WO2019097605A1 - 電力変換システム - Google Patents

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俊介 戸林
鈴木　寛充
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion system comprising at least two power conversion devices whose outputs are connected in parallel.
  • a method in which the outputs of a plurality of power conversion devices are connected in parallel.
  • the AC outputs of the two power conversion devices are connected via a coupling reactor.
  • the output current of each device is unbalanced due to the difference between the output voltages of the two power conversion devices and the difference between the impedances of the coupling reactor and the wiring cable.
  • a circulating current called cross current is generated.
  • the cross current between the two PWM inverters of the power conversion device is detected, and a cross current compensation value in the same unit as the common voltage command value of each PWM inverter is determined. It is known to provide a cross current control unit that adds to the voltage command value of one PWM inverter according to the value and subtracts it from the voltage command value of the other PWM inverter (see, for example, Patent Document 1).
  • the cross current control unit disclosed in Patent Document 1 basically controls the output voltage of a PWM inverter, which controls the output of the power conversion device, as an operation amount.
  • the cross current to be controlled is large to a certain extent, the output waveforms of the two inverters become different, and an unexpected harmonic current may flow to the coupling reactor. Therefore, it was necessary to determine the specifications of the coupling reactor in consideration of such an event.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and it is an object of the present invention to provide a power conversion system in which unexpected harmonic current is not flowed in cross current control of two power conversion devices operated in parallel. I assume.
  • a power conversion system comprises: a first power conversion device configured of a first converter capable of controlling a DC voltage and a first inverter; An AC motor having a second power conversion device configured by two converters and a second inverter, and connecting the output of the first inverter and the output of the second inverter in parallel via a coupling reactor Power conversion system for driving the first inverter, wherein the first detection current detected by the first current detector for detecting the output current of the first inverter, and the second detection current for detecting the output current of the second inverter And controlling the DC output voltage of either one of the first converter and the second converter according to the difference between the first detected current and the second detected current detected by the 2 It is characterized in that so as to suppress the cross current flowing between the converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion system according to a first embodiment of the present invention.
  • Commercial three-phase AC power supply 1 is connected to converters 21A and 21B of power converters 2A and 2B via current detectors 5A and 5B, respectively.
  • Power converters 2A and 2B are respectively constituted by converters 21A and 21B, DC capacitors 23A and 23B, and inverters 22A and 22B.
  • the DC outputs of converters 21A and 21B are smoothed by DC capacitors 23A and 23B, respectively, and input to inverters 22A and 22B.
  • the alternating current outputs of the inverters 22A and 22B are connected to one and the other terminals of the coupling reactor 3 provided between the phases via current detectors 6A and 6B, respectively.
  • the three-phase output at the midpoint of coupling reactor 3 is connected to AC motor 4.
  • power converters 2A and 2B drive AC motor 4 in parallel.
  • the inverter 22A and the inverter 22B are synchronously controlled, and their fundamental wave outputs are in phase.
  • the converters 21A and 21B and the inverters 22A and 22B are voltage type PWM converters.
  • the power devices constituting the converters 21A and 21B are on / off controlled by gate signals supplied from the control units 8A and 8B, respectively.
  • the control units 8A and 8B also receive the outputs of the voltage detectors 24A and 24B for detecting the DC voltage applied to the DC capacitors 23A and 23B.
  • the output currents detected by the current detectors 6A and 6B are respectively applied to the addition input and the subtraction input of the subtractor 71 of the difference current control unit 7. Then, the output of the subtractor 71, that is, the difference between the output currents of the inverter 22A and the inverter 22B is given to a difference current controller 72 which is, for example, a PI controller.
  • the difference current controller 72 controls such that the difference is minimized and supplies the output as a DC voltage reference correction amount to the subtraction input of the subtractor 73.
  • the addition input of the subtracter 73 is provided with a preset DC voltage reference. Then, the output of the subtractor 73 is given to the control unit 8A as a corrected DC voltage reference.
  • control unit 8B is provided with a DC voltage reference itself.
  • the output of difference current controller 72 is negative, and thus the corrected DC voltage reference which is the output of subtractor 73 is set.
  • the value is larger than the DC voltage reference. This operation increases the output voltage and output current of the inverter 22A, and as a result, the difference approaches zero.
  • the internal configuration of the control unit 8A will be described below.
