WO2020100497A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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axis current
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current
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隆太 佐々木
田澤　徹
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device using current vector control.
  • the present invention particularly relates to a technique of driving a motor in the vicinity of a voltage saturation region by performing weakening magnetic flux control or overmodulation control.
  • vector control is used in which the winding current of the motor is separated into a d-axis component in the rotor magnetic flux direction and a q-axis component orthogonal to the d-axis component for control.
  • the current control unit that performs vector control receives a command from the outside and calculates the value of the voltage command to the motor drive unit that supplies power to the motor.
  • the value of this voltage command may exceed the voltage that can be supplied by the motor drive unit when the value of the command from the outside becomes large. This phenomenon is called voltage saturation. Voltage saturation is more likely to occur as the motor drive speed increases. This is because the induced voltage generated during motor driving rises in proportion to the driving speed, and the voltage across the terminals of the motor also rises to compensate for this with the supply voltage. Even when the load on the motor is large or the power supply voltage is low, the supply voltage margin is small, and voltage saturation easily occurs.
  • weak magnetic flux control is used to suppress the increase of induced voltage by weakening the magnetic flux of the permanent magnet by flowing a negative d-axis current.
  • the reaction magnetic field may cause irreversible demagnetization of the permanent magnet or the efficiency of the motor may be deteriorated, so that the magnitude of the d-axis current is limited. There is.
  • a limit may also be imposed on the size of the combined current that combines the d-axis current and the q-axis current.
  • Patent Document 1 Such weakening magnetic flux control under the limitation of the d-axis current and the limitation of the combined current is described in Patent Document 1, for example.
  • the d-axis current command is generated based on the difference between the voltage command value and a predetermined reference value.
  • the external target command value or q-axis current command value is limited based on the amount by which the d-axis current command exceeds the limit value in the negative direction.
  • the q-axis is adjusted according to the magnitude of the d-axis current instruction so that the magnitude of the motor current instruction vector, which is a combination of the d-axis current instruction and the q-axis current instruction, does not exceed a predetermined value. Techniques with current limiters that limit the magnitude of current commands are shown.
  • Patent Document 1 performs a process of reducing the value of the q-axis current command when the magnitude of the combined current obtained by combining the value of the d-axis current command and the value of the q-axis current command reaches a predetermined value. Therefore, as the initial q-axis current command value is larger, there is less room for increasing the d-axis current command value, and it is difficult to obtain the effect of weakening magnetic flux control. Therefore, it becomes more difficult to increase the speed while maintaining the torque in an operating region that requires a large torque.
  • the present invention has been made to solve the above conventional problems. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a motor control device capable of increasing the speed even in an operating region where a d-axis current cannot sufficiently flow due to current limitation and making it possible to further draw out the output of the motor.
  • the motor control device of the present invention separates and controls the motor current into a d-axis current and a q-axis current that are orthogonal to each other based on a torque command that is a target value of the motor torque.
  • the motor control device includes a current vector control unit, a q-axis current command generation unit, a weakening magnetic flux control unit, a current limiter, and a reference voltage correction unit.
  • the current vector control unit receives the d-axis current command and the q-axis current command, generates the d-axis voltage command so that the difference between the d-axis current value and the d-axis current command value becomes zero, and q The q-axis voltage command is generated so that the difference between the axis current value and the q-axis current command value is zero.
  • the q-axis current command generator generates a q-axis current command based on the torque command.
  • the weakening magnetic flux control unit uses the d-axis voltage command output from the current vector control unit as the d-axis component and the amplitude of the voltage command that is a vector having the q-axis voltage command as the q-axis component so as not to exceed the reference voltage.
  • a d-axis current command is generated based on the difference between the voltage command and the reference voltage.
  • the current limiter sets the size of the q-axis current command so that the size of the motor current command vector in which the d-axis component is the d-axis current command and the q-axis component is the q-axis current command does not exceed the current limit value. Accordingly, the magnitude of the d-axis current command is limited.
  • the reference voltage correction unit is configured to correct the reference voltage based on the difference between the pre-limit value of the d-axis current command and the post-limit value of the d-axis current command.
  • the reference voltage correction unit corrects the reference voltage during the weak magnetic flux control. To be done. Therefore, the speed can be increased by increasing the output voltage even in the operating region where the d-axis current cannot sufficiently flow due to the current limitation.
  • the output voltage is corrected subordinately to the weakening magnetic flux control, and the weakening magnetic flux control is preferentially performed.
  • the operating region in which overmodulation is performed can be made smaller than the operating region in which weakening magnetic flux control is performed, and the harmonics associated with overmodulation can be reduced.
  • the generation area of the wave component can be suppressed to be small.
  • the motor control device of the present invention reduces the q-axis current command or the torque command when the reference voltage limiter that limits the reference voltage at a predetermined upper limit value and the amplitude of the voltage command becomes larger than the predetermined upper limit value. It is preferable to further include a command correction unit for correcting.
  • the q-axis current command or the torque command is modified so that the amplitude of the voltage command value output from the current vector control unit does not exceed the upper limit value of the output voltage and increase. Therefore, when a torque command that exceeds the output limit of the motor is input, the current command to the current vector control unit is automatically corrected to a vector according to the output limit of the motor, and stable current control is maintained. can do.
  • the speed can be increased and the output of the motor can be further drawn out even in the operating region where the d-axis current cannot sufficiently flow due to the current limitation.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operations of the current limiter and the reference voltage correction unit of the motor control device in the embodiment of the present invention.
  • Functional block diagram showing a motor control device of a modified example of the present invention.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a motor drive system to which a motor control device according to an embodiment of the present invention is applied.
  • the motor drive system of the present embodiment includes a motor 1, an inverter 2, a current detection unit 3, a position detection unit 4 and a motor control device 5.
  • the motor control device 5 controls the inverter 2 so that the torque of the motor 1 matches the torque command ⁇ 0 * input from a higher-order control unit (not shown).
  • a permanent magnet synchronous motor including a rotor holding a permanent magnet and a stator wound with a winding will be described.
  • the inverter 2 performs semiconductor switching according to a voltage command generated by the motor control device 5, converts a DC voltage from a power source (not shown) into an AC, and supplies the AC to the motor 1 as a driving voltage. In this way, the inverter 2 supplies electric power to the motor 1.
