WO2018041655A1 - Verfahren zum betrieb einer blitzleuchte sowie nach dem verfahren arbeitende blitzleuchte - Google Patents

Verfahren zum betrieb einer blitzleuchte sowie nach dem verfahren arbeitende blitzleuchte Download PDF

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WO2018041655A1
WO2018041655A1 PCT/EP2017/071034 EP2017071034W WO2018041655A1 WO 2018041655 A1 WO2018041655 A1 WO 2018041655A1 EP 2017071034 W EP2017071034 W EP 2017071034W WO 2018041655 A1 WO2018041655 A1 WO 2018041655A1
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voltage
duty cycle
switching frequency
voltage converter
converter
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PCT/EP2017/071034
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Inventor
Walter Vollenweider
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Siemens Schweiz Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/30—Circuit arrangements in which the lamp is fed by pulses, e.g. flash lamp
    • H05B41/34—Circuit arrangements in which the lamp is fed by pulses, e.g. flash lamp to provide a sequence of flashes

Definitions

  • the invention relates to a method for operating a flashing beacon and a flashlamp operating according to the method, which for implementing the method and for driving an optical signal element (light-emitting element) of the flashing beacon has a flashlamp circuit hereinafter referred to as a driving circuit.
  • a flashing light is used, for example, to warn people in the event of a fire or the like. Flashing lights and their drive circuits are known in many forms. For example, in aircraft at the airfoil tips and / or at the tail unit are known
  • Flashlights used as collision warning lights.
  • the trigger circuit controls the respective signal element and determines the duration of the light and dark phases.
  • Another application is flashing lights, which are used to identify danger spots, such as construction sites.
  • the drive circuit comprises a voltage converter, which generates a sufficiently high operating voltage for the flashing light during operation from an input-side supply voltage.
  • a repetition frequency of the light signals (flashes) emitted by the flashlamp lies in the range of 1 Hz.
  • the electrical energy received by the light-emitting element during a flash may be in the range of a few Ws (watt seconds).
  • a duration of a flash is well below 1 ms.
  • the current power can be in the range of a few kW. If, on the other hand, LEDs are used as light-emitting elements, a smaller instantaneous power, for example a power in the range of 10 W to 100 W, is sufficient.
  • the flash duration must be correspondingly longer.
  • the duration of a flash is usually in the range of 10 ms or slightly higher for LEDs.
  • Flashing lights are usually powered by long leads and a relatively low voltage for safety reasons. It is not possible to transmit the peak power required by the light-emitting element via the supply lines. Rather, a cache is needed. This is part of the drive circuit and is located on an output side of a, for example, as a step-up converter (boost converter) acting part of the drive circuit. This buffer stores the power required during a flash and is then recharged as continuously as possible via the supply line.
  • boost converter boost converter
  • a capacitor storage capacitor
  • a charging voltage to which the storage capacitor, also referred to as a charging capacitor, is charged is determined by the properties of the respective emitting element.
  • the Speicherkon is ⁇ capacitor discharge until the arc is extinguished in the flash tube. This is the case at about 50 V, and the remaining energy is 0.125 Ws.
  • the storage capacitor basically has the same function but different values. Typical are I OOO yF and 60 V charging voltage. It is often desired that the light intensity of the flashes ⁇ te can be adjusted within certain limits. Grund ⁇ addition, this can be done in different ways.
  • the storage capacitor In flashlamps that use a flash tube as a light emitting element, it is common for the storage capacitor to be charged to a voltage that determines the energy converted and thus the light energy output by the flashlamp and the brightness.
  • the voltage range is usually between 200 V and 400 V.
  • the nominal supply voltage of a flash lamp is übli ⁇ chhold 24 V, often a slightly higher supply voltage is selected to compensate for losses. If the flashing light is located a short distance from a control center, the supply voltage can be up to approx. 32V. When the flash lamp is at the end, however, a longer To ⁇ line, the voltage may drop to the flash lamp to about 12V. The flashing light must therefore operate in an input voltage range of approx. 12 V to 32 V. From this input voltage, the storage capacitor must be charged. As already mentioned, in case of a flash tube as a light-shaping element, a charging voltage Zvi ⁇ rule about 200 V and 400 V is required. This voltage level is achieved by means of a so-called boost converter, ie a voltage converter which increases the input voltage to the level of the charging voltage.
  • boost converter ie a voltage converter which increases the input voltage to the level of the charging voltage.
  • the storage capacitor may be completely discharged during startup.
