WO2019073658A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Definitions
- the present invention relates to a power converter that performs DC power conversion (DC / DC conversion), and more particularly to an isolated power converter that performs DC / DC conversion via a transformer.
- Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2017-1964 (Patent Document 1) is miniaturized for wind power generation systems. Configuration is described.
- a multi-turn type transformer in which a secondary side winding is divided into a plurality of parts for each output of a plurality of DC / AC converters connected in parallel on the output side of a wind power generator
- a configuration suitable for a wind power generation system is realized by connecting and serially connecting the outputs of AC / DC converters arranged for each secondary winding of each multi-turn transformer.
- Patent Document 1 the necessary step-up ratio is obtained by connecting in series the outputs of AC / DC converters connected to the secondary windings of a multi-turn transformer instead of increasing the turns ratio of the transformer. It becomes easy to secure the In particular, by increasing the number of secondary windings of the multi-turn transformer, the number of unit modules disposed in parallel, ie, DC / AC converters connected in parallel on the primary side (wind power generation facility side) It is described that the number can be reduced.
- Patent Document 1 In high voltage and high capacity DC / DC conversion applications, it is necessary to arrange a large number of DC / AC converters in parallel on the primary side of the transformer in order to secure current capacity. For this reason, when the configuration of Patent Document 1 is applied to a large-capacity application, there is a concern that miniaturization will be difficult due to the large number of multiplex type transformers that tend to be relatively large.
- the present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a high voltage and / or a large capacity for a power converter performing DC / DC conversion via a transformer. To provide a configuration suitable for miniaturization in
- the power converter performs DC voltage conversion between the pair of first DC terminals and the pair of second DC terminals.
- the power converter includes a plurality of DC / AC converters, a plurality of AC / DC converters, and a multi-transformer connected between the plurality of DC / AC converters and the plurality of AC / DC converters. .
- Each DC / AC converter performs DC / AC power conversion between DC and AC nodes.
- Each AC / DC converter performs AC / DC power conversion between an AC node and a DC node.
- the direct current nodes of the plurality of DC / AC converters having direct current nodes are connected in parallel or in series between the first direct current terminals.
- the plurality of AC / DC converters are connected in parallel or in series between the second DC terminals.
- the multi-transformer includes a plurality of primary side windings, a plurality of secondary side windings, and a core portion on which the plurality of primary side windings and the plurality of secondary side windings are wound.
- the plurality of primary side windings are respectively connected to the AC nodes of the plurality of DC / AC converters.
- the plurality of secondary side windings are respectively connected to the AC nodes of the plurality of AC / DC converters.
- the core portion is configured such that the magnetic path is common to the plurality of primary windings, and the magnetic path is common to the plurality of secondary windings.
- the present invention is suitable for high voltage and / or large current by connecting a plurality of DC / AC converters and AC / DC converters in series or in parallel between the first and second DC terminals.
- a plurality of DC / AC converters and AC / DC converters in series or in parallel between the first and second DC terminals.
- FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a configuration of a power conversion device according to a first embodiment. It is a circuit diagram which shows the structural example of the DC / DC conversion unit shown by FIG.
- FIG. 5 is an example of an operation waveform chart of the DC / DC conversion unit shown in FIG. 2; It is a conceptual diagram explaining the example of a structure in Embodiment 1 of the multiple transformer shown by FIG.
- FIG. 5 is a conceptual diagram for explaining an example of a magnetic circuit model of the multi-transformer in the first embodiment.
- FIG. 10 is a voltage control waveform diagram in the DC / DC conversion unit in the power conversion device in accordance with Embodiment 2.
- FIG. 10 is a voltage control waveform diagram in the DC / DC conversion unit in the power conversion device in accordance with Embodiment 2.
- FIG. 8 is a conceptual diagram illustrating an example configuration of a multi-transformer applied to a power conversion device according to a second embodiment.
- FIG. 13 is a conceptual diagram illustrating an example of a magnetic circuit model of a multiple transformer in Embodiment 2. It is a notional wave form diagram for explaining flux behavior in two adjacent primary side windings via a bypass core.
- FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a comparative example of the third embodiment.
- FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a third embodiment.
- FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a modification of the third embodiment.
- FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a fourth embodiment.
- FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to a first modification of the fourth embodiment.
- FIG. 21 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to a second modification of the fourth embodiment.
- FIG. 21 is a perspective view schematically showing an example of a winding wire of a multi-transformer according to a fifth embodiment.
- FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a configuration of a power conversion device 10a according to a first embodiment.
- power conversion device 10a includes a pair of first DC terminals 20 connected to positive power supply line PL0 and negative power supply line NL0, and a pair connected to positive power supply line PL3 and negative power supply line NL3.
- n (n is a natural number of n ⁇ 2) DC / DC conversion units 50, and a multi-transformer 300a.
- the power conversion device 10 a performs power conversion (DC / DC conversion) for DC voltage conversion between the first DC terminal 20 and the second DC terminal 30.
- Each DC / DC conversion unit 50 has a DC terminal 102 and a DC terminal 202.
- the n DC terminals 102 respectively corresponding to the n DC / DC conversion units 50 are connected between the DC terminals 20 via the positive power supply line PL0 and the negative power supply line NL0.
- n DC terminals 202 respectively corresponding to the n DC / DC conversion units 50 are connected in series between the positive power supply line PL3 and the negative power supply line NL3. That is, n DC terminals 202 are connected in series between the DC terminals 30.
- the DC / DC conversion unit 50 includes, in addition to the DC terminals 102 and 202, a DC / AC converter 100, AC terminals 101 and 201, and an AC / DC converter 200.
- the AC terminal 101 is connected to one primary winding 301 of the multi-transformer 300 a.
- the AC terminal 201 is connected to one secondary winding 302 of the multiple transformer 300a.
- FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the DC / DC conversion unit 50 shown in FIG.
- DC / DC conversion unit 50 includes DC / AC converter 100 connected between DC terminal 102 and AC terminal 101, and AC connected between AC terminal 201 and DC terminal 202. And a DC / DC converter 200.
- the DC / AC converter 100 includes a DC capacitor Cdc1 and semiconductor switching elements Q11 to Q14.
- the DC capacitor Cdc1 is connected between the DC nodes Ndc11 and Ndc12, and is connected in parallel to the DC terminal 102.
- the semiconductor switching elements Q11 and Q12 are connected in series between the DC nodes Ndc11 and Ndc12 via the AC node Nac11.
- semiconductor switching elements Q13 and Q14 are connected in series between DC nodes Ndc11 and Ndc12 via AC node Nac12.
- AC / DC converter 200 has DC capacitor Cdc2 and semiconductor switching elements Q21 to Q24.
- the DC capacitor Cdc2 is connected between the DC nodes Ndc21 and Ndc22 and is connected in parallel to the DC terminal 202.
- the semiconductor switching elements Q21 and Q22 are connected in series between the DC nodes Ndc11 and Ndc12 via the AC node Nac21.
- semiconductor switching elements Q22 and Q24 are connected in series between DC nodes Ndc21 and Ndc22 via AC node Nac22.
- a full bridge circuit is configured by two switching legs in which the semiconductor switching elements Q11 and Q13 are on the positive electrode side and the semiconductor switching elements Q12 and Q14 are on the negative electrode side.
- a full bridge circuit is configured by two switching legs in which the semiconductor switching elements Q21 and Q23 are on the positive electrode side and the semiconductor switching elements Q22 and Q24 are on the negative electrode side.
- any semiconductor switching element having a self-extinguishing function such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) in which diodes are connected in antiparallel can be applied.
- IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
- Each of the semiconductor switching elements Q11 to Q24 may be used in combination of a plurality of semiconductor switching elements in parallel according to the current capacity.
- Drive circuit 60 controls gate signals 61 for controlling on / off of semiconductor switching elements Q11 to Q14 in accordance with a control signal from a controller (not shown) for controlling power conversion device 10a, and on / off of semiconductor switching elements Q21 to Q24. And a gate signal 62 for control. By controlling the voltage of the control electrode (gate) of each semiconductor switching element according to the corresponding gate signals 61 and 62, the switching control of the semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 is performed.
- the drive circuit 60 can be configured by a known general gate drive circuit.
- FIG. 3 is an example of an operation waveform diagram of the DC / DC conversion unit 50 shown in FIG. Referring to FIG. 3, in each leg of DC / AC converter 100, semiconductor switching elements Q11 and Q14 on the positive electrode side are turned on and off complementarily with semiconductor switching elements Q12 and Q13 on the negative electrode side. Further, a short circuit between DC nodes Ndc11 and Ndc12 in the same leg is prevented between the on period of the semiconductor switching elements Q11 and Q14 on the positive side and the on period of the semiconductor switching elements Q12 and Q13 on the negative side.
- a dead time TD is provided to By switching control of the semiconductor switching elements Q11 to Q14, DC / AC power conversion is performed between the DC voltage between the DC nodes Ndc11 and Ndc12 and the AC voltage V1 between the AC nodes Nac11 and Nac12, that is, between the AC terminals 101. To be executed.
- each leg of AC / DC converter 200 semiconductor switching elements Q21 and Q24 on the positive electrode side are turned on and off complementarily with semiconductor switching elements Q22 and Q23 on the negative electrode side.
- a similar dead time TD is provided between the on period of the semiconductor switching elements Q21 and Q24 on the positive electrode side and the on period of the semiconductor switching elements Q22 and Q23 on the negative electrode side.
- the voltage ratio between the amplitude (Vdc1) of the AC voltage V1 between the AC terminals 101 and the amplitude (Vdc2) of the AC voltage V2 between the AC terminals 201 is equal to that of the primary winding 301 and the secondary winding 302. It becomes a value according to the turns ratio.
- DC / DC conversion unit 50 controls transmission power by controlling phase difference ⁇ between AC voltage V1 output from DC / AC converter 100 and AC voltage V2 output from AC / DC converter 200. be able to.
- the phase difference ⁇ can be controlled by a control signal input to the drive circuit 60. Specifically, according to the control signal in which phase difference ⁇ for transmission power control is set, drive circuit 60 controls the semiconductor on the positive electrode side between DC / AC converter 100 and AC / DC converter 200.
- gate signals 61 and 62 of the respective semiconductor switching elements are generated.
- the switching frequency of each of the miniaturized semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 is increased (for example, 61 Hz or more higher than the frequency of the commercial AC power supply)
- the loss of the multi-transformer 300a may be increased.
- the snubber capacitor CS in parallel to each of the semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24, it is possible to use the resonance phenomenon by the action of the snubber capacitor CS and the inductance LS of the AC nodes Nac11 to Nac22 to utilize each resonance phenomenon.
- the voltage waveform of the semiconductor switching element can be made sinusoidal.
- soft switching can be performed by application of so-called zero voltage switching when the semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 are turned on and off.
- switching loss and electromagnetic noise can be reduced. Therefore, downsizing of a multiple transformer 300a described later can be achieved by raising the operating frequency.
- the inductance LS can use the leakage inductance of the primary winding 301 and the secondary winding 302.
- an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like can be used as the DC capacitors Cdc1 and Cdc2.
- a high frequency current flows through the direct current capacitors Cdc1 and Cdc2, but when using a film capacitor, deterioration due to the high frequency current can be suppressed, and therefore, a long life can be achieved.
- the configurations of the DC / AC converter 100 and the AC / DC converter 200 shown in FIG. 2 are one example, and the same DC / AC conversion and AC / DC conversion are performed by turning on and off the semiconductor switching element. If possible, application of any circuit configuration is possible. Moreover, if each of the plurality (n) of the DC / DC conversion units 50 has the same configuration, simplification of the test and improvement of the manufacturability can be achieved.
- n DC / AC converters 100 and n AC / DC converters 200 are arranged corresponding to n DC / DC conversion units 50 respectively.
- the multi-transformer 300 a has n primary windings 301 and n secondary windings 302.
- the n DC / DC conversion units 50 are connected in parallel on the DC terminal 20 side and connected in series on the DC terminal 30 side.
- the DC / DC conversion units 50 By connecting the DC / DC conversion units 50 in parallel, a large current can be handled.
- connecting the DC / DC conversion units 50 in series makes it possible to handle high voltages. Accordingly, in the configuration example of FIG. 1, the power conversion device 10 a is suitable for high voltage and large current applications where the DC voltage between the DC terminals 20 is boosted and output between the DC terminals 30.
- n DC / AC converters 100 are connected in series on the DC terminal 20 side
- n AC / DC converters 200 are connected in parallel on the DC terminal 30 side. It is also possible.
- n DC / AC converters 100 and n AC / DC converters 200 are connected in series on both the DC terminal 20 side and the DC terminal 30 side, or the DC terminal 20 side and the DC terminal 30 side It is also possible to connect n DC / AC converters 100 and n AC / DC converters 200 in parallel.
- FIG. 4 shows a configuration example of the multiple transformer 300a in the first embodiment.
- multi-transformer 300a has two annular rectangular iron cores 303x and 303y that constitute a "core portion".
- Each of the annular rectangular cores 303x and 303y can be configured by laminating a plurality of thin strip-shaped magnetic materials in the direction perpendicular to the paper surface of FIG.
- the rectangular ring iron cores 303 x and 303 y are comprehensively described, the rectangular ring iron cores 303 x and 303 y are also simply described as an annular rectangular iron core 303.
- the annular rectangular core 303 has iron core legs 304 and 305 extending along the vertical direction of the drawing, and yoke portions 306 and 307 connecting the ends of the iron core legs 304 and 305.
- the primary winding 301 and the secondary winding 302 of the multi-transformer 300a are wound on adjacent ones of the two iron core legs of the annular rectangular iron cores 303x and 303y.