  • the switch configuration and switching method inside the inverter 2 are not particularly limited as long as they are suitable for the purpose of driving the motor 1.
  • the Current detecting unit 3 the phase current i u flowing through the 3-phase windings of the motor 1, i v, detecting a i w directly, and outputs a signal corresponding to the phase current i u, i v, i w.
  • the current may be detected at any part as long as the phase currents i u , i v , and i w can be estimated. For example, the phase currents of only two phases may be directly detected, and the remaining one phase may be calculated.
  • the current detection unit 3 may be inserted into the DC bus (not shown) of the inverter 2 to detect the bus current, and the phase currents i u , iv , and i w may be estimated from the detected bus current.
  • the position detector 4 is attached to the motor 1.
  • the position detector 4 outputs a signal corresponding to the position ⁇ of the rotor (not shown) of the motor 1. In this way, the position detector 4 detects the position ⁇ of the rotor of the motor 1. If the position or speed of the rotor can be detected by estimation, the position detector 4 is unnecessary.
  • the motor control device 5 uses vector control in which the winding current of the motor 1 is separately controlled into a d-axis component in the rotor magnetic flux direction and a q-axis component orthogonal thereto. is doing. That is, the motor control device 5 separates the current of the motor 1 into the d-axis current and the q-axis current which are orthogonal to each other, and controls the current for energizing the winding of the motor 1 based on the current vector control.
  • the speed detector 6 detects the drive speed ⁇ of the motor based on the position ⁇ of the rotor.
  • sensorless control for detecting the rotor position ⁇ and the drive speed ⁇ by estimation may be used.
  • the motor 1 is driven by using the sensorless control, instead of using the output signal of the position detection unit 4, the phase currents i u , iv , i w of the motor 1 and the voltage commands v d * , v q * are calculated.
  • the drive speed ⁇ is calculated using
  • the dq converter 7 calculates the d-axis and q-axis detected currents from the phase currents i u , iv , and i w detected by the current detector 3 and the rotor position ⁇ detected by the position detector 4.
  • a certain d-axis current i d and a certain q-axis current i q are calculated and output to the current vector control unit 11.
  • the inverse dq conversion unit 8 calculates the motor 1 from the d-axis and q-axis voltage commands v d * and v q * input from the current vector control unit 11 and the rotor position ⁇ detected by the position detection unit 4.
  • the voltage commands v u * , v v * , v w * corresponding to the drive voltage given to each phase are calculated and output to the inverter 2.
  • the dq converter 7 and the inverse dq converter 8 perform absolute conversion in which the three-phase power does not change before and after conversion.
  • the motor control device 5 is notified of the torque command ⁇ 0 * which is the target value of the torque of the motor from, for example, a higher-order control unit (not shown).
  • the torque command ⁇ 0 * is notified to the command correction unit 9 in the motor control device 5.
  • the command correction unit 9 corrects the torque command ⁇ 0 * so as to decrease it based on the voltage limit difference e rf input from the reference voltage limiter 16, and outputs the corrected torque command ⁇ * .
  • the q-axis current command generation unit 10 generates a q-axis current command i q * , which is a target value of the q-axis current, based on the corrected torque command ⁇ * input from the command correction unit 9, and the current vector control unit 11 And to the current limiter 14.
  • the generation method is not particularly limited, but may be calculated using the normal-time current command phase ⁇ and the normal-time current command amplitude I, for example, as shown in equation (1).
  • the normal current command phase ⁇ and the normal current command amplitude I are the phase and amplitude of the current command in the normal operation region where voltage saturation does not occur.
  • the function f is a function of the corrected torque command ⁇ * for obtaining the normal-time current command amplitude I. In both cases, it is necessary to obtain in advance based on the relationship between the actual torque of the motor 1 and the actual current vector.
  • the normal current command phase ⁇ may be a fixed value, or may be changed according to the drive speed ⁇ and the corrected torque command ⁇ * or the torque command ⁇ 0 * in order to suppress copper loss and iron loss of the motor 1. You may do it.
  • the function f may be an equation or a numerical table based on the equation.
  • PI Proportional Integral
  • proportional integration processing is performed on the difference between the value of the q-axis current command i q * and the value of the q-axis current i q , and the result of the proportional integration is the q-axis voltage command v q. *
  • the voltage command amplitude calculator 12 takes in the voltage commands v d * and v q * output from the current vector controller 11 to the inverse dq converter 8.
  • the voltage command amplitude calculation unit 12 uses the acquired voltage commands v d * and v q * to perform a calculation based on the following equation (2), and sets the d-axis component as v d * and the q-axis component as v q
  • the voltage command amplitude v fb which is the vector marked with * , is calculated.
  • the voltage command amplitude v fb may be corrected using a detected value (not shown) of the DC bus voltage of the inverter 2 so that the voltage value reflects the fluctuation of the power supply voltage.
  • the magnetic flux weakening control unit 13 uses the voltage command amplitude v fb input from the voltage command amplitude calculation unit 12 and the reference voltage v rf input from the reference voltage limiter, and includes a negative pre-limit d-axis current command i including zero. Generate d0 * . Specifically, when the value of the voltage command amplitude v fb exceeds the value of the reference voltage v rf , the pre-limit d-axis current command i d0 * is calculated so as to be further increased in the negative direction.
  • the difference between the value of the voltage command amplitude v fb and the value of the reference voltage v rf is integrated, and the pre-limit d-axis current command i d0 * proportional to the result of this integration is output.
  • “increasing a negative command in the negative direction” means changing in the negative direction so that the absolute value of the negative command increases, that is, in the direction of moving the negative command away from zero. It means changing.
  • the flux weakening controller 13 may limit the pre-limit d-axis current command i d0 * to a limit value in the positive direction.
  • the limit value in the positive direction is the limit value for changes in the direction approaching zero.
  • the limit value in the positive direction may be zero, or may be a negative value I DMAX calculated using the normal-time current command phase ⁇ and the normal-time current command amplitude I as shown in equation (3).
  • the pre-limit d-axis current command i d0 * is limited so as not to exceed zero when the result of the change in the positive direction exceeds zero.
  • the normal-time current command phase ⁇ and the normal-time current command amplitude I are the phase and amplitude of the current command in the normal operation region where voltage saturation does not occur.
