WO2018077599A1 - Abwärtswandler für eine leuchtdiode - Google Patents

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WO2018077599A1
WO2018077599A1 PCT/EP2017/075619 EP2017075619W WO2018077599A1 WO 2018077599 A1 WO2018077599 A1 WO 2018077599A1 EP 2017075619 W EP2017075619 W EP 2017075619W WO 2018077599 A1 WO2018077599 A1 WO 2018077599A1
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switch
current
down converter
controller
emitting diode
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PCT/EP2017/075619
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English (en)
French (fr)
Inventor
Lukas Saccavini
Frank Lochmann
Original Assignee
Tridonic Gmbh & Co Kg
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/10—Controlling the intensity of the light

Definitions

  • Various examples of the invention generally relate to a down converter for a light emitting diode having a first switch and a second switch which are operated by a controller alternately and periodically in a conducting state.
  • various examples of the invention relate to a buck converter in which the controller operates the first switch and the second switch in response to a dimming signal.
  • lights typically have an operating device.
  • the operating device typically includes a buck converter, which is configured to lower a DC supply voltage in amplitude to operate the light emitting diode.
  • the buck converter may be configured to alter the operation of the light emitting diode in response to a dimming signal indicating the desired brightness of the light.
  • Conventional downconverters typically include a switch connected between a supply voltage terminal and an output terminal in series with a storage choke. During an on-time of the switch - i. During which of the switches is operated in the conducting state, a choke current flows through the storage choke, which is fed by the supply voltage, and energy is stored in the storage choke. During an off-time of the switch - during which the switch is operated in the non-conducting state - flows, a choke current, which is fed by the previously stored in the storage inductor energy.
  • the inductor current may drop to zero during the off-time of the switch.
  • a mode called continuous mode the inductor current does not decrease to zero during the off-time of the switch.
  • borderline mode which corresponds to the transition between the intermittent operation and the continuous operation.
  • buck converters it may be necessary to enable gap operation in response to the dimming signal.
  • Sometimes such operation of the luminaire is also referred to as pulse width modulation. This can have various negative effects on the environment of the luminaire: for example, interference with optical devices may occur.
  • a down converter for a light emitting diode includes a first switch and a second switch.
  • the second switch is connected between a supply voltage terminal and ground in series with the first switch.
  • the buck converter also includes a storage choke.
  • the storage inductor is connected in series with the first switch, for example between the supply voltage connection and an output connection.
  • the output port is configured to be based on a throttle current to output a load current to the light emitting diode through the storage choke.
  • the buck converter also includes a controller. The controller is arranged to alternately and periodically conduct the first switch and the second switch in response to a dimming signal in the conducting state.
  • a buck converter having a first switch and a second switch according to the above example is also referred to as a synchronous converter.
  • the first switch is also referred to as a high-side switch because it is on potential.
  • the second switch is sometimes referred to as a low-side switch because it is located between potential and ground.
  • the semiconductor switch element examples include: a transistor; a bipolar transistor; a field effect transistor; a metal oxide field effect transistor; an insulated gate field effect transistor.
  • one side of the storage choke may be connected to a point located between the first switch and the second switch.
  • the second side of the storage throttle may be connected to the output port.
  • the storage choke can be implemented as a coil with multiple windings.
  • the storage choke can provide an inductance. Based on the law of induction, the voltage across the storage inductor (inductor voltage) can be equal to the inductance of the storage inductor multiplied by the time change of the inductor current. In other words, the storage choke can counteract particularly rapid changes in the throttle current
  • the output terminal may include a smoothing capacitor that causes the load current that is output to the light emitting diode to correspond to a time average value of the inductor current.
  • the inductor current can be smoothed and it can be a more uniform brightness of the LED can be achieved.
  • the output terminal could, for example, continue to have a plug contact, solder contact, terminal contact, etc., to produce an electrical connection of the light emitting diode.
  • the controller can be implemented, for example, as an application-specific integrated circuit (ASIC) or as a microcontroller.
  • ASIC application-specific integrated circuit
  • the controller could also be implemented as an FPGA or processor.
  • the control could also be at least partially by an analog circuit be implemented.
  • the controller could receive the dimming signal, for example via a communication interface.
  • the brightness of the light emitting diode can be controlled flexibly in response to the dimming signal. In particular, it may be unnecessary to activate the lopsided operation at low brightness of the light emitting diode. For example, it would be possible for continuous operation to be continuous - i. for all brightness levels of the dimming signal - is activated.
  • the controller it would be possible for the controller to be configured to operate the second switch in an on-time state.
  • the on-time of the second switch may be dimensioned such that the polarity of the inductor current changes from positive to negative and the voltage at the midpoint of the two switches (midpoint voltage) changes, i. e.g. from positive to negative polarity or with respect to another reference voltage, such as a bus voltage.
  • This may mean that the second switch is operated in the conductive state until the direction of the inductor current reverses.
  • the reactor current with negative polarity could be fed by discharging a capacitor of the output terminal.
  • the inductor current has a negative polarity at least at times, a particularly small-dimensioned average time value of the inductor current can be achieved.
  • a small-sized load current can be output to the light-emitting diode.
  • low brightnesses can be achieved without interrupting the operation of the light emitting diode according to the pulse width modulation method.
  • a discontinuous mode can be avoided. Interference with the environment - ie, for example, a flickering of the LED - can be reduced or avoided.
  • the controller may be configured to implement a deadtime during which the first switch and the second switch are operated in the non-conductive state. For example, a certain security area can be provided by the dead time, so that short circuits are avoided. For example, first the first switch can be switched to the non-conductive state before the second switch in the conductive state (English, "break betoken make"). A corresponding dead time can be particularly short dimensioned and, for example, in the range of 100 ns to 1000 ns.
  • the dead time is extended or dimensioned comparatively long.
  • the dead time could not be less than 5% of the on time of the second switch, optionally not less than 10% of the on time of the second switch, further optionally not less than 25% of the on time of the second switch. It can thus be achieved that, after the second switch has been switched to the non-conducting state-and the continuous operation of the first switch in the non-conducting state-the inductor current decreases and finally disappears. Then, it is possible that the controller is arranged to switch the first switch from the non-conductive state to the conductive state in time-synchronized with the switching of the midpoint voltage from zero-voltage switching (ZVS).
  • ZVS zero-voltage switching
  • Such an optional power-free switching of the first switch can be done (English, zero current switching). Such current-free switching of the first switch has the advantage of low power loss. This can reduce the power consumption of the buck converter.
  • the controller could implement a loop. It can thereby be achieved that the brightness of the light-emitting diode can be set particularly accurately and stably by generating the load current.
  • the controller could be configured to operate the first switch and the second switch in a controlled manner.
  • the corresponding control loop can take into account the time mean value of the inductor current as a controlled variable.
  • the load current as a control variable.
  • the corresponding control loop could also take into account a reference variable which is determined based on the dimming signal. For example, it would be possible by means of a look-up table to determine the reference variable based on the dimming signal in such a way that it can be compared directly with the load current as a controlled variable. In this way, it may be possible to set the desired brightness in accordance with the dimming signal with particular precision.
  • the controller could be configured to operate the first switch and the second switch in a controlled manner.
  • the corresponding control circuit can take into account at least one peak value of the throttle current as a manipulated variable.
  • the peak value of the inductor current with positive polarity could be taken into account as a manipulated variable.
  • the controller may be configured to operate the first switch and the second switch in a controlled manner, taking into account the peak value of the positive current inductor current as the manipulated variable, but keeping the peak negative inductance inductor current constant , At a fixed peak value of the reactor current at negative polarity can be achieved that the voltage-free switching of the first switch can be implemented particularly easily. In particular, a time period between the switching of the second switch from the conductive state to the non-conductive state and the switching of the first switch from the non-conductive to the conductive state at a fixed peak value of the reactor current at negative polarity can also be kept constant.
  • the buck converter may for example comprise a sensor circuit.
  • the sensor circuit it may be possible to obtain a measurement signal which is indicative of the controlled variable.
  • the measurement signal could be indicative of the inductor current.
  • the measurement signal could be indicative of the time mean value of the inductor current:
  • a low-pass filter could be provided in the sensor circuit.
  • the measurement signal it would alternatively or additionally also be possible for the measurement signal to be indicative of the inductor current with a large bandwidth which corresponds to the change in the inductor current on the basis of the inductance of the storage inductor, is.
  • the measurement signal it would also be possible for the measurement signal to be indicative of a choke voltage via the storage choke.
  • the sensor circuit may be configured, for example, to effect a zero offset between the measurement signal and the inductor current. It can thereby be achieved that the measuring signal has only positive or only negative polarity. A zero crossing of the measuring signal can - be avoided despite the zero crossing of the inductor current.
  • Such zero offset may be implemented, for example, by providing another current source that provides a reference current. Such a zero point offset could also be achieved, for example, by a suitable voltage divider. Since the measuring signal has only positive polarity or only negative polarity, a particularly simple control based on the measuring signal can be implemented.
  • an operating device for a luminaire includes the buck converter according to the various examples described herein. Yet another example relates to the luminaire with the operating device having the buck converter.
  • the operating device could further include an AC / DC converter.
  • the AC / DC converter may be configured to convert an AC supply voltage to the DC supply voltage, which is subsequently applied to the down converter.