  • the voltage converter must therefore also be able to
  • MOS-FET are of particular importance. When all the desired information is available, it can be determined with which repetition frequency the transistor is turned on and how long it conducts and thus the magnetic field is built up in the inductance. The discharge phase, ie the time in which the magnetic field is degraded again and the energy is transferred to the storage capacitor, can not be influenced.
  • the invention has for its object to provide a method for optimized operation of a flashing beacon and a flashlamp operating according to the method.
  • the flash light means for carrying out the method described here and below with further details including, in particular a drive circuit for driving an optical signal element of the flash lamp, in particular a functioning as an optical Sig ⁇ nalelement and light-shaping element flash tube or as an optical signal element and the light emitting element acting group of LEDs, wherein the drive circuit comprises a control unit and a voltage converter for optimally driving the respective optical signal element.
  • FIG. 2 shows a flashing beacon with a voltage converter, a storage capacitor acting as an energy store and with an LED as a light-emitting element, 3 and
  • FIG 4 shows a voltage converter in accordance with Figures 1 and 2 with white ⁇ direct detail
  • FIG 5 is a voltage profile across the storage capacitor as well
  • FIG. 1 shows, in the form of a block diagram, a basically known flashing light 10 with a flash tube 12 as a light-emitting element.
  • the flashing light 10 is connected via a line 14 from a control center (not shown) and a branch line (supply line) 16 to a supply voltage.
  • the branch line 16 and the part of the line 14 to the branch line 16 form the supply line of the flashing beacon 10 and the supplied supply voltage is applied as a supply voltage to the flashing light 10.
  • the flashing light 10 comprises a filter 18 which prevents interference from the circuit encompassed by the flashlamp 10 from reaching the line 14. Subsequent to the filter 18, the flashing light 10 comprises a voltage converter 20, in particular a voltage converter 20 in the form of an up-converter.
  • a storage capacitor 22 which is connected on the output side to the voltage converter 20 and acts as an intermediate memory / energy store, is charged during operation of the flashing light 10.
  • the flash tube 12 is operated with the voltage of the SpeI ⁇ cherkondensators 22 and the output of a Lichtsig ⁇ Nals (flash) is triggered by a trigger voltage. This is done by means of an ignition transformer 24 with which a high voltage is applied to the flash tube 12 in order to ignite it.
  • a control unit 26 24 required control signals are generated for driving the voltage converter 20 as well as for controlling the ignition transformer and the Voltage converter 20 and the ignition transformer 24 supplied during operation.
  • LEDs 12 ' are much more sensitive components that can only be operated within narrow limits. For example, if a group of ten serially connected LEDs 12 'is used, the total flux voltage of the LED group is about 34 V. This is slightly dependent on temperature and current, but is essentially given. The current will be around 300mA, so the power consumed by the LEDs 12 'will be 10.2W.
  • a permissible current must not be exceeded because otherwise the LEDs 12 'may be damaged or even destroyed. However, the current must be reached in order to achieve the required brightness.
  • the current source 28 supplies the required current at the voltage required by the LEDs 12 'in the present operating state.
  • Such a power source 28 is usually chate with the help of an integrated circuit. To this end, the circuit LM3421 company Texas In ⁇ struments is well suited.
  • the charging voltage can be fundamentally ⁇ additionally as high as desired.
  • a high voltage is advantageous because a storage capacitor 22 in the form of an electrolytic capacitor with a high nominal voltage at a given volume - and thus also at a certain price - can store more energy.
  • the charging voltage is, however, be limited ⁇ upward by the allowable voltage of the power source 28th In the case of using the circuit LM3421 reali ⁇ overbased current source 28 is limited to about 60 volts.
  • the minimum required voltage is' gege ⁇ ben by the LEDs 12th In the example mentioned, it must be at the input of the current source 28 clearly above the forward voltage of the LEDs 12 'of 34 V. It can thus be assumed that a minimum charging voltage in the range of about 40 volts.
  • a typical value for the capacity of the storage capacitor 22 is 1 * 000 yF.
  • the power is 1.8Ws.
  • the storage capacitor 22 is discharged to 40 V, 0.8 Ws remains, so that 1.0 Ws can be supplied to the power source 28. This is much less than in the example of the flash tube 12 with 4.375 Ws.
  • LEDs 12 'have a much higher efficiency than a flash tube 12, the smaller amount of energy may be acceptable.
  • the discharge of the storage capacitor 22 can in the case of a flashing light 10 with LEDs 12 'very easily terminated ⁇ who.
  • the LM3421 integrated circuit has a control input for switching the power source on and off.
  • the storage capacitor 22 is preferably set to the highest possible regardless of the desired brightness Charge voltage, since the efficiency of the power source 28 is the best.