  • the function f is a function of the corrected torque command ⁇ * for obtaining the normal-time current command amplitude I. In both cases, it is necessary to obtain in advance based on the relationship between the actual torque of the motor 1 and the actual current vector.
  • the normal current command phase ⁇ may be a fixed value or may be changed according to the drive speed ⁇ and the corrected torque command ⁇ * or the torque command ⁇ 0 * in order to suppress the copper loss and the iron loss of the motor 1. You may do it.
  • the function f may be an equation or a numerical table based on the equation.
  • the negative pre-limit d-axis current command i d0 * including zero increases in the negative direction, that is, changes away from zero.
  • the pre-limit d-axis current command i d0 * changes so as to approach zero.
  • the weakening magnetic flux control is performed so that the voltage command amplitude v fb does not exceed the reference voltage v rf .
  • the current limiter 14 uses the q-axis current command i q * to perform the calculation based on the equation (4) to calculate the negative limit value i d — lmt of the d-axis current command i d * . Specifically, the current limiter 14 limits the pre-limit d-axis current command i d0 * input from the weakening magnetic flux control unit 13 to within the limit value i d — lmt . That is, when the negative pre-limit d-axis current command i d0 * including zero is closer to zero than the limit value i d — lmt , the current limiter 14 outputs the pre-limit d-axis current command i d0 * as it is.
  • the current limiter 14 replaces the pre-limit d-axis current command i d0 * and sets the limit value. Output i d — lmt .
  • I MAX is the maximum value of the magnitude of the current command vector of the motor in which the d-axis component is the d-axis current command i d * and the q-axis component is the q-axis current command i q * (hereinafter, “MAX”). It is referred to as "current limit value”).
  • the current limiter 14 outputs the d-axis current command id *, which is the target value of the d-axis current, and supplies it to the current vector control unit 11.
  • the magnitude of the motor current command vector that combines the d-axis current command i d * and the q-axis current command i q * (hereinafter referred to as the “combined current value”) Can be limited so as not to exceed the current limit value I MAX .
  • FIG. 2 is a circuit diagram of reference voltage correction unit 15 of motor control device 5 in accordance with the exemplary embodiment of the present invention. As shown in FIG. 2, the reference voltage correction unit 15 first multiplies the d-axis current command limit difference e id by the multiplier 20 by the reference voltage correction coefficient K cr . Then, the reference voltage correction unit 15 adds the multiplication result to the reference voltage initial value v rf0 and outputs it as the pre-limit reference voltage v rf1 .
  • the set value of the reference voltage correction coefficient K cr is not particularly limited, but it is desirable to determine it so as to have the inverse characteristic of the transfer characteristic of the flux weakening control unit 13.
  • the reference voltage correction coefficient K cr is preferably the reciprocal of the integral gain in the integral calculation.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining operations of the current limiter 14 and the reference voltage correction unit 15 of the motor control device 5 according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 (a) the relationship between the d-axis current command i d * and the pre-limit d-axis current command i d0 * is shown in FIG. 3 (a), and the d-axis current commands i d * and d are shown in FIG. 3 (b).
  • relationship between axis current limit difference e id, in (c) of FIG. 3 shows the relationship between the d-axis current command i d * and before limitation reference voltage v rf1.
  • the current limiter 14 and the reference voltage correction unit 15 configured as described above can correct the reference voltage during the weak magnetic flux control when the combined current value reaches the current limit value I MAX. become. Therefore, the speed can be increased by increasing the output voltage even in the operating region where the d-axis current cannot sufficiently flow due to the current limitation.
  • the composite current value performs sine-wave PWM control in the operating region below the current limit value I MAX, performs overmodulation PWM control in the operation region where the synthetic current value is limited by the current limit value I MAX. For this reason, even if the d-axis current cannot flow sufficiently due to current limitation, the speed can be increased by increasing the output voltage due to overmodulation.
  • the weak magnetic flux control is preferentially executed rather than the above correction of the output voltage such as overmodulation. ..
  • the current limiter 14 and the reference voltage correction unit 15 perform overmodulation only when the combined current value is limited by the current limit value I MAX .
  • the operating region in which overmodulation is performed is smaller than the operating region in which the magnetic flux weakening control is performed. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to suppress the generation area of the harmonic component accompanying the overmodulation to be small.
  • the reference voltage limiter 16 limits the pre-limitation reference voltage v rf1 input from the reference voltage correction unit 15 to the maximum voltage value that can be output by the inverter 2 (hereinafter, referred to as “maximum voltage value”), and the reference voltage v rf1. It is output to the weakening magnetic flux control unit 13 as rf .
  • the reference voltage limiter 16 outputs the voltage limit difference e rf to the command correction unit 9.
  • This voltage limit difference e rf the voltage instruction amplitude v fb becomes greater than the maximum voltage value becomes a positive value, the voltage instruction amplitude v fb is outputted to be zero and becomes equal to or less than the maximum voltage value.
  • the corrected torque command ⁇ * is corrected so as to decrease. Otherwise, the modified torque command ⁇ * is not modified. Therefore, when the torque command ⁇ 0 * that exceeds the output limit of the motor is input, the corrected torque command ⁇ * is automatically corrected according to the output limit of the motor. As a result, the windup phenomenon of the integral term of the current vector control unit 11 can be prevented, and stable current control can be maintained.
  • FIG. 4 is a functional block diagram showing a motor control device 40 of a modified example of the invention.
  • the command correction unit 9 reduces the torque command ⁇ 0 * from the upper control unit (not shown) based on the voltage limit difference e rf input from the reference voltage limiter 16.
  • the corrected torque command ⁇ * is output.
  • the command correction unit 42 of the motor control device 40 according to the present modification, based on the voltage limit difference e rf input from the reference voltage limiter 16, receives the uncorrected q-axis current input from the q-axis current command generation unit 41.
  • the command i q0 * is corrected so as to be decreased, and the q-axis current command i q * is output.
  • the q-axis current command generation unit 10 generates a q-axis current command i q * which is a target value of the q-axis current, based on the corrected torque command ⁇ * input from the command correction unit 9. ..
  • the q-axis current command generation unit 41 of the motor control device 40 in the present modification is based on a torque command ⁇ * from a higher-order control unit (not shown) and is a target value of the q-axis current before correction.
  • the q-axis current command i q0 * is generated and output to the command correction unit 42.