  • a method in another example, includes receiving a dimming signal for a light emitting diode. The method further includes, in response to the dimming signal, alternating and periodically operating a first switch of a buck converter and a second buck converter switch in the on state. In this case, the second switch - for example, between a supply voltage terminal of the buck converter and ground - connected in series with the first switch. The method also includes outputting a load current to the light emitting diode via an output terminal of the buck converter. This is done based on a choke current of a storage choke of the buck converter. The storage choke is connected in series between the supply voltage terminal and the output terminal to the first switch.
  • FIG. 1 schematically illustrates an operating device of a luminaire with a buck converter according to various embodiments.
  • FIGs. 2A and 2B schematically illustrate the buck converter with a first switch and a second switch and a storage choke according to various embodiments.
  • FIG. 3 schematically illustrates the operation of the first switch and the second switch alternately and periodically in the conducting state according to various embodiments.
  • FIG. 4 schematically illustrates the operation of the first switch and the second switch alternately and periodically in the conductive state according to various embodiments, wherein in the example of FIG. 4 is provided a dead time.
  • FIGs. 5A and 5B schematically illustrate the buck converters having a first switch and a second switch and a storage choke and a sensor circuit according to various embodiments.
  • FIG. 6 is a flowchart of a method according to various embodiments.
  • FIG. 7 is a flowchart of a method according to various embodiments.
  • DETAILED DESCRIPTION OF EMBODIMENTS The above-described characteristics, features, and advantages of this invention, as well as the manner in which they are achieved, will become clearer and more clearly understood in connection with the following description of the embodiments which will be described in detail in conjunction with the drawings.
  • like reference characters designate the same or similar elements.
  • the figures are schematic representations of various embodiments of the invention. Elements shown in the figures are not necessarily drawn to scale. Rather, the various elements shown in the figures are reproduced in such a way that their function and general purpose will be understood by those skilled in the art.
  • Functional units can be implemented as hardware, software or a combination of hardware and software.
  • techniques related to the conversion of a DC supply voltage will be described.
  • the techniques described herein involve lowering the DC supply voltage, ie, downconverting.
  • the techniques described herein may be used in particular in connection with the operation of light-emitting diodes. In other examples, however, it would also be possible for the techniques described herein to be used in other applications. Examples include, for example, charge storage, power supplies for electronic devices, or other forms of lighting, etc.
  • the supply voltage is converted as a function of a dimming signal for the light-emitting diode.
  • the dimming signal may be indicative of a desired brightness of the light emitting diode.
  • the conversion can output a specific load current to the light emitting diode, whereby the load current can be larger (lower) for larger (lower) desired brightnesses.
  • This buck converter architecture uses a first switch that is placed on potential and a second switch that is located between potential and ground. In comparison to other architectures of down-converters which use only one diode instead of the second switch, a particularly energy-efficient operation can be achieved in this way: in particular, the voltage drop across the diode can be avoided by using the second switch.
  • the techniques described herein make it possible to implement different brightnesses for the light emitting diode without the use of pulse width modulation. This can do that It should be avoided that the LED flickers at low brightness levels.
  • the techniques described herein may allow for simple control in which there is no need to switch between a continuous operation of the buck converter and a bucking operation of the buck converter.
  • FIG. 1 illustrates aspects relating to a driver 100 for a light emitting diode 1 10.
  • the driver 100 could be part of a light fixture.
  • the lamp could further comprise a housing, heat sink, a backup battery, etc.
  • the operating device 100 includes an AC / DC converter 104 that is configured to convert an AC supply voltage 151 into a DC supply voltage 152.
  • the AC supply voltage 151 is received via a grid connection 152.
  • the AC supply voltage 151 could have an amplitude in the range of 100V to 300V.
  • the AC / DC converter 104 could include a rectifier bridge circuit (not shown in FIG. 1).
  • the AC / DC converter 104 is optional: in other examples, the operating device 100 could directly receive a DC supply voltage.
  • the operating device 100 also includes a DC / DC converter 101.
  • the DC / DC converter 101 is configured to convert the DC supply voltage 152.
  • the DC / DC converter 101 is configured to down-convert the DC supply voltage. Therefore, the DC / DC converter 101 will hereinafter be referred to as downconverters 101.
  • the light emitting diode 1 10 is operated. For this purpose, a load current from the down converter 101 can be provided and output to the light emitting diode 110.
  • the down converter 101 is driven by a controller 102.
  • the controller 102 could implement a regulated operation of the buck converter 101. Thereby, the operation of the light emitting diode 1 10 can be stabilized.
  • the operation of the light emitting diode 1 10 can be controlled by external requirements.
  • the controller 102 receives a dimming signal 161 via a communication interface 103.
  • the dimming signal 161 is received via a dedicated transmission medium 162, eg a DALI interface.
  • the dimming signal 161 it would also be possible for the dimming signal 161 to be received via the power line 152 (not shown in FIG. 1).
  • the dimming signal 161 could be applied to the AC supply voltage 151 are modulated.
  • An example would be a phase-cut modulation.
  • the controller 102 may control the operation of the light emitting diode 110 in response to the dimming signal 161 as an external command.
  • the controller 102 could drive the buck converters 101 such that the load current takes on different values depending on the dimming signal 161.
  • the dimming signal can also be predetermined, for example, by a resistor connected to the operating device 100, the resistance value preferably prescribing the rated current of the light-emitting diode. It could also be a potentiometer connected as a variable resistor, which would also allow a change or adjustment of the rated current.
  • FIG. FIGS. 2A and 2B illustrate aspects with respect to down converter 101. In particular, FIG. 2a shows the buck converter 101 in more detail. FIG. 2 is a circuit diagram of the down converter 101.
  • the down converter 101 is configured to receive the DC supply voltage 152 via a supply voltage terminal 21 1.
  • a field effect transistor 201 with a freewheeling diode 205 implements a switch 291.
  • a field effect transistor 202 with a freewheeling diode 206 implements a switch 292.
  • the switch 291 and the switch 292 are connected in series between the supply voltage terminal 21 1 and ground 215.
  • the buck converter 101 also includes a storage inductor 212.
  • the storage inductor 212 and the switch 291 are connected in series between the supply voltage terminal 21 1 and an output terminal 219 to the light emitting diode 1 10.
  • a throttle current 701 is illustrated by the storage throttle 212.
  • An orientation of the inductor current 701 toward the output terminal 219 (as indicated by the corresponding arrow in FIG. 2a) will be referred to hereinafter as the positive polarity of the inductor current 701.
  • the output terminal 219 has a smoothing capacitor 213 with resistor 214. Therefore, the load current 702 provided based on the reactor current 701 of the light emitting diode 110 corresponds to a time average value of the reactor current 701.
  • FIG. 2A also shows that a control signal 601 is applied to a control contact of the field-effect transistor 201 of the switch 291.
  • the control signal 601 it is possible to operate the switch 291 either in the conducting state or in the non-conducting state. Further, it is possible to switch the switch 291 from the conductive state to the non-conductive state and to switch from the non-conductive state to the conductive state.
  • the control signal 601 may be generated by the controller 102. Thereby, the controller 102 may selectively operate the switch 291 in a conductive state or a non-conductive state.
  • a control signal 602 is applied to a control contact of the field effect transistor 202 and thus switch 292.
  • the control signal 602 it is possible to operate the switch 292 optionally in the conducting state or in the non-conducting state. Further, it is possible to switch the switch 292 from the conductive state to the non-conductive state and to switch from the non-conductive state to the conductive state.
  • the control signal 602 may be generated by the controller 102. This allows the controller 102 to selectively operate the switch 292 in a conductive or non-conductive state.
  • the controller 102 is configured to alternately and periodically conduct the switch 291 and the switch 292 in a conductive state in response to the dimming signal 161.
  • Fig. 2B shows an alternative implementation of a buck converter.
  • the light-emitting diode 110 is connected to the parallel capacitor 213 not against the ground point 215 but against the supply voltage terminal 21 1.
  • the storage choke 212 is magnetized during the on-time of the switch 292.
  • the time phase of the positive rise of the choke current 701 is the on-time of the switch 292.
  • the freewheeling phase, ie the phase of the demagnetization of the storage choke 212, takes place via the switch 291.
  • the time phase of the negative increase of the inductor current 701 is the on time of the switch 291.
  • FIG. Figure 3 illustrates aspects relating to the operation of the switches 291, 292 alternately and periodically in the conducting state.
  • FIG. 3 schematically illustrates the timing of the control signal 601 and the control signal 602.
  • FIG. 3 also schematically illustrates the resulting time profile of the inductor current 701. From FIG. 3, it is seen that the switch 291 is operated in a conductive state during repeated on times 651. The switch 291 is operated in non-conductive state during repeated off times 652. The switch 292 is accordingly operated during repeated times 661 in the conducting state. The switch 292 is operated during repeated off-times 662 in the non-conductive state. In the example of FIG. 3, the period duration 670 at which the switches 291, 272 are operated periodically in the conducting state is shown.
  • the switch 292 is in the conductive state whenever the switch 291 is in the non-conductive state.
  • the switch 291 is always in the conductive state when the switch 292 is in the non-conductive state.
  • the switches 291, 292 are operated alternately in the conducting state.
  • the on time 661 of the switch 292 is dimensioned such that the polarity of the inductor current 701 changes from positive to negative at time 755.
  • a dead time between the switching of the switches 291, 292 can avoid short circuits.