  • the voltage converter 20 is shown as a boost converter together with the storage capacitor 22 connected on the output side without the remaining functional units of the flashing beacon 10 (FIG. 1, FIG. 2) as a quadrupole.
  • Tedli ⁇ chlay is an inductor with a ferrite core ver applies ⁇ 30th This core goes into saturation at a given current - and thus a certain resulting magnetic field. The magnetic field strength can not rise above the Saetti ⁇ supply field strength. If the current is further increased, the supplied power is converted into heat and is lost. For the inductance 30, the current at which saturation occurs is thus of great importance.
  • the winding of the inductance 30 is usually dimensioned so that it can be permanently loaded with this current. But the Be ⁇ carrying capacity of the coil is generally of less importance, since the current does not flow continuously.
  • the inductance 30 is utilized in the best possible way, and a voltage converter 20 operated in this way can be realized with a comparatively small inductance 30, in particular a smallest possible inductance 30, and thus a low-cost or lowest-cost inductance 30.
  • the switch 32 is opened by the control unit 26 on the basis of a corresponding control signal.
  • a typical value of the inductor 30 is 100 ⁇ and ty ⁇ pischer permissible current is 1.0 A.
  • the inductance 30 comprises an ideal, lossless inductance 36, in series with a resistor 38, and a capacitor 40 in parallel with this series circuit.
  • the resistor 38 simulates at least the ohmic resistance of the winding of the inductance 30. But there are more Ver ⁇ loss sources, which can also be summarized in this resistance 38th
  • the capacitance of the capacitor 40 results because in the winding many wires are present, which are close to each other and are separated only by thin dielectrics ⁇ . Thus, there are, so to speak, many small capacitors which are combined in the capacitor 40.
  • inductor 30 As inductor 30 comes for the flashing light 10 an induct ⁇ tivity 30 of the type RLB9012-101KL the company Bourns Inc. into consideration. This has the following properties according to the data sheet:
  • the allowable current is 1.4A higher than the typical value of 1.0A given above. As a result, the inductance 30 will be larger and the cost higher, but the efficiency will be better.
  • the value of the capacitance of the capacitor 40 can be easily calculated from the Reso ⁇ nanzfrequenz f
  • Transis- gate 42 designated N-channel MOS-FET used.
  • the respective transistor 42 has a series resistor 44 and a Paral ⁇ lelkapaztician 46.
  • a FET IRF740 type MOS FET acting as a switch 32 has the following characteristics:
  • Capacitance between drain and source 170 pF typ
  • the permissible current is 10 A, making it much RESIZE ⁇ SSSR than N ⁇ due to the actual maximum current seems to be tig.
  • the transistor 42 is by no means oversized. If a less efficient transistor 42 is used, although the costs are lower, the efficiency is also significantly reduced.
  • the diode 34 at the output of the voltage converter 20 is, for example, a Schottky diode. The losses in the diode 34 are relatively low and are not considered here. However, if an inappropriate diode 34 is used, the losses can become very large.
  • the losses depend on the operating condition. It is angenom ⁇ men that this is particularly unfavorable by the input voltage Ui ⁇ n only 12 volts.
  • We erin ⁇ formers us that the inductance is 100 ⁇ .
  • the instantaneous output voltage U ou t of the boost converter and thus the voltage applied to the storage capacitor 22 is 200 V.
  • the current to be reached at the end of the charging cycle is 1, 0 A.
  • the flash lamp 10 is assumed that the voltage converter 20 has been dimensioned so that the best possible Eigenschaf- be achieved th approximately in a typi ⁇ 's operating state for the optimized operation. On this basis, it is shown here how the efficiency can be improved if the voltage converter 20 is operated outside the typical operating state.
  • the representation in FIG. 5 shows the temporal voltage curve over the storage capacitor 22. It is assumed that the flashing light 10, as a light-emitting element, has a
  • Flash tube 12 uses the storage capacitor 22 to be charged to 300V and that the arc in the flash tube 12 goes out when the voltage drops below 50V.
  • the timing can be divided into four phases.
  • a first phase TL the storage capacitor 22 is charged (the switch 32 is periodically closed during the first phase (charge phase) TL with the switching frequency f of the voltage converter 20 and the duty cycle ED and is periodically closed again for each further first phase TL).
  • a waiting phase is added as the second phase TW1 between the end of this first phase TL and the ignition of the flash.