  • the motor control device 5 of the present embodiment separately controls the motor current into the d-axis current and the q-axis current that are orthogonal to each other, based on the torque command that is the target value of the torque of the motor. ..
  • the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * are input to the motor control device 5, and the difference between the value of the d-axis current i d and the value of the d-axis current command i d * becomes zero.
  • the vector control unit 11 To generate the d-axis voltage command v d *, and to generate the q-axis voltage command v q * so that the difference between the value of the q-axis current i q and the value of the q-axis current command i q * becomes zero.
  • the vector control unit 11, the q-axis current command generation unit 10 that generates the q-axis current command i q * based on the torque command ⁇ * , and the d-axis voltage command v d * output from the current vector control unit 11 are d.
  • the weakening magnetic flux controller 13 that generates the current command i d0 *, and the magnitude of the motor current command vector whose d-axis component is the d-axis current command i d * and whose q-axis component is the q-axis current command i q *
  • the current limiter 14 that limits the size of the d-axis current command i q * according to the size of the q-axis current command i q * so as not to exceed the current limit value I MAX , and the d-axis current command i d * .
  • the reference voltage correction unit 15 corrects the reference voltage v rf based on the difference between the value before the limit and the
  • the q-axis current command iq * or the torque command is changed. It may further be provided with a command correction unit 9 that corrects so as to decrease.
  • the motor control device of the present invention is a motor that drives in a voltage saturation region, for example, industrial machinery, automobiles, automobile parts, trains, home appliances, fluid machinery, which require instantaneous or intermittent driving at high speed and large torque. It can be applied to motors that drive construction machinery.

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Abstract

モータのトルクの目標値であるトルク指令に基づいて、モータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流とに分離して制御するモータ制御装置であって、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とが入力され、ｄ軸電流の値とｄ軸電流指令の値との差分がゼロとなるようにｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流の値とｑ軸電流指令の値との差分がゼロとなるようにｑ軸電圧指令を生成する電流ベクトル制御部と、トルク指令に基づき、ｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成部と、電流ベクトル制御部から出力されるｄ軸電圧指令をｄ軸成分とし、ｑ軸電圧指令をｑ軸成分とするベクトルである電圧指令の振幅が基準電圧を超えないように、電圧指令と基準電圧との差分に基づき、ｄ軸電流指令を生成する弱め磁束制御部と、ｄ軸成分をｄ軸電流指令とし、ｑ軸成分をｑ軸電流指令とするモータの電流指令ベクトルの大きさが電流制限値を超えないように、ｑ軸電流指令の大きさに応じてｄ軸電流指令の大きさを制限する電流リミッタと、ｄ軸電流指令の制限前の値とｄ軸電流指令の制限後の値との差分に基づいて、基準電圧を修正する基準電圧修正部とを備える。

Description

モータ制御装置
　本発明は、電流ベクトル制御を用いたモータ制御装置に関する。本発明は、特に、弱め磁束制御または過変調制御を行い、電圧飽和領域付近でモータを駆動させる技術に関する。
　一般に、永久磁石同期モータの巻線電流を制御する方法として、モータの巻線電流を回転子磁束方向のｄ軸成分とそれに直交するｑ軸成分とに分離して制御するベクトル制御が用いられる。ベクトル制御を行う電流制御部は、外部からの指令を受けて、モータに電力を供給するモータ駆動部への電圧指令の値を計算する。
　外部からの指令の値が大きくなった場合など、この電圧指令の値がモータ駆動部の供給可能電圧を上回ることがある。この現象は、電圧飽和と呼ばれる。電圧飽和は、モータの駆動速度が大きいほど生じやすくなる。モータ駆動中に生じる誘起電圧が、駆動速度に比例して上昇し、これを供給電圧で補うためにモータの端子間電圧も同様に上昇するためである。モータの負荷が大きい場合または電源電圧が低い場合も、供給電圧余裕が小さくなるため、電圧飽和が生じやすくなる。
　力行（りっこう）動作時のモータに電圧飽和が生じると、トルクを発生できず、速度を増やせなくなる。また、その二次的影響として、電流制御部または速度制御部の積分項がワインドアップして応答が劣化する場合がある。
　電圧飽和を抑制する手段として、負のｄ軸電流を流すことによって、永久磁石による磁束を弱め、誘起電圧の増加を抑制する弱め磁束制御が用いられる。
　しかし、負のｄ軸電流を増やしていくと、反作用磁界によって永久磁石の不可逆減磁が生じたり、モータの効率が悪化したりするため、ｄ軸電流の大きさには制限が課されることがある。