  • Such a dead time to avoid short-circuits can be dimensioned particularly short:
  • the switching of the switches 291, 292 takes place essentially at the same values of the inductor current 701.
  • these values of the inductor current 701 at which the switches 291, 292 are switched correspond to peaks 751, 752 of the inductor current 701 (see vertical dashed lines in FIG. 3).
  • FIG. FIG. 4 illustrates aspects relating to the operation of the switches 291, 292 alternately and periodically in the conducting state.
  • the example of FIG. 4 basically corresponds to the example of FIG. 3.
  • a comparatively long dead time 670 is provided.
  • the dead time 670 is approximately 25% of the on time 661 and approximately 20% of the off time 652.
  • both the switch 291, FIG also the switch 292 operated in the non-conductive state. Therefore, at another value of the reactor current 701, the switch 292 is switched from the conductive state to the non-conductive state, as the switch 291, which is switched from the non-conductive state to the conductive state.
  • the switch 291 is switched from the non-conductive state to the conductive state in time-synchronized with the reversal of the center-point voltage of both switches 291 and 292.
  • the switch 291 may be switched from the non-conducting state to the conducting state in a time-synchronized manner with a zero crossing 753 of the inductor current 701.
  • there is also a dead time between on-time 651 and off-time 652 (not shown in FIG. This dead time between the switching off of the switch 291 and the switching on of the switch 292 can be dimensioned to avoid a short circuit through both switches 291 and 292.
  • the operation of the switches 291, 292 - for example, according to the implementations of FIGS. 3 and 4 - can be regulated in some examples.
  • the time average 712 of the inductor current 701 could be taken into account as a controlled variable, since this can be directly proportional to the load current 702.
  • the dimming signal 161 or a variable derived therefrom could be taken into account as a reference variable. Then, by suitable operation 291, 292, a deviation between the reference variable and the controlled variable can be minimized.
  • the duty cycle for the operation of the switch 291 in the on state and / or for the operation of the switch 292 in the on state could be taken into account as a manipulated variable.
  • the peak value 251 of the positive current inductor current 701 and / or the peak value 752 of the negative polarity inductor current 701 could be taken into account as the manipulated variable.
  • FIGs. 5A and 5B illustrate aspects relating to the buck converter 101.
  • the examples of FIGS. 5A and 5B basically correspond to the example of FIG. Second
  • a sensor circuit 301 and a sensor circuit 31 1 are also shown.
  • the sensor circuit 301 is set up to provide a measurement signal at the terminal 302 which is indicative of a current value of the inductor current 701.
  • the detection of the inductor current 701 is effected by means of the resistor 214.
  • the sensor circuit 301 is further configured to output at terminal 303 a measurement signal which is indicative of the time average 712 of the inductor current 701: for this purpose a low-pass filter is provided.
  • the sensor circuit 301 it would be possible for the sensor circuit 301 to be arranged to cause a zero offset between the measurement signal at the terminal 302 and the inductor current 701). It can thereby be achieved that the measuring signal does not have changing polarities, corresponding to the choke current 701: this can simplify the determination of the peak values 751, 752 and / or an implementation of the control loop.
  • the zero point offset can be realized for example by means of a current source, which can preferably be integrated into the controller. This example is shown in FIG. 5A.
  • the zero point offset can be realized by means of a pull-up resistor (sometimes referred to as a pull-up resistor), which is preferably connected to a supply voltage such as the supply voltage Vcc of the operating device. This example is shown in FIG. 5B.
  • the sensor circuit 31 1 comprises a coil, which is inductively coupled to the storage inductor 212.
  • the sensor circuit 31 1 is set up to output at terminal 312 a measurement signal which is indicative of the choke voltage and thus also of the voltage at the midpoint of the two switches 291 and 292.
  • the center point voltage of the two switches 291 and 292 can also be measured via a voltage divider which picks up the voltage at the midpoint of the two switches 291 and 292.
  • the voltage at the midpoint of the two switches 291 and 292 oscillates to the voltage of the supply voltage terminal 21 1.
  • the midpoint voltage of the two switches 291 and 292 may swing against the voltage at the ground point 215.
  • FIG. 6 is a flowchart of a method according to various examples.
  • a dimming signal is received in block 1001.
  • the dimming signal may be indicative of a desired brightness of a light emitting diode of a luminaire.
  • the dimming signal can be received, for example, in analog form or digital form.
  • the dimming signal could be received by phase-slicing an AC supply voltage.
  • a first switch and a second switch of a buck converter are operated alternately and periodically in the conducting state. It would optionally be possible to provide dead times during which both the first switch and the second switch are operated in the non-conductive state. For example, it would be possible to achieve current-free switching of the first switch and / or current-free switching of the second switch on the basis of a corresponding dimensioning of the dead times.
  • a choke current can be modified by a storage choke of the buck converter.
  • the storage inductor can be alternately charged and discharged.
  • a load current is output to the light emitting diode.
  • the load current may correspond, for example, to an average value of the inductor current.
  • the load current is fed alternately by the supply voltage and the storage choke.
  • FIG. 7 is a flowchart of a method according to various examples.
  • FIG. Figure 7 illustrates details related to the controlled operation of the first switch and the second switch. For example, the method of FIG. 7 as part of block 1002.
  • block 101 determining a command variable based on the dimming signal.
  • determining a time average of the inductor current as the controlled variable Alternatively or additionally, the load current could also be taken into account as a controlled variable. It is then possible to compare the controlled variable with the reference variable. The aim of the regulation may be to minimize deviations between the controlled variable and the reference variable.
  • one or more manipulated variables can be changed. For example, the peak value of the inductor current with positive polarity could be changed as a manipulated variable. Alternatively or additionally, the peak value of the inductor current with negative polarity could also be changed as a manipulated variable. This is done in block 1013.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Abwärtswandler (101) für eine Leuchtdiode (110), der einen ersten Schalter (201, 205, 291) und einen zweiten Schalter (202, 206, 292) umfasst, der zwischen einem Versorgungsspannungsanschluss (211) und Masse (215) in Serie mit dem ersten Schalter (201, 205, 291) geschaltet ist, wobei der Abwärtswandler (101) weiterhin eine Speicherdrossel (212) umfasst, die zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss (211) und einem Ausgangsanschluss (213, 219) mit dem ersten Schalter (201, 205, 291) in Serie geschaltet ist, wobei der Abwärtswandler (101) weiterhin den Ausgangsanschluss (213, 219) umfasst, der eingerichtet ist, um basierend auf einem Drosselstrom (701) durch die Speicherdrossel (212) einen Laststrom (702) an die Leuchtdiode (110) auszugeben, wobei der Abwärtswandler (101) weiterhin eine Steuerung umfasst, die eingerichtet ist, um den ersten Schalter (201, 205, 291) und den zweiten Schalter (202, 206, 292) in Abhängigkeit von einem Dimmsignal alternierend und periodisch im leitenden Zustand zu betreiben.

Description

Abwärtswandler für eine Leuchtdiode
TECHNISCHES GEBIET Verschiedene Beispiele der Erfindung betreffen allgemein einen Abwärtswandler für eine Leuchtdiode mit einem ersten Schalter und einem zweiten Schalter, die von einer Steuerung alternierend und periodisch im leitenden Zustand betrieben werden. Verschiedene Beispiele der Erfindung betreffen insbesondere einen Abwärtswandler, bei welchem die Steuerung den ersten Schalter und den zweiten Schalter in Abhängigkeit von einem Dimmsignal betreibt.
HINTERGRUND
Zum Betreiben von Leuchtdioden weisen Leuchten typischerweise ein Betriebsgerät auf. Das Betriebsgerät beinhaltet typischerweise einen Abwärtswandler (engl, buck Converter), welcher eingerichtet ist, um eine DC- Versorgungsspannung in der Amplitude zum Betreiben der Leuchtdiode herabzusetzen. Darüber hinaus kann der Abwärtswandler eingerichtet sein, um den Betrieb der Leuchtdiode in Abhängigkeit von einem Dimmsignal, welches die gewünschte Helligkeit der Leuchte indiziert, zu verändern. Herkömmliche Abwärtswandler weisen typischerweise einen Schalter auf, der zwischen einem Versorgungsspannungsanschluss und einem Ausgangsanschluss in Serie mit einer Speicherdrossel geschaltet ist. Während einer An-Zeit des Schalters - d.h. während welcher der Schalter im leitenden Zustand betrieben wird -, fließt ein Drosselstrom durch die Speicherdrossel, der durch die Versorgungsspannung gespeist wird, und Energie wird in der Speicherdrossel gespeichert. Während einer Aus-Zeit des Schalters - während welcher der Schalter im nichtleitenden Zustand betrieben wird -, fließt ein Drosselstrom, der durch die zuvor in der Speicherdrossel gespeicherten Energie gespeist wird.
Dabei sind grundsätzlich unterschiedliche Betriebsarten des Abwärtswandlers bekannt. Beispielsweise kann in einer als lückender Betrieb (engl, discontinuous mode) bezeichneten Betriebsart der Drosselstrom während der Aus-Zeit des Schalters bis auf null absinken. Bei einer als kontinuierlicher Betrieb (engl, continuous mode) bezeichneten Betriebsart sinkt der Drosselstrom während der Aus-Zeit des Schalters nicht bis auf null ab. Dazwischen existiert noch der sogenannte Grenzbetrieb (engl, borderline mode), der den Übergang zwischen dem lückenden Betrieb und dem kontinuierlichen Betrieb entspricht.
