス出力の出力電圧Ｖoは直流電源の直流電圧ＶABにキャパシタ電圧ＶC1が重畳された（ＶAB＋ＶC1）となる。なお、キャパシタ電圧ＶC1は図１の回生入力電圧Ｖinに対応する電圧である。
　キャパシタ電圧ＶC1は（ｎ2／ｎ1）×ＶABで設定されるため、パルス出力の出力電圧Ｖoは直流電源の直流電圧ＶABに（ｎ2／ｎ1）×ＶABが重畳された（ＶAB＋（ｎ2／ｎ1）×ＶAB）となる。キャパシタ電圧ＶC1の（ｎ2／ｎ1）×ＶABは変圧器４４の変圧比（ｎ2：ｎ1）を変更することにより電圧値を変更することができ、パルス出力の出力電圧Ｖoは変圧器４４の変圧比（ｎ2：ｎ1）を変更することにより高めることができる。
　キャパシタ電圧ＶC1の設定は、回生部４０が備える変圧器４４の変圧比を変更する他、インバータ回路４３の出力を制御することで行うことができる。インバータ回路４３の出力制御として、例えばＰＷＭ制御や位相シフト制御があるが、インバータ回路の出力を制御する方式であればこの限りではない。
　また、図２に示す回路構成では、回生部４０は、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。
　インバータ回路４３はキャパシタ４２側の直流電圧と変圧器４４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。インバータ回路４３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部５０からの制御信号αにより制御される。
　変圧器４４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器４４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。
　整流器４５は変圧器４４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器４５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、回生時には回生した電力を直流電源部１０に回生し、回生を行わない間にはキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電圧ＶABに基づいた電圧に保持する。
　なお、回生部４０の構成は直流リアクトル２１ａの両端電圧を所定電圧にクランプして定電圧を出力する機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源側の回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。
（直流パルス電源装置の電圧状態）
　直流パルス電源装置の電圧状態について図３及び図４を用いて説明する。図３において、図３（ａ）はスイッチング素子２２のオン状態（ｏｎ）とオフ状態（ｏｆｆ）を示し、図３（ｂ）は直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを示し、図３（ｃ）はスイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSを示し、図３（ｄ）は出力電圧Ｖoを示している。
　以下、図中のＳ１～Ｓ１４は、各段階のオン状態及びオフ状態を示している。Ｓ１、Ｓ３、・・・Ｓ１３の奇数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオン状態（ｏｎ）を示し、Ｓ２、Ｓ４、・・・Ｓ１４の偶数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオフ状態（ｏｆｆ）を示している。
（ｉ）オン状態（Ｓ１、Ｓ３、・・・、Ｓ１３）：
　スイッチング素子２２はオン状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１ａの負側の端子は接地されるため、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は０となり（図３（ｃ））、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLは直流電源の直流電圧ＶABとなる（図３（ｃ））。出力電圧Ｖoには、ドレイン・ソース電圧ＶDSに対応する電圧分が現れる（図３（ｄ））。
（ii）オフ状態（Ｓ２、Ｓ４、・・・、Ｓ１４）：
　オフ状態については、リアクトル電圧ＶDCLが回生動作のしきい値であるキャパシタ電圧ＶC1に達する前の状態（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６））と、キャパシタ電圧ＶC1に達した後の状態（Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４）について説明する。
（ii-1）Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態：
　スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。リアクトル電圧ＶDCLの電圧値は、オン状態からオフ状態に切り替わる度に上昇する。この電圧上昇において、リアクトル電圧ＶDCLは回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していないため、回生は行われない。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｂ））。
　スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は、リアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり徐々に増加するが、回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していない。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｃ））。出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが重畳された電圧分が出力される（図３（ｄ））。
（ii-2）　Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態：
　Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態と同様に、スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態では、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値がキャパシタ電圧ＶC1に達するため、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされ、これ以上の電圧上昇は抑えられる。図３（ｂ）において、実線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。
　スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧はリアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり、回生部のキャパシタ電圧ＶC1の電圧に保持される。図３（ｄ）において、実線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｃ））。
　出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される。リアクトル電圧ＶDCLがクランプされるため、出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される（図３（ｄ））。
　図４（ａ）は、第１の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはドレイン・ソース電圧ＶDSに対応する電圧値である。
　一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが重畳された（ＶAB＋ＶDCL）となるが、リアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため（ＶAB＋ＶC1）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される。
（回生部の構成例）
　図５を用いて本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。
　回生部４０は、キャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器４４に出力するインバータ回路４３を含んでいる。インバータ回路４３は、スイッチング素子ＱR1～ＱR4からなるブリッジ回路４３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1～ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路４３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路４３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。
［直流パルス電源装置の第２の構成］
　本発明の直流パルス電源装置の第２の構成は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂ内に設けられたリアクトル電圧部３０Ｂと、直流電源部１０、及びパルス部２０Ｂを制御する制御回路部５０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図６を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、回生電圧部３０Ａに代えてリアクトル電圧部３０Ｂを備える構成の点で第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ａを構成する直流リアクトル２１ａはタップ無し単巻きトランスで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは、直流リアクトル２１ａと磁気結合された第２の直流リアクトル２１ｂとを備え、第１の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ無し単巻きトランスに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｂは、磁気結合された直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直流接続した構成である。直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続され、直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｂのタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ｂの直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｂの直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｂの直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABに直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となる。第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2は、磁気結合した直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）で定まり、ＶDCL2＝ＶDCL1×（ｎ2p／ｎ1p）で表される。
　したがって、出力電圧Ｖoは、
　Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2
　　　＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL1×（ｎ2p／ｎ1p）
　　　＝ＶAB＋（１＋（ｎ2p／ｎ1p））×ＶDCL1
となるため、巻き数比（ｎ2p／ｎ1p）によりパルス出力の出力電圧を高めることができる。
　図４（ｂ）は、第２の構成例において出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
　一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABに直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となる。
［直流パルス電源装置の第３の構成］