  • the DC voltage of the power converter 2A detected by the voltage detector 24A is compared with the corrected DC voltage reference given from the subtractor 73 of the difference current control unit 7 by the subtractor 81A as a DC voltage feedback, and the difference Is provided to a voltage controller 82A, which is, for example, a PI controller.
  • the voltage controller 82A controls such that the difference is minimized, and outputs an input current reference.
  • This input current reference is compared with the input current detected by the current detector 5A in the subtractor 83A, and the difference is given to the current controller 84A which is, for example, a PI controller.
  • the current controller 84A operates as a minor loop controller, performs control to minimize this difference, and outputs a three-phase voltage command.
  • the three-phase voltage command is applied to PWM controller 85A.
  • the PWM controller 85A supplies a pulse width modulated gate signal to each power device of the converter 21A so that the input voltage of each phase of the converter 21A becomes a voltage command of these three phases.
  • control unit 8B Regard the internal configuration of the control unit 8B, except that the signal applied to the addition input of the subtractor 81B is not the corrected DC voltage reference but the set DC voltage reference itself, the control unit 8A The description is omitted because it is the same as the internal configuration of.
  • FIG. 2A shows an output voltage waveform of the inverter 22A before and after the cross current suppression control by the difference current control unit 7 in the first embodiment.
  • This control is an example of control when the output current of the inverter 22A is small.
  • the pulse width of the PWM-modulated output voltage waveform is the same before and after control, and therefore its harmonic components also differ only in peak value. .
  • the fundamental wave voltage has a peak value increased after control as compared to before control, but unexpected harmonic components are not included.
  • FIG. 2B shows the transition of the output voltage waveform of the inverter 22A when the same cross current control is performed by modulating the PWM pulse of the inverter 22A.
  • the peak value of the output voltage waveform modulated by cross current suppression control does not change, but the pulse width of the output voltage waveform changes significantly, and the frequency components of the harmonics are also large before and after control It is different. Therefore, in this case, unexpected harmonic current may flow in the coupling reactor 3.
  • the power converter 2A is an example of the “first power converter”, and the power converter 2B is an example of the “second power converter”.
  • the converter 21A is an example of the “first converter”, and the converter 21B is an example of the “second converter”.
  • the inverter 22A is an example of the “first inverter”, and the converter 22B is an example of the “second inverter”.
  • the current detector 6A is an example of the “first current detector”, and the current converter 6B is an example of the “second current detector”.
  • the control unit 8A is an example of the “first control unit”, and the control unit 8B is an example of the “second control unit”.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a power conversion system according to a second embodiment of the present invention. About each part of this Example 2, the same part as each part of the power conversion system based on Example 1 of this invention of FIG. 1 is shown with the same code
  • the difference of the second embodiment from the first embodiment is that in the difference current control unit 7A, the DC voltage feedback correction amount which is the output of the difference current controller 72 and the DC voltage detected by the voltage detector 24A in the subtracter 74 The difference between the two is calculated and the output thereof is given to the subtraction input of the subtractor 86 of the control section 8C as the corrected DC voltage feedback, and the addition input of the subtractor 86 is given a DC voltage reference
  • the difference between the voltage reference and the output of the subtracter 74 is the point of providing the voltage controller 82A.
  • the DC voltage reference is corrected by the subtractor 73, and the corrected DC voltage reference is given to the subtractor 81A.
  • the DC voltage feedback is corrected by the subtractor 74 without changing the DC voltage reference, and the corrected DC voltage feedback is provided to the subtractor 86. That is, in the first embodiment and the second embodiment, there is only difference in correcting the DC voltage reference or the DC voltage feedback for the cross current suppression control, and the basic effect is the same.
  • FIG. 4 is a block diagram of a power conversion system according to a third embodiment of the present invention.
  • AC power supply 1 applies an AC voltage to the primary winding of input transformer 1A.
  • the input transformer 1A is a secondary multi-winding transformer, and in this embodiment, has six secondary windings. Three-phase or single-phase secondary voltage is supplied to each converter of power conversion devices 2C, 2D, 2E, 2F, 2G and 2H from each of these secondary windings.
  • Each inverter of power conversion devices 2C, 2D, 2E, 2F, 2G and 2H is an inverter with a single-phase output
  • power conversion devices 2C and 2D, 2E and 2F, 2G and 2H are respectively a set of the output of the inverter Are connected in parallel via coupling reactors 3A, 3B and 3C, respectively.