Bei Referenzimplementierungen von Abwärtswandlern kann es erforderlich sein, in Abhängigkeit von dem Dimmsignal den lückenden Betrieb zu aktivieren. Insbesondere kann es im Zusammenhang mit einer geringen gewünschten Helligkeit der Leuchte notwendig sein, den lückenden Betrieb mit einer besonders langen Aus-Zeit des Schalters zu aktivieren. Dann wird die Helligkeit der Leuchte mit einer vergleichsweise geringen Frequenz moduliert. Die Leuchtdiode wird typischerweise zwischenzeitlich ausgeschaltet, d.h. der Laststrom kann bis auf null sinken. Manchmal wird ein solcher Betrieb der Leuchte auch als Pulsbreitenmodulation bezeichnet. Dies kann diverse negative Effekte auf das Umfeld der Leuchte haben: beispielsweise können Interferenzen mit optischen Geräten auftreten.
Bei Referenzimplementierungen von Abwärtswandlern kann es weiterhin erforderlich sein, in Abhängigkeit von dem Dimmsignal zwischen dem lückenden Betrieb und dem Grenzbetrieb zu wechseln. Insbesondere kann dies bedeuten, dass in Abhängigkeit von dem Dimmsignal ein besonders starker Sprung in der Frequenz auftritt, mit welcher der Schalter geschaltet wird. Dies kann eine komplizierte und aufwendige Regelungstechnik erfordern. ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Deshalb besteht ein Bedarf für verbesserte Abwärtswandlern und Techniken zum Abwärtswandeln einer Versorgungsspannung für eine Leuchtdiode. Insbesondere besteht ein Bedarf für solche Techniken, die zumindest einige der oben genannten Nachteile und Einschränkungen beheben.
Diese Aufgabe wird von den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Die Merkmale der abhängigen Patentansprüche definieren Ausführungsformen. In einem Beispiel umfasst ein Abwärtswandler für eine Leuchtdiode einen ersten Schalter und einen zweiten Schalter. Der zweite Schalter ist zwischen einem Versorgungsspannungsanschluss und Masse in Serie mit dem ersten Schalter geschaltet. Der Abwärtswandler umfasst auch eine Speicherdrossel. Die Speicherdrossel ist - beispielsweise zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss und einem Ausgangsanschluss - mit dem ersten Schalter in Serie geschaltet. Der Ausgangsanschluss ist eingerichtet, um basierend auf einem Drosselstrom durch die Speicherdrossel einen Laststrom an die Leuchtdiode auszugeben. Der Abwärtswandler umfasst auch eine Steuerung. Die Steuerung ist eingerichtet, um den ersten Schalter und den zweiten Schalter in Abhängigkeit von einem Dimmsignal alternierend und periodisch im leitenden Zustand zu betreiben.
In manchen Beispielen wird ein Abwärtswandler mit einem ersten Schalter und einem zweiten Schalter gemäß dem obigen Beispiel auch als Synchronwandler bezeichnet.
Manchmal wird der erste Schalter auch als high-side Schalter bezeichnet, weil er auf Potenzial angeordnet ist. Entsprechend wird der zweite Schalter manchmal auch als low-side Schalter bezeichnet, weil er zwischen Potenzial und Masse angeordnet ist. Beispielsweise wäre es möglich, dass der erste Schalter und/oder der zweite Schalter durch ein Halbleiter- Schalterelement implementiert wird. Beispiele für solche Halbleiter-Schalterelemente umfassen: ein Transistor; ein Bipolartransistor; ein Feldeffekt-Transistor; ein Metall-Oxid-Feldeffekt- Transistor; ein Isolierschicht-Feldeffekttransistor.
Beispielsweise kann eine Seite der Speicherdrossel mit einem Punkt verbunden sein, der zwischen dem ersten Schalter und dem zweiten Schalter angeordnet ist. Die zweite Seite der Speicherdrossel kann mit dem Ausgangsanschluss verbunden sein. Die Speicherdrossel kann als Spule mit mehreren Wicklungen implementiert sein. Die Speicherdrossel kann eine Induktivität bereitstellen. Basierend auf dem Induktionsgesetz kann damit die Spannung über die Speicherdrossel (Drosselspannung) gleich der Induktivität der Speicherdrossel multipliziert mit der zeitlichen Änderung des Drosselstroms sein. In anderen Worten kann die Speicherdrossel besonders schnellen Änderungen des Drosselstroms entgegenwirken
Der Ausgangsanschluss kann beispielsweise einen Glättungskondensator umfassen, der bewirkt, dass der Laststrom, welcher an die Leuchtdiode ausgegeben wird, einem Zeitmittelwert des Drosselstroms entspricht. Dadurch kann der Drosselstrom geglättet werden und es kann eine gleichmäßigere Helligkeit der Leuchtdiode erreicht werden. Der Ausgangsanschluss könnte beispielsweise weiterhin einen Steckkontakt, Lötkontakt, Klemmkontakt etc. aufweisen, um eine elektrische Verbindung der Leuchtdiode herzustellen.
Die Steuerung kann beispielsweise als applikationsspezifischer integrierter Schaltkreis (ASIC) oder als MikroController implementiert sein. Die Steuerung könnte auch als FPGA oder Prozessor implementiert sein. Die Steuerung könnte auch zumindest teilweise durch eine Analogschaltung implementiert sein. Die Steuerung könnte das Dimmsignal beispielsweise über eine Kommunikationsschnittstelle empfangen.
Durch die Verwendung des ersten Schalters und des zweiten Schalters zum Erzeugen des Laststroms, kann die Helligkeit der Leuchtdiode flexibel in Abhängigkeit von dem Dimmsignal gesteuert werden. Insbesondere kann es entbehrlich sein, den lückenden Betrieb bei geringen Helligkeiten der Leuchtdiode zu aktivieren. Beispielsweise wäre es möglich, dass ein kontinuierlicher Betrieb durchgängig - d.h. für alle Helligkeitslevel des Dimmsignals - aktiviert wird.
Zum Beispiel wäre es möglich, dass die Steuerung eingerichtet ist, um den zweiten Schalter für eine An-Zeit im leitenden Zustand zu betreiben. Die An-Zeit des zweiten Schalters kann dabei derart dimensioniert sein, dass die Polarität des Drosselstroms von positiv auf negativ wechselt und die Spannung am Mittelpunkt der beiden Schalter (Mittelpunktspannung) umschwingt, d.h. z.B. von positive auf negative Polarität oder in Bezug auf eine andere Referenzspannung, wie beispielsweise eine Busspannung. Dies kann bedeuten, dass der zweite Schalter so lange im leitenden Zustand betrieben wird, bis sich die Richtung des Drosselstroms umkehrt. Beispielsweise könnte der Drosselstrom mit negativer Polarität durch Entladung eines Kondensators des Ausgangsanschlusses gespeist werden.
Indem der Drosselstrom zumindest zeitweise eine negative Polarität aufweist, kann ein besonders klein dimensionierter Zeitmittelwert des Drosselstroms erzielt werden. Dadurch kann wiederum ein klein dimensionierter Laststrom an die Leuchtdiode ausgegeben werden. Dadurch können auch geringe Helligkeiten für entsprechende Dimmsignale für die Leuchtdiode erzielt werden. Insbesondere können geringe Helligkeiten ohne Unterbrechung des Betriebs der Leuchtdiode gemäß dem Pulsbreiten-Modulationsverfahren erzielt werden. Ein diskontinuierlicher Modus kann vermieden werden. Störeinflüsse auf die Umgebung - d.h. beispielsweise ein Flackern der Leuchtdiode - können reduziert bzw. vermieden werden. In manchen Beispielen kann die Steuerung eingerichtet sein, um eine Totzeit zu implementieren, während welcher der erste Schalter und der zweite Schalter im nicht-leitenden Zustand betrieben werden. Beispielsweise kann durch die Totzeit ein gewisser Sicherheitsbereich bereitgestellt werden, so das Kurzschlüsse vermieden werden. Beispielsweise kann zunächst der erste Schalter in den nicht-leitenden Zustand geschaltet werden, bevor der zweite Schalter in den leitenden Zustand geschaltet wird (engl, "break betöre make"). Eine entsprechende Totzeit kann besonders kurz dimensioniert werden und zum Beispiel im Bereich von 100 ns bis 1000 ns liegen.
In weiteren Beispielen kann es erstrebenswert sein, dass die Totzeit verlängert wird bzw. vergleichsweise lang dimensioniert wird. Beispielsweise könnte die Totzeit nicht kleiner als 5 % der An-Zeit des zweiten Schalters sein, optional nicht kleiner als 10 % der An-Zeit des zweiten Schalters, weiter optional nicht kleiner als 25 % der An-Zeit des zweiten Schalters. Derart kann erreicht werden, dass nach Schalten des zweiten Schalters in den nicht-leitenden Zustand - und dem fortwährenden Betreiben des ersten Schalters im nicht-leitenden Zustand - der Drosselstrom abnimmt und schließlich verschwindet. Dann ist es möglich, dass die Steuerung eingerichtet ist, um den ersten Schalter zeitsynchronisiert mit dem Umschwung der Mittelpunktspannung vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand zu schalten (engl, zero voltage switching, ZVS). Derart kann optional ein stromfreies Schalten des ersten Schalters erfolgen (engl, zero current switching). Ein solches stromfreies Schalten des ersten Schalters weist den Vorteil einer geringen Verlustleistung auf. Dadurch kann der Energieverbrauch des Abwärtswandlers reduziert werden.