- one iron core leg on which the primary side winding 301 and the secondary side winding 302 are wound is indicated by reference numeral 304, and the other is not wound. It is assumed that the iron core leg is indicated by reference numeral 305.
- the n primary side windings 301 and the n secondary side windings 302 are wound around a common annular rectangular core 303 x and 303 y. Therefore, it is understood that the magnetic path is common among the n primary side windings 301 and the magnetic path is common among the n secondary windings 302.
- each DC / DC conversion unit 50 (FIG. 2), the primary winding 301 is connected to the AC terminal 101, and the secondary winding 302 is connected to the AC terminal 201.
- the primary side winding 301 and the secondary side winding 302 are magnetically coupled by annular rectangular iron cores 303x and 303y.
- one primary winding 301 and one secondary winding 302 connected to the same DC / DC conversion unit 50 are connected to the other DC / DC conversion unit 50, and the primary winding 301 and The annular rectangular cores 303 x and 303 y are wound so as to be close to each other as compared with the secondary side winding 302.
- the insulation distance according to the potential difference between the two is secured.
- the required insulation distance is known to increase non-proportionally and not in proportion to the increase in potential difference.
- the high voltage generated between the DC terminals 30 causes the secondary winding 302 to pass through the AC terminal 201.
- the applied potential also increases. Therefore, by increasing the insulation distance required between the secondary side winding 302 and the annular rectangular core 303, multiple transformations are caused by an increase in the dimension of the annular rectangular core 303 (particularly, the dimension in the vertical direction in the drawing of FIG. 4). There is a concern that the size of the vessel 300a will be increased.
- the primary side winding 301 is divided and arranged in a plurality.
- the divided windings are connected in parallel to the AC terminal 101.
- the secondary winding 302 is disposed so as to be sandwiched by the divided primary winding 301.
- the secondary winding 302 is disposed with respect to the yoke portions 306 and 307 with the primary winding 301 interposed therebetween.
- the insulation distance D1 required between the secondary winding 302 and the iron core is the secondary winding 302 and the primary winding 301.
- D1 >> D2, D3 and D1> (D2 + D3) is the insulation distance D1 and the insulation distance D3 required between the primary winding 301 and the core (ground potential) (D1 >> D2, D3 and D1> (D2 + D3)). Therefore, by arranging as shown in FIG.
- the divided primary side windings 301 are adjacent to each other between different DC / DC conversion units 50, but the primary side windings 301 are at the same potential. Therefore, the division of the primary winding 301 can avoid a significant increase in the size of the annular rectangular iron core 303 for securing the insulation distance.
- the primary winding 301 is divided and disposed so as to sandwich the secondary winding 302. This is because the primary winding 301 and the secondary winding 302 are not included. This is because the secondary winding 302 has a relatively high potential with respect to the iron core (ground potential). Therefore, in the power converter 10a, when the primary winding 301 is configured to have a higher potential than the secondary winding 302, on the contrary to the example of FIG.
- the winding 302 may be divided and disposed so as to sandwich the primary winding 301.
- FIG. 5 is a conceptual diagram for explaining an example of a magnetic circuit model of the multiple transformer 300 a according to the first embodiment.
- the leakage magnetic flux is ignored, and only the magnetic circuit formed in the annular rectangular core 303 on one side when the primary side winding 301 is excited is illustrated.
- magnetomotive forces F1, F2, and F3 that generate magnetic fluxes ⁇ 1, ⁇ 2, and ⁇ 3 are generated.
- the magnetomotive force F1 produces a magnetic flux ⁇ 1 through the magnetic path M11.
- the magnetic paths M5, M12, and M1 are paths of the magnetic flux ⁇ 1.
- the magnetomotive force F2 produces a magnetic flux ⁇ 2 through the magnetic path M12.
- the magnetic paths M6, M23, and M2 become paths of the magnetic flux ⁇ 2.
- the magnetomotive force F3 produces a magnetic flux ⁇ 3 through the magnetic path M23.
- the magnetic paths M7, M33, and M3 are paths of the magnetic flux ⁇ 2.
- the magnetic flux ⁇ in the iron core can be calculated by the following equation (1).
- ⁇ ( ⁇ ) [1 / (N ⁇ f)] ⁇ ⁇ V ( ⁇ ) d ⁇ (1)
- V ( ⁇ ) is an alternating voltage applied to the primary winding 301
- ⁇ and f indicate the phase and frequency of the alternating voltage.
- N indicates the number of turns of the primary winding 301.
- the maximum value ⁇ max of the magnetic flux ⁇ can be obtained by the following equation (2).
- ⁇ max K ⁇ Vrms ⁇ [1 / (N ⁇ f)] (2)
- Vrms is an effective value of the AC voltage applied to the primary winding 301
- K is a proportional constant.
- the core portion through which the magnetic fluxes ⁇ 1 to ⁇ 3 pass (portion corresponding to the magnetic paths M1 to M3, M11, M5 to M7, and M33 in FIG. 5) is also referred to as “main core”.
- the multi-transformer 300a will be able to receive the main core and each winding (primary side winding 301 and secondary side It becomes possible to realize with a simple configuration of only the side winding 302), and it becomes possible to miniaturize the multiple transformer 300a and to suppress the power loss of the power conversion in each DC / DC conversion unit 50.
- each DC / DC conversion unit 50 is configured equally and is usually used at the same frequency. Moreover, in order to operate each DC / DC conversion unit 50 equally, the maximum value of the alternating voltage applied to the primary side winding 301 is made equal among DC / DC conversion units 50. Similarly, among the DC / DC conversion units 50, the maximum value of the AC voltage applied to the secondary winding 302 is also made equal.
- each DC / DC conversion unit 50 drive circuit 60 generates gate signals 61 and 62 according to a control signal from a control circuit (not shown) of power conversion device 10a. It is operating by. Therefore, the gate signal 61 of the DC / AC converter 100 is made common and the gate signal 62 of the AC / DC converter 200 is made common among the plurality of DC / DC conversion units 50 according to the control signal.
- each DC / DC conversion unit 50 can operate at the same phase.
- semiconductor switching elements Q11 to Q14 are identical to each other so that the maximum value, frequency, and phase of AC voltage V1 between AC nodes Nac11 and Nac12 are matched among n DC / AC converters 100.
- semiconductor switching elements Q21 to Q24 have the same phase so that the maximum value, frequency, and phase of AC voltage V2 between AC nodes Nac21 and Nac22 are matched between n AC / DC converters 200 as well. Can be turned on and off.
- FIG. 2 exemplifies control for making the gate signals 61 and 62 common.
- the gate signals 61 are separated between the DC / AC converters 100.
- the delay time in the transmission path of the gate signal 61 between the DC / AC converters 100 can be finely adjusted to enhance the consistency of the AC voltage V1.
- gate signals 62 are separated between AC / DC converters 200. It is also possible.
- a plurality of DC / AC converters and AC / DC converters for high voltage and / or high current applications a primary side of a transformer and On the secondary side, in the configuration of connecting in series or in parallel, a multi-transformer 300 a sharing the magnetic path between the primary side winding and the secondary side winding as many as DC / AC converter and AC / DC converter.
- the size of the device can be reduced by using
- one of the relatively low voltage windings of the primary winding and the secondary winding is divided and arranged so as to sandwich the other high voltage winding.
- the semiconductor switching elements of the plurality of DC / AC converters are on / off controlled in the same phase, and the semiconductor switching elements of the plurality of AC / DC converters are on / off controlled in the same phase, without providing a bypass core In the configuration using the miniaturized multiple transformer, it is possible to suppress an increase in power loss.
- semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 used in the first embodiment are usually formed using silicon (Si), they are wide band gap semiconductors whose band gap is larger than silicon (Si). It is also possible to apply a semiconductor switching element using silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), diamond or the like. Thereby, since the voltage which each DC / AC converter 100 and each AC / DC converter 200 input / output can be made high, it can be set as the structure suitable for a high voltage use further. Further, since the switching frequency of the semiconductor switching element can be increased, it is possible to further miniaturize the multi-transformer 300a.
- Second Embodiment In the second embodiment, the configuration and control have been described in which the DC / DC conversion units 50 operate equally to suppress an increase in power loss due to the generation of the cross current. However, if there are individual differences in the components of the DC / DC conversion unit 50, the maximum values of the phase and AC voltage do not necessarily coincide between the DC / DC conversion units 50. On the other hand, in order to share the components of the DC / DC conversion unit 50, the maximum values of the voltages need to be equal. Therefore, in the second embodiment, a configuration and control for dealing with individual differences of component parts will be described.
- FIG. 6 shows a voltage control waveform chart in the power conversion device according to the second embodiment.
- FIG. 6A AC voltages V11, V12,... V1n between the AC terminals 101 of the n DC / AC converters 100 are shown.
- FIG. 6B AC voltages V21, V22,... V2n between the AC terminals 201 of n AC / DC converters 200 are shown.
- the phase of the AC voltage V1 is the same among the n DC / AC converters 100.
- the AC / DC converters 200 operate in common according to the common gate signal 62, the phase of the AC voltage V2 is the same among the n AC / DC converters 200.
- the transmission power by the n DC / DC conversion units 50 is adjusted individually. Therefore, the phase difference ⁇ described in FIG. 3 is set individually for each DC / DC conversion unit 50.
- the drive circuit 60 individually generates, for each DC / DC conversion unit 50, gate signals 61 and 62 in accordance with the phase difference ⁇ set for each DC / DC conversion unit 50.
- the phases do not match between the AC voltages V11 to V1n, and as shown in FIG. 6 (b), the phases are shifted between the AC voltages V21 to V2n. It will not match.
- the semiconductor switching elements Q11 to Q11 are arranged such that maximum values and frequencies of the AC voltages V11 to V1n between the AC nodes Nac11 and Nac12 are matched by individual gate signals 61. Q14 is individually controlled on and off. Similarly, in the n AC / DC converters 200, the semiconductor switching elements Q21 to Q24 are individually on / off controlled such that the maximum value and frequency of the AC voltage V2 between the AC nodes Nac21 and Nac22 match.
- the phases of the AC voltages do not match between the primary side winding 301 and the secondary side winding 302, so that the magnetic flux ⁇ 12 ( ⁇ 1 ⁇ 2) of the magnetic path M12 and the magnetic circuit model shown in FIG.
- the magnetic flux ⁇ 23 ( ⁇ 2- ⁇ 3) of the magnetic path M23 is not zero, and the magnetic flux ⁇ 1 generated by the magnetomotive force F1 interferes with the magnetic fluxes ⁇ 2 and ⁇ 3.
- the magnetic flux ⁇ 2 due to the magnetomotive force F2 interferes with the magnetic fluxes ⁇ 1 and ⁇ 3
- the magnetic flux ⁇ 3 due to the magnetomotive force F3 interferes with the magnetic fluxes ⁇ 1 and ⁇ 2.
- the transmission powers of the DC / DC conversion units 50 which are originally individually controlled interfere with each other, leading to the generation of the cross current described above.
- the occurrence of the cross current may cause an increase in power loss in the DC / DC conversion unit 50, a decrease in controllability, and a decrease in operation reliability.
- the multi-transformer 300 b shown in FIG. 7 is applied instead of the multi-transformer 300 a shown in FIG. 4. That is, in power conversion device 10a shown in FIG. 1, multiple transformer 300a is replaced with multiple transformer 300b shown in FIG. 7, and each AC terminal 101 is connected to each primary winding 301 of multiple transformer 300b.
- the power converter according to the second embodiment can be configured by connecting each AC terminal 201 with each secondary winding 302 of the multi-transformer 300 b.
- the “core portion” has annular rectangular cores 303x and 303y.
- each further includes a bypass iron core 310 disposed between the iron core legs 304 and 305.
- the other configuration of multi-transformer 300 b is similar to that of multi-transformer 300 a, and therefore detailed description will not be repeated.
- the primary winding 301 and the secondary winding 302 corresponding to the same DC / DC conversion unit 50 are wound adjacent to each other.
- the bypass core 310 is connected to connect the non-winding area of the primary winding 301 and the secondary winding 302 in the core leg 304 between the different DC / DC conversion units 50 with the core leg 305. Is placed.
- n DC / DC conversion units 50 are disposed
- (n ⁇ 1) bypass iron cores 310 are disposed. That is, the primary side winding 301 and the secondary side winding 302 connected to each DC / DC conversion unit 50 are wound in each of the regions magnetically separated by the bypass iron core 310 in the iron core legs 304 and 305. Ru.
- FIG. 8 A magnetic circuit model of the multiple transformer 300b is shown in FIG. Referring to FIG. 8, in multi-transformer 300b shown in FIG. 7, magnetic paths M12 and M23 shown by dotted lines in FIG. 5 are actually formed by the arrangement of bypass iron cores 310. Thereby, each bypass iron core 310 corresponds to a different DC / DC conversion unit 50, and a path for magnetically separating between the primary side windings 301 and between the secondary side windings 302 is provided. Form. By providing the bypass iron core 310, the magnetic resistances R8 and R9 become smaller than in the case of FIG.
- the generation of the cross current between the DC / DC conversion units 50 is prevented by using the multiplex type transformer having the bypass iron core, thereby suppressing the power loss. Also, controllability and operational reliability can be improved.
- bypass core 310 The dimensions of the bypass core 310 can be minimized by the following analysis.
- FIG. 9 is a conceptual waveform diagram for explaining magnetic flux behavior in two adjacent primary windings via a bypass core.