  • a third phase TB the third phase
  • Flash tube 12 ignited and the storage capacitor 22 is discharged in a short time. Thereafter, in a further, fourth phase TW2, the system waits until the voltages have stabilized. It would be wrong already during the flash or UNMIT ⁇ telbar after the voltage converter 20 back on (the switch 32 periodically to close), as may occur as a result of so-called Afterglow, which means that as As a result of the charge carrier still present in the flash tube 12 an undesired current can flow.
  • the switch 32 is thus permanently open in the three phases TW1, TB, and TW2.
  • the total time between two consecutive flashes corresponds to the sum of the four phases TL, TW1, TB, TW2. In the case of the usual flash frequency of 1 Hz, this time is 1.0 sec (one second).
  • the second phase TW1 and TW2 the fourth phase should be kept mög ⁇ lichst short, since during this time no current from the line 14 is based.
  • the line 14 is thus not exploited in the best possible way.
  • the duration of the third phase TB results from the characteristics of the flash tube 12 and is usually significantly less than 1 ms.
  • the duration of the first phase TL should be made ⁇ Lich as long as mög to for For the line 14 as well as possible use ⁇ .
  • the voltage converter 20 is influenced only by the input of the FET 42 (by means of control signals from the control unit 26) and not by measurement of the current in the inductor 30, as shown and frequently used in US 4,687,081 becomes. The possibility of influencing the optimization is therefore limited to the FET 42 via its gate connection in the best possible way to control. If a voltage converter 20 for use in a
  • Flashing beacon 10 is built with the highest possible efficiency ⁇ who should know some parameters, namely in particular the input voltage, the voltage at the output and thus over the storage capacitor 22, and the amount of energy to be delivered. It is also necessary to know the characteristics of the construction ⁇ parts, the inductance 30 and the usual ⁇ as a switch 32 used N-channel MOS-FET 42 from be ⁇ special importance. If all the information you want can be set, with which repetition frequency, the transistor 42 is made to conduct and how long it conducts, and so the magnetic field is built up in the inductance 30. The discharge phase, ie the time in which the magnetic field reduced again and the energy in the storage capacitor ⁇ 22 is passed, however, can not be influenced.
  • the three parameters namely input voltage, output voltage and amount of energy delivered, are constant. It is now possible to set and control of the transistor 42 to optimize, and computational and ex ⁇ perimental methods are possible. At a voltage wall ⁇ ler 20 for use in a flash lamp 10 is out this Vo- reduction but not given. For one thing, one of the parameters, namely the amount of energy to be delivered, depending on the desired brightness and ge ⁇ can be adjusted. On the other hand, the second parameter, namely the voltage at the input of the voltage converter 20, results from the circumstances and is only in the best case during the whole
  • Many voltage transformers 20 operate at a constant frequency of the signal with which the transistor 42 is driven by the control unit 26. Such voltage transformers 20 take into account a changing input voltage by adjusting the duty cycle so that the energy in the inductance 30 just reaches the maximum allowable value and thus no saturation occurs.
  • a voltage converter 20 of this type must be dimensioned so that it can deliver the largest possible power ⁇ required, so that the storage capacitor 22 is completely charged within the allowable time between two flashes. If a smaller intensity of the flash light is set 10 ⁇ be forced energy is smaller, the power output remains but the same, so that the storage capacitor 22 is charged in a shorter time. The result is that the line 14, via which the energy is supplied, is not uniformly be ⁇ overloaded, so that the transmission capacity is not utilized in the best possible way.
  • Amount of energy is stored in the inductance 30, or by the frequency of the voltage converter 20 is reduced.
  • the efficiency is also dependent on the output voltage of the voltage converter 20, but changes continuously during La ⁇ devorgangs.
  • no voltage transformer 20 is known, which input voltage the three parameters input voltage, current training and amount of energy to be delivered ⁇ be taken into account at the same time, to set the switching frequency and the duty cycle of the voltage converter 20 in the best possible way.
  • Converter cycle the switching frequency f and a duty cycle ED of the transistor 42 determines in the best possible way.
  • a converter cycle begins when the transistor 42 is turned on and ends when the same transistor 42 is turned on again at the beginning of the next conversion cycle. The length of the converter cycle is thus the reciprocal of
  • Converter frequency of 100 kHz is the length of the converter cycle 10 ys.
  • the length of a typical converter cycle was previously calculated to be 4.2 ms, so that in a load cycle 420 Converter cycles take place. If the parameters f and ED are recalculated in each converter cycle, 420 arithmetic operations are thus required in one load cycle. But it can also genü ⁇ gen several times to determine the best possible parameters within a charging cycle so that the parameters during several consecutive conversion cycles remain the same.
  • a prototype of the voltage converter 20 is constructed and the efficiency by modifiers ⁇ countries of the switching frequency f and the duty cycle ED opti- mized.