　本発明の直流パルス電源装置の第３の構成は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、直流リアクトルに重畳電圧分を印加する回生電圧部３０Ａと、パルス部２０Ｂ内に設けられたリアクトル電圧部３０Ｂと、直流電源部１０及びパルス部２０Ｂを制御する制御回路部５０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図７を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、回生電圧部３０Ａとリアクトル電圧部３０Ｂとを備える構成の点で第１及び第２の構成例と相違し、その他の構成は第１及び第２の構成例と同様である。以下、回生電圧部３０Ａ及びリアクトル電圧部３０Ｂについて説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。第３の構成例は電圧重畳部として回生電圧部３０Ａとリアクトル電圧部３０Ｂとを備える。
（回生電圧部３０Ａ）
　回生電圧部３０Ａは、第１の構成例と同様に回生部により構成される。図７の構成例は回生電圧部３０Ａとして回生部４０を備える構成例を示している。
　回生部４０は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生すると共に、パルス出力時において設定電圧を直流リアクトル２１ａに対するリアクトル電圧ＶDCL1をキャパシタ電圧ＶC1に印加する回生電圧部３０Ａとして機能する。回生部４０は、ダイオード４１、キャパシタ４２（Ｃ1）、インバータ回路４３，変圧器４４，整流器４５を備える。
　キャパシタ４２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード４１を介して直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ４２（Ｃ1）の電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器４４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード４１はパルス部２０Ａから回生部４０のキャパシタ４２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部４０により回生が行われる。
　したがって、回生部４０はキャパシタ４２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行うと共に、パルス出力時には直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1をキャパシタ電圧ＶC1に印加する定電圧源として作用する。パルス出力の出力電圧Ｖoは直流電源の直流電圧ＶABにキャパシタ電圧ＶC1と直流リアクトル電圧ＶDCL2が重畳された（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。なお、キャパシタ電圧ＶC1は図１の回生入力電圧Ｖinに対応する電圧である。
　キャパシタ電圧ＶC1は（ｎ2／ｎ1）×ＶABで設定されるため、パルス出力の出力電圧Ｖoは直流電源の直流電圧ＶABに（ｎ2／ｎ1）×ABが重畳された（ＶAB＋（ｎ2／ｎ1）×ＶAB）となる。電圧（ｎ2／ｎ1）×ＶABは変圧器４４の変圧比（ｎ2：ｎ1）を変更することにより電圧値を変更することができ、パルス出力の出力電圧Ｖoは変圧器４４の変圧比（ｎ2：ｎ1）を変更することにより高めることができる。
（リアクトル電圧部３０Ｂ）
　リアクトル電圧部３０Ｂは、第２の構成例と同様の構成であり、タップ付き単巻きトランスにより構成される。
　リアクトル電圧部３０Ｂは、直流リアクトル２１ａと磁気結合された第２の直流リアクトル２１ｂを備えた直流リアクトル２１Ｃにより構成され、直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｃは、磁気結合された直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直流接続した構成である。直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続され、直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｃのタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ｂの直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｃの直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、出力電圧Ｖoを上昇させる。
　直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｃの直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きトランスの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ2p／ｎ1p）となる。
　出力電圧Ｖoは、回生電圧部３０Ａによる直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と、リアクトル電圧部３０Ｂによる第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが直流電圧ＶABに重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となる。
　直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1は、回生電圧部３０Ａによりキャパシタ電圧ＶC1の一定電圧にクランプされ、回生電圧部３０Ａが回生部で構成された場合には、キャパシタ電圧ＶC1は変圧器の変圧比に基づいてＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで設定され、また、第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2は、磁気結合した直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの巻き数比（ｎ2p／ｎ1p）に基づいて定まり、ＶDCL2＝ＶDCL1×（ｎ2p／ｎ1p）で表される。