- the generation of the magnetomotive forces F1 and F2 in the magnetic circuit model shown in FIG. 8 according to the AC voltages V11 and V12 causes the magnetic fluxes ⁇ 1 and ⁇ 2 in FIG.
- the magnetic flux ⁇ 1 is represented by a triangular wave having the same phase as the AC voltage V11 and having an amplitude ⁇ 1max
- the magnetic flux ⁇ 12 in the magnetic path M12 corresponding to the bypass core 310 is represented by the following equation (3).
- ⁇ 12 ⁇ 1max / (2 ⁇ ⁇ D) ⁇ ⁇ K ⁇ ⁇ V / (N ⁇ f) ⁇ (3)
- D is the on-duty of the semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 in the DC / DC conversion unit 50.
- K is a proportional constant common to equation (2).
- ⁇ 1max in the equation (3) corresponds to ⁇ max shown in the equation (2).
- ⁇ 12 represented by the equation (3) is smaller than ⁇ max, that is, the maximum magnetic flux in the main core.
- the cross-sectional area Sp of the bypass iron core 310 can be obtained by the following formula (4).
- LF shows the space factor of iron core material.
- the width Wp of the bypass core 310 can be obtained by the following equation (5).
- (Phi) 12 in Formula (5) is as common as Formula (4).
- the multi-transformer 300 b may be larger than the multi-transformer 300 a. Therefore, by sufficiently sorting out the components of each DC / DC conversion unit 50, it is possible to implement the multi-transformer 300a by suppressing the occurrence of the cross current due to the individual difference variation to a level that causes no problem on the actual machine. It is also possible to use the configuration of mode 1 of On the other hand, such sorting may cause an increase in manufacturing cost and an increase in the length of the manufacturing process. Therefore, which one of the power conversion devices according to Embodiments 1 and 2 is to be selected can be appropriately determined in accordance with the required cost and reliability.
- FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a comparative example of the third embodiment.
- power converter 10b according to the comparative example is a short circuit device corresponding to each DC / DC conversion unit 50 in comparison with power converter 10a according to the first embodiment (FIG. 1). It differs in that 400 is further arranged.
- the configuration of other parts of power conversion device 10b is similar to that of power conversion device 10a, and therefore detailed description will not be repeated.
- Shorting device 400 is arranged corresponding to the DC terminal of the serially connected converter, ie, DC terminal 202 of AC / DC converter 200 in FIG. While each short circuit device 400 is normally in the open state, it is controlled to be in the short circuit state in response to a control signal from the control circuit of the power conversion device 10 b (not shown). As a result, in the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred, the shorting device 400 can short between the DC terminals 202.
- FIG. 10 illustrates an example in which only the n-th DC / DC conversion unit 50 fails.
- corresponding shorting device 400 is controlled to a short circuit state. Furthermore, since the supply of the gate signals 61 and 62 to the n-th DC / DC conversion unit 50 is stopped, the semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 are fixed off.
- the short circuit device 400 is maintained in the open state, and the semiconductor switching elements Q11 to Q14, Q21 according to the gate signals 61 and 62. AC / DC power conversion and DC / AC power conversion are performed by the switching control of to Q24.
- the failed n-th DC / DC conversion unit 50 is disconnected, and the DC terminals 202 of the remaining (n-1) DC / DC conversion units 50 are connected in series between the DC terminals 30. Can. In addition, it is not necessary to arrange the short circuit device 400 for the DC / AC converter 100 connected in parallel between the DC terminals 20.
- n-th DC / DC conversion unit 50 AC voltage is not applied from the DC / AC converter 100 and the AC / DC converter 200 to the AC terminals 101 and 201 due to the stop of the gate signals 61 and 62.
- the maximum value and the phase of the applied AC voltage do not match between the primary winding 301 and the secondary winding 302 of the multi-transformer 300a, so magnetic interference between the windings occurs.
- Crossflow occurs.
- diode rectifiers all (Wave rectifier) is configured.
- the output of the DC / DC conversion unit 50 which operates as a diode rectifier, is small compared to other DC / DC conversion units 50 operating normally with power conversion, since the short circuit device 400 is in the cut-off state Become.
- FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a third embodiment.
- a power conversion device 10c according to the third embodiment is similar to the power conversion device 10b according to the first embodiment (FIG. 10) in comparison with the power conversion device 10a according to the first embodiment. 400 and an AC blocking device 500.
- the configuration other than AC interrupting device 500 is similar to that of power conversion device 10b (FIG. 10) of the comparative example, and thus detailed description will not be repeated.
- AC blocking device 500 is arranged between secondary winding 302 and AC / DC converter 200 (AC node) in each DC / DC conversion unit 50. While the AC shutoff device 500 is normally in the on state, it is controlled to be in the open state in response to a control signal from the control circuit of the power conversion device 10b (not shown). Thereby, in the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred, the current path between the secondary winding 302 and the AC / DC converter 200 can be cut off.
- the third embodiment in the power conversion device to which multi-transformer 300a without bypass core 310 is applied, short circuit device 400 and short circuit device 400 are obtained even if a failure occurs in some DC / DC conversion units 50.
- the AC shutoff device 500 makes it possible to continue the operation of the power converter using the remaining normal DC / DC conversion units 50.
- FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device 10d according to a modification of the third embodiment.
- power conversion device 10 d is similar to power conversion device 10 b of the comparative example (FIG. 10) in comparison with power conversion device 10 a according to the first embodiment. And a DC blocking device 600.
- the configuration other than DC blocking device 600 is the same as that of power conversion device 10b (FIG. 10) of the comparative example, and thus detailed description will not be repeated. That is, in the power conversion device 10d, a DC blocking device 600 is disposed instead of the AC blocking device 500 as compared to the power conversion device 10c according to the third embodiment.
- DC blocking device 600 is connected in series to the DC node of AC / DC converter 200 in each DC / DC conversion unit 50.
- the DC blocking device 600 is connected to the AC / DC converter 200 side more than the short circuit device 400.
- While the DC blocking device 600 is normally in the on state, it is controlled to be in the open state in response to a control signal from the control circuit of the power conversion device 10 b (not shown). In the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred, the DC blocking device 600 is controlled to be in the open state.
- the DC / DC conversion unit 50 that normally operates with respect to the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred is generated. It is possible to cut off the current path that generates cross current.
- DC blocking device 600 in addition to the DC node of AC / DC converter 200, DC blocking device 600 can be further disposed also for the DC node of DC / AC converter 100. is there.
- the DC blocking device 600 is preferably connected between the DC terminal 102 and the DC / AC converter 100. Thereby, the cross current can be suppressed also on the DC / AC converter 100 side, so that the reliability is further improved.
- FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a fourth embodiment.
- a power conversion device 10 e according to the fourth embodiment is compared to the configuration of the power conversion device according to the second embodiment, corresponding to each DC / DC conversion unit 50 in the embodiment. Similar to No. 3 in that the shorting device 400 is further disposed. That is, the configuration of the power conversion device 10e is the same as that of the power conversion device 10b (FIG. 10) of the comparative example except that the multiple transformer 300b is applied instead of the multiple transformer 300a.
- shorting device 400 is arranged corresponding to DC terminal 202 of AC / DC converter 200 connected in series between DC terminals 30. While each short circuit device 400 is normally in the open state, the short circuit state is controlled in the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred.
- the primary winding 301 and the secondary winding 302 are magnetically separated between the DC / DC conversion units 50 by the bypass core 310 arranged in the multi-transformer 300b. Therefore, even if the AC shutoff device 500 or the DC shutoff device 600 shown in FIG. 11 or FIG. 12 is not provided, the DC / DC conversion unit 50 in the normal state operated normally by the shorting device 400 operates normally. The cross current from the DC / DC conversion unit 50 does not occur.
- the remaining normal DC / DC conversion units 50 are used even if a failure occurs in some of the DC / DC conversion units 50.
- the operation of the power converter can be continued.
- Embodiment 4 With respect to the circuit configuration described in the fourth embodiment, it is also possible to further arrange the AC blocking device 500 and the DC blocking device 600 described in the third embodiment and its modification.
- FIG. 14 is a circuit diagram illustrating the configuration of a power conversion device according to a first modification of the fourth embodiment.
- power conversion device 10f according to the first modification of the fourth embodiment includes AC blocking device 500 in addition to the configuration of power conversion device 10e (FIG. 13) according to the fourth embodiment. Further equipped.
- AC blocking device 500 is disposed between secondary winding 302 and AC / DC converter 200 (AC node) in each DC / DC conversion unit 50, similarly to power conversion device 10c (FIG. 11).
- an AC blocking device 500 may be further disposed between the primary side winding 301 and the AC node of the DC / AC converter 100.
- each AC shutoff device 500 While each AC shutoff device 500 is normally in a conducting state, in response to a control signal from a control circuit of the power conversion device 10b (not shown), it is controlled to an open state in the failed DC / DC conversion unit 50. Be done. That is, in the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred, the short circuit device 400 is controlled to be in the short circuit state, and the AC shutoff device 500 is controlled to be in the open state.
- FIG. 15 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to a second modification of the fourth embodiment.
- power conversion device 10 g according to the first modification of the fourth embodiment includes DC blocking device 600 in addition to the configuration of power conversion device 10 e (FIG. 13) according to the fourth embodiment. Further equipped.
- the DC blocking device 600 corresponds to each DC / DC conversion unit 50, and on the side of the AC / DC converter 200 rather than the short circuit device 400, the AC / DC converter 200. Are connected in series to the DC node of Alternatively, DC blocking device 600 may be further arranged to the DC node of DC / AC converter 100. In this case, the DC blocking device 600 is preferably connected between the DC terminal 102 and the DC / AC converter 100.
- each DC blocking device 600 While each DC blocking device 600 is normally in a conducting state, in response to a control signal from a control circuit of the power conversion device 10b (not shown), the DC blocking device 600 is controlled to an open state in the failed DC / DC conversion unit 50. Be done. That is, in the DC / DC conversion unit 50 in which the failure has occurred, the short circuit device 400 is controlled to be in the short circuit state, and the DC blocking device 600 is controlled to be in the open state.
- the shorting device 400 is connected in series between the DC terminals 20 and 30 in DC / AC conversion.
- the converter 100 and / or the AC / DC converter 200 are disposed corresponding to the converter 100 and / or the AC / DC converter 200. Therefore, contrary to the configuration example of FIGS. 11 to 15, while a plurality of AC / DC converters 200 are connected in parallel between DC terminals 30, a plurality of DC / AC converters 100 are connected in series between DC terminals 20.
- the shorting device 400 is disposed corresponding to the DC terminal 102 of each DC / AC converter 100.
- AC blocking device 500 or DC blocking device 600 is arranged at least corresponding to DC / AC converter 100 and / or AC / DC converter 200 in which shorting device 400 is arranged.
- Embodiment 5 In the fifth embodiment, a configuration example of winding conductors applied to the primary side winding 301 and the secondary side winding 302 of the multiple transformers 300a and 300b in the first to fourth embodiments will be described.
- a winding of a large capacity multiple transformer one configured by using a plurality of thin and small conductor strands with strand insulation is applied.
- the switching frequency of the semiconductor switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 is increased (for example, 61 Hz or more higher than the frequency of the commercial AC power supply)
- the primary side winding 301 and the secondary side winding The current input to 302 has a frequency higher than 61 Hz, and in the above-described winding, the occurrence of the skin effect causes the current to pass only near the surface of the conductor wire.
- the equivalent resistance value of the conductor wire increases, the loss of the multiple transformers 300a and 300b may increase.
- FIG. 16 is a conceptual cross-sectional view for explaining an example of a winding conducting wire 70 according to the fifth embodiment.
- wound wire 70 is formed by so-called litz wire in which conductor strands 71 provided with strand insulation 72 are wound together.
- litz wire By using the litz wire, it is possible to suppress the skin effect and the proximity effect at high frequencies, and therefore, it is possible to suppress an increase in loss due to the increase in frequency.