  • the three parameters input voltage, output voltage and amount of energy to be dispensed are changed in a systematic manner and for each combination the best possible switching ⁇ frequency f and duty cycle ED determined.
  • sixteen values are recorded, so that there are 256 combi nations ⁇ (16 2).
  • the process of determining these values can be automated, so that the fact that the Determined ⁇ development is time consuming relativized.
  • the Determined ⁇ development of these values has to be done only once.
  • the result is stored in a fixed value table (lookup table), for example a fixed value table with 1024 entries of 8 or 16 bits, or the like, in the control unit 26 of the flashlamp 10.
  • the representation in FIG. 6 shows in symbolic form the content of such a table 48.
  • U in (1) to U in (k) U out (1) to U 0 ut (m) and E (1) to E ( n)
  • the assumed values for the input voltage ⁇ ⁇ ⁇ , the output voltage U ou t and the respective predetermined amount of energy to be delivered to obtain the desired light output of the flashing beacon 10 are designated.
  • the table 48 is stored, for example, in a memory (not shown) of the control unit 26.
  • the output voltage Uout determines the row of the table with the closest values, where it is the deposited for these values of the parameters switching frequency f and switch-on duration ED.
  • the control unit 26 generates as ⁇ raufhin a control signal for driving the switch 32 of the voltage converter 20 with this switching frequency f and a pulse width corresponding to the duration ED.
  • the tax standardized 26 outputs this control signal to the switch 32 of the clamping ⁇ voltage converter 20 and applied in accordance with the clamping ⁇ voltage transformer 20 with the respectively read switching frequency f and the duty cycle ED also read out.
  • the best possible values for the switching frequency f and duty cycle ED are determined when the three parameters reach their limits or are close to the limits. There are a total of eight combinations possible. If the parameters are within this
  • the switching frequency f and the switch ⁇ duration ED is determined by a means of the control unit 26 performed linear interpolation.
  • the representation in FIG. 7 shows in symbolic form the content of such a table 48.
  • Ui Nm i n and Ui Nmax are the respective minimum and maximum values for the input voltage ⁇ ⁇ ⁇
  • the output clamping voltage U ou ⁇ t and each for obtaining the desired light power of the flash lamp 10 denotes predetermined energy to be delivered ⁇ quantitative.
  • tuples are in the table 48 in the same row stored values for the Druckfre acid sequence f and the duty cycle ED. These values can be called, for example f min / min / min / / m ED in / min / min, f max / min / min, etc.
  • Such a table 48 is stored for example in a SpeI ⁇ cher the control unit 26th
  • the duty cycle ED determines the values of the switching frequency with linear interpolation using the respective actual values for the input voltage ⁇ ⁇ ⁇ .
  • the interpolation can be carried out in the best way possible for the arithmetic unit of the control system used.
  • computer of the control unit 26 is suitable.
  • the interpolation can be carried out in the following manner.
  • the output f is set equal to the optimum value for the minimum values of input voltage, output voltage and amount of energy to be delivered, so that:
  • the optimum switching frequency is determined by multiplying the input voltage Um by the slope and added to the switching frequency fmin / min / min to give: f - fmin / min / min
  • slope can also be negative.
  • the output voltage is multiplied by the slope and added to the previously calculated value of the switching frequency: f - fmin / min / min
  • the optimum duty cycle ED is determined in a similar manner as the optimum switching frequency f.
  • the control unit 26 With the determined optimum values for the switching frequency f and the Duty cycle, the control unit 26 as ⁇ f raufhin a control signal for driving the switch 32 of the voltage converter 20 at this switching frequency and a pulse width corresponding to the duration ED.
  • the control inputs standardized 26 outputs this control signal to the switch 32 of the clamping ⁇ voltage converter 20 and applied in accordance with the clamping ⁇ voltage transformer 20 with the respectively read switching frequency f and the duty cycle ED also read out.
  • a complete or simplified equation system is used to determine the optimum switching frequency f and duty cycle ED as a function of the three parameters.
  • This system of equations is sufficiently frequently achieved by means of the control unit 26, and in particular in each cycle of the voltage converter 20 or ⁇ Wenig least newly dissolved in a few cycles.
  • the Gleichungssys ⁇ system is stored together with a functionality for releasing the sliding ⁇ surveillance system, for example in a memory of the control unit 26th During operation of the flash lamp 10 is turned on hand of the respective actual values for the input voltage U, the output voltage U out as well as each specified differently bene desired light output solve the equation system, whereupon the control unit 26 a control signal for dently ⁇ tion of the switch 32 of the voltage converter 20 generated with the respective resulting switching frequency f and a pulse width corresponding to the resulting duty cycle ED.