  • the middle point of each of coupling reactors 3A, 3B and 3C is connected to the input terminal of the U phase, V phase and W phase of motor 4, respectively.
  • the cross current suppression control described in the first embodiment or the second embodiment can be applied. That is, if the DC voltage reference or DC voltage feedback of one power converter is corrected according to the difference between the output currents of the pair of inverters, and the converter of one power converter is controlled so as to minimize this difference. good.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power conversion system according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the fourth embodiment differs from the first embodiment in that reactive power control is performed by a control unit 8C that controls the converter 21A.
  • a voltage detector 9A for detecting the input voltage of the converter 21A is provided, and the output thereof is given to the phase synchronization circuit 86A in the control unit 8C.
  • the internal configuration of the control unit 8C will be described below.
  • the three-phase current detected by the current detector 5A is input to the three-phase to two-phase converter 87A.
  • the three-phase to two-phase converter 87A converts this three-phase current into a q-axis current and a d-axis current orthogonal thereto based on the reference phase ⁇ output from the phase synchronization circuit 86A.
  • the q-axis current can be an effective current flowing into the converter 21A
  • the d-axis current can be a reactive current.
  • the subtractor 83C calculates the difference between the active current reference output from the voltage controller 82A and the q-axis current and supplies the difference to the q-axis current controller 84C.
  • the q-axis current controller 84C operates as a minor loop controller, performs control to minimize the input difference, and outputs a q-axis voltage command, which is applied to the 2-phase to 3-phase converter 88A.
  • the d-axis current is applied to a subtractor 83D, the difference between the externally applied reactive current reference and the subtractor 83D is calculated, and the difference is applied to a d-axis current controller 84D.
  • the d-axis current controller 84D outputs a d-axis voltage command by controlling so as to minimize the input difference, and supplies the d-axis voltage command to the 2-phase to 3-phase converter 88A.