- the multi-transformer 300a, 300b can be implemented by applying the winding conductor 70 formed of a litz wire to the primary-side winding 301 and the secondary-side winding 302 of the multi-transformers 300a, 300b. It is possible to increase the frequency while suppressing the increase of the loss of 300b. As a result, miniaturization of the multiple transformers 300a and 300b can be realized.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract
電力変換装置(10a)は、一対の第1のDC端子(20)及び一対の第2のDC端子(30)の間で直流電力変換を実行する。n個のDC/AC変換器(100)の直流ノードは、第1のDC端子(20)間に並列又は直列に接続される。多重変圧器(300a)は、n個ずつの一次側巻線(301)及び二次側巻線(302)を有する。各DC/AC変換器(100)の交流ノードは、各一次側巻線(301)と接続される。各AC/DC変換器(200)の交流ノードは、各二次側巻線(302)と接続される。n個のAC/DC変換器(200)の直流ノードは、第2のDC端子(30)間に直列又は並列に接続される。多重変圧器(300a)は、n個の一次側巻線(301)間で磁路が共通であり、かつ、n個の二次側巻線(302)間で磁路が共通となるように構成される。
Description
この発明は、直流電力変換(DC/DC変換)を実行する電力変換装置に関し、より特定的には、変圧器を介してDC/DC変換を実行する絶縁型の電力変換装置に関するものである。
変圧器を介して入出力間が絶縁されたDC/DC変換を実行する電力変換装置の一例として、特開2017-11964号公報(特許文献1)には、風力発電システムに好適な小型化された構成が記載されている。
特許文献1の電力変換装置では、風力発電機の出力側に並列接続された複数のDC/AC変換器の出力毎に、二次側巻線が複数個に分割された多巻式変圧器を接続し、各多巻式変圧器の二次側巻線毎に配置されたAC/DC変換器の出力を直列接続することで、風力発電システムに好適な構成が実現されている。
特許文献1では、変圧器の巻数比を高くする代わりに、多巻式変圧器の各二次側巻線に接続されたAC/DC変換器の出力を直列接続することで、必要な昇圧比の確保が容易となる。特に、多巻式変圧器の二次側巻線の配置数を増やすことで、並列配置される単位モジュール数、すなわち、一次側(風力発電設備側)で並列接続されるDC/AC変換器の数を抑制することができる点が記載されている。
しかしながら、高電圧大容量のDC/DC変換用途では、電流容量の確保のために、変圧器の一次側で多数のDC/AC変換器を並列配置することが必要になる。このため、特許文献1の構成を大容量の用途に適用すると、比較的大型の傾向にある多重式変圧器を多数配置されることにより、小型化が困難となることが懸念される。
本発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、変圧器を介してDC/DC変換を実行する電力変換装置について、高電圧及び/又は大容量化の用途で小型化に適した構成を提供することである。
本発明のある局面では、電力変換装置は、一対の第1の直流端子及び一対の第2の直流端子との間で直流電圧変換を実行する。電力変換装置は、複数のDC/AC変換器と、複数のAC/DC変換器と、複数のDC/AC変換器及び複数のAC/DC変換器の間に接続された多重変圧器とを備える。各DC/AC変換器は、直流ノード及び交流ノードの間でDC/AC電力変換を実行する。各AC/DC変換器は、交流ノード及び直流ノードの間でAC/DC電力変換を実行する。直流ノードを有する複数のDC/AC変換器の直流ノードは、第1の直流端子間に並列又は直列に接続される。複数のAC/DC変換器は、第2の直流端子間に並列又は直列に接続される。多重変圧器は、複数の一次側巻線、複数の二次側巻線、及び、複数の一次側巻線及び複数の二次側巻線が巻回されたコア部を含む。複数の一次側巻線は、複数のDC/AC変換器の交流ノードとそれぞれ接続される。複数の二次側巻線は、複数のAC/DC変換器の交流ノードとそれぞれ接続される。コア部は、複数の一次側巻線間で磁路が共通であり、かつ、複数の二次側巻線間で磁路が共通となるように構成される。
本発明によれば、第1及び第2の直流端子間に、複数のDC/AC変換器及びAC/DC変換器を直列又は並列に接続することにより、高電圧及び/又は大電流に適した構成にすることができるとともに、DC/AC変換器及びAC/DC変換器と同数の一次側巻線および二次側巻線間で磁路を共通化する多重変圧器を用いることにより、装置の小型化を図ることができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さない。
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置10aの構成の一例を示す回路図である。
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置10aの構成の一例を示す回路図である。
図1を参照して、電力変換装置10aは、正極電源ラインPL0及び負極電源ラインNL0と接続された一対の第1のDC端子20と、正極電源ラインPL3及び負極電源ラインNL3と接続された一対の第2のDC端子30と、n個(n:n≧2の自然数)のDC/DC変換ユニット50と、多重変圧器300aとを備える。電力変換装置10aは、第1のDC端子20と第2のDC端子30との間で、直流電圧変換のための電力変換(DC/DC変換)を実行する。
各DC/DC変換ユニット50は、DC端子102及びDC端子202を有する。n個のDC/DC変換ユニット50にそれぞれ対応するn個のDC端子102は、正極電源ラインPL0及び負極電源ラインNL0を経由して、DC端子20間に接続される。
これに対して、n個のDC/DC変換ユニット50にそれぞれ対応するn個のDC端子202は、正極電源ラインPL3及び負極電源ラインNL3の間に直列に接続される。すなわち、n個のDC端子202は、DC端子30間に直列に接続される。
次に、各DC/DC変換ユニット50の構成を説明する。DC/DC変換ユニット50は、DC端子102,202に加えて、DC/AC変換器100と、AC端子101,201と、AC/DC変換器200とを含む。AC端子101は、多重変圧器300aの1つの一次側巻線301と接続される。AC端子201は、多重変圧器300aの1つの二次側巻線302と接続される。
図2は、図1に示されたDC/DC変換ユニット50の構成例を示す回路図である。
図2を参照して、DC/DC変換ユニット50は、DC端子102及びAC端子101の間に接続されたDC/AC変換器100と、AC端子201及びDC端子202の間に接続されたAC/DC変換器200とを有する。
図2を参照して、DC/DC変換ユニット50は、DC端子102及びAC端子101の間に接続されたDC/AC変換器100と、AC端子201及びDC端子202の間に接続されたAC/DC変換器200とを有する。
DC/AC変換器100は、直流キャパシタCdc1と、半導体スイッチング素子Q11~Q14とを有する。直流キャパシタCdc1は、直流ノードNdc11,Ndc12間に接続されて、DC端子102に対して並列に接続される。半導体スイッチング素子Q11及びQ12は、交流ノードNac11を介して、直流ノードNdc11及びNdc12の間に直列に接続される。同様に、半導体スイッチング素子Q13及びQ14は、交流ノードNac12を介して、直流ノードNdc11及びNdc12の間に直列に接続される。
同様に、AC/DC変換器200は、直流キャパシタCdc2と、半導体スイッチング素子Q21~Q24とを有する。直流キャパシタCdc2は、直流ノードNdc21,Ndc22間に接続されて、DC端子202に対して並列に接続される。半導体スイッチング素子Q21及びQ22は、交流ノードNac21を介して、直流ノードNdc11及びNdc12の間に直列に接続される。同様に、半導体スイッチング素子Q22及びQ24は、交流ノードNac22を介して、直流ノードNdc21及びNdc22の間に直列に接続される。
これにより、DC/AC変換器100において、半導体スイッチング素子Q11,Q13を正極側、半導体スイッチング素子Q12,Q14を負極側とする2つのスイッチングレグにより、フルブリッジ回路が構成される。同様に、AC/DC変換器200においても、半導体スイッチング素子Q21,Q23を正極側、半導体スイッチング素子Q22,Q24を負極側とする2つのスイッチングレグにより、フルブリッジ回路が構成される。
半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24には、例えば、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等の、自己消孤機能を有する任意の半導体スイッチング素子を適用することができる。各半導体スイッチング素子Q11~Q24は、電流容量に応じて、複数の半導体スイッチング素子を並列に組み合わせて使用してもよい。
駆動回路60は、電力変換装置10aを制御する図示しない制御器からの制御信号に従って、各半導体スイッチング素子Q11~Q14のオンオフを制御するためのゲート信号61と、半導体スイッチング素子Q21~Q24のオンオフを制御するためのゲート信号62とを生成する。各半導体スイッチング素子の制御電極(ゲート)の電圧が対応するゲート信号61,62に従って制御されることにより、半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24がスイッチング制御される。駆動回路60は、公知の一般的なゲート駆動回路によって構成することが可能である。
図3は、図2に示されたDC/DC変換ユニット50の動作波形図の一例である。
図3を参照して、DC/AC変換器100の各レグにおいて、正極側の半導体スイッチング素子Q11,Q14は、負極側の半導体スイッチング素子Q12,Q13と相補にオンオフされる。また、正極側の半導体スイッチング素子Q11,Q14のオン期間と、負極側の半導体スイッチング素子Q12,Q13のオン期間との間には、同一レグ内での直流ノードNdc11及びNdc12の間の短絡を防止するためのデッドタイムTDが設けられる。半導体スイッチング素子Q11~Q14のスイッチング制御により、直流ノードNdc11,Ndc12間の直流電圧と、交流ノードNac11,Nac12間、すなわち、AC端子101間の交流電圧V1との間で、DC/AC電力変換が実行される。
図3を参照して、DC/AC変換器100の各レグにおいて、正極側の半導体スイッチング素子Q11,Q14は、負極側の半導体スイッチング素子Q12,Q13と相補にオンオフされる。また、正極側の半導体スイッチング素子Q11,Q14のオン期間と、負極側の半導体スイッチング素子Q12,Q13のオン期間との間には、同一レグ内での直流ノードNdc11及びNdc12の間の短絡を防止するためのデッドタイムTDが設けられる。半導体スイッチング素子Q11~Q14のスイッチング制御により、直流ノードNdc11,Ndc12間の直流電圧と、交流ノードNac11,Nac12間、すなわち、AC端子101間の交流電圧V1との間で、DC/AC電力変換が実行される。
同様に、AC/DC変換器200の各レグにおいて、正極側の半導体スイッチング素子Q21,Q24は、負極側の半導体スイッチング素子Q22,Q23と相補にオンオフされる。また、正極側の半導体スイッチング素子Q21,Q24のオン期間と、負極側の半導体スイッチング素子Q22,Q23のオン期間との間には、同様のデッドタイムTDが設けられる。半導体スイッチング素子Q21~Q24のスイッチング制御により、AC端子201間、すなわち、交流ノードNac21,Nac22間の交流電圧V2と、直流ノードNdc21,Ndc22間の直流電圧との間で、AC/DC電力変換が実行される。
なお、同一のDC/DC変換ユニット50のAC端子101及び102と接続される、一次側巻線301および二次側巻線302は、多重変圧器300aのコア部に巻回されて磁気結合される。これにより、AC端子101間の交流電圧V1の振幅(Vdc1)と、AC端子201間の交流電圧V2の振幅(Vdc2)との電圧比は、一次側巻線301及び二次側巻線302の巻数比に従った値となる。
DC/DC変換ユニット50では、DC/AC変換器100が出力する交流電圧V1とAC/DC変換器200が出力する交流電圧V2の間の位相差φを制御することによって、送電電力を制御することができる。位相差φは、駆動回路60へ入力される制御信号によって制御することができる。具体的には、送電電力制御のための位相差φが設定された上記制御信号に従って、駆動回路60は、DC/AC変換器100及びAC/DC変換器200の間での、正極側の半導体スイッチング素子のターンオンタイミング(すなわち、Q11,Q14及びQ21、Q24間のターンオンタイミング)、及び、負極側の半導体スイッチング素子のターンオフタイミング(すなわち、Q12,Q13及びQ22、Q23間のターンオフタイミング)を調整するように、各半導体スイッチング素子のゲート信号61,62を生成する。
なお、小型化の各半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24のスイッチング周波数を高周波化(例えば、商用交流電源の周波数よりも高い61Hz以上)すると、多重変圧器300aの損失の増加が懸念されるが、この際には、アモルファス(非晶質)材を鉄心材料とすることで、高周波化による損失増加を抑制することが可能である。
なお、各半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24にスナバキャパシタCSが並列に接続されることにより、スナバキャパシタCSと交流ノードNac11~Nac22のインダクタンスLSとの作用による共振現象を利用して、各半導体スイッチング素子の電圧波形を正弦波状とすることができる。これより、各半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24のオンオフにおいて、いわゆるゼロ電圧スイッチングの適用による、ソフトスイッチングが可能となる。ソフトスイッチングを適用すると、スイッチング損失及び電磁ノイズが低減できるため、動作周波数を高めることで、後述する多重変圧器300aの小型化を図ることができる。なお、インダクタンスLSは、一次側巻線301および二次側巻線302の漏れインダクタンスを利用することが可能である。