Es wäre möglich, dass ein geregelter Betrieb des ersten Schalters und des zweiten Schalters durch die Steuerung implementiert wird. Dies bedeutet, dass die Steuerung einen Regelkreis implementieren könnte. Dadurch kann erreicht werden, dass die Helligkeit der Leuchtdiode durch Erzeugen des Laststroms besonders genau und stabil eingestellt werden kann.
Zum Beispiel könnte die Steuerung eingerichtet sein, um den ersten Schalter und den zweiten Schalter geregelt zu betreiben. Dabei kann der entsprechende Regelkreis den Zeitmittelwert des Drosselstroms als Regelgröße berücksichtigen. Alternativ oder zusätzlich wäre es auch möglich, den Laststrom als Regelgröße zu berücksichtigen. Der entsprechende Regelkreis könnte auch eine Führungsgröße berücksichtigen, die basierend auf dem Dimmsignal bestimmt wird. Beispielsweise wäre es möglich, mittels einer Nachschlagetabelle die Führungsgröße basierend auf dem Dimmsignal derart zu bestimmen, dass diese unmittelbar mit dem Laststrom als Regelgröße verglichen werden kann. Derart kann es möglich sein, besonders genau die gewünschte Helligkeit gemäß dem Dimmsignal einzustellen.
Zum Beispiel könnte die Steuerung eingerichtet sein, um den ersten Schalter und den zweiten Schalter geregelt zu betreiben. Dabei kann der entsprechende Regelkreis zumindest einen Spitzenwert des Drosselstroms als Stellgröße berücksichtigen. Beispielsweise könnte der Spitzenwert des Drosselstroms bei positiver Polarität als Stellgröße berücksichtigt werden. Alternativ oder zusätzlich wäre es auch möglich, den Spitzenwert des Drosselstroms bei negativer Polarität als Stellgröße zu berücksichtigen, wodurch der Betrieb in einem besonders guten Betriebspunkt erreicht werden kann. Alternativ oder zusätzlich wäre es zum Beispiel möglich, den Tastgrad der An-Zeit des ersten Schalters und / oder des zweiten Schalters als Stellgröße zu berücksichtigen. Alternativ oder zusätzlich wäre es zum Beispiel auch möglich, die An-Zeit des ersten Schalters und/oder des zweiten Schalters als Stellgröße zu berücksichtigen. Alternativ oder zusätzlich wäre es zum Beispiel auch möglich, die Aus-Zeit des ersten Schalters und/oder des zweiten Schalters als Stellgröße zu berücksichtigen. Manchmal kann es erstrebenswert sein, den Spitzenwert des Drosselstroms bei negativer Polarität konstant zu halten. Damit kann ein stromfreies Schalten des ersten Schalters erzielt werden - und gleichzeitig die Totzeit vergleichsweise gering und fix dimensioniert werden.
Damit kann erreicht werden, dass die Spannung am Mittelpunkt der beiden Schalter umschwingen kann und ein spannungsfreies Einschalten des ersten Schalters gewährleistet ist.
In manchen Beispielen kann es erstrebenswert sein, dass die Steuerung eingerichtet ist, um den ersten Schalter und den zweiten Schalter geregelt zu betreiben, wobei der Spitzenwert des Drosselstroms bei positiver Polarität als Stellgröße berücksichtigt wird, jedoch der Spitzenwert des Drosselstroms bei negativer Polarität konstant gehalten wird. Bei einem festen Spitzenwert des Drosselstroms bei negativer Polarität kann erreicht werden, dass das spannungsfreie Schalten des ersten Schalters besonders einfach implementiert werden kann. Insbesondere kann eine Zeitdauer zwischen den Schalten des zweiten Schalters vom leitenden Zustand in den nichtleitenden Zustand und dem Schalten des ersten Schalters vom nicht-leitenden in den leitenden Zustand bei einem festen Spitzenwert des Drosselstroms bei negativer Polarität auch konstant gehalten werden.
Für einen geregelten Betrieb kann der Abwärtswandler beispielsweise eine Sensorschaltung aufweisen. Mittels der Sensorschaltung kann es möglich sein, ein Messsignal zu erhalten, welches indikativ für die Regelgröße ist. Beispielsweise könnte das Messsignal indikativ für den Drosselstrom sein. Beispielsweise könnte das Messsignal indikativ für den Zeitmittelwert des Drosselstroms sein: Dazu könnte beispielsweise ein Tiefpassfilter in der Sensorschaltung vorgesehen sein. Es wäre aber alternativ oder zusätzlich auch möglich, dass das Messsignal indikativ für den Drosselstrom mit einer großen Bandbreite, die der Änderung des Drosselstroms aufgrund des Induktionsgesetzes basierend auf der Induktivität der Speicherdrossel entspricht, ist. Alternativ oder zusätzlich wäre es darüber hinaus möglich, dass das Messsignal indikativ für eine Drosselspannung über die Speicherdrossel ist. Die Sensorschaltung kann beispielsweise eingerichtet sein, um einen Nullpunktversatz zwischen dem Messsignal und dem Drosselstrom zu bewirken. Dadurch kann erreicht werden, dass das Messsignal lediglich positive oder lediglich negative Polarität aufweist. Ein Nulldurchgang des Messsignals kann - trotz des Nulldurchgangs des Drosselstroms - vermieden werden. Ein solcher Nullpunktversatz kann zum Beispiel durch das Vorsehen einer weiteren Stromquelle, die einen Referenzstrom bereitstellt, implementiert werden. Ein solcher Nullpunktversatz könnte zum Beispiel auch durch einen geeigneten Spannungsteiler erreicht werden. Indem das Messsignal nur positive Polarität oder nur negative Polarität aufweist, kann eine besonders einfache Regelung auf Grundlage des Messsignals implementiert werden.
In einem weiteren Beispiel umfasst ein Betriebsgerät für eine Leuchte den Abwärtswandler gemäß der verschiedenen hierin beschriebenen Beispiele. Noch ein weiteres Beispiel betrifft die Leuchte mit dem Betriebsgerät, welches den Abwärtswandler aufweist.
Zum Beispiel könnte das Betriebsgerät weiterhin einen AC/DC-Wandler aufweisen. Der AC/DC- Wandler kann eingerichtet sein, um eine AC-Versorgungsspannung in die DC- Versorgungsspannung zu wandeln, die anschließend dem Abwärtswandlern zugeführt wird. In anderen Beispielen wäre es aber auch möglich, dass das Betriebsgerät direkt die DC- Versorgungsspannung empfängt.
In einem weiteren Beispiel umfasst ein Verfahren das Empfangen eines Dimmsignals für eine Leuchtdiode. Das Verfahren umfasst weiterhin, in Abhängigkeit von dem Dimmsignal, das alternierende und periodische Betreiben eines ersten Schalters eines Abwärtswandlers und eines zweiten Schalters des Abwärtswandlers im leitenden Zustand. Dabei ist der zweite Schalter - beispielsweise zwischen einem Versorgungsspannungsanschluss des Abwärtswandlers und Masse - in Serie mit dem ersten Schalter geschaltet. Das Verfahren umfasst auch das Ausgeben eines Laststroms an die Leuchtdiode über einen Ausgangsanschluss des Abwärtswandlers. Dies erfolgt basierend auf einem Drosselstrom einer Speicherdrossel des Abwärtswandlers. Die Speicherdrossel ist zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss und dem Ausgangsanschluss mit dem ersten Schalter in Serie geschaltet. Für ein solches Verfahren können Effekte erzielt werden, die vergleichbar sind mit den Effekten, die für einen Abwärtswandler gemäß verschiedene hierin beschriebener Beispiele erzielt werden können. Die oben dargelegten Merkmale und Merkmale, die nachfolgend beschrieben werden, können nicht nur in den entsprechenden explizit dargelegten Kombinationen verwendet werden, sondern auch in weiteren Kombinationen oder isoliert, ohne den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen. KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
FIG. 1 illustriert schematisch ein Betriebsgerät einer Leuchte mit einem Abwärtswandler gemäß verschiedener Ausführungsformen. FIGs. 2A und 2B illustrieren schematisch den Abwärtswandler mit einem ersten Schalter und einem zweiten Schalter und einer Speicherdrossel gemäß verschiedener Ausführungsformen.
FIG. 3 illustriert schematisch das Betreiben des ersten Schalters und des zweiten Schalters alternierend und periodisch im leitenden Zustand gemäß verschiedener Ausführungsformen.
FIG. 4 illustriert schematisch das Betreiben des ersten Schalters und des zweiten Schalters alternierend und periodisch im leitenden Zustand gemäß verschiedener Ausführungsformen, wobei in dem Beispiel der FIG. 4 eine Totzeit vorgesehen ist. FIGs. 5A und 5B illustrieren schematisch den Abwärtswandlern mit einem ersten Schalter und einem zweiten Schalter und einer Speicherdrossel und einer Sensorschaltung gemäß verschiedener Ausführungsformen.
FIG. 6 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß verschiedener Ausführungsformen.