  • the two-phase to three-phase converter 88A converts the q-axis voltage command and the d-axis voltage command into three-phase voltage commands based on the reference phase ⁇ , and supplies the voltage commands to the PWM controller 85A.
  • control unit 8D for controlling the converter 21B also performs reactive power control, and accordingly, the signal of the voltage detector 9B is given to the control unit 8D.
  • the internal configuration of the control unit 8B is the same as the internal configuration of the control unit 8C except that the DC voltage reference is not the corrected DC voltage reference but the set DC voltage reference itself. The explanation is omitted.
  • the converter 21 is a self-excitation converter using a so-called self-arc-extinguishing element, but in the case of a converter which does not control reactive power, a separately excited converter can be used if it can variably control DC output. And so on.
  • the converters of the two power electronics devices are described as performing reactive power control, either one of them may be configured to perform reactive power control.

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Abstract

直流電圧を制御可能なコンバータ２１とインバータ２２で構成される電力変換装置２を２台有し、前記２台のインバータ２２Ａ、２２Ｂの出力を並列接続して交流電動機４を駆動する電力変換システムであって、 前記２台のインバータ２２Ａ、２２Ｂの各々の出力電流を検出する２台の電流検出器６Ａ、６Ｂで検出された検出電流の差分に応じて、何れか一方のコンバータの出力電圧を制御して前記２台のインバータ２２Ａ、２２Ｂに流れる横流を抑制する。

Description

電力変換システム
　この発明は、出力が並列接続された少なくとも２台の電力変換装置から成る電力変換システムに関する。
　電力変換装置の容量を増大させる手段として、複数台の電力変換装置の出力を並列接続する方法が知られている。例えば、交流電動機を２台の電力変換装置で駆動する電力変換システムにおいて、結合リアクトルを介して２台の電力変換装置の交流出力を接続する。このような並列多重の電力変換システムにおいては、２台の電力変換装置の出力電圧などの差や、結合リアクトルや配線ケーブルのインピーダンスの差によって各装置の出力電流に不平衡が生じ、装置間に横流と呼ばれる循環電流が発生する。この横流を抑制する方法として、電力変換装置の２台のＰＷＭインバータ間の横流を検出し、各ＰＷＭインバータの共通の電圧指令値と同じ単位の横流補償値として求め、この横流補償値を横流の値に応じて一方のＰＷＭインバータの電圧指令値に加算し、他方のＰＷＭインバータの電圧指令値から減算する横流制御部を設ける対策が知られている（例えば特許文献１参照。）。
特開２０１２－２４４６７４号公報（第９頁、図１及び図３）
　特許文献１に示されている横流制御部は、基本的には電力変換装置の出力を掌るＰＷＭインバータの出力電圧を操作量として制御する。このような制御において、制御すべき横流がある程度大きい場合には、２台のインバータの出力波形が異なる状態となり、予期しない高調波電流が結合リアクトルに流れてしまう場合があった。このため、このような事象を考慮して結合リアクトルの仕様を決める必要があった。