また、直流キャパシタCdc1,Cdc2には、電解コンデンサやフィルムコンデンサ等を用いることができる。直流キャパシタCdc1、Cdc2には高周波の電流が流れるが、フィルムコンデンサを用いる場合は、高周波の電流による劣化を抑制できるので、長寿命化を図ることができる。
なお、図2に示された、DC/AC変換器100及びAC/DC変換器200の構成は一例であって、半導体スイッチング素子のオンオフによって、同様のDC/AC変換及びAC/DC変換を実行可能であれば、任意の回路構成の適用が可能である。また、複数個(n個)のDC/DC変換ユニット50の各々を同等の構成とすれば、試験の簡略化及び製造性の向上を図ることができる。
再び図1を参照して、電力変換装置10a全体では、n個のDC/DC変換ユニット50にそれぞれ対応して、DC/AC変換器100及びAC/DC変換器200がn個ずつ配置される。多重変圧器300aは、一次側巻線301及び二次側巻線302をn個ずつ有する。
上述のように、図1の構成例では、n個のDC/DC変換ユニット50は、DC端子20側では並列接続されており、DC端子30側では直列接続されている。DC/DC変換ユニット50を並列に接続することで、大電流を扱うことができる。一方で、DC/DC変換ユニット50を直列に接続することで、高電圧を扱うことが可能になる。したがって、図1の構成例では、電力変換装置10aは、DC端子20間の直流電圧を昇圧してDC端子30間に出力する、高電圧及び大電流の用途に好適である。
なお、図1の構成例において、DC端子20側でn個のDC/AC変換器100を直列接続する一方で、DC端子30側でn個のAC/DC変換器200を並列接続する構成とすることも可能である。又は、DC端子20側およびDC端子30側の両方でn個のDC/AC変換器100及びn個のAC/DC変換器200を直列接続する構成、或いは、DC端子20側およびDC端子30側の両方でn個のDC/AC変換器100及びn個のAC/DC変換器200を並列接続する構成とすることも可能である。
図4には、実施の形態1における多重変圧器300aの構成例が示される。
図4を参照して、多重変圧器300aは、「コア部」を構成する2個の環状矩形鉄心303x,303yを有する。各環状矩形鉄心303x,303yは、薄帯状の磁性材を、図4の紙面垂直方向に複数枚積層することで構成することができる。以下では、矩形環鉄心303x、303yを包括的に表記する場合には、単に環状矩形鉄心303とも表記する。
図4を参照して、多重変圧器300aは、「コア部」を構成する2個の環状矩形鉄心303x,303yを有する。各環状矩形鉄心303x,303yは、薄帯状の磁性材を、図4の紙面垂直方向に複数枚積層することで構成することができる。以下では、矩形環鉄心303x、303yを包括的に表記する場合には、単に環状矩形鉄心303とも表記する。
環状矩形鉄心303は、紙面上下方向に沿って延在する鉄心脚304及び305と、鉄心脚304及び305の端部同士を接続する継鉄部306及び307とを有する。環状矩形鉄心303x,303yの2本ずつの鉄心脚のうちの隣接する鉄心脚には、多重変圧器300aの一次側巻線301及び二次側巻線302が巻回される。以下では、環状矩形鉄心303x,303yの各々について、一次側巻線301及び二次側巻線302が巻回される一方の鉄心脚を符号304で示し、巻線が巻回されていない他方の鉄心脚を符号305で示すものとする。
n個の各一次側巻線301及びn個の二次側巻線302は、共通の環状矩形鉄心303x,303yに巻回される。したがって、n個の一次側巻線301間で磁路は共通であり、かつ、n個の二次巻線間302間で磁路は共通であることが理解される。
各DC/DC変換ユニット50(図2)において、一次側巻線301はAC端子101と接続され、二次側巻線302はAC端子201と接続される。一次側巻線301及び二次側巻線302の間は、環状矩形鉄心303x,303yによって磁気結合される。また、同一のDC/DC変換ユニット50と接続される1個ずつの一次側巻線301及び二次側巻線302は、他のDC/DC変換ユニット50と接続される一次側巻線301及び二次側巻線302と比較して、互いに近接するように、環状矩形鉄心303x,303yに巻回される。
一次側巻線301と環状矩形鉄心303との間、二次側巻線302と環状矩形鉄心303との間、及び、一次側巻線301と二次側巻線302との間の各々には、両者の電位差に応じた絶縁距離が確保されている。必要な絶縁距離は、電位差の増加に対して、比例関係ではなく非線形に増加することが知られている。
図1に示されるように、DC/DC変換ユニット50が直列接続される二次側では、DC端子30間に発生される高電圧によって、AC端子201を経由して二次側巻線302に印加される電位も高くなる。したがって、二次側巻線302および環状矩形鉄心303の間に必要となる絶縁距離が大きくなることによって、環状矩形鉄心303の寸法(特に、図4の紙面上下方向の寸法)の増加によって多重変圧器300aの大型化が懸念される。
このため、図4の構成例では、各DC/DC変換ユニット50に対応した巻線構成において、一次側巻線301は、複数に分割配置される。分割された各巻線は、AC端子101に並列に接続される。さらに、二次側巻線302は、分割された一次側巻線301に挟まれるように配置される。
この結果、環状矩形鉄心303の端部において、二次側巻線302は、継鉄部306及び307に対して、一次側巻線301を挟んで配置されることになる。二次側巻線302が高電圧である場合には、二次側巻線302および鉄心(接地電位)の間に必要となる絶縁距離D1は、二次側巻線302および一次側巻線301の間に必要な絶縁距離D2、及び、一次側巻線301および鉄心(接地電位)の間に必要な絶縁距離D3と比較して、かなり大きくなる(D1>>D2,D3、かつ、D1>(D2+D3))。このため、図4のような配置とすることにより、環状矩形鉄心303(鉄心脚304,305)の紙面上下方向の寸法を抑制することが可能となる。なお、図4の構成例では、異なるDC/DC変換ユニット50の間で、分割された一次側巻線301同士が隣接するが、これらの一次側巻線301は同電位である。したがって、一次側巻線301の分割によって、絶縁距離の確保のために環状矩形鉄心303の寸法が大幅に増加することを回避できる。
なお、図1の構成例では、一次側巻線301を分割して、二次側巻線302を挟むように配置したが、これは、一次側巻線301及び二次側巻線302のうち、鉄心(接地電位)に対しては、二次側巻線302が相対的に高電位となるためである。したがって、電力変換装置10aにおいて、一次側巻線301の方が、二次側巻線302よりも高電位となるような構成である場合には、図4の例とは反対に、二次側巻線302を分割して、一次側巻線301を挟むように配置してもよい。
図5は、実施の形態1における多重変圧器300aの磁気回路モデルの一例を説明する概念図である。図5では、説明を簡略化するために、漏れ磁束は無視し、かつ、一次側巻線301を励磁した場合に、片側の環状矩形鉄心303に形成される磁気回路のみを図示している。
また、図5では、一次側巻線301を3個(n=3)としたときの磁気回路モデルが示されており、磁気抵抗R1~R10は、多重変圧器300aの環状矩形鉄心303に生じている。
図5を参照して、3個の一次側巻線301に電流が流れることにより、磁束φ1、φ2及びφ3を作る起磁力F1、F2、及びF3が発生する。起磁力F1は、磁路M11を介して、磁束φ1を作る。磁路M5、M12、及びM1は、磁束φ1の経路となる。同様に、起磁力F2は、磁路M12を介して磁束φ2を作る。磁路M6、M23、及びM2は、磁束φ2の経路となる。また、起磁力F3は、磁路M23を介して磁束φ3を作る。磁路M7、M33、及びM3は、磁束φ2の経路となる。
ここで、鉄心中の磁束φは下記の式(1)で計算することができる。
φ(θ)=[1/(N×f)]×∫V(θ)dθ …(1)
式(1)において、V(θ)は一次側巻線301に印可される交流電圧であり、θ及びfは、当該交流電圧の位相及び周波数を示す。また、Nは、一次側巻線301の巻数を示す。
φ(θ)=[1/(N×f)]×∫V(θ)dθ …(1)
式(1)において、V(θ)は一次側巻線301に印可される交流電圧であり、θ及びfは、当該交流電圧の位相及び周波数を示す。また、Nは、一次側巻線301の巻数を示す。
式(1)から磁束φの最大値φmaxは、下記の式(2)で求められる。
φmax=K×Vrms×[1/(N×f)] …(2)
式(2)中において、Vrmsは一次側巻線301に印可される交流電圧の実効値であり、Kは比例定数である。交流電圧V(θ)が正弦波の時は、K=1/4.44となり、矩形波の時は、K=1/4となる。
φmax=K×Vrms×[1/(N×f)] …(2)
式(2)中において、Vrmsは一次側巻線301に印可される交流電圧の実効値であり、Kは比例定数である。交流電圧V(θ)が正弦波の時は、K=1/4.44となり、矩形波の時は、K=1/4となる。
各一次側巻線301に印可される交流電圧の最大値、周波数、及び、位相が一致していた場合、磁路M12の磁束φ12=φ1-φ2=0となり、かつ、磁路M23の磁束φ23=φ2-φ3=0となる。したがって、磁束は、磁路M12、磁路M23以外を通ることになり、磁路M12及び磁路M23を形成するための鉄心は不要となる。したがって、図4の構成例のように、異なるDC/DC変換ユニット50に対応する、一次側巻線301(及び二次側巻線302)の巻回部分の間に、図5中に点線で示された磁路M12,M23に相当する磁路を形成するための鉄心(以下、バイパス鉄心とも称する)の配置が不要となる。
このようなバイパス鉄心の配置を不要とすることで、環状矩形鉄心303の小型化を通じて、多重変圧器の小型化が可能となる。また、以下では、環状矩形鉄心303において、磁束φ1~φ3が通る鉄心部分(図5における、磁路M1~M3,M11,M5~M7,M33に相当する部分)を「主鉄心」とも称する。
一方で、仮に、一次側巻線301の間で、印可される交流電圧の最大値、周波数、及び位相が一致しない場合、磁束φ12及びφ23が零とならないため、磁束φ1~φ3は互いに干渉し合うことになる。このような現象が発生すると、本来個別に制御される各DC/DC変換ユニット50での送電電力Pが、互いに干渉してしまう。例えば、いずれかのDC/DC変換ユニット50の電力が、他のDC/DC変換ユニット50に流れてしまう、いわゆる「横流」が発生することになる。横流が発生すると、他のDC/DC変換ユニット50から電力が流入したDC/DC変換ユニット50では、本来の送電すべき電力よりも大きい電力を送電している状態になっているため、電力損失が増加してしまう。
言い換えると、各一次側巻線301に印可される交流電圧の最大値、周波数、及び位相を一致させることができれば、多重変圧器300aは、主鉄心及び各巻線(一次側巻線301及び二次側巻線302)のみの簡素な構成で実現することが可能となり、多重変圧器300aの小型化と、各DC/DC変換ユニット50における電力変換の電力損失の抑制とが可能となる。
ここで、各DC/DC変換ユニット50は同等に構成され、通常、同一の周波数で使用される。また、各DC/DC変換ユニット50を同等に動作させるために、DC/DC変換ユニット50間で、一次側巻線301に印可される交流電圧の最大値は同等とされる。同様に、DC/DC変換ユニット50間で、二次側巻線302に印可される交流電圧の最大値も同等とされる。
一方で、図2に示したように、各DC/DC変換ユニット50は、電力変換装置10aの制御回路(図示せず)からの制御信号に従って、駆動回路60がゲート信号61及び62を生成することで動作している。したがって、上記制御信号に従って、複数のDC/DC変換ユニット50の間で、DC/AC変換器100のゲート信号61を共通化し、かつ、AC/DC変換器200のゲート信号62を共通化することによって、各DC/DC変換ユニット50は同一の位相で動作することができる。具体的には、n個のDC/AC変換器100間において、交流ノードNac11,Nac12間の交流電圧V1の最大値、周波数、及び位相を一致させるように、半導体スイッチング素子Q11~Q14をそれぞれ同じ位相でオンオフすることができる。同様に、n個のAC/DC変換器200間においても、交流ノードNac21,Nac22間の交流電圧V2の最大値、周波数、及び位相を一致させるように、半導体スイッチング素子Q21~Q24をそれぞれ同じ位相でオンオフすることができる。
なお、図2では、ゲート信号61及び62を共通化する制御を例示した。ただし、半導体スイッチング素子Q11~Q14がそれぞれ同じ位相でオンオフすることで、交流電圧V1の最大値、周波数、及び位相が一致する限り、DC/AC変換器100間でゲート信号61を別個とすることも可能である。例えば、DC/AC変換器100間でのゲート信号61の伝達経路での遅延時間を細密に調整して、交流電圧V1の一致性を高めることができる。同様に、半導体スイッチング素子Q21~Q24がそれぞれ同じ位相でオンオフすることで、交流電圧V2の最大値、周波数、及び位相が一致する限り、AC/DC変換器200間でゲート信号62を別個とすることも可能である。
このように、実施の形態1に係る電力変換装置によれば、高電圧及び/又は大電流の用途のために複数のDC/AC変換器及びAC/DC変換器を、変圧器の一次側及び二次側において、直列又は並列に接続する構成において、DC/AC変換器及びAC/DC変換器と同数の一次側巻線および二次側巻線間で磁路を共通化する多重変圧器300aを用いることにより、装置の小型化を図ることができる。
さらに、図4に示したように、一次側巻線及び二次側巻線のうちの相対的に低電圧の一方の巻線を分割配置し、高電圧の他方の巻線を挟むように配置することで、鉄心の小型化により、多重変圧器をさらに小型化することができる。
また、複数のDC/AC変換器の半導体スイッチング素子を同じ位相でオンオフ制御し、かつ、複数のAC/DC変換器の半導体スイッチング素子を同じ位相でオンオフ制御することによって、バイパス鉄心を設けることなく小型化された多重変圧器を用いた構成において、電力損失の増大を抑制することができる。
なお、実施の形態1で用いた半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24は、通常、珪素(Si)を使用して形成されるが、バンドギャップが珪素(Si)より大きいワイドバンドギャップ半導体である炭化珪素(SiC)や窒化ガリウム(GaN)またはダイヤモンド等を使用した半導体スイッチング素子を適用することも可能である。これにより、各DC/AC変換器100及び各AC/DC変換器200が入出力する電圧を高くすることができるので、さらに高電圧用途に適した構成とすることができる。また、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数の高周波化が可能となるため、多重変圧器300aのさらなる小型化を図ることができる。
実施の形態2.