　さらに、モータおよびモータを駆動するインバータには通電可能な電流の上限が存在するため、ｄ軸電流とｑ軸電流を合わせた合成電流の大きさにも制限が課されることがある。
　このようなｄ軸電流の制限下および合成電流の制限下における弱め磁束制御が、例えば特許文献１に記されている。特許文献１に開示の手法では、電圧指令の値と所定の基準値の差分に基づいてｄ軸電流指令を生成する。このｄ軸電流指令が負方向の制限値を超えた量に基づいて、外部からの目標指令値またはｑ軸電流指令値を制限している。さらに、特許文献１には、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を合わせたモータの電流指令ベクトルの大きさが所定の値を超えないように、ｄ軸電流指令の大きさに応じてｑ軸電流指令の大きさを制限する電流リミッタを備えた技術が示されている。
　特許文献１の技術は、ｄ軸電流指令の値とｑ軸電流指令の値を合わせた合成電流の大きさが所定の値に到達すると、ｑ軸電流指令の値を低減させる処理を行う。このため、当初のｑ軸電流指令の値が大きいほど、ｄ軸電流指令の値を増やす余地が小さくなり、弱め磁束制御の効果を得にくい。したがって、大トルクを必要とする運転領域ほど、トルクを維持したままで速度を増やすことが困難になる。
日本国特許第５９４８６１３号公報
　本発明は、上記従来の問題を解決するために成されたものである。本発明は、電流制限によってｄ軸電流を十分に流せない運転領域でも速度を増やすことを可能にし、モータの出力をより引き出せるようにしたモータ制御装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、モータのトルクの目標値であるトルク指令に基づいて、モータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流とに分離して制御する。本モータ制御装置は、電流ベクトル制御部と、ｑ軸電流指令生成部と、弱め磁束制御部と、電流リミッタと、基準電圧修正部とを備える。電流ベクトル制御部は、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とが入力され、ｄ軸電流の値とｄ軸電流指令の値との差分がゼロとなるようにｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流の値とｑ軸電流指令の値との差分がゼロとなるようにｑ軸電圧指令を生成する。ｑ軸電流指令生成部は、トルク指令に基づき、ｑ軸電流指令を生成する。弱め磁束制御部は、電流ベクトル制御部から出力されるｄ軸電圧指令をｄ軸成分とし、ｑ軸電圧指令をｑ軸成分とするベクトルである電圧指令の振幅が基準電圧を超えないように、電圧指令と基準電圧との差分に基づき、ｄ軸電流指令を生成する。電流リミッタは、ｄ軸成分をｄ軸電流指令とし、ｑ軸成分をｑ軸電流指令とするモータの電流指令ベクトルの大きさが電流制限値を超えないように、ｑ軸電流指令の大きさに応じてｄ軸電流指令の大きさを制限する。そして、基準電圧修正部は、ｄ軸電流指令の制限前の値とｄ軸電流指令の制限後の値との差分に基づいて、基準電圧を修正する構成である。
　この構成によれば、ｄ軸電流指令の値とｑ軸電流指令の値を合わせた合成電流値が電流制限値に到達した場合に、基準電圧修正部によって、弱め磁束制御時の基準電圧が修正される。このため、電流制限によってｄ軸電流が十分に流せない運転領域においても、出力電圧の増大によって速度を増やすことができる。
　さらに、この構成では、モータの速度が上昇する状況において、出力電圧の修正は弱め磁束制御に対して劣後的に行われ、弱め磁束制御が優先的に行われる。このため、出力電圧を過変調させてモータの速度拡大を図る場合、弱め磁束制御を実施する運転領域に比して過変調を実施する運転領域を小さくすることができ、過変調に付随する高調波成分の発生領域を小さく抑えることができる。
　また、本発明のモータ制御装置は、基準電圧を所定の上限値で制限する基準電圧リミッタと、電圧指令の振幅が所定の上限値より大きくなると、ｑ軸電流指令またはトルク指令を減少させるように修正する指令修正部とをさらに備えると好ましい。
　この構成によれば、電流ベクトル制御部から出力される電圧指令の値の振幅が出力電圧の上限値を超えて大きくならないように、ｑ軸電流指令またはトルク指令が修正される。このため、モータの出力可能限界を超えるトルク指令が入力された場合に、電流ベクトル制御部への電流指令が自動的にモータの出力可能限界に応じたベクトルに修正され、安定な電流制御を維持することができる。
　以上のように、本発明のモータ制御装置によれば、電流制限によってｄ軸電流を十分に流せない運転領域でも速度を増やすことができ、モータの出力もさらに引き出すことができる。
本発明の実施の形態におけるモータ制御装置が適用されたモータ駆動系の機能ブロック図 本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の基準電圧修正部の回路図 本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の電流リミッタおよび基準電圧修正部の動作を説明するための図 本発明の変形例のモータ制御装置を示す機能ブロック図
　以下、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置について、図面を参照しながら説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、いずれも本開示の好ましい一具体例を示すものである。したがって、以下の実施の形態で示される、数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態などは、一例であって、本開示を限定する主旨ではない。よって、以下の実施の形態における構成要素のうち、本開示の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　各図は、模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。したがって、各図において縮尺等は必ずしも一致していない。各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する。
　（実施の形態）
　図１は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置が適用されたモータ駆動系の機能ブロック図である。図１に示すように、本実施の形態のモータ駆動系は、モータ１、インバータ２、電流検出部３、位置検出部４およびモータ制御装置５を含む。モータ制御装置５は、モータ１のトルクが、上位の制御部（図示しない）から入力されるトルク指令τ０ ＊に一致するように、インバータ２を制御する。
　本実施の形態では、モータ１の一例として、永久磁石を保持したロータと巻線を巻回したステータとを備えた永久磁石同期モータを挙げて説明する。
　インバータ２は、モータ制御装置５で生成される電圧指令に従って、半導体スイッチングを行い、電源（図示しない）からの直流電圧を交流に変換し、その交流をモータ１に駆動電圧として供給する。このようにして、インバータ２は、モータ１に電力を供給する。インバータ２内部におけるスイッチ構成およびスイッチング方式は、モータ１を駆動する目的に適合していれば、特に限定されるものではない。
　電流検出部３は、モータ１の３相巻線に流れる相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを直接検出し、相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに応じた信号を出力する。相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを推定できる限り、いかなる部分にて電流を検出してもよい。例えば２相のみ相電流を直接検出し、残り１相を演算で求めてもよい。あるいは、インバータ２の直流母線（図示しない）に電流検出部３を挿入して母線電流を検出し、検出した母線電流から相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを推定してもよい。