FIG. 7 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß verschiedener Ausführungsformen. DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN Die oben beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusammenhang mit der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele, die im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert werden. Nachfolgend wird die vorliegende Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Elemente. Die Figuren sind schematische Repräsentationen verschiedener Ausführungsformen der Erfindung. In den Figuren dargestellte Elemente sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu dargestellt. Vielmehr sind die verschiedenen in den Figuren dargestellten Elemente derart wiedergegeben, dass ihre Funktion und genereller Zweck dem Fachmann verständlich wird. Funktionale Einheiten können als Hardware, Software oder eine Kombination aus Hardware und Software implementiert werden. Nachfolgend werden Techniken in Bezug auf das Wandeln einer DC-Versorgungsspannung beschrieben. Die hierin beschriebenen Techniken betreffen insbesondere das Herabsetzen der DC-Versorgungsspannung, d.h. das Abwärtswandeln. Die hierin beschriebenen Techniken können insbesondere im Zusammenhang mit dem Betreiben von Leuchtdioden eingesetzt werden. In anderen Beispielen wäre es aber auch möglich, dass die hierin beschriebenen Techniken in anderen Anwendungsgebieten eingesetzt werden. Beispiele betreffen zum Beispiel Ladungsspeicher, Netzgeräte für elektronische Geräte, oder andere Formen von Leuchtmitteln, etc.
In verschiedenen Beispielen wird die Versorgungsspannung in Abhängigkeit eines Dimmsignal für die Leuchtdiode gewandelt. Das Dimmsignal kann indikativ für eine gewünschte Helligkeit der Leuchtdiode sein. Das Wandeln kann dabei einen bestimmten Laststrom an die Leuchtdiode ausgeben, wobei der Laststrom größer (geringer) für größere (geringere) gewünschte Helligkeiten sein kann. Die verschiedenen hierin beschriebenen Techniken werden insbesondere in Bezug auf eine bestimmte Architektur des Abwärtswandlers beschrieben: Dieser Architektur des Abwärtswandlers verwendet einen ersten Schalter, der auf Potenzial angeordnet ist, sowie einen zweiten Schalter, der zwischen Potenzial und Masse angeordnet ist. Im Vergleich zu anderen Architekturen von Abwärtswandlern, die anstatt des zweiten Schalters lediglich eine Diode einsetzen, kann derart ein besonders energieeffizienter Betrieb erreicht werden: insbesondere kann der Spannungsabfall über die Diode durch das Verwenden des zweiten Schalters vermieden werden.
Die hierin beschriebenen Techniken ermöglichen es, unterschiedliche Helligkeiten für die Leuchtdiode ohne Verwendung einer Pulsbreitenmodulation umzusetzen. Dadurch kann das vermieden werden, dass die Leuchtdiode bei geringen Helligkeiten flackert. Außerdem können die hierin beschriebenen Techniken eine einfache Regelung ermöglichen, bei der nicht zwischen einem kontinuierlichen Betrieb bzw. einem Grenzbetrieb des Abwärtswandlers und einem lückenden Betrieb des Abwärtswandlers umgeschaltet werden muss.
FIG. 1 illustriert Aspekte in Bezug auf ein Betriebsgerät 100 für eine Leuchtdiode 1 10. Beispielsweise könnte das Betriebsgerät 100 Teil einer Leuchte sein. Die Leuchte könnte weiterhin ein Gehäuse, Kühlkörper, eine Notstrombatterie, etc. umfassen. Das Betriebsgerät 100 umfasst einen AC/DC-Wandler 104, der eingerichtet ist, um eine AC- Versorgungsspannung 151 in eine DC- Versorgungsspannung 152 zu wandeln. Die AC- Versorgungsspannung 151 wird über einen Netzanschluss 152 empfangen. Beispielsweise könnte die AC- Versorgungsspannung 151 eine Amplitude im Bereich von 100 V bis 300 V aufweisen. Beispielsweise könnte der AC/DC-Wandler 104 eine Gleichrichter-Brückenschaltung aufweisen (in FIG. 1 nicht dargestellt). Der AC/DC-Wandler 104 ist optional: in anderen Beispielen könnte das Betriebsgerät 100 direkt eine DC-Versorgungsspannung empfangen.
Das Betriebsgerät 100 umfasst auch einen DC/DC-Wandler 101 . Der DC/DC-Wandler 101 ist eingerichtet, um die DC-Versorgungsspannung 152 zu wandeln. Insbesondere ist der DC/DC- Wandler 101 eingerichtet, um die DC-Versorgungsspannung abwärts zu wandeln. Deshalb wird auf den DC/DC-Wandler 101 nachfolgend als Abwärtswandlern 101 Bezug genommen. Basierend auf der DC-Versorgungsspannung wird die Leuchtdiode 1 10 betrieben. Dazu kann ein Laststrom vom Abwärtswandler 101 bereitgestellt werden und an die Leuchtdiode 1 10 ausgegeben werden. Der Abwärtswandler 101 wird durch eine Steuerung 102 angesteuert. Die Steuerung 102 könnte beispielsweise einen geregelten Betrieb des Abwärtswandlern 101 implementieren. Dadurch kann der Betrieb der Leuchtdiode 1 10 stabilisiert werden. Außerdem kann der Betrieb der Leuchtdiode 1 10 durch externe Vorgaben gesteuert werden. In dem Beispiel der FIG. 1 empfängt die Steuerung 102 ein Dimmsignal 161 über eine Kommunikationsschnittstelle 103. In dem Beispiel der FIG. 1 wird das Dimmsignal 161 über ein dediziertes Übertragungsmedium 162 empfangen, z.B. eine DALI-Schnittstelle. In anderen Beispielen wäre es jedoch auch möglich, dass das Dimmsignal 161 über den Netzanschluss 152 empfangen wird (in FIG. 1 nicht dargestellt). Beispielsweise könnte das Dimmsignal 161 auf die AC- Versorgungsspannung 151 moduliert werden. Ein Beispiel wäre eine Phasenschnitt- Modulation.
Die Steuerung 102 kann den Betrieb der Leuchtdiode 1 10 in Abhängigkeit von dem Dimmsignal 161 als externe Vorgabe bzw. Steuergröße steuern. Beispielsweise könnte die Steuerung 102 den Abwärtswandlern 101 derart ansteuern, dass der Laststrom je nach Dimmsignal 161 unterschiedliche Werte annimmt.
Das Dimmsignal kann beispielsweise auch durch einen an das Betriebsgerät 100 angeschlossenen Widerstand vorgegeben werden, wobei vorzugsweise der Widerstandswert den Nennstrom der Leuchtdiode vorgibt. Es könnte dabei auch ein Potentiometer als veränderbarer Widerstand angeschlossen werden, womit auch eine Änderung oder Einstellung des Nennstromes ermöglicht wäre. FIG. 2A und 2B illustrieren Aspekte in Bezug auf den Abwärtswandler 101 . Insbesondere illustriert FIG. 2a den Abwärtswandler 101 in größerem Detail. FIG. 2 ist ein Schaltungsdiagramm des Abwärtswandlers 101 .
Der Abwärtswandler 101 ist eingerichtet, um über einen Versorgungsspannungsanschluss 21 1 die DC-Versorgungsspannung 152 zu empfangen. Ein Feldeffekttransistor 201 mit einer Freilaufdiode 205 implementiert einen Schalter 291 . Ein Feldeffekttransistor 202 mit einer Freilaufdiode 206 implementiert einen Schalter 292. Der Schalter 291 und der Schalter 292 sind zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss 21 1 und Masse 215 in Serie geschaltet. Der Abwärtswandlern 101 umfasst auch eine Speicherdrossel 212. Die Speicherdrossel 212 und der Schalter 291 sind zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss 21 1 und einem Ausgangsanschluss 219 zur Leuchtdiode 1 10 in Serie geschaltet. In FIG. 2a ist auch ein Drosselstrom 701 durch die Speicherdrossel 212 illustriert. Eine Orientierung des Drosselstrom 701 in Richtung des Ausgangsanschlusses 219 (wie durch den entsprechenden Pfeil in FIG. 2a dargestellt) wird nachfolgend als positive Polarität des Drosselstroms 701 bezeichnet.
Der Ausgangsanschluss 219 weist einen Glättungskondensator 213 mit Widerstand 214 auf. Deshalb entspricht der Laststrom 702, der basierend auf dem Drosselstrom 701 der Leuchtdiode 1 10 bereitgestellt wird, einem Zeitmittelwert des Drosselstroms 701 . In FIG. 2A ist ferner dargestellt, dass ein Steuersignal 601 an einem Steuerkontakt des Feldeffekttransistors 201 des Schalters 291 anliegt. Mittels des Steuersignals 601 ist es möglich, den Schalter 291 wahlweise im leitenden Zustand oder im nicht-leitenden Zustand zu betreiben. Ferner ist es möglich, den Schalter 291 vom leitenden Zustand in den nicht-leitenden Zustand zu schalten und vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand zu schalten. Beispielsweise kann das Steuersignal 601 von der Steuerung 102 erzeugt werden. Dadurch kann die Steuerung 102 den Schalter 291 wahlweise im leitenden Zustand oder im nicht-leitenden Zustand betreiben.