実施の形態2では、DC/DC変換ユニット50の各々が同等に動作することで、横流の発生による電力損失の増加を抑制する構成及び制御を説明した。しかしながら、DC/DC変換ユニット50の構成部品の個体差が存在すると、DC/DC変換ユニット50間で位相及び交流電圧の最大値は必ずしも一致しない。一方で、DC/DC変換ユニット50の部品を共通化するためには、電圧の最大値は同等にする必要がある。このため、実施の形態2では、構成部品の個体差に対応するための構成及び制御について説明する。
実施の形態2では、DC/DC変換ユニット50の各々が同等に動作することで、横流の発生による電力損失の増加を抑制する構成及び制御を説明した。しかしながら、DC/DC変換ユニット50の構成部品の個体差が存在すると、DC/DC変換ユニット50間で位相及び交流電圧の最大値は必ずしも一致しない。一方で、DC/DC変換ユニット50の部品を共通化するためには、電圧の最大値は同等にする必要がある。このため、実施の形態2では、構成部品の個体差に対応するための構成及び制御について説明する。
図6には、実施の形態2に係る電力変換装置における電圧制御波形図が示される。
図6(a)には、n個のDC/AC変換器100のAC端子101間の交流電圧V11,V12,…V1nが示される。図6(b)には、n個のAC/DC変換器200のAC端子201間の交流電圧V21,V22,…V2nが示される。
図6(a)には、n個のDC/AC変換器100のAC端子101間の交流電圧V11,V12,…V1nが示される。図6(b)には、n個のAC/DC変換器200のAC端子201間の交流電圧V21,V22,…V2nが示される。
実施の形態1では、共通のゲート信号61に従って各DC/AC変換器100が共通に動作するため、n個のDC/AC変換器100の間で、交流電圧V1の位相は同一である。また、共通のゲート信号62に従って各AC/DC変換器200が共通に動作するため、n個のAC/DC変換器200の間で、交流電圧V2の位相は同一である。
一方で、実施の形態2では、交流電圧V11~V1nの間で振幅(最大電圧Vdc1)を同一にし、かつ、交流電圧V21~V2nの間で振幅(最大電圧Vdc2)を同一にするために、n個のDC/DC変換ユニット50による送電電力は、個別に調整される。したがって、図3で説明した位相差φは、DC/DC変換ユニット50毎に個別に設定される。
この結果、駆動回路60は、DC/DC変換ユニット50毎に設定された位相差φに従って、ゲート信号61,62を、DC/DC変換ユニット50毎に個別に生成する。この結果、図6(a)に示されるように、交流電圧V11~V1nの間で位相が一致しなくなるともに、図6(b)に示されるように、交流電圧V21~V2nの間で位相が一致しなくなる。
なお、n個のDC/AC変換器100では、個別のゲート信号61によって、交流ノードNac11,Nac12間の交流電圧V11~V1nの間で最大値及び周波数が一致するように、半導体スイッチング素子Q11~Q14は個別にオンオフ制御される。同様に、n個のAC/DC変換器200においても、交流ノードNac21,Nac22間の交流電圧V2の最大値及び周波数が一致するように、半導体スイッチング素子Q21~Q24は個別にオンオフ制御される。
この結果、一次側巻線301間及び二次側巻線302間で交流電圧の位相が一致しなくなるため、図5に示した磁気回路モデルにおいて、磁路M12の磁束φ12(φ1-φ2)及び磁路M23の磁束φ23(φ2-φ3)が零ではなくなり、起磁力F1による磁束φ1が、磁束φ2およびφ3に干渉する。同様に、起磁力F2による磁束φ2が磁束φ1およびφ3に干渉するとともに、起磁力F3による磁束φ3が磁束φ1およびφ2に干渉する。この結果、本来個別に制御されている各DC/DC変換ユニット50での送電電力が互いに干渉してしまい、上述した横流の発生に至る。横流の発生により、DC/DC変換ユニット50での電力損失の増加、制御性の低下、及び、動作信頼性の低下が懸念される。
したがって、実施の形態2に係る電力変換装置では、図4に示された多重変圧器300aに代えて、図7に示される多重変圧器300bが適用される。すなわち、図1に示された電力変換装置10aにおいて、多重変圧器300aを図7に示される多重変圧器300bに置換して、各AC端子101を多重変圧器300bの各一次側巻線301と接続するとともに、各AC端子201を多重変圧器300bの各二次側巻線302と接続することによって、実施の形態2に係る電力変換装置を構成することができる。
図7を参照して、実施の形態2に係る多重変圧器300bは、実施の形態1に係る多重変圧器300a(図4)と比較して、「コア部」が、環状矩形鉄心303x、303yの各々において、鉄心脚304及び305の間に配置されたバイパス鉄心310をさらに含む点で異なる。多重変圧器300bのその他の構成については、多重変圧器300aと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。
図7に示されるように、同一のDC/DC変換ユニット50に対応する一次側巻線301及び二次側巻線302は隣接して巻回される。そして、異なるDC/DC変換ユニット50の間に発生する、鉄心脚304における一次側巻線301及び二次側巻線302の非巻回領域を、鉄心脚305と接続するように、バイパス鉄心310は配置される。例えば、n個のDC/DC変換ユニット50が配置される構成では、バイパス鉄心310は、(n-1)個配置される。すなわち、各DC/DC変換ユニット50に接続される一次側巻線301及び二次側巻線302は、鉄心脚304及び305において、バイパス鉄心310によって磁気的に分離された領域毎に巻回される。
図8には、多重変圧器300bの磁気回路モデルが示される。
図8を参照して、図7に示された多重変圧器300bでは、図5では点線で示された磁路M12及びM23が、バイパス鉄心310の配置によって実際に形成される。これにより、各バイパス鉄心310は、異なるDC/DC変換ユニット50に対応する、一次側巻線301同士の間、及び、二次側巻線302同士の間を磁気的に分離するための経路を形成する。バイパス鉄心310が設けられることにより、磁気抵抗R8及びR9は、図5の場合よりも小さくなる。
図8を参照して、図7に示された多重変圧器300bでは、図5では点線で示された磁路M12及びM23が、バイパス鉄心310の配置によって実際に形成される。これにより、各バイパス鉄心310は、異なるDC/DC変換ユニット50に対応する、一次側巻線301同士の間、及び、二次側巻線302同士の間を磁気的に分離するための経路を形成する。バイパス鉄心310が設けられることにより、磁気抵抗R8及びR9は、図5の場合よりも小さくなる。
したがって、DC/DC変換ユニット50間で交流電圧振幅が均一でない場合、又は、電圧振幅を均一化する制御によって交流電圧の位相が一致しなくなった場合でも、図8に示された磁束φ1~φ3は、バイパス鉄心310を経由して、起磁力F1~F3を生み出している一次側巻線301(磁路M1~M3)へ戻ることができるので、他の一次側巻線301に干渉することがない。この結果、各DC/DC変換ユニット50において、横流を発生することなく、一次側巻線301及び二次側巻線302を磁気結合させることができる。
したがって、実施の形態2に係る電力変換装置によれば、バイパス鉄心を有する多重式変圧器を用いることによって、DC/DC変換ユニット50間での横流の発生を防止して、電力損失の抑制、並びに、制御性及び動作信頼性の向上を図ることができる。
なお、バイパス鉄心310の寸法については、以下の解析によって最小化を図ることができる。
図9は、バイパス鉄心を介して隣接する2個の一次側巻線における磁束挙動を説明するための概念的な波形図である。
図9を参照して、隣接する一次側巻線301の交流電圧V11およびV12の間に位相差Δθおよび電圧差ΔV(ΔV=Vdc1-Vdc2)が生じているものとする。
交流電圧V11,V12に従って、図8に示された磁気回路モデルにおいて起磁力F1,F2が生じることにより、図8中の磁束φ1,φ2が生じる。磁束φ1は、交流電圧V11と同位相で振幅φ1maxの三角波で示され、磁束φ2は、交流電圧V12と同位相で振幅φ2maxの三角波で示される。したがって、交流電圧V12が-Vdc22からVdc22に変化するタイミング(θ=θ0)において、磁束φ2の振幅が最大となっている。このとき、バイパス鉄心310に相当する磁路M12における磁束φ12は、下記の式(3)によって示される。
φ12=φ1max/(2π・D)×Δθ―K×{ΔV/(N×f)} …(3)
式(3)において、Dは、DC/DC変換ユニット50における半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24のオンデューティである。また、Kは、式(2)と共通の比例定数である。
式(3)において、Dは、DC/DC変換ユニット50における半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24のオンデューティである。また、Kは、式(2)と共通の比例定数である。
また、式(3)におけるφ1maxは、式(2)に示したφmaxに相当する。式(2)において、Δθ/(2π・D)は、通常、1より小さいため、式(3)で示されるφ12は、φmax、すなわち、主鉄心における最大磁束よりも小さくなる。
ここで、主鉄心における薄帯状磁性材の積層高さをhとし、バイパス鉄心310の幅をWpとすると、バイパス鉄心310の断面積Spは、下記の式(4)で求めることができる。なお、式(4)中において、LFは鉄心材料の占積率を示す。
Sp=Wp×h×LF … (4)
バイパス鉄心310内に発生する最大の磁束密度Bpmax=φ12/Spで示される。一方で、主鉄心内の最大の磁束密度Bmaxは、主鉄心の断面積Smを用いて、Bmax=φmax/Smで示される。上述のように、φ12<φmaxであるため、バイパス鉄心310内に発生する最大の磁束密度Bpmaxを、主鉄心内の最大の磁束密度Bmaxと同等にするために必要な断面積Spは、主鉄心の断面積Smよりも小さくなる。
バイパス鉄心310内に発生する最大の磁束密度Bpmax=φ12/Spで示される。一方で、主鉄心内の最大の磁束密度Bmaxは、主鉄心の断面積Smを用いて、Bmax=φmax/Smで示される。上述のように、φ12<φmaxであるため、バイパス鉄心310内に発生する最大の磁束密度Bpmaxを、主鉄心内の最大の磁束密度Bmaxと同等にするために必要な断面積Spは、主鉄心の断面積Smよりも小さくなる。
ここで、バイパス鉄心310における積層高さhを主鉄心と揃えた下でBpmax≦Bmaxを満足するためには、バイパス鉄心310の幅Wpは、下記の式(5)で求めることができる。式(5)中のφ12は、式(4)と共通である。
Wp≧φ12×1/(h×LF)×1/Bmax …(5)
式(5)に、Bmax=φmax/Smを代入すると、下記の式(6)が得られる。
式(5)に、Bmax=φmax/Smを代入すると、下記の式(6)が得られる。
Wp≧(φ12/φmax)×Sm/(h×LF) …(6)
式(6)中において、Sm/(h×LF)は、主鉄心内の最大の磁束密度Bmaxに対応する主鉄心の幅に相当するので、バイパス鉄心310の幅Wpは、(φ12/φmax)<1.0に従って、主鉄心の幅よりも狭くすることが可能である。この結果、バイパス鉄心310を備えた多重変圧器300bの小型化を図ることができる。
式(6)中において、Sm/(h×LF)は、主鉄心内の最大の磁束密度Bmaxに対応する主鉄心の幅に相当するので、バイパス鉄心310の幅Wpは、(φ12/φmax)<1.0に従って、主鉄心の幅よりも狭くすることが可能である。この結果、バイパス鉄心310を備えた多重変圧器300bの小型化を図ることができる。
以上説明したように、実施の形態2では、バイパス鉄心310を配置した多重変圧器300bを用いることにより、巻線間での磁気干渉による横流の発生を防止することができる。一方で、多重変圧器300bは、多重変圧器300aよりも大型化することが懸念される。このため、各DC/DC変換ユニット50の構成部品を十分に選別することで、個体差ばらつきに起因する横流の発生を実機上問題のないレベルまで抑制することにより、多重変圧器300aを備える実施の形態1の構成を用いることも可能である。一方で、このような選別により、製造コストの増加及び製造工程の長時間化が懸念される。したがって、実施の形態1及び2に係る電力変換装置のいずれを選択するかについては、要求されるコストや信頼性に応じて適宜判断することができる。
実施の形態3.
実施の形態3では、実施の形態1に係る電力変換装置において、複数のDC/DC変換ユニット50の一部が故障した際に、残りの正常なDC/DC変換ユニット50を用いて運転を継続するための構成について説明する。
実施の形態3では、実施の形態1に係る電力変換装置において、複数のDC/DC変換ユニット50の一部が故障した際に、残りの正常なDC/DC変換ユニット50を用いて運転を継続するための構成について説明する。
図10は、実施の形態3の比較例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
図10を参照して、比較例に係る電力変換装置10bは、実施の形態1に係る電力変換装置10a(図1)と比較して、各DC/DC変換ユニット50に対応して、短絡装置400がさらに配置される点で異なる。電力変換装置10bのその他の部分の構成は電力変換装置10aと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。
図10を参照して、比較例に係る電力変換装置10bは、実施の形態1に係る電力変換装置10a(図1)と比較して、各DC/DC変換ユニット50に対応して、短絡装置400がさらに配置される点で異なる。電力変換装置10bのその他の部分の構成は電力変換装置10aと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。
短絡装置400は、直列接続された変換器のDC端子、すなわち、図10では、AC/DC変換器200のDC端子202に対応して配置される。各短絡装置400は、通常時は開放状態である一方で、図示しない電力変換装置10bの制御回路からの制御信号に応答して、短絡状態に制御される。これにより、故障が発生したDC/DC変換ユニット50において、短絡装置400によってDC端子202間を短絡することができる。
図10では、n番目のDC/DC変換ユニット50のみが故障した例を説明する。この場合に、電力変換装置10bの運転を継続するために、対応する短絡装置400が短絡状態に制御される。さらに、n番目のDC/DC変換ユニット50に対するゲート信号61,62の供給が停止されるので、半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24はオフに固定される。
これに対して、残りの(n-1)個のDC/DC変換ユニット50では、短絡装置400は開放状態に維持されるとともに、ゲート信号61,62に応じた半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24のスイッチング制御により、AC/DC電力変換およびDC/AC電力変換が実行される。
これにより、故障したn番目のDC/DC変換ユニット50を解列するとともに、残りの(n-1)個のDC/DC変換ユニット50のDC端子202を、DC端子30間に直列接続することができる。なお、DC端子20間に並列接続されるDC/AC変換器100に対しては、短絡装置400を配置する必要はない。
n番目のDC/DC変換ユニット50では、ゲート信号61,62の停止により、DC/AC変換器100及びAC/DC変換器200からAC端子101及び201へ交流電圧が印可されなくなる。この結果、多重変圧器300aの各一次側巻線301及び各二次側巻線302の間で、印可される交流電圧の最大値及び位相が一致しなくなるため、巻線間での磁気干渉による横流が発生する。
このとき、DC/AC変換器100及びAC/DC変換器200では、半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24をオフに固定しても、各半導体スイッチング素子の逆並列ダイオードによって、ダイオード整流器(全波整流器)が構成された状態となる。ダイオード整流器として動作する、DC/DC変換ユニット50の出力は、短絡装置400が遮断状態であるため、電力変換を伴って正常に動作している他のDC/DC変換ユニット50と比較して小さくなる。
この状態で、電力変換装置10bの運転を継続しようとすると、横流により、正常動作しているDC/DC変換ユニット50から、遮断状態の短絡装置400へ大きな電流が流入する可能性がある。この結果、正常動作しているDC/DC変換ユニット50に過電流による故障や保護停止が発生してしまうことによって、電力変換装置10bの運転を継続できなくなることが懸念される。
図11は、実施の形態3に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
図11を参照して、実施の形態3に係る電力変換装置10cは、実施の形態1に係る電力変換装置10aと比較して、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様の短絡装置400と、AC遮断装置500とをさらに備える。電力変換装置10cにおいて、AC遮断装置500以外の構成は、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
図11を参照して、実施の形態3に係る電力変換装置10cは、実施の形態1に係る電力変換装置10aと比較して、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様の短絡装置400と、AC遮断装置500とをさらに備える。電力変換装置10cにおいて、AC遮断装置500以外の構成は、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
AC遮断装置500は、各DC/DC変換ユニット50において、二次側巻線302及びAC/DC変換器200(交流ノード)間に配置される。AC遮断装置500は、通常時は導通状態である一方で、図示しない電力変換装置10bの制御回路からの制御信号に応答して、開放状態に制御される。これにより、故障が発生したDC/DC変換ユニット50において、二次側巻線302及びAC/DC変換器200の間の電流経路を遮断できる。
これにより、故障の発生によりゲート信号61,62の供給が停止されているDC/DC変換ユニット50に対して、正常動作するDC/DC変換ユニット50からの横流を発生させる電流経路を遮断することができる。
したがって、実施の形態3によれば、バイパス鉄心310を設けない多重変圧器300aが適用された電力変換装置において、一部のDC/DC変換ユニット50に故障が発生しても、短絡装置400およびAC遮断装置500によって、残りの正常なDC/DC変換ユニット50を用いて電力変換装置の運転を継続することが可能となる。
なお、図11の構成例において、二次側巻線302及びAC/DC変換器200の交流ノードの間に加えて、一次側巻線301及びDC/AC変換器100の交流ノードの間にもAC遮断装置500をさらに配置する構成とすることが可能である。これにより、DC/AC変換器100側においても横流を抑制することができるので、さらに信頼性が向上する。
実施の形態3の変形例.