　位置検出部４は、モータ１に取り付けられている。位置検出部４は、モータ１の回転子（図示せず）の位置θに応じた信号を出力する。このようにして、位置検出部４は、モータ１の回転子の位置θを検出する。なお、回転子の位置または速度を推定によって検出できる場合には、位置検出部４は不要である。
　そして、モータ制御装置５は、モータ１の回転を制御するため、モータ１の巻線電流に関して、ロータ磁束方向のｄ軸成分とそれに直交するｑ軸成分とに分離して制御するベクトル制御を利用している。すなわち、モータ制御装置５は、モータ１の電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流とに分離し、モータ１の巻線を通電するための電流を、電流ベクトル制御に基づき制御している。
　次に、モータ制御装置５の構成要素を説明する。
　速度検出部６は、回転子の位置θに基づいてモータの駆動速度ωを検出する。ただし、回転子の位置θおよび駆動速度ωを推定によって検出するセンサレス制御を用いてもよい。センサレス制御を用いてモータ１を駆動する場合には、位置検出部４の出力信号を用いる代わりに、モータ１の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび電圧指令ｖｄ ＊、ｖｑ ＊を用いて駆動速度ωを計算する。
　ｄｑ変換部７は、電流検出部３により検出した各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置検出部４より検出した回転子の位置θとから、ｄ軸およびｑ軸の検出電流であるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出し、電流ベクトル制御部１１に出力する。
　逆ｄｑ変換部８は、電流ベクトル制御部１１より入力したｄ軸およびｑ軸の電圧指令ｖｄ ＊およびｖｑ ＊と、位置検出部４より検出した回転子の位置θとから、モータ１の各相に与える駆動電圧に対応した電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊を算出し、インバータ２に出力する。
　本実施の形態では、ｄｑ変換部７および逆ｄｑ変換部８は、変換の前後で３相の電力が変わらない絶対変換を行うものとする。
　また、上述のように、モータ制御装置５には、例えば上位の制御部（図示しない）から、モータのトルクの目標値であるトルク指令τ０ ＊が通知される。トルク指令τ０ ＊は、モータ制御装置５において、指令修正部９に通知される。指令修正部９は、基準電圧リミッタ１６から入力した電圧リミット差分ｅｒｆに基づいて、トルク指令τ０ ＊を減少させるように修正し、修正後トルク指令τ＊として出力する。
　ｑ軸電流指令生成部１０は、指令修正部９から入力した修正後トルク指令τ＊に基づいて、ｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成し、電流ベクトル制御部１１および電流リミッタ１４へと出力する。生成方法は特に限定されるものではないが、例えば、式（１）に示すように、通常時電流指令位相βと通常時電流指令振幅Ｉとを用いて演算してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、通常時電流指令位相βと通常時電流指令振幅Ｉは、電圧飽和が生じない通常運転領域における電流指令の位相と振幅である。関数ｆは、通常時電流指令振幅Ｉを求めるための修正後トルク指令τ＊の関数である。いずれも事前にモータ１の実トルクと実電流ベクトルの関係に基づいて求めておく必要がある。通常時電流指令位相βは、固定の値でもよいし、モータ１の銅損および鉄損を抑制するために、駆動速度ωおよび修正後トルク指令τ＊またはトルク指令τ０ ＊に応じて変化させるようにしてもよい。なお、関数ｆは、数式ないしは同式に基づく数値テーブルでもよい。
　電流ベクトル制御部１１は、ｄ軸電流の目標値であるｄ軸電流指令ｉｄ ＊の値とｄ軸電流ｉｄの値との差分である誤差がゼロになるように、ｄ軸電圧指令ｖｄ ＊を生成する。また、ｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流指令ｉｑ ＊の値とｑ軸電流ｉｑの値との差分である誤差がゼロになるように、ｑ軸電圧指令ｖｑ ＊を生成する。ｄ軸電圧指令ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ ＊を生成する生成手段として、例えばＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ、比例積分）制御がある。すなわち、ｄ軸電流に関しては、まず、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊の値とｄ軸電流ｉｄの値との差分を求める。そして、その差分に対して比例積分処理を行い、その比例積分の結果をｄ軸電圧指令ｖｄ ＊とすればよい。同様に、ｑ軸電流に関しては、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の値とｑ軸電流ｉｑの値との差分に対して比例積分処理を行い、その比例積分の結果をｑ軸電圧指令ｖｑ ＊とすればよい。
　電圧指令振幅演算部１２は、電流ベクトル制御部１１から逆ｄｑ変換部８へと出力される電圧指令ｖｄ ＊およびｖｑ ＊を取り込む。電圧指令振幅演算部１２は、取り込んだ電圧指令ｖｄ ＊およびｖｑ ＊を用いて、次の式（２）に基づく演算を行い、ｄ軸成分をｖｄ ＊とし、ｑ軸成分をｖｑ ＊とするベクトルである電圧指令振幅ｖｆｂを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、電圧指令振幅ｖｆｂを、インバータ２の直流母線電圧の検出値（図示しない）を用いて補正し、電源電圧の変動を反映した電圧値となるようにしてもよい。
　弱め磁束制御部１３は、電圧指令振幅演算部１２から入力した電圧指令振幅ｖｆｂと、基準電圧リミッタから入力した基準電圧ｖｒｆとを用いて、ゼロを含む負の制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を生成する。具体的には、電圧指令振幅ｖｆｂの値が基準電圧ｖｒｆの値を超えた場合に、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊をさらに負方向に増大させるように演算する。例えば、電圧指令振幅ｖｆｂの値と基準電圧ｖｒｆの値との差分を積分演算し、この積分演算結果に比例した制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を出力する。なお、本実施の形態では、「負である指令を負方向に増大させる」とは、負の指令の絶対値が増大するように負方向に変化、すなわち、負の指令をゼロから遠ざかる方向に変化させる意味である。
　また、正のｄ軸電流は弱め磁束制御に必要ないため、弱め磁束制御部１３において、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を正方向への制限値に制限してもよい。ここで、本実施の形態では、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を負としているため、正方向への制限値とは、ゼロに近づく方向への変化に対する制限値である。正方向への制限値は、ゼロでもよいし、式（３）に示すように、通常時電流指令位相βと通常時電流指令振幅Ｉを用いて演算される負の値ＩＤＭＡＸとしてもよい。例えば、制限値をゼロとした場合、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊は、正方向に変化した結果がゼロを超えるときには、ゼロを超えないように制限される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、通常時電流指令位相βと通常時電流指令振幅Ｉは、電圧飽和が生じない通常運転領域における電流指令の位相と振幅である。関数ｆは通常時電流指令振幅Ｉを求めるための修正後トルク指令τ＊の関数である。いずれも事前にモータ１の実トルクと実電流ベクトルの関係に基づいて求めておく必要がある。通常時電流指令位相βは、固定の値でもよいし、モータ１の銅損および鉄損を抑制するために、駆動速度ωおよび修正後トルク指令τ＊またはトルク指令τ０ ＊に応じて変化させるようにしてもよい。なお、関数ｆは、数式ないしは同式に基づく数値テーブルでもよい。