  • the control unit 26 outputs this control signal to the switch 32 of the voltage converter 20 and acts in accordance with the voltage converter 20 with the respectively calculated switching frequency f and the likewise calculated duty cycle ED.
  • the three specified methods set the switching frequency f of the voltage converter 20 and the duty cycle ED of Transis ⁇ sector 42 in the best possible manner so that the storage capacitor 22 capacitor just at the end of the allowable time has the required voltage.
  • the voltage converter 20 is acted upon by the control unit 26 with the respective resulting values by the control unit 26 for controlling the Switch 32 of the voltage converter 20 outputs a control signal with the respective switching frequency f and a duty cycle of the switch 32 defining pulse width. It can not be ignored that the three proposed methods have a necessarily limited accuracy. It is therefore possible that the storage capacitor 22 is already charged before the end of the allowable time or that it is not fully charged within this time.
  • an additional device can be provided in each of the three described embodiments, which determines whether the storage capacitor 22 is completely charged within the time provided, ie within the charging phase TL. If this is not the case and the charging process is terminated either too early or too late, a correction value is calculated. This is used in a control loop in order to influence, for example, the value of the desired energy, and subsequently the calculation of the switching ⁇ frequency f and the duty cycle ED so that the storage capacitor 22 is precisely as possible fully charged at the end of the charging phase TL. The calculation of the corrective ⁇ turwerts done, for example by means of the control unit 26th

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Abstract

Die Erfindung ist ein Verfahren zum Betrieb einer Blitzleuchte (10) sowie eine nach dem Verfahren arbeitende Blitzleuchte (10), welche ein lichtgebendes Element (12, 12'), einen Spannungswandler (20) und ausgangsseitig des Spannungswandlers (20) einen als Energiespeicher fungierenden Speicherkondensator (22) umfasst, wobei zur optimierten Festlegung einer Schaltfrequenz und einer Einschaltdauer des Spannungswandlers (20) eine am Spannungswandler (20) anliegende Eingangsspannung, eine Ausgangsspannung des Spannungswandlers (20) und damit die über dem Speicherkondensator (22) anliegende Spannung sowie schließlich eine vorgegebene oder vorgebbare abzugebende Leistung berücksichtigt werden.

Description

Beschreibung
Verfahren zum Betrieb einer Blitzleuchte sowie nach dem
Verfahren arbeitende Blitzleuchte
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer Blitzleuchte sowie eine nach dem Verfahren arbeitende Blitzleuchte, welche zur Umsetzung des Verfahrens und zur Ansteuerung eines optischen Signalelements (lichtgebendes Element) der Blitzleuchte eine im Folgenden mitunter auch nur kurz als Ansteuerschaltung bezeichnete Blitzleuchtenschaltung aufweist. Eine Blitzleuchte wird zum Beispiel verwendet, um Personen im Falle eines Brandes oder dergleichen zu warnen. Blitzleuchten und deren Ansteuerschaltungen sind in vielfältiger Form bekannt. Zum Beispiel werden bei Luftfahrzeugen an den Tragflächenspitzen und/oder am Leitwerk bekanntlich
Blitzlichter als Kollisionswarnlichter verwendet. Die Auslöseschaltung steuert dabei das jeweilige Signalelement an und bestimmt die Dauer der Hell- und Dunkelphasen. Eine weitere Anwendung sind Blitzleuchten, die benutzt werden, um Gefahrenstellen, beispielsweise Baustellen, kenntlich zu machen.
Zum Stand der Technik kann insoweit exemplarisch auf die US 4,687,081, die US 6,822,400 und die US 7,663,500 verwiesen werden .
Blitzleuchten müssen innerhalb einer sehr kurzen Zeit eine sehr hohe Lichtleistung abgeben. Zu diesem Zweck umfasst die Ansteuerschaltung einen Spannungswandler, welcher im Betrieb aus einer eingangsseitigen Speisespannung eine ausreichend hohe Betriebsspannung für die Blitzleuchte erzeugt.