図12は、実施の形態3の変形例に係る電力変換装置10dの構成を示す回路図である。
図12は、実施の形態3の変形例に係る電力変換装置10dの構成を示す回路図である。
図12を参照して、実施の形態3の変形例に係る電力変換装置10dは、実施の形態1に係る電力変換装置10aと比較して、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様の短絡装置400と、DC遮断装置600とをさらに備える。電力変換装置10dにおいて、DC遮断装置600以外の構成は、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。すなわち、電力変換装置10dでは、実施の形態3に係る電力変換装置10cと比較して、AC遮断装置500に代えて、DC遮断装置600が配置されている。
DC遮断装置600は、各DC/DC変換ユニット50において、AC/DC変換器200の直流ノードに対して直列に接続される。DC遮断装置600は、短絡装置400よりもAC/DC変換器200側に接続される。
DC遮断装置600は、通常時は導通状態である一方で、図示しない電力変換装置10bの制御回路からの制御信号に応答して、開放状態に制御される。故障が発生したDC/DC変換ユニット50において、DC遮断装置600は開放状態に制御される。
このように配置されたDC遮断装置600を開放することによっても、実施の形態3と同様に、故障が発生したDC/DC変換ユニット50に対して、正常動作するDC/DC変換ユニット50からの横流を発生させる電流経路を遮断することができる。
したがって、実施の形態3の変形例によっても、バイパス鉄心310を設けない多重変圧器300aが適用された電力変換装置において、一部のDC/DC変換ユニット50に故障が発生しても、残りの正常なDC/DC変換ユニット50を用いて、電力変換装置の運転を継続することが可能となる。
なお、図12の構成例において、AC/DC変換器200の直流ノードに加えて、DC/AC変換器100の直流ノードに対してもDC遮断装置600をさらに配置する構成とすることが可能である。DC遮断装置600は、DC端子102及びDC/AC変換器100の間に接続することが好ましい。これにより、DC/AC変換器100側においても横流を抑制することができるので、さらに信頼性が向上する。
実施の形態4.
実施の形態4では、実施の形態2に係る電力変換装置、すなわち、バイパス鉄心310を有する多重変圧器300bが適用された電力変換装置において、複数のDC/DC変換ユニット50の一部が故障した際に、実施の形態3と同様に運転を継続するための構成について説明する。
実施の形態4では、実施の形態2に係る電力変換装置、すなわち、バイパス鉄心310を有する多重変圧器300bが適用された電力変換装置において、複数のDC/DC変換ユニット50の一部が故障した際に、実施の形態3と同様に運転を継続するための構成について説明する。
図13は、実施の形態4に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
図13を参照して、実施の形態4に係る電力変換装置10eは、実施の形態2に係る電力変換装置の構成と比較して、各DC/DC変換ユニット50に対応して、実施の形態3と同様に短絡装置400がさらに配置される点で異なる。すなわち、電力変換装置10eの構成は、多重変圧器300aに代えて多重変圧器300bが適用される点を除けば、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様である。
図13を参照して、実施の形態4に係る電力変換装置10eは、実施の形態2に係る電力変換装置の構成と比較して、各DC/DC変換ユニット50に対応して、実施の形態3と同様に短絡装置400がさらに配置される点で異なる。すなわち、電力変換装置10eの構成は、多重変圧器300aに代えて多重変圧器300bが適用される点を除けば、比較例の電力変換装置10b(図10)と同様である。
電力変換装置10eにおいても、短絡装置400は、DC端子30間に直列接続されたAC/DC変換器200のDC端子202に対応して配置される。各短絡装置400は、通常時は開放状態である一方で、故障が発生したDC/DC変換ユニット50において、短絡状態に制御される。
電力変換装置10eでは、多重変圧器300bに配置されたバイパス鉄心310によって、DC/DC変換ユニット50間で、一次側巻線301及び二次側巻線302が磁気的に分離される。したがって、図11又は図12に示されたAC遮断装置500又はDC遮断装置600を設けなくても、短絡装置400によって解列された故障中のDC/DC変換ユニット50に対して、正常動作しているDC/DC変換ユニット50からの横流が発生しない。
この結果、バイパス鉄心310を有する多重変圧器300bが適用された電力変換装置において、一部のDC/DC変換ユニット50に故障が発生しても、残りの正常なDC/DC変換ユニット50を用いて、電力変換装置の運転を継続することが可能となる。
実施の形態4の変形例.
実施の形態4で説明した回路構成に対して、実施の形態3及びその変形例で説明した、AC遮断装置500及びDC遮断装置600をさらに配置することも可能である。
実施の形態4で説明した回路構成に対して、実施の形態3及びその変形例で説明した、AC遮断装置500及びDC遮断装置600をさらに配置することも可能である。
図14は、実施の形態4の第1の変形例に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。
図14を参照して、実施の形態4の第1の変形例に係る電力変換装置10fは、実施の形態4に係る電力変換装置10e(図13)の構成に加えて、AC遮断装置500をさらに備える。
AC遮断装置500は、電力変換装置10c(図11)と同様に、各DC/DC変換ユニット50において、二次側巻線302及びAC/DC変換器200(交流ノード)間に配置される。あるいは、一次側巻線301及びDC/AC変換器100の交流ノードの間にAC遮断装置500をさらに配置する構成とすることも可能である。
各AC遮断装置500は、通常時は導通状態である一方で、図示しない電力変換装置10bの制御回路からの制御信号に応答して、故障が発生したDC/DC変換ユニット50において開放状態に制御される。すなわち、故障が発生したDC/DC変換ユニット50では、短絡装置400が短絡状態に制御されるとともに、AC遮断装置500が開放状態に制御される。
図15は、実施の形態4の第2の変形例に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。
図15を参照して、実施の形態4の第1の変形例に係る電力変換装置10gは、実施の形態4に係る電力変換装置10e(図13)の構成に加えて、DC遮断装置600をさらに備える。
DC遮断装置600は、電力変換装置10d(図12)と同様に、各DC/DC変換ユニット50に対応して、短絡装置400よりもAC/DC変換器200側において、AC/DC変換器200の直流ノードに対して直列に接続される。あるいは、DC遮断装置600は、DC/AC変換器100の直流ノードに対してさらに配置されてもよい。この場合には、DC遮断装置600は、DC端子102及びDC/AC変換器100の間に接続することが好ましい。
各DC遮断装置600は、通常時は導通状態である一方で、図示しない電力変換装置10bの制御回路からの制御信号に応答して、故障が発生したDC/DC変換ユニット50において開放状態に制御される。すなわち、故障が発生したDC/DC変換ユニット50では、短絡装置400が短絡状態に制御されるとともに、DC遮断装置600が開放状態に制御される。
実施の形態4の第1又は第2の変形例のように、AC遮断装置500又はDC遮断装置600をさらに配置することにより、バイパス鉄心310を有する多重変圧器300bが適用された電力変換装置において、故障が発生したDC/DC変換ユニット50に対応する短絡装置400の遮断によって運転を継続する場合に、横流の発生をさらに確実に防止して、信頼性をさらに向上することができる。
なお、実施の形態3及び4並びにそれらの変形例では、多重変圧器300a又は300bを備えた電力変換装置において、短絡装置400は、DC端子20,30間に直列接続された、DC/AC変換器100及び/又はAC/DC変換器200に対応して配置される。したがって、図11~図15の構成例と反対に、DC端子30間に複数のAC/DC変換器200が並列接続される一方で、DC端子20間に複数のDC/AC変換器100が直列接続された回路構成である場合には、各DC/AC変換器100のDC端子102に対応して短絡装置400が配置される。また、DC端子20及び30の両方において、複数のDC/AC変換器100及び複数のAC/DC変換器200がそれぞれ直列接続されている回路構成であれば、各DC/AC変換器100のDC端子102及び各AC/DC変換器200のDC端子202の両方に対応して、短絡装置400が配置される。
また、AC遮断装置500又はDC遮断装置600は、少なくとも、短絡装置400が配置されたDC/AC変換器100及び/又はAC/DC変換器200に対応して配置される。
実施の形態5.