　上記のように構成された弱め磁束制御部１３について、以下にその作用を説明する。
　駆動速度の上昇などにより、電圧指令振幅ｖｆｂが基準電圧ｖｒｆより大きくなると、ゼロを含む負の制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が負方向に増加、すなわちゼロから遠ざかるように変化する。一方、電圧指令振幅ｖｆｂが基準電圧ｖｒｆより小さくなると、この制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊がゼロに近づくように変化する。これにより、電圧指令振幅ｖｆｂが基準電圧ｖｒｆを超えないように弱め磁束制御が行われる。
　電流リミッタ１４は、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を用いて、式（４）に基づく演算を行い、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊の負方向の制限値ｉｄ＿ｌｍｔを算出する。具体的には、電流リミッタ１４は、弱め磁束制御部１３から入力した制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊に対して、制限値ｉｄ＿ｌｍｔ以内に制限する。すなわち、ゼロを含む負の制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が、制限値ｉｄ＿ｌｍｔよりもゼロに近い場合には、電流リミッタ１４は、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊をそのまま出力する。一方、負の制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が、制限値ｉｄ＿ｌｍｔをゼロから遠ざかる方向に超える場合には、電流リミッタ１４は、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊に代えて、制限値ｉｄ＿ｌｍｔを出力する。式（４）において、ＩＭＡＸはｄ軸成分をｄ軸電流指令ｉｄ ＊とし、ｑ軸成分をｑ軸電流指令ｉｑ ＊とするモータの電流指令ベクトルの大きさの最大値（以下、「電流制限値」と呼称する）である。このようにして、電流リミッタ１４からは、ｄ軸電流の目標値であるｄ軸電流指令ｉｄ ＊が出力され、電流ベクトル制御部１１に供給される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記のように構成された電流リミッタ１４によって、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｑ軸電流指令ｉｑ ＊を合わせたモータの電流指令ベクトルの大きさ（以下、「合成電流値」と呼称する）が電流制限値ＩＭＡＸを超えないように制限することができる。
　基準電圧修正部１５は、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊から制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を引いた差分ｅｉｄ（以下、ｄ軸電流指令リミット差分ｅｉｄと呼ぶ）の大きさに応じて、制限前基準電圧ｖｒｆ１を増加させる。図２は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置５の基準電圧修正部１５の回路図である。基準電圧修正部１５は、図２に示すように、ｄ軸電流指令リミット差分ｅｉｄに対し、まず、乗算器２０により、基準電圧修正係数Ｋｃｒを乗じる。そして、基準電圧修正部１５は、その乗算結果を、基準電圧初期値ｖｒｆ０に加算し、制限前基準電圧ｖｒｆ１として出力する。
　基準電圧修正係数Ｋｃｒの設定値は、特に限定されるものではないが、弱め磁束制御部１３の伝達特性の逆特性となるように決定することが望ましい。例えば、弱め磁束制御部１３において、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を積分演算によって生成している場合、基準電圧修正係数Ｋｃｒは、積分演算における積分ゲインの逆数とすることが望ましい。
　上記のように構成された電流リミッタ１４および基準電圧修正部１５について、図３を用いてその動作を説明する。図３は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置５の電流リミッタ１４および基準電圧修正部１５の動作を説明するための図である。図３において、図３の（ａ）では、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊と制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊との関係、図３の（ｂ）では、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｄ軸電流指令リミット差分ｅｉｄとの関係、図３の（ｃ）では、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊と制限前基準電圧ｖｒｆ１との関係を示している。
　モータの速度が上昇し、弱め磁束制御が行われる状況において、図３の（ａ）に示すように、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が負方向の制限値ｉｄ＿ｌｍｔで制限されるまでは、図３の（ｂ）に示すように、ｄ軸電流指令リミット差分ｅｉｄはゼロになる。このため、制限が成されるまでは、図３の（ｃ）に示すように、基準電圧修正部１５から出力される制限前基準電圧ｖｒｆ１は、基準電圧初期値ｖｒｆ０と等しくなる。一方、図３の（ａ）のように、制限前ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が負方向の制限値ｉｄ＿ｌｍｔで制限された状態では、図３の（ｂ）のように、ｄ軸電流指令リミット差分ｅｉｄはゼロより大きい値となる。このため、制限が成されると、図３の（ｃ）のように、基準電圧修正部１５から出力される制限前基準電圧ｖｒｆ１は、基準電圧初期値ｖｒｆ０よりも大きい値になる。
　本実施の形態では、上記のように構成された電流リミッタ１４および基準電圧修正部１５により、合成電流値が電流制限値ＩＭＡＸに到達した場合に、弱め磁束制御時の基準電圧の修正が可能になる。このため、電流制限によってｄ軸電流が十分に流せない運転領域においても、出力電圧の増大によって速度を増やすことができる。
　例えば、基準電圧初期値ｖｒｆ０として、正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）制御の最大電圧値を設定した場合について説明する。この場合、合成電流値が電流制限値ＩＭＡＸ未満の運転領域では正弦波ＰＷＭ制御を行い、合成電流値が電流制限値ＩＭＡＸで制限される運転領域では過変調ＰＷＭ制御を行う。このため、電流制限によってｄ軸電流が十分に流せない場合でも、過変調による出力電圧の増大によって速度を増やすことができる。
　ところで、過変調は、鉄道をはじめとする産業界で広く利用されているが、インバータ出力電圧が非正弦波状に歪む。この歪により、出力電圧と巻線電流に高調波成分が重畳し、この高調波成分に起因してモータが振動することが知られている。
　このような不都合に対し、本実施の形態では、モータの速度が上昇する状況において、過変調のような上記の出力電圧の修正よりも、弱め磁束制御が優先的に実行されるようにしている。電流リミッタ１４および基準電圧修正部１５により、合成電流値が電流制限値ＩＭＡＸで制限される場合に限定して過変調を行っている。これにより、弱め磁束制御を実施する運転領域に比して過変調を実施する運転領域を小さくしている。このため、本実施の形態によれば、過変調に付随する高調波成分の発生領域を小さく抑えることができる。