　本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、並列運転される２台の電力変換装置の横流制御において、予期しない高調波電流を流さないようにした電力変換システムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の電力変換システムは、直流電圧を制御可能な第１のコンバータと第１のインバータで構成される第１の電力変換装置と、直流電圧を制御可能な第２のコンバータと第２のインバータで構成される第２の電力変換装置を有し、前記第１のインバータの出力と前記第２のインバータの出力を、結合リアクトルを介して並列接続して交流電動機を駆動する電力変換システムであって、前記第１のインバータの出力電流を検出する第１の電流検出器で検出された第１検出電流と、前記第２のインバータの出力電流を検出する第２の電流検出器で検出された第２検出電流との差分に応じて、前記第１のコンバータと前記第２のコンバータの何れか一方の直流出力電圧を制御して前記第１のインバータと前記第２のインバータ間に流れる横流を抑制するようにしたことを特徴としている。
　この発明によれば、並列運転される２台の電力変換装置の横流制御において、予期しない高調波電流を流さないようにした電力変換システムを提供することができる。
本発明の実施例１に係る電力変換システムの回路構成図。 本発明の実施例１による横流制御の説明図。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの回路構成図。 本発明の実施例３に係る電力変換システムのブロック構成図。 本発明の実施例４に係る電力変換システムの回路構成図。
　以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
　図１は本発明の実施例１に係る電力変換システムの回路構成図である。商用の３相の交流電源１が、夫々電流検出器５Ａ、５Ｂを介して電力変換器２Ａ、２Ｂのコンバータ２１Ａ、２１Ｂに接続される。電力変換器２Ａ、２Ｂは、夫々コンバータ２１Ａ、２１Ｂ、直流コンデンサ２３Ａ、２３Ｂ及びインバータ２２Ａ、２２Ｂより構成される。コンバータ２１Ａ、２１Ｂの直流出力は夫々直流コンデンサ２３Ａ、２３Ｂで平滑化されインバータ２２Ａ、２２Ｂに入力される。インバータ２２Ａ、２２Ｂの交流出力は夫々電流検出器６Ａ、６Ｂを介して相間に設けられた結合リアクトル３の一方及び他方の端子に接続される。結合リアクトル３の中点の３相出力は交流電動機４に接続される。以上の構成によって、電力変換器２Ａ、２Ｂは交流電動機４を並列駆動する。ここで、インバータ２２Ａとインバータ２２Ｂは同期制御されており、その基本波出力は同相とする。
　本実施例においては、コンバータ２１Ａ、２１Ｂ及びインバータ２２Ａ、２２Ｂは電圧型のＰＷＭ変換器である。コンバータ２１Ａ、２１Ｂを構成するパワーデバイスは、夫々制御部８Ａ、８Ｂから与えられるゲート信号によりオンオフ制御されている。制御部８Ａ、８Ｂには、電流検出器５Ａ、５Ｂによる入力電流信号のほか、直流コンデンサ２３Ａ、２３Ｂに印加される直流電圧を検出する電圧検出器２４Ａ、２４Ｂの出力も夫々与えられている。
　電流検出器６Ａ、６Ｂで検出された出力電流は、夫々差電流制御部７の減算器７１の加算入力及び減算入力に与えられる。そして、減算器７１の出力、すなわち、インバータ２２Ａとインバータ２２Ｂの出力電流の差分は、例えばＰＩ制御器である差電流制御器７２に与えられる。差電流制御器７２は、この差分が最小となるように制御してその出力を直流電圧基準補正量として減算器７３の減算入力に与える。減算器７３の加算入力には予め設定された直流電圧基準が与えられる。そして、減算器７３の出力は補正された直流電圧基準として制御部８Ａに与えられる。また、制御部８Ｂには直流電圧基準そのものが与えられる。ここで、例えばインバータ２２Ａの出力電流がインバータ２２Ｂのそれより小さい場合を考えると、差電流制御器７２の出力はマイナスとなり、従って減算器７３の出力である補正された直流電圧基準は設定された直流電圧基準より大きい値となる。この動作によってインバータ２２Ａの出力電圧及び出力電流は増加し、結果として上記差分はゼロに近づくことになる。
　制御部８Ａの内部構成について以下説明する。電圧検出器２４Ａで検出された電力変換器２Ａの直流電圧は、差電流制御部７の減算器７３から与えられる補正された直流電圧基準と、直流電圧帰還として減算器８１Ａで比較され、その差分は、例えばＰＩ制御器である電圧制御器８２Ａに与えられる。電圧制御器８２Ａは、この差分が最小となるように制御し、入力電流基準を出力する。この入力電流基準は、減算器８３Ａにおいて電流検出器５Ａで検出された入力電流と比較され、その差分は、例えばＰＩ制御器である電流制御器８４Ａに与えられる。電流制御器８４Ａは、マイナーループ制御器として動作し、この差分が最小となるように制御し、３相の電圧指令を出力する。この３相の電圧指令はＰＷＭ制御器８５Ａに与えられる。ＰＷＭ制御器８５Ａはコンバータ２１Ａの各相の入力電圧がこの３相の電圧指令となるようにコンバータ２１Ａの各パワーデバイスに対して、パルス幅変調されたゲート信号を供給する。
　次に制御部８Ｂの内部構成であるが、減算器８１Ｂの加算入力に与えられる信号が、補正された直流電圧基準ではなく、設定された直流電圧基準そのものである点を除けば、制御部８Ａの内部構成と同一であるので、その説明は省略する。
　以上の構成により、差電流制御部７及び制御部８Ａの動作によってインバータ２２Ａの出力電圧波形がどのように変化するのかについて図２を参照して説明する。図２（ａ）は実施例１において、差電流制御部７による横流抑制制御を行う前と行った後のインバータ２２Ａの出力電圧波形を示したものである。この制御はインバータ２２Ａの出力電流が小さかった場合の制御例である。図示したように直流電圧を増加させる制御を行っているので、ＰＷＭ変調された出力電圧波形のパルス幅は制御前と制御後では同じであり、従ってその高調波成分も波高値が異なるだけとなる。基本波電圧は制御前にくらべ制御後は波高値が増加しているが、予期しない高調波成分は含まれない。