Üblicherweise liegt eine Wiederholfrequenz der mittels der Blitzleuchte abgegebenen Lichtsignale (Blitze) im Bereich von 1 Hz. Die während eines Blitzes von dem lichtgebenden Element aufgenommene elektrische Energie kann im Bereich von einigen Ws (Wattsekunden) liegen. Wenn als Signalelement/lichtgeben- des Element eine Blitzröhre verwendet wird, liegt eine Dauer eines Blitzes deutlich unter 1 ms. Die momentane Leistung kann im Bereich von einigen kW liegen. Wenn dagegen LEDs als lichtgebende Elemente verwendet werden, genügt eine kleinere momentane Leistung, zum Beispiel eine Leistung im Bereich von 10 W bis 100 W. Zum Abgeben der erforderlichen Lichtleistung muss die Blitzdauer entsprechend länger sein. Die Dauer eines Blitzes liegt bei LEDs üblicherweise im Bereich von 10 ms oder etwas darüber.
Blitzleuchten werden üblicherweise über lange Zuleitungen und mit einer aus Sicherheitsgründen verhältnismäßig niedrigen Spannung gespeist. Es ist nicht möglich, die vom lichtgebenden Element benötigte Spitzenleistung über die Zuleitungen zu übertragen. Vielmehr wird ein Zwischenspeicher benötigt. Dieser ist Teil der Ansteuerschaltung und befindet sich auf einer Ausgangsseite eines zum Beispiel als Aufwärtswandler (Step-up-Converter, Boost-Converter) fungierenden Teils der Ansteuerschaltung. Dieser Zwischenspeicher gibt die während eines Blitzes benötigte Leistung ab und wird anschließend möglichst kontinuierlich über die Zuleitung wieder aufgeladen .
Als Zwischenspeicher wird ein Kondensator ( Speicherkondensa- tor) , insbesondere ein Elektrolytkondensator, verwendet. Eine Ladespannung, auf die der auch als Ladekondensator bezeichnete Speicherkondensator aufgeladen wird, wird durch die Eigenschaften des jeweiligen lichtgebenden Elements bestimmt. Bei einer Blitzröhre ist eine Kapazität des Speicherkondensators im Bereich von C=100 yF üblich, die auf U=300 V aufgeladen wird. Die resultierende Energie beträgt bei diesen Zahlenwer¬ ten 4,5 Ws (E = C U2/2) . Üblicherweise wird der Speicherkon¬ densator entladen, bis der Lichtbogen in der Blitzröhre erlischt. Das ist bei etwa 50 V der Fall, und die verbleibende Energie beträgt 0,125 Ws . Die Energie, die dem Speicherkon¬ densator während eines Blitzes entnommen wird, wird aller¬ dings nur zum kleineren Teil in Licht umgesetzt. Der größere Teil wird in Wärme umgesetzt und ist damit verloren. Im Falle einer mit LEDs ausgerüsteten Blitzleuchte hat der Speicherkondensator grundsätzlich die gleiche Funktion, aber andere Werte. Typisch sind l'OOO yF und 60 V Ladespannung. Es ist häufig gewünscht, dass die Lichtstärke der Blitzleuch¬ te innerhalb gewisser Grenzen eingestellt werden kann. Grund¬ sätzlich kann dies auf verschiedene Weise geschehen.
In Blitzleuchten, die eine Blitzröhre als lichtgebendes Ele- ment verwenden, ist üblich, dass der Speicherkondensator auf eine Spannung aufgeladen wird, welche die umgesetzte Energie und damit die von der Blitzleuchte abgegebene Lichtenergie und die Helligkeit bestimmt. Bei einer Blitzröhre liegt der Spannungsbereich üblicherweise zwischen 200 V und 400 V.
Die nominelle Speisespannung einer Blitzleuchte beträgt übli¬ cherweise 24 V, wobei zur Kompensation von Verlusten häufig eine etwas höhere Speisespannung gewählt wird. Wenn sich die Blitzleuchte in kurzer Entfernung von einer Zentrale befin- det, kann die Speisespannung bis etwa 32 V betragen. Wenn sich die Blitzleuchte allerdings am Ende einer längeren Zu¬ leitung befindet, kann die Spannung bis zur Blitzleuchte bis auf etwa 12 V abfallen. Die Blitzleuchte muss somit in einem Eingangsspannungsbereich von etwa 12 V bis 32 V funktionie- ren. Aus dieser Eingangsspannung muss der Speicherkondensator geladen werden. Wie bereits erwähnt, wird im Falle einer Blitzröhre als lichtgebendes Element eine Ladespannung zwi¬ schen etwa 200 V und 400 V benötigt. Dieses Spannungsniveau wird mittels eines sogenannten Aufwärtswandlers erreicht, also einem Spannungswandler, welcher die Eingangsspannung auf das Niveau der Ladespannung erhöht.