　したがって、回生電圧部３０Ａとリアクトル電圧部３０Ｂとにより、出力電圧Ｖoは、　Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2
　　　＝ＶAB＋ＶC1＋ＶC1×（ｎ2p／ｎ1p）
　　　＝ＶAB＋（１＋（ｎ2p／ｎ1p））×ＶC1
　　　＝ＶAB＋（１＋（ｎ2p／ｎ1p））×（ｎ2／ｎ1）×ＶAB
　　　＝ＶAB［１＋｛１＋（ｎ2p／ｎ1p）｝×（ｎ2／ｎ1）｝］
となる。
　昇圧チョッパ回路は、デューティー比Dutyでスイッチング素子をオン／オフ動作させることにより直流電源の直流電圧ＶABを昇圧して（ＶAB／（１－Duty））の電圧値のパルス出力を生成する。上記出力電圧Ｖoは、昇圧チョッパ回路のパルス出力電圧（ＶAB／（１－Duty））と回生部のコンデンサC1のキャパシタ電圧ＶC1との関係により以下の２つの出力状態となる。
（１）昇圧チョッパ回路の電圧（ＶAB／（１－Duty））が回生部のコンデンサC1のキャパシタ電圧ＶC1よりも大きい場合：
　この電圧状態は、ＶAB／（１－Duty）≧ＶC1（＝（ｎ2／ｎ1）×ＶAB ）の場合に該当し、このときの出力電圧Ｖoは、
　　　Ｖo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2＝ＶAB＋ＶC1＋（ｎ2p/ｎ1p）×ＶC1
により表される。
　この場合には、キャパシタ電圧ＶC1はＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表させるため、変圧器の変圧比（ｎ2／ｎ1）による電圧上昇と、直流リアクトルＤＣＬの巻き数比（ｎ2p／ｎ1p）による電圧上昇の２つにより出力電圧Ｖoを上昇させることができる。
（２）昇圧チョッパ回路の電圧（ＶAB／（１－Duty））が回生部のコンデンサC1のキャパシタ電圧ＶC1に至らない場合：
　この電圧状態は、ＶAB／（１－Duty）＜ＶC1（＝（ｎ2/ｎ1）×ＶAB ）の場合に該当し、このときの出力電圧Ｖoは、
　　　Ｖo＝ＶAB／（１－Duty）＋（ｎ2p／ｎ1p）×Duty×ＶAB/（１－Duty）
　により表される。
　この場合には、直流リアクトルＤＣＬの巻き数比（ｎ2p／ｎ1p）による電圧上昇により出力電圧Ｖoを上昇させることができる。
　これにより、パルス出力の出力電圧Ｖoは、回生部の変圧器の変圧比（ｎ2／ｎ1）、及び直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの巻き数比（ｎ2p／ｎ1p）によりパルス出力の出力電圧を高めることができる。
　図４（ｃ）は、第３の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
　一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABにキャパシタ電圧ＶC1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。
［直流パルス電源装置の第４の構成］
　本発明の直流パルス電源装置の第４の構成は、第３の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部４０を制御する制御回路部５０とを備え、電圧重畳部として回生電圧部３０Ａ及びリアクトル電圧部３０Ｂを備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、リアクトル電圧部３０Ｂの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第３の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第３の構成例のリアクトル電圧部３０Ｂを構成する直流リアクトル２１Ｃはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例のリアクトル電圧部３０Ｂを構成する直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。
　複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｄは、磁気結合された直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを並列接続する構成である。直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂ一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｄの直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｄの直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｄの直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力され、パルス出力の出力電圧Ｖoは、第２の構成例と同様に、
　Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2
　　　＝ＶAB＋ＶC1×（ｎ2p／ｎ1p）
　　　＝ＶAB＋（ｎ2p／ｎ1p）×ＶC1
　　　＝ＶAB＋（ｎ2p／ｎ1p）×（ｎ2／ｎ1）×ＶAB
　　　＝ＶAB｛１＋（ｎ2p／ｎ1p）｝×（ｎ2／ｎ1）｝
　で表される。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。
　１　直流パルス電源装置
　２　交流電源
　３　出力ケーブル
　４　負荷
　１０　直流電源部
　１１　整流器
　１２　スナバ回路
　１３　単相インバータ回路
　１４　単相変圧器
　１５　整流器
　１６　キャパシタ
　２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ　パルス部
　２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ、２１ａ　直流リアクトル
　２１ｂ　第２の直流リアクトル
　２２　スイッチング素子
　３０　電圧重畳部
　３０Ａ　回生電圧部
　３０Ｂ　リアクトル電圧部
　４０　回生部
　４１　ダイオード
　４２　キャパシタ
　４３　インバータ回路
　４３ａ　ブリッジ回路
　４３ｂ　駆動回路
　４４　変圧器
　４５　整流器
　５０　制御回路部
　１００　直流パルス電源装置
　１１０　直流電源
　１２０　昇圧チョッパ回路
　１２１　インダクタ
　１２２　スイッチング素子
　１２３　ダイオード
　１２４　抵抗
　ＱR1～ＱR4　スイッチング素子