　図２（ｂ）に同じ横流制御をインバータ２２ＡのＰＷＭパルスの変調で行った場合のインバータ２２Ａの出力電圧波形の推移を示す。図示したようにこの場合は横流抑制制御によってＰＷＭ変調された出力電圧波形の波高値は変わらないが出力電圧波形のパルス幅は大幅に変化し、高調波の周波数成分も制御前と制御後で大きく異なる。従ってこの場合は結合リアクトル３に予期しない高調波電流が流れる可能性がある。
　電力変換器２Ａは「第１の電力変換装置」の一例であり、電力変換器２Ｂは「第２の電力変換装置」の一例である。また、コンバータ２１Ａは「第１のコンバータ」の1例であり、コンバータ２１Ｂは「第２のコンバータ」の一例である。また、インバータ２２Ａは「第１のインバータ」の一例であり、コンバータ２２Ｂは「第２のインバータ」の一例である。また、電流検出器６Ａは「第１の電流検出器」の一例であり、電流変換器６Ｂは「第２の電流検出器」の一例である。また、制御部８Ａは「第１の制御部」の一例であり、制御部８Ｂは「第２の制御部」の一例である。
　図３は本発明の実施例２に係る電力変換システムの回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換システムの各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、差電流制御部７Ａにおいて、減算器７４が差電流制御器７２の出力である直流電圧帰還補正量と電圧検出器２４Ａで検出された直流電圧との差分を演算してその出力を補正された直流電圧帰還として制御部８Ｃの減算器８６の減算入力に与える構成とした点、また減算器８６の加算入力には直流電圧基準を与え、この直流電圧基準と減算器７４の出力の差分を電圧制御器８２Ａに与える構成とした点である。
　実施例１においては、減算器７３によって直流電圧基準を補正し、補正された直流電圧基準を減算器８１Ａに与えた。これに対しこの実施例２においては、上述の通り、直流電圧基準は変えないで、直流電圧帰還を減算器７４で補正し、補正された直流電圧帰還を減算器８６に与えている。すなわち、実施例１と実施例２とでは、横流抑制制御のために直流電圧基準を補正するか直流電圧帰還を補正するかの違いしかなく、基本的な作用効果は同一である。
　図４は本発明の実施例３に係る電力変換システムのブロック構成図である。交流電源１は入力トランス１Ａの１次巻線に交流電圧を与える。入力トランス１Ａは２次多巻線トランスであり、この実施例では６個の２次巻線を有している。これらの２次巻線の各々から電力変換装置２Ｃ、２Ｄ、２Ｅ、２Ｆ、２Ｇ及び２Ｈの各コンバータに３相または単相の２次電圧が給電される。電力変換装置２Ｃ、２Ｄ、２Ｅ、２Ｆ、２Ｇ及び２Ｈの各インバータは出力が単相のインバータであり、電力変換装置２Ｃと２Ｄ、２Ｅと２Ｆ、２Ｇと２Ｈは夫々組となってインバータの出力が夫々結合リアクトル３Ａ、３Ｂ、３Ｃを介して並列に接続されている。そして、結合リアクトル３Ａ、３Ｂ、３Ｃの各々の中点は夫々電動機４のＵ相、Ｖ相及びＷ相の入力端子に接続されている。
　この図４に示す構成の電力変換システムであっても、実施例１あるいは実施例２で説明した横流抑制制御を適用することが可能である。すなわち、組となるインバータの出力電流の差分に応じて一方の電力変換装置の直流電圧基準または直流電圧帰還を補正し、この差分が最小となるように一方の電力変換装置のコンバータを制御すれば良い。
　図５は本発明の実施例４に係る電力変換システムの回路構成図である。この実施例４の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換システムの各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例４が実施例１と異なる点は、コンバータ２１Ａを制御する制御部８Ｃで無効電力制御を行うようにした点である。このためにコンバータ２１Ａの入力電圧を検出する電圧検出器９Ａを設け、制御部８Ｃ内の位相同期回路８６Ａにその出力を与えている。
　以下、制御部８Ｃの内部構成を説明する。電流検出器５Ａで検出された３相の電流は３相―２相変換器８７Ａに入力される。３相―２相変換器８７Ａは、位相同期回路８６Ａが出力する基準位相φに基づいてこの３相電流をｑ軸電流とこれと直交するｄ軸電流に変換する。基準位相φを適切に選べば、ｑ軸電流はコンバータ２１Ａに流入する有効電流、ｄ軸電流は無効電流とすることができる。減算器８３Ｃは電圧制御器８２Ａの出力である有効電流基準と上記ｑ軸電流との差分を演算し、ｑ軸電流制御器８４Ｃに与える。ｑ軸電流制御器８４Ｃはマイナーループ制御器として動作し、入力された差分が最小となるように制御してｑ軸電圧指令を出力し、これを２相―３相変換器８８Ａに与える。一方ｄ軸電流は減算器８３Ｄに与えられ、外部から与えられる無効電流基準と減算器８３Ｄでその差分が演算され、これがｄ軸電流制御器８４Ｄに与えられる。ｄ軸電流制御器８４Ｄは入力された差分が最小となるように制御してｄ軸電圧指令を出力し、これを２相―３相変換器８８Ａに与える。２相―３相変換器８８Ａは基準位相φに基づいて上記ｑ軸電圧指令とｄ軸電圧指令を３相の電圧指令に変換してＰＷＭ制御器８５Ａに与える。