In FIG. 2a ist auch dargestellt, dass ein Steuersignal 602 an einem Steuerkontakt des Feldeffekttransistors 202 und somit Schalters 292 anliegt. Mittels des Steuersignals 602 ist es möglich, den Schalter 292 wahlweise im leitenden Zustand oder im nicht-leitenden Zustand zu betreiben. Ferner ist es möglich, den Schalter 292 vom leitenden Zustand in den nicht-leitenden Zustand zu schalten und vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand zu schalten. Beispielsweise kann das Steuersignal 602 von der Steuerung 102 erzeugt werden. Dadurch kann die Steuerung 102 den Schalter 292 wahlweise im leitenden Zustand oder nicht-leitenden Zustand betreiben.
In manchen Beispielen ist die Steuerung 102 eingerichtet, um den Schalter 291 und den Schalter 292 in Abhängigkeit von dem Dimmsignals 161 alternierend und periodisch im leitenden Zustand zu betreiben.
Fig. 2B zeigt eine alternative Implementierung eines Abwärtswandlers. Bei der Fig.2B ist im Gegensatz zur Fig. 2A die Leuchtdiode 1 10 mit dem parallelen Kondensator 213 nicht gegen den Massepunkt 215, sondern gegen den Versorgungsspannungsanschlusses 21 1 verschaltet. Die Speicherdrossel 212 wird während der An-Zeit des Schalters 292 aufmagnetisiert Die Zeitphase des positiven Anstiegs des Drosselstromes 701 ist die An-Zeit des Schalters 292. Die Freilaufphase, also die Phase der Entmagnetisierung der Speicherdrossel 212, erfolgt über den Schalter 291 . Die Zeitphase des negativen Anstiegs des Drosselstromes 701 ist die An-Zeit des Schalters 291 .
FIG. 3 illustriert Aspekte in Bezug auf das Betreiben der Schalter 291 , 292 alternierend und periodisch im leitenden Zustand. FIG. 3 illustriert schematisch den Zeitverlauf des Steuersignals 601 sowie des Steuersignals 602. FIG. 3 illustriert ferner schematisch den daraus resultierenden Zeitverlauf des Drosselstroms 701 . Aus FIG. 3 ist ersichtlich, dass der Schalter 291 während wiederholten An-Zeiten 651 im leitenden Zustand betrieben wird. Der Schalter 291 wird während wiederholten Aus-Zeiten 652 im nichtleitenden Zustand betrieben. Der Schalter 292 wird entsprechend während wiederholten AnZeiten 661 im leitenden Zustand betrieben. Der Schalter 292 wird während wiederholten Aus- Zeiten 662 im nicht-leitenden Zustand betrieben. In dem Beispiel der FIG. 3 ist die Periodendauer 670, mit welcher die Schalter 291 , 272 periodisch im leitenden Zustand betrieben werden, dargestellt.
Aus FIG. 3 ist ferner ersichtlich, dass sich der Schalter 292 immer dann im leitenden Zustand befindet, wenn sich der Schalter 291 im nicht-leitenden Zustand befindet. Außerdem befindet sich der Schalter 291 immer dann im leitenden Zustand, wenn sich der Schalter 292 im nicht-leitenden Zustand befindet. Entsprechend werden die Schalter 291 , 292 alternierend im leitenden Zustand betrieben. Insbesondere ist die An-Zeit 661 des Schalters 292 der dimensioniert, dass die Polarität des Drosselstroms 701 zum Zeitpunkt 755 von positiv auf negativ wechselt. Durch das implementieren des Drosselstroms 701 mit einer zumindest zeitweise negativen Polarität kann erreicht werden, dass der Zeitmittelwert 712 (horizontale gestrichelte Linie in FIG. 3) des Drosselstroms 701 - und damit der Laststrom 702 - besonders geringe Werte nahe bei null annimmt. Dadurch können geringe Helligkeiten der Leuchtdiode 1 10 erzielt werden.
In dem Beispiel der FIG. 3 könnte es möglich sein, eine Totzeit zwischen dem Schalten der Schalter 291 , 292 vorzusehen (in FIG. 3 nicht dargestellt). Eine solche Totzeit kann Kurzschlüsse vermeiden. Eine solche Totzeit zum Vermeidung von Kurzschlüssen kann besonders kurz dimensioniert werden: Insbesondere erfolgt das Schalten der Schalter 291 , 292 im Wesentlichen bei denselben Werten des Drosselstroms 701 . In dem Beispiel der FIG. 3 entsprechen diese Werte des Drosselstroms 701 , bei welchen die Schalter 291 , 292 geschaltet werden, Spitzenwerten 751 , 752 des Drosselstroms 701 (vergleiche vertikale gestrichelte Linien in FIG. 3). In manchen Beispielen kann es auch möglich sein, eine längere Totzeit vorzusehen.
FIG. 4 illustriert Aspekte in Bezug auf das Betreiben der Schalter 291 , 292 alternierend und periodisch im leitenden Zustand. Das Beispiel der FIG. 4 entspricht dabei grundsätzlich dem Beispiel der FIG. 3. Jedoch wird in dem Beispiel der FIG. 4 eine vergleichsweise lange Totzeit 670 vorgesehen. In dem Beispiel der FIG. 4 beträgt die Totzeit 670 in etwa 25 % der An-Zeit 661 und ca. 20 % der Aus-Zeit 652. Während der Totzeit 670 werden sowohl der Schalter 291 , als auch der Schalter 292 im nicht-leitenden Zustand betrieben. Deshalb wird der Schalter 292 bei einem anderen Wert des Drosselstroms 701 vom leitenden Zustand in den nicht-leitenden Zustand geschaltet, als der Schalter 291 , der vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand geschaltet wird. Insbesondere wird der Schalter 291 zeitsynchronisiert mit dem Umschwung der Mittelpunktspannung beider Schalter 291 und 292 vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand geschaltet. Alternativ oder zusätzlich kann der Schalter 291 zeitsynchronisiert mit einem Nulldurchgang 753 des Drosselstroms 701 vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand geschaltet werden. Zwischen der An-Zeit 651 und der Aus-Zeit 652 liegt optional ebenfalls eine Totzeit (in FIG. 4nicht dargestellt). Diese Totzeit zwischen dem Ausschalten des Schalters 291 und dem Einschalten des Schalters 292 kann dimensioniert werden, um einen Kurzschluss durch beide Schalter 291 und 292 zu vermeiden.
Der Betrieb der Schalter 291 , 292 - zum Beispiel entsprechend den Implementierungen der FIGs. 3 und 4 - kann in manchen Beispielen geregelt erfolgen. Zum Beispiel könnte der Zeitmittelwert 712 des Drosselstroms 701 als Regelgröße berücksichtigt werden, da dieser direkt proportional zum Laststrom 702 sein kann. Beispielsweise könnte das Dimmsignal 161 oder eine daraus abgeleitete Größe als Führungsgröße berücksichtigt werden. Dann kann durch geeignetes Betreiben 291 , 292 eine Abweichung zwischen der Führungsgröße und der Regelgröße minimiert werden.
Grundsätzlich könnten unterschiedliche Stellgrößen bei einer entsprechenden Regelung berücksichtigt werden. Zum Beispiel könnte der Tastgrad für den Betrieb des Schalters 291 im leitenden Zustand und/oder für den Betrieb des Schalters 292 im leitenden Zustand als Stellgröße berücksichtigt werden. Zum Beispiel könnte der Spitzenwert 251 des Drosselstroms 701 bei positiver Polarität und/oder der Spitzenwert 752 des Drosselstroms 701 bei negativer Polarität als Stellgröße berücksichtigt werden. In manchen Beispielen kann es erstrebenswert sein, dass der Spitzenwert 752 des Drosselstroms 701 bei negativer Polarität auf einen konstanten Wert geregelt wird, um die Totzeit 670 zu reduzieren und gleichzeitig stromloses Schalten des Schalters 291 zu ermöglichen.
Die FIGs. 5A und 5B illustrieren Aspekte in Bezug auf den Abwärtswandler 101 . Die Beispiele der FIGs. 5A und 5B entsprechen grundsätzlich dem Beispiel der FIG. 2.
In dem Beispiel der FIG. 5A ist weiterhin eine Sensorschaltung 301 , sowie eine Sensorschaltung 31 1 dargestellt. Die Sensorschaltung 301 ist eingerichtet, um am Anschluss 302 ein Messsignal auszugeben, welches indikativ für einen aktuellen Wert des Drosselstroms 701 ist. Die Erfassung des Drosselstromes 701 erfolgt mittels des Widerstandes 214. Die Sensorschaltung 301 ist weiterhin eingerichtet, um am Anschluss 303 ein Messsignal auszugeben, welches indikativ für Zeitmittelwert 712 des Drosselstroms 701 ist: dazu ist ein Tiefpassfilter vorgesehen. Optional wäre es möglich, dass die Sensorschaltung 301 eingerichtet ist, um einen Nullpunktversatz zwischen dem Messsignal am Anschluss 302 und dem Drosselstrom 701 ) zu bewirken. Dadurch kann erreicht werden, dass das Messsignal nicht - entsprechend dem Drosselstrom 701 - wechselnde Polaritäten aufweist: dies kann das Ermitteln der Spitzenwerte 751 , 752 und/oder eine Implementierung des Regelkreises vereinfachen.