　基準電圧リミッタ１６は、基準電圧修正部１５から入力した制限前基準電圧ｖｒｆ１を、インバータ２が出力可能な最大電圧値（以下、「最大電圧値」と呼称する）に制限し、基準電圧ｖｒｆとして弱め磁束制御部１３に出力する。
　また、基準電圧リミッタ１６は、電圧リミット差分ｅｒｆを指令修正部９に出力する。この電圧リミット差分ｅｒｆは、電圧指令振幅ｖｆｂが最大電圧値より大きくなると正の値となり、電圧指令振幅ｖｆｂが最大電圧値以下になるとゼロになるように出力される。
　上記のように構成された基準電圧リミッタ１６および指令修正部９によって、電圧指令振幅ｖｆｂが最大電圧値より大きくなると、修正後トルク指令τ＊が減少するように修正される。そうでない場合は、修正後トルク指令τ＊は修正されない。このため、モータの出力可能限界を超えるトルク指令τ０ ＊が入力された場合に、モータの出力可能限界に応じた修正後トルク指令τ＊に自動的に修正される。その結果、電流ベクトル制御部１１の積分項のワインドアップ現象を防止でき、安定な電流制御を維持することができる。
　（変形例）
　実施の形態の変形例について説明する。
　図４は、本発明の変形例のモータ制御装置４０を示す機能ブロック図である。
　図４において、図１と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。実施の形態に示す図１において、指令修正部９は、基準電圧リミッタ１６から入力した電圧リミット差分ｅｒｆに基づいて、上位の制御部（図示しない）からのトルク指令τ０ ＊を減少させるように修正し、修正後トルク指令τ＊を出力する。この代わりに、本変形例におけるモータ制御装置４０の指令修正部４２は、基準電圧リミッタ１６から入力した電圧リミット差分ｅｒｆに基づいて、ｑ軸電流指令生成部４１から入力した修正前ｑ軸電流指令ｉｑ０ ＊を減少させるように修正し、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を出力する。また、図１において、ｑ軸電流指令生成部１０は、指令修正部９から入力した修正後トルク指令τ＊に基づいて、ｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成する。この代わりに、本変形例におけるモータ制御装置４０のｑ軸電流指令生成部４１は、上位の制御部（図示しない）からのトルク指令τ＊に基づいて、ｑ軸電流の目標値である修正前ｑ軸電流指令ｉｑ０ ＊を生成し、指令修正部４２に出力する。
　このような構成であったとしても、上記実施の形態と同様の作用および効果が得られる。
　以上のように、本実施の形態のモータ制御装置５は、モータのトルクの目標値であるトルク指令に基づいて、モータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流とに分離して制御する。モータ制御装置５は、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｑ軸電流指令ｉｑ ＊とが入力され、ｄ軸電流ｉｄの値とｄ軸電流指令ｉｄ ＊の値との差分がゼロとなるようにｄ軸電圧指令ｖｄ ＊を生成し、ｑ軸電流ｉｑの値とｑ軸電流指令ｉｑ ＊の値との差分がゼロとなるようにｑ軸電圧指令ｖｑ ＊を生成する電流ベクトル制御部１１と、トルク指令τ＊に基づき、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成するｑ軸電流指令生成部１０と、電流ベクトル制御部１１から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄ ＊をｄ軸成分とし、ｑ軸電圧指令ｖｑ ＊をｑ軸成分とするベクトルである電圧指令の振幅ｖｆｂが基準電圧ｖｒｆを超えないように、電圧指令と基準電圧ｖｒｆとに基づき、ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を生成する弱め磁束制御部１３と、ｄ軸成分をｄ軸電流指令ｉｄ ＊とし、ｑ軸成分をｑ軸電流指令ｉｑ ＊とするモータの電流指令ベクトルの大きさが電流制限値ＩＭＡＸを超えないように、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の大きさに応じてｄ軸電流指令ｉｑ ＊の大きさを制限する電流リミッタ１４と、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊の制限前の値とｄ軸電流指令ｉｄ ＊の制限後の値との差分に基づいて、基準電圧ｖｒｆを修正する基準電圧修正部１５とを備える。
　このような構成とすることにより、電流指令ベクトルの大きさが電流制限値ＩＭＡＸに到達したときに、弱め磁束制御時の基準電圧ｖｒｆが修正される。このため、電流制限によってｄ軸電流が十分に流せない運転領域においても、出力電圧の増大によって速度を増やすことができ、モータの出力もさらに引き出すことができる。
　また、好ましい一例として、基準電圧ｖｒｆを所定の上限値で制限する基準電圧リミッタ１６と、電圧指令の振幅ｖｆｂが所定の上限値より大きくなると、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊またはトルク指令を減少させるように修正する指令修正部９と、をさらに備えてもよい。
　本発明のモータ制御装置は、電圧飽和領域で駆動するモータ、例えば、瞬間的ないし断続的に高速・大トルクでの駆動が必要な産業機械、自動車、自動車部品、電車、家電製品、流体機械、建設機械などを駆動するモータに適用できる。
　１　　モータ
　２　　インバータ
　３　　電流検出部
　４　　位置検出部
　５　　モータ制御装置
　６　　速度検出部
　７　　ｄｑ変換部
　８　　逆ｄｑ変換部
　９　　指令修正部
　１０　　ｑ軸電流指令生成部
　１１　　電流ベクトル制御部
　１２　　電圧指令振幅演算部
　１３　　弱め磁束制御部
　１４　　電流リミッタ
　１５　　基準電圧修正部
　１６　　基準電圧リミッタ
　２０　　乗算器
　４０　　モータ制御装置
　４１　　ｑ軸電流指令生成部
　４２　　指令修正部

Claims (2)

  1. モータのトルクの目標値であるトルク指令に基づいて、モータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流とに分離して制御するモータ制御装置であって、
    ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とが入力され、前記ｄ軸電流の値と前記ｄ軸電流指令の値との差分がゼロとなるようにｄ軸電圧指令を生成し、前記ｑ軸電流の値と前記ｑ軸電流指令の値との差分がゼロとなるようにｑ軸電圧指令を生成する電流ベクトル制御部と、
    前記トルク指令に基づき、前記ｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成部と、
    前記電流ベクトル制御部から出力される前記ｄ軸電圧指令をｄ軸成分とし、前記ｑ軸電圧指令をｑ軸成分とするベクトルである電圧指令の振幅が基準電圧を超えないように、前記電圧指令と前記基準電圧との差分に基づき、前記ｄ軸電流指令を生成する弱め磁束制御部と、ｄ軸成分を前記ｄ軸電流指令とし、ｑ軸成分をｑ軸電流指令とする前記モータの電流指令ベクトルの大きさが電流制限値を超えないように、前記ｑ軸電流指令の大きさに応じて前記ｄ軸電流指令の大きさを制限する電流リミッタと、
    前記ｄ軸電流指令の制限前の値と前記ｄ軸電流指令の制限後の値との差分に基づいて、前記基準電圧を修正する基準電圧修正部と、
    を備えるモータ制御装置。
  2. 前記基準電圧を所定の上限値で制限する基準電圧リミッタと、
    前記電圧指令の振幅が前記所定の上限値より大きくなると、前記ｑ軸電流指令または前記トルク指令を減少させるように修正する指令修正部と、
    をさらに備える請求項１記載のモータ制御装置。
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