　また、図５においては、コンバータ２１Ｂを制御する制御部８Ｄも無効電力制御を行うものとし、従って電圧検出器９Ｂの信号を制御部８Ｄに与えている。制御部８Ｂの内部構成であるが、直流電圧基準が、補正された直流電圧基準ではなく、設定された直流電圧基準そのものである点を除けば、制御部８Ｃの内部構成と同一であるので、その説明は省略する。
　以上の構成によれば、コンバータ２１Ａに無効電力制御を適用することによって、有効電流制御で直流電圧一定制御及びインバータ側の横流抑制制御を行い、無効電流制御によって例えば電力系統への無効電力を所望の値に制御することが可能となる。
　以上本発明の実施例を説明したが、これは例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　例えば各実施例において、コンバータ２１は所謂自己消弧形素子を用いた自励のコンバータとしたが、無効電力を制御しないコンバータの場合は、直流出力を可変制御できるものであれば、他励コンバータなどであっても良い。
　また、実施例３においては、２台の単相出力の電力変換装置複数組で構成される電力変換システムの例を記載したが、通常の３相出力の電力変換装置を用いたものであっても本願が適用されることは明らかである。例えば、図１に示す２台の電力変換装置を２組用い、各組の出力同士を、結合リアクトルを介して交流電動機を駆動するものであっても良い。
　また、実施例４において、２台の電力変換装置のコンバータは何れも無効電力制御するものと記載したが、何れか一方のみ無効電力制御を行うように構成しても良い。
１　交流電源
１Ａ　入力変圧器
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ、２Ｅ、２Ｆ、２Ｇ、２Ｈ　電力変換器
２１Ａ、２１Ｂ　コンバータ
２２Ａ、２２Ｂ　インバータ
２３Ａ、２３Ｂ　直流コンデンサ
２４Ａ、２４Ｂ　電圧検出器
３、３Ａ、３Ｂ、３Ｃ　結合リアクトル
５Ａ、５Ｂ　電流検出器
６Ａ、６Ｂ　電流検出器
７、７Ａ　差電流制御部
７１　減算器
７２　差電流制御器
７３、７４　減算器
８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、８Ｄ　制御部
８１Ａ、８１Ｂ　減算器
８２Ａ、８２Ｂ　電圧制御器
８３Ａ、８３Ｂ、８３Ｃ、８３Ｄ　減算器
８４Ａ、８４Ｂ、８４Ｃ、８４Ｄ　電流制御器
８５Ａ、８５Ｂ　ＰＷＭ制御器
８６Ａ　位相同期回路
８７Ａ　３相―２相変換器
８８Ａ　２相―３相変換器
９Ａ、９Ｂ　電圧検出器

Claims (5)

  1. 　直流電圧を制御可能な第１のコンバータと第１のインバータで構成される第１の電力変換装置と、
    直流電圧を制御可能な第２のコンバータと第２のインバータで構成される第２の電力変換装置を有し、
    前記第１のインバータの出力と前記第２のインバータの出力を、結合リアクトルを介して並列接続して交流電動機を駆動する電力変換システムであって、
    前記第１のインバータの出力電流を検出する第１の電流検出器で検出された第１検出電流と、前記第２のインバータの出力電流を検出する第２の電流検出器で検出された第２検出電流との差分に応じて、前記第１のコンバータと前記第２のコンバータの何れか一方の直流出力電圧を制御して前記第１のインバータと前記第２のインバータ間に流れる横流を抑制するようにしたことを特徴とする電力変換システム。
  2. 　前記第１のコンバータを制御する第１の制御部と、前記第２のコンバータを制御する第２の制御部と、前記第１検出電流と前記第２検出電流との差分から前記第１の制御部に前記差分が最小となるような補正信号を出力する差電流制御部を備え、
    前記第２の制御部は、前記第２のコンバータの直流出力電圧が所定の直流電圧基準となるように制御し、
    前記第１の制御部は、前記第１のコンバータの直流出力電圧が、前記所定の直流電圧基準を前記補正信号で補正した値となるように制御するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 　前記第１のコンバータを制御する第１の制御部と、前記第２のコンバータを制御する第２の制御部と、前記第１検出電流と前記第２検出電流との差分から前記第１の制御部に前記差分が最小となるような補正信号を出力する差電流制御部を備え、
    前記第２の制御部は、前記第２のコンバータの直流出力電圧が所定の直流電圧基準となるように制御し、
    前記第１の制御部は、前記第１のコンバータの直流出力電圧の帰還を前記補正信号で補正した値が、前記所定の直流電圧基準となるように制御するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  4. 　前記第１の制御部と前記第２の制御部のうち少なくとも１つは無効電流制御を行うものとし、
    前記第１のコンバータまたは前記第２のコンバータに流れる無効電流制御をマイナーループとして前記第１のコンバータまたは前記第２のコンバータの交流出力電圧制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の電力変換システム。
  5. 　前記２台の電力変換器を複数組備え、複数組の前記インバータの出力を合成して前記交流電動機を駆動するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の電力変換システム。
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