Der Nullpunktversatz kann beispielsweise mittels einer Stromquelle realisiert werden, die vorzugsweise in die Steuerung integriert werden kann. Dieses Beispiel ist in der Fig. 5A dargestellt. Alternativ kann beispielsweise der Nullpunktversatz mittels eines Hochziehwiderstandes (manchmal auch als Pull-up Widerstand bezeichnet) realisiert werden, der vorzugsweise mit einer Versorgungsspannung wie beispielsweise der Versorgungsspannung Vcc des Betriebsgerätes verbunden ist. Dieses Beispiel ist in der Fig. 5B dargestellt.
Die Sensorschaltung 31 1 umfasst eine Spule, die induktiv mit der Speicherdrossel 212 gekoppelt ist. Die Sensorschaltung 31 1 ist eingerichtet, um am Anschluss 312 ein Messsignal auszugeben, welches indikativ für die Drosselspannung und somit auch für die Spannung am Mittelpunkt der beiden Schalter 291 und 292 ist. Alternativ kann beispielsweise auch die Mittelpunktspannung der beiden Schalter 291 und 292 über einen Spannungsteiler, der die Spannung am Mittelpunkt der beiden Schalter 291 und 292 abgreift, gemessen werden. Im Beispiel der Fig. 5A schwingt die Spannung am Mittelpunkt der beiden Schalter 291 und 292 auf die Spannung des Versorgungsspannungsanschlusses 21 1 um. Bei dem Beispiel der Fig. 2B kann die Mittelpunktspannung der beiden Schalter 291 und 292 gegen die Spannung am Massepunkt 215 umschwingen.
FIG. 6 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß verschiedener Beispiele. Zunächst wird in Block 1001 ein Dimmsignal empfangen. Das Dimmsignal kann indikativ für eine gewünschte Helligkeit einer Leuchtdiode einer Leuchte sein. Das Dimmsignal kann beispielsweise in analoger Form oder digitaler Form empfangen werden. Beispielsweise könnte das Dimmsignal durch Phasenschnittmodulation einer AC-Versorgungsspannung empfangen werden. Anschließend werden ein erster Schalter und ein zweiter Schalter eines Abwärtswandlers alternierend und periodisch im leitenden Zustand betrieben. Dabei wäre es optional möglich, Totzeiten vorzusehen, während welcher sowohl der erste Schalter, als auch der zweite Schalter im nicht-leitenden Zustand betrieben werden. Zum Beispiel wäre es möglich, dass stromfreies Schalten des ersten Schalters und/oder stromfreies Schalten des zweiten Schalters auf Grundlage einer entsprechenden Dimensionierung der Totzeiten erzielt wird.
Durch das Schalten der Schalter kann ein Drosselstrom durch eine Speicherdrossel des Abwärtswandlers modifiziert werden. Insbesondere kann durch das Schalten der Schalter die Speicherdrossel abwechselnd geladen und entladen werden.
Anschließend erfolgt in Block 1003 das ausgeben eines Laststroms an die Leuchtdiode. Der Laststrom kann zum Beispiel einem Mittelwert des Drosselstroms entsprechen. Der Laststrom wird alternierend durch die Versorgungsspannung und die Speicherdrossel gespeist.
FIG. 7 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß verschiedener Beispiele. FIG. 7 illustriert Details in Bezug auf den geregelten Betrieb des ersten Schalters und des zweiten Schalters. Zum Beispiel könnte das Verfahren gemäß FIG. 7 als Teil von Block 1002 ausgeführt werden. Zunächst erfolgt in Block 101 1 das Bestimmen einer Führungsgröße basierend auf dem Dimmsignal.
Dann erfolgt in Block 1012 das Bestimmen eines Zeitmittelwertes des Drosselstroms als Regelgröße. Alternativ oder zusätzlich könnte auch der Laststrom als Regelgröße berücksichtigt werden. Es ist dann möglich, die Regelgröße mit der Führungsgröße zu vergleichen. Ziel der Regelung kann es sein, Abweichungen zwischen der Regelgröße und der Führungsgröße zu minimieren. Dazu können ein oder mehrere Stellgrößen verändert werden. Zum Beispiel könnte der Spitzenwert des Drosselstroms bei positiver Polarität als Stellgröße verändert werden. Alternativ oder zusätzlich könnte auch der Spitzenwert des Drosselstroms bei negativer Polarität als Stellgröße verändert werden. Dies erfolgt in Block 1013.
Selbstverständlich können die Merkmale der vorab beschriebenen Ausführungsformen und Aspekte der Erfindung miteinander kombiniert werden. Insbesondere können die Merkmale nicht nur in den beschriebenen Kombinationen, sondern auch in anderen Kombinationen oder für sich genommen verwendet werden, ohne das Gebiet der Erfindung zu verlassen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1 . Abwärtswandler (101 ) für eine Leuchtdiode (1 10), der umfasst:
- einen ersten Schalter (201 , 205, 291 ),
- einen zweiten Schalter (202, 206, 292), der zwischen einem
Versorgungsspannungsanschluss (21 1 ) und Masse (215) in Serie mit dem ersten Schalter (201 , 205, 291 ) geschaltet ist,
- eine Speicherdrossel (212), die mit dem ersten Schalter (201 , 205, 291 ) in Serie geschaltet ist,
- einen Ausgangsanschluss (213, 219), der eingerichtet ist, um basierend auf einem Drosselstrom (701 ) durch die Speicherdrossel (212) einen Laststrom (702) an die Leuchtdiode (1 10) auszugeben, und
- eine Steuerung (102), die eingerichtet ist, um den ersten Schalter (201 , 205, 291 ) und den zweiten Schalter (202, 206, 292) in Abhängigkeit von einem Dimmsignal (161 ) alternierend und periodisch im leitenden Zustand zu betreiben.
2. Abwärtswandler (101 ) nach Anspruch 1 ,
wobei die Steuerung (102) eingerichtet ist, um den zweiten Schalter (202, 206, 292) für eine An-Zeit (661 ) im leitenden Zustand zu betreiben, wobei die An-Zeit (661 ) des zweiten Schalters (202, 206, 292) derart dimensioniert ist, dass die Polarität des Drosselstroms (701 ) von positiv auf negativ wechselt.
3. Abwärtswandler (101 ) nach Anspruch 2,
wobei die Steuerung (102) eingerichtet ist, um eine Totzeit zu implementieren, während welcher der erste Schalter und der zweite Schalter im nicht-leitenden Zustand betrieben werden.
4. Abwärtswandler (101 ) nach einem der voranstehenden Ansprüche,
wobei die Steuerung (102) eingerichtet ist, um den ersten Schalter (201 , 205, 291 ) zeitsynchronisiert mit dem Umschwung einer Mittelpunktspannung zwischen dem ersten Schalter (201 , 205, 291 ) und dem zweiten Schalter (202, 206, 292) vom nicht-leitenden Zustand in den leitenden Zustand zu schalten.
5. Abwärtswandler (101 ) nach einem der voranstehenden Ansprüche,
wobei die Steuerung (102) eingerichtet ist, um den ersten Schalter (201 , 205, 291 ) und den zweiten Schalter (202, 206, 292) geregelt zu betreiben mit dem Zeitmittelwert des Drosselstroms (701 ) als Regelgröße und mit einer basierend auf dem Dimmsignal (161 ) bestimmten Führungsgröße.
6. Abwärtswandler (101 ) nach einem der voranstehenden Ansprüche,
wobei die Steuerung (102) eingerichtet ist, um den ersten Schalter (201 , 205, 291 ) und den zweiten Schalter (202, 206, 292) geregelt zu betreiben mit zumindest einem Spitzenwert des Drosselstroms (701 ) als Stellgröße.
7. Abwärtswandler (101 ) nach Anspruch 6,
wobei die Steuerung (102) eingerichtet ist, um den ersten Schalter (201 , 205, 291 ) und den zweiten Schalter (202, 206, 292) geregelt zu betreiben mit dem Spitzenwert des
Drosselstroms (701 ) bei positiver Polarität als Stellgröße und mit einem konstanten Spitzenwert des Drosselstroms (701 ) bei negativer Polarität.
8. Abwärtswandler (101 ) nach einem der voranstehenden Ansprüche, der weiterhin umfasst:
- eine Sensorschaltung (301 ), die eingerichtet ist, um ein Messsignal auszugeben, das indikativ für den Drosselstrom (701 ) ist, wobei die Sensorschaltung eingerichtet ist, um einen Nullpunktversatz zwischen dem Messsignal und dem Drosselstrom (701 ) zu bewirken.
9. Verfahren, das umfasst:
- Empfangen eines Dimmsignals (161 ) für eine Leuchtdiode (1 10),
- in Abhängigkeit von dem Dimmsignal (161 ): alternierendes und periodisches Betreiben eines ersten Schalters (201 , 205, 291 ) eines Abwärtswandlers (101 ) und eines zweiten
Schalters (202, 206, 292) des Abwärtswandlers (101 ), der zwischen einem
Versorgungsspannungsanschluss (21 1 ) und Masse (215) in Serie mit dem ersten Schalter (201 , 205, 291 ) geschaltet ist, im leitenden Zustand, und
- basierend auf einem Drosselstrom (701 ) einer Speicherdrossel (212), die mit dem ersten Schalter (201 , 205, 291 ) in Serie geschaltet ist: Ausgeben eines Laststroms (702) an die Leuchtdiode (1 10) über einen Ausgangsanschluss (213, 219).
10. Verfahren nach Anspruch 9,
wobei das Verfahren von dem Abwärtswandler (101 ) nach einem der Ansprüche 1 - 8 ausgeführt wird.
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