Claims (8)

  1. 　直流電源と、前記直流電源に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備えた直流パルス電源装置であって、
    　前記昇圧チョッパ回路の直流リアクトルに接続された電圧重畳部を備え、前記電圧重畳部はパルス出力に重畳電圧分を重畳することを特徴とする直流パルス電源装置。
  2. 　前記電圧重畳部は、
    　前記昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端間に接続され、
    　前記直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源に回生する回生部により構成される回生電圧部であり、
    　前記重畳電圧分は、前記回生部の設定電圧であることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
  3. 　前記回生部は、
    　前記パルス部のリアクトル電圧に対して並列接続されたキャパシタと、
    　前記キャパシタのキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、
    　前記変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え
    　前記設定電圧を前記キャパシタの両端電圧とし、当該両端電圧を超える電圧分を前記直流電源へ回生し、
    　前記変圧器の変圧比により前記重畳電圧分を可変とすることを特徴とする、請求項２に記載の直流パルス電源装置。
  4. 　前記直流リアクトルは、磁気結合された第２の直流リアクトルを備え、
    　前記電圧重畳部は、前記第２の直流リアクトルにより構成されるリアクトル電圧部であり、
    　前記重畳電圧分は、第２の直流リアクトルの電圧であることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
  5. 　前記直流リアクトルの一端は前記直流電源の出力端に接続され、
    　前記第２の直流リアクトルの一端は前記パルス部の出力端に接続され、
    　直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側に接続され、
    　直流リアクトルと第２の直流リアクトルの巻き数比により前記重畳電圧分を可変とすることを特徴とする、請求項４に記載の直流パルス電源装置。
  6. 　前記電圧重畳部は、
    　前記昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端間に接続され、直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源に回生する回生部からなる回生電圧部と、
    　前記直流リアクトルに磁気結合された第２の直流リアクトルからなるリアクトル電圧部とを備え、
    　前記重畳電圧分は、前記回生電圧部が備える回生部の設定電圧、及びリアクトル電圧部が備える第２の直流リアクトルの電圧であることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
  7. 　前記回生部は、一端は前記パルス部の低電圧側の入力端に接続され、前期低電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項２，３，６の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
  8. 　前記直流リアクトル及び第２の直流リアクトルは、タップ付き単巻きトランス、又は複巻きトランスで構成されることを特徴とする、請求項４，５，６の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
PCT/JP2019/043836 2019-01-24 2019-11-08 直流パルス電源装置 WO2020152947A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020217021135A KR102616569B1 (ko) 2019-01-24 2019-11-08 직류 펄스 전원 장치
US17/422,469 US11881777B2 (en) 2019-01-24 2019-11-08 DC pulse power supply device
EP19911240.0A EP3916991A4 (en) 2019-01-24 2019-11-08 DC POWER SUPPLY DEVICE
CN201980089853.8A CN113348618A (zh) 2019-01-24 2019-11-08 直流脉冲电源装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019-010637 2019-01-24
JP2019010637A JP7051727B2 (ja) 2019-01-24 2019-01-24 直流パルス電源装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020152947A1 true WO2020152947A1 (ja) 2020-07-30