実施の形態5では、実施の形態1~4での多重変圧器300a,300bの一次側巻線301及び二次側巻線302に適用される巻線導体の構成例を説明する。
実施の形態5では、実施の形態1~4での多重変圧器300a,300bの一次側巻線301及び二次側巻線302に適用される巻線導体の構成例を説明する。
通常、大容量の多重変圧器の巻線には、素線絶縁を備えた細くて小さい導体素線を複数使用して構成したものが適用される。このような巻線を用いることにより、変圧器の漏れ磁束が巻線に鎖交することで、発生する巻線の渦電流損を小さくすることができる。しかしながら、上述のように、半導体スイッチング素子Q11~Q14,Q21~Q24のスイッチング周波数を高周波化(例えば、商用交流電源の周波数よりも高い61Hz以上)すると、一次側巻線301および二次側巻線302に入力される電流は61Hzよりも高周波となり、上述の巻線では、表皮効果の発生により、電流が導体素線の表面付近のみを通過することになる。この結果、導体素線の等価的な抵抗値が増加することで、多重変圧器300a,300bの損失が増加する虞がある。
図16は、実施の形態5に係る巻線導線70の一例を説明するための概念的な断面図である。
図16を参照して、巻線導線70は、素線絶縁72を備えた導体素線71を縒り合せた、いわゆるリッツ線によって構成される。リッツ線を用いることにより、高周波での表皮効果と近接効果を抑制することができるため、高周波化による損失増加を抑制することが可能である。
実施の形態5では、多重変圧器300a,300bの一次側巻線301及び二次側巻線302に対して、リッツ線で構成された巻線導線70を適用することにより、多重変圧器300a,300bの損失増加を抑制しつつ高周波化が可能となる。この結果、多重変圧器300a,300bの小型化を実現することができる。
以上で説明した複数の実施の形態について、明細書内で言及されていない組み合わせを含めて、不整合や矛盾が生じない範囲内で、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている点についても、確認的に記載する。
今回開示された各実施の形態は、適宜組合わせて実施することも予定されている。そして、今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
10a~,10b,10c,10d,10e,10f,10g 電力変換装置、20,30 DC端子(電力変換装置)、50 DC/DC変換ユニット、60 駆動回路、61,62 ゲート信号、70 巻線導線、71 導体素線、72 素線絶縁、100 DC/AC変換器、101,102 DC端子(DC/DC変換ユニット)、200 AC/DC変換器、201,202 AC端子(DC/DC変換ユニット)、300a,300b 多重変圧器、301 一次側巻線、302 二次側巻線、303x,303y 環状矩形鉄心、304,305 鉄心脚、306 継鉄部、310 バイパス鉄心、400 短絡装置、500 AC遮断装置、600 DC遮断装置、CS スナバキャパシタ、Cdc1,Cdc2 直流キャパシタ、F1~F3 起磁力、M1~3,M5~M7,M11,M12,M23,M33 磁路、NL0~NL3 負極電源ライン、Nac11,Nac12,Nac21,Nac22 交流ノード、Ndc11,Ndc12,Ndc21,Ndc22 直流ノード、PL0~PL3 正極電源ライン、Q11~Q14,Q21~Q24 半導体スイッチング素子、R1~R10 磁気抵抗、TD デッドタイム。
Claims (16)
- 一対の第1の直流端子及び一対の第2の直流端子との間で直流電圧変換を実行する電力変換装置であって、
前記第1の直流端子間に並列又は直列に接続された直流ノードを有する複数のDC/AC変換器と、
前記第2の直流端子間に並列又は直列に接続された直流ノードを有する複数のAC/DC変換器と、
前記複数のDC/AC変換器及び前記複数のAC/DC変換器の間に接続された多重変圧器とを備え、
前記多重変圧器は、
前記複数のDC/AC変換器の交流ノードとそれぞれ接続された複数の一次側巻線と、
前記複数のAC/DC変換器の交流ノードとそれぞれ接続された複数の二次側巻線と、
前記複数の一次側巻線及び前記複数の二次側巻線が巻回されたコア部とを備え、
前記コア部は、前記複数の一次側巻線間で磁路が共通であり、かつ、前記複数の二次側巻線間で磁路が共通となるように構成される、電力変換装置。 - 前記コア部は、
第1及び第2の環状矩形鉄心を含み、
前記複数の一次側巻線及び二次側巻線は、前記第1及び第2の環状矩形鉄心の両方に巻回される、請求項1記載の電力変換装置。 - 前記コア部は、バイパス鉄心をさらに含み、
前記バイパス鉄心は、前記第1及び第2の環状矩形鉄心の各々において、前記複数の一次側巻線のうちの1つと他の1つとの間、及び、前記複数の二次側巻線のうちの1つと他の1つとの間を磁気的に分離する経路を設けるように配置される、請求項2記載の電力変換装置。 - 前記第1及び第2の環状矩形鉄心の各々は、
前記複数の一次側巻線及び二次側巻線が巻回される第1の鉄心脚と、
前記第1の鉄心脚に沿った方向に延在するように配置された、前記複数の一次側巻線及び二次側巻線が巻回されない第2の鉄心脚と、
前記第1及び第2の鉄心脚の端部同士を接続する第1及び第2の継鉄とを含む、請求項2記載の電力変換装置。 - 前記コア部は、バイパス鉄心をさらに含み、
前記バイパス鉄心は、前記第1の鉄心脚の、前記複数の一次側巻線及び二次側巻線のうちの1つずつ一次側巻線及び二次側巻線が巻回される部位と、他の一次側巻線及び二次側巻線が巻回される部位との間、及び、前記第2の鉄心脚との間を接続するように配置される、請求項4記載の電力変換装置。 - 前記バイパス鉄心の断面積は、前記バイパス鉄心における最大の磁束密度が前記第1及び第2の環状矩形鉄心における最大の磁束密度以下となる範囲内において、前記第1及び第2の環状矩形鉄心の断面積よりも小さい、請求項3又は5に記載の電力変換装置。
- 前記複数の一次側巻線及び前記複数の二次側巻線のうちの一方の巻線の各々は、分割して前記コア部に巻回され、
前記複数の一次側巻線及び前記複数の二次側巻線のうちの他方の巻線の各々は、前記コア部のうちの、前記一方の巻線のうちの対応する1つの分割された巻回部位に挟まれた部位に巻回される、請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記複数のDC/AC変換器の各々、及び、前記複数のAC/DC変換器の各々は、半導体スイッチング素子のオンオフ制御によって電力変換を実行し、
前記複数のDC/AC変換器の各々の前記半導体スイッチング素子は、前記複数のDC/AC変換器の各々の前記交流ノードに出力される交流電圧の周波数、位相、及び最大値が一致するように、同じ位相でオンオフ制御され、
前記複数のAC/DC変換器の各々の前記半導体スイッチング素子は、前記複数のAC/DC変換器の各々の前記交流ノードに出力される交流電圧の周波数、位相、及び最大値が一致するように、同じ位相でオンオフ制御される、請求項1、2及び4のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記複数のDC/AC変換器の各々、及び、前記複数のAC/DC変換器の各々は、半導体スイッチング素子のオンオフ制御によって電力変換を実行し、
前記複数のDC/AC変換器の前記半導体スイッチング素子は、前記複数のDC/AC変換器の各々の前記交流ノードに出力される交流電圧の周波数及び最大値が一致するように前記DC/AC変換器毎に個別にオンオフ制御され、
前記複数のAC/DC変換器の前記半導体スイッチング素子は、前記複数のAC/DC変換器の各々の前記交流ノードに出力される交流電圧の周波数及び最大値が一致するように前記AC/DC変換器毎に個別にオンオフ制御される、請求項3、5及び6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 各前記半導体スイッチング素子は、61Hz以上の周波数でオンオフ制御される、請求項8又は9に記載の電力変換装置。
- 前記複数の一次側巻線及び前記複数の二次側巻線は、1個ずつの一次側巻線及び二次側巻線が、他の一次側巻線及び二次側巻線よりも近接するように前記コア部に巻回され、
前記複数のDC/AC変換器及び前記複数のAC/DC変換器のうちの、前記1個ずつの一次側巻線及び二次側巻線と接続された1個ずつのDC/AC変換器及びAC/DC変換器が、DC/DC変換器ユニットを構成し、
前記電力変換装置は、
前記複数のAC/DC変換器及び前記複数のDC/AC変換器のうちの、前記第1又は第2の直流端子間に直列接続された少なくとも一方の変換器の各々に対応して、前記直流ノード間に電気的に接続された短絡装置と、
前記短絡装置が配置された前記AC/DC変換器又は前記DC/AC変換器において、前記交流ノードと当該交流ノードに接続される前記一次側巻線又は前記二次側巻線の間に電気的に接続された交流遮断装置とをさらに備え、
各前記短絡装置は、正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される一方で、前記1個ずつのDC/AC変換器及びAC/DC変換器の少なくとも一方が故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて短絡状態に制御され、
各前記交流遮断装置は、前記正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて導通状態に制御される一方で、前記故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される、請求項1、2及び4のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記複数の一次側巻線及び前記複数の二次側巻線は、1個ずつの一次側巻線及び二次側巻線が、他の一次側巻線及び二次側巻線よりも近接するように前記コア部に巻回され、
前記複数のDC/AC変換器及び前記複数のAC/DC変換器のうちの、前記1個ずつの一次側巻線及び二次側巻線と接続された1個ずつのDC/AC変換器及びAC/DC変換器が、DC/DC変換器ユニットを構成し、
前記電力変換装置は、
前記複数のAC/DC変換器及び前記複数のDC/AC変換器のうちの、前記第1又は第2の直流端子間に直列接続された少なくとも一方の変換器の各々に対応して、前記直流ノード間に電気的に接続された短絡装置と、
前記短絡装置が配置された前記AC/DC変換器又は前記DC/AC変換器において、前記直流ノードに対して直列に接続される直流遮断装置とをさらに備え、
各前記短絡装置は、正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される一方で、前記1個ずつのDC/AC変換器及びAC/DC変換器の少なくとも一方が故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて短絡状態に制御され、
各前記直流遮断装置は、前記正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて導通状態に制御される一方で、前記故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される、請求項1、2及び4のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記複数の一次側巻線及び前記複数の二次側巻線のうちの1個ずつの一次側巻線及び二次側巻線は、前記コア部のうちの前記バイパス鉄心によって磁気的に分離された領域毎に巻回され、
前記複数のDC/AC変換器及び前記複数のAC/DC変換器のうちの、前記1個ずつの一次側巻線及び二次側巻線と接続された1個ずつのDC/AC変換器及びAC/DC変換器が、DC/DC変換器ユニットを構成し、
前記電力変換装置は、
前記複数のAC/DC変換器及び前記複数のDC/AC変換器のうちの、前記第1又は第2の直流端子間に直列接続された少なくとも一方の変換器の各々に対応して、前記直流ノード間に電気的に接続された短絡装置をさらに備え、
各前記短絡装置は、正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される一方で、前記1個ずつのDC/AC変換器及びAC/DC変換器の少なくとも一方が故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて短絡状態に制御される、請求項3、5及び6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記短絡装置が配置された前記AC/DC変換器又は前記DC/AC変換器において、前記交流ノードと当該交流ノードに接続される前記一次側巻線又は前記二次側巻線の間に電気的に接続された交流遮断装置とをさらに備え、
各前記交流遮断装置は、前記正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて導通状態に制御される一方で、前記故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される、請求項13記載の電力変換装置。 - 前記短絡装置が配置された前記AC/DC変換器又は前記DC/AC変換器において、前記直流ノードに対して直列に接続される直流遮断装置とをさらに備え、
各前記直流遮断装置は、前記正常な前記DC/DC変換器ユニットにおいて導通状態に制御される一方で、前記故障した前記DC/DC変換器ユニットにおいて開放状態に制御される、請求項13記載の電力変換装置。 - 前記多重変圧器の各前記一次側巻線及び各前記二次側巻線は、素線絶縁を備えた導体素線を複数より合わせたリッツ線を含む、請求項1~15のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20220294357A1 (en) * | 2019-10-30 | 2022-09-15 | Carrier Corporation | Stacked capacitive coupled resonant dual active bridge dc-dc converter |
JP7494986B1 (ja) | 2023-05-18 | 2024-06-04 | 株式会社明電舎 | 電力変換システムおよび電力変換システムの故障ユニット分離方法 |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6883489B2 (ja) * | 2017-08-22 | 2021-06-09 | ダイヤモンド電機株式会社 | コンバータ |
JP7099356B2 (ja) * | 2019-02-19 | 2022-07-12 | オムロン株式会社 | 電力変換装置 |
US20220115180A1 (en) * | 2020-10-08 | 2022-04-14 | Deere & Company | Transformer With Integral Inductor |
US12027985B2 (en) * | 2020-11-05 | 2024-07-02 | Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Power conversion system with N power converters |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07335456A (ja) * | 1994-06-09 | 1995-12-22 | Sony Corp | 可飽和リアクタトランス及びコンバータトランス |
JP2000050642A (ja) * | 1998-08-03 | 2000-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
JP2014158350A (ja) * | 2013-02-15 | 2014-08-28 | Mitsubishi Electric Corp | Dc/dcコンバータ |
JP2016510948A (ja) * | 2013-03-05 | 2016-04-11 | ダンマルクス テクニスケ ウニベルシテット | 一体型磁気変換装置 |
JP2017011964A (ja) | 2015-06-26 | 2017-01-12 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および風力発電システム |
JP2017077114A (ja) * | 2015-10-15 | 2017-04-20 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1261951B (de) * | 1960-04-12 | 1968-02-29 | Westinghouse Electric Corp | Dreiphasiger Transformator, Wandler oder Drossel |
IN161003B (ja) | 1981-05-18 | 1987-09-12 | Westinghouse Electric Corp | |
US4488136A (en) | 1981-05-18 | 1984-12-11 | Westinghouse Electric Corp. | Combination transformer with common core portions |
JPH0779063B2 (ja) * | 1988-08-15 | 1995-08-23 | 三菱電機株式会社 | 位相調整変圧器 |
MXPA05010785A (es) | 2004-02-12 | 2005-12-12 | Mitsubishi Electric Corp | Convertidor de energia. |
JP4482765B2 (ja) * | 2005-09-30 | 2010-06-16 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
TWI378478B (en) | 2007-01-09 | 2012-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | Reactor-jointed transformer |
JP4450868B1 (ja) | 2008-12-25 | 2010-04-14 | 三菱電機株式会社 | 変圧装置 |
JP5257204B2 (ja) * | 2009-03-31 | 2013-08-07 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
EP2472534B1 (en) * | 2009-11-20 | 2020-10-07 | Mitsubishi Electric Corporation | Transformer |
US9165707B2 (en) * | 2011-09-30 | 2015-10-20 | Astec International Limited | Multiphase power converters having shared magnetic core sections |
FR2987190B1 (fr) * | 2012-02-22 | 2014-06-27 | Inst Polytechnique Grenoble | Convertisseur de tension |
JP6194193B2 (ja) | 2013-06-20 | 2017-09-06 | 一般財団法人電力中央研究所 | 直流昇圧変換器、制御方法及びコンバータ部制御装置 |
WO2018051603A1 (ja) * | 2016-09-16 | 2018-03-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
EP3514933B1 (en) * | 2016-09-16 | 2021-12-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
-
2018
- 2018-07-26 WO PCT/JP2018/028059 patent/WO2019073658A1/ja unknown
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Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07335456A (ja) * | 1994-06-09 | 1995-12-22 | Sony Corp | 可飽和リアクタトランス及びコンバータトランス |
JP2000050642A (ja) * | 1998-08-03 | 2000-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
JP2014158350A (ja) * | 2013-02-15 | 2014-08-28 | Mitsubishi Electric Corp | Dc/dcコンバータ |
JP2016510948A (ja) * | 2013-03-05 | 2016-04-11 | ダンマルクス テクニスケ ウニベルシテット | 一体型磁気変換装置 |
JP2017011964A (ja) | 2015-06-26 | 2017-01-12 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および風力発電システム |
JP2017077114A (ja) * | 2015-10-15 | 2017-04-20 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
See also references of EP3696961A4 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20220294357A1 (en) * | 2019-10-30 | 2022-09-15 | Carrier Corporation | Stacked capacitive coupled resonant dual active bridge dc-dc converter |
JP7494986B1 (ja) | 2023-05-18 | 2024-06-04 | 株式会社明電舎 | 電力変換システムおよび電力変換システムの故障ユニット分離方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20200234869A1 (en) | 2020-07-23 |
JP6516942B1 (ja) | 2019-05-22 |
US11430598B2 (en) | 2022-08-30 |
EP3696961A4 (en) | 2020-12-09 |
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EP3696961A1 (en) | 2020-08-19 |
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