Family

ID=71736189

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/043836 WO2020152947A1 (ja) 2019-01-24 2019-11-08 直流パルス電源装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US11881777B2 (ja)
EP (1) EP3916991A4 (ja)
JP (1) JP7051727B2 (ja)
KR (1) KR102616569B1 (ja)
CN (1) CN113348618A (ja)
TW (1) TWI816965B (ja)
WO (1) WO2020152947A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7051727B2 (ja) 2019-01-24 2022-04-11 株式会社京三製作所 直流パルス電源装置
JP6835900B2 (ja) * 2019-04-11 2021-02-24 株式会社京三製作所 直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置の磁気飽和リセット方法

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5879470A (ja) * 1981-10-22 1983-05-13 ウエスタ−ン・エレクトリツク・カムパニ−・インコ−ポレ−テツド スイツチ式電力調整回路
JPH01252165A (ja) 1988-03-30 1989-10-06 Toshiba Lighting & Technol Corp 昇圧チョッパ回路
JPH05327089A (ja) * 1992-05-26 1993-12-10 Toshiba Corp パルス充電回路
JPH08222258A (ja) 1995-02-15 1996-08-30 Fuji Electric Co Ltd 燃料電池発電装置
JP2004080880A (ja) * 2002-08-13 2004-03-11 Fuji Electric Holdings Co Ltd スナバ回路
JP2006006053A (ja) 2004-06-18 2006-01-05 Shihen Tech Corp 直流電源装置
US7023186B2 (en) * 2004-08-05 2006-04-04 Astec International Limited Two stage boost converter topology
JP2012178952A (ja) 2011-02-28 2012-09-13 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源回路
JP2012196080A (ja) * 2011-03-17 2012-10-11 Nippon Soken Inc スイッチング電源装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02219461A (ja) * 1989-02-16 1990-09-03 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 巻上げコイル付昇圧形ｄｃ―ｄｃコンバータ
JP2630221B2 (ja) * 1993-10-08 1997-07-16 日本電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US5929614A (en) * 1997-06-13 1999-07-27 Northrop Grumman Corporation High efficiency DC step-up voltage converter
US6043636A (en) 1997-10-20 2000-03-28 Diversified Technologies, Inc. Voltage transient suppression
US5982646A (en) 1998-06-30 1999-11-09 General Electric Company Voltage clamp snubbers for three level converter
US6380722B2 (en) * 2000-02-28 2002-04-30 Intel Corporation Method to increase the efficiency of a power switching device
JP2002218743A (ja) * 2001-01-23 2002-08-02 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
US6822427B2 (en) 2002-05-01 2004-11-23 Technical Witts, Inc. Circuits and circuit elements for high efficiency power conversion
US20070053217A1 (en) 2005-09-02 2007-03-08 Lear Corporation Converter for automotive use
JP5794006B2 (ja) * 2011-07-15 2015-10-14 株式会社明電舎 コンデンサの充電器
US20150085534A1 (en) 2013-09-20 2015-03-26 Alexander ABRAMOVITZ Regenerative and ramping acceleration (rara) snubbers for isolated and tapped-inductor converters
GB2523386B (en) 2014-02-24 2016-07-06 Tdk-Lambda Uk Ltd Snubber
US9780676B2 (en) * 2016-02-22 2017-10-03 Infineon Technologies Austria Ag Power converter with a snubber circuit
JP7051727B2 (ja) 2019-01-24 2022-04-11 株式会社京三製作所 直流パルス電源装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5879470A (ja) * 1981-10-22 1983-05-13 ウエスタ−ン・エレクトリツク・カムパニ−・インコ−ポレ−テツド スイツチ式電力調整回路
JPH01252165A (ja) 1988-03-30 1989-10-06 Toshiba Lighting & Technol Corp 昇圧チョッパ回路
JPH05327089A (ja) * 1992-05-26 1993-12-10 Toshiba Corp パルス充電回路
JPH08222258A (ja) 1995-02-15 1996-08-30 Fuji Electric Co Ltd 燃料電池発電装置
JP2004080880A (ja) * 2002-08-13 2004-03-11 Fuji Electric Holdings Co Ltd スナバ回路
JP2006006053A (ja) 2004-06-18 2006-01-05 Shihen Tech Corp 直流電源装置
US7023186B2 (en) * 2004-08-05 2006-04-04 Astec International Limited Two stage boost converter topology
JP2012178952A (ja) 2011-02-28 2012-09-13 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源回路
JP2012196080A (ja) * 2011-03-17 2012-10-11 Nippon Soken Inc スイッチング電源装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3916991A4

Also Published As

Publication number Publication date
KR20210100157A (ko) 2021-08-13
KR102616569B1 (ko) 2023-12-27
JP7051727B2 (ja) 2022-04-11
EP3916991A4 (en) 2022-09-28
US20220094266A1 (en) 2022-03-24
US11881777B2 (en) 2024-01-23
TW202046623A (zh) 2020-12-16
EP3916991A1 (en) 2021-12-01
JP2020120522A (ja) 2020-08-06
CN113348618A (zh) 2021-09-03
TWI816965B (zh) 2023-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6717827B2 (en) Switching power supply
US8441812B2 (en) Series resonant converter having a circuit configuration that prevents leading current
JP5585408B2 (ja) スイッチング電源装置
KR20090033087A (ko) 승압형 고효율 ｄｃ－ｄｃ 컨버터
WO2020152947A1 (ja) 直流パルス電源装置
JP2010124567A (ja) スイッチング電源装置
JP7329971B2 (ja) コンバータ
JP4764980B2 (ja) 直流−直流変換装置
CN115664223B (zh) 一种准z源全桥变换器和控制方法
WO2020152946A1 (ja) 直流パルス電源装置
TWI816966B (zh) 直流脈衝電源裝置
WO2020208853A1 (ja) 直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置の周波数制御方法
KR20210124480A (ko) 직류 펄스 전원 장치, 및 직류 펄스 전원 장치의 듀티 제어 방법
TWI752360B (zh) 具寬電壓範圍之雙向隔離式多階直流-直流電能轉換裝置及其方法
KR101182292B1 (ko) 전압 컨버터
JP2006203996A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN115276412A (zh) 一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向dc-dc变换器
KR20160110678A (ko) 공진형 dc-dc 컨버터

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19911240

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20217021135

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019911240

Country of ref document: EP

Effective date: 20210824