Es ist allerdings zu beachten, dass der Speicherkondensator bei Betriebsaufnahme vollständig entladen sein kann. Der Spannungswandler muss deshalb auch in der Lage sein, eine
Spannung zu liefern, welche kleiner als die Eingangsspannung ist. Der Wirkungsgrad darf in diesem Fall allerdings kleiner sein, weil dieser Betriebszustand nur selten gegeben ist. Zur Realisierung und Dimensionierung eines Spannungswandlers für die Verwendung in einer Blitzleuchte bei höchstmöglichem Wirkungsgrad müssen einige Parameter bekannt sein, nämlich die dem Spannungswandler zugeführte Eingangsspannung, die Spannung am Ausgang des Spannungswandlers (Ausgangsspannung) und damit die Spannung über dem Speicherkondensator, und die abzugebende Energiemenge. Es ist auch nötig, die Eigenschaf¬ ten zumindest einzelner wesentlicher Bauteile des Spannungs¬ wandlers zu kennen, wobei die Induktivität und der üblicher- weise im Spannungswandler als Schalter verwendete N-Kanal
MOS-FET von besonderer Bedeutung sind. Wenn alle gewünschten Informationen vorliegen, kann festgelegt werden, mit welcher Wiederholfrequenz der Transistor leitend geschaltet wird und wie lange dieser leitet und somit das Magnetfeld in der In- duktivität aufgebaut wird. Die Entladephase, also die Zeit, in welcher das Magnetfeld wieder abgebaut und die Energie in den Speicherkondensator übergeleitet wird, kann dagegen nicht beeinflusst werden. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum optimierten Betrieb einer Blitzleuchte sowie eine nach dem Verfahren arbeitende Blitzleuchte anzugeben.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mittels eines Verfahrens mit den Merkmalen des unabhängigen Verfahrensanspruchs ge¬ löst. Die Aufgabe wird ebenso mittels einer Blitzleuchte mit den Merkmalen des parallelen unabhängigen Vorrichtungsanspruchs gelöst. Dafür ist vorgesehen, dass die Blitzleuchte Mittel zur Ausführung des hier und im Folgenden mit weiteren Details beschriebenen Verfahrens aufweist, insbesondere eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines optischen Signalelements der Blitzleuchte, insbesondere eine als optisches Sig¬ nalelement und lichtgebendes Element fungierende Blitzröhre oder eine als optisches Signalelement und lichtgebendes Ele- ment fungierende Gruppe von LEDs, wobei die Ansteuerschaltung eine Steuereinheit und einen Spannungswandler zur optimierten Ansteuerung des jeweiligen optischen Signalelements umfasst. Im Interesse einer besseren Lesbarkeit der nachfolgenden Beschreibung wird diese - auch im speziellen Beschreibungsteil - anhand einer sogenannten Blitzröhre als lichtgebendes Ele¬ ment fortgesetzt. Eine LED oder eine Gruppe von LEDs als lichtgebendes Element und dergleichen sind dabei stets mitzu¬ lesen und als von der hier vorgelegten Beschreibung mit um- fasst anzusehen.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. Dabei verwendete Rückbeziehungen weisen auf die weitere Ausbildung des Gegenstandes des Hauptanspru¬ ches durch die Merkmale des jeweiligen Unteranspruches hin. Sie sind nicht als ein Verzicht auf die Erzielung eines selb¬ ständigen, gegenständlichen Schutzes für die Merkmalskombina- tionen der rückbezogenen Unteransprüche zu verstehen. Des
Weiteren ist im Hinblick auf eine Auslegung der Ansprüche bei einer näheren Konkretisierung eines Merkmals in einem nachgeordneten Anspruch davon auszugehen, dass eine derartige Beschränkung in den jeweils vorangehenden Ansprüchen nicht vor- handen ist. Schließlich ist darauf hinzuweisen, dass das hier angegebene Verfahren auch entsprechend der abhängigen Vorrichtungsansprüche weitergebildet sein kann und umgekehrt.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Einander entsprechende Gegenstände oder Elemente sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen. zeigen
1 eine Blitzleuchte mit einem Spannungswandler, einem als Energiespeicher fungierenden Speicherkondensator sowie einer Blitzröhre als lichtgebendes Element,
FIG 2 eine Blitzleuchte mit einem Spannungswandler, einem als Energiespeicher fungierenden Speicherkondensator sowie mit einer LED als lichtgebendes Element, FIG 3 und
FIG 4 einen Spannungswandler gemäß FIG 1 und FIG 2 mit wei¬ teren Details, FIG 5 einen Spannungsverlauf über dem Speicherkondensator sowie und
Tabellen zur optimierten Festlegung einer Schaltfrequenz und einer Einschaltdauer des Spannungswandlers
Die Darstellung in FIG 1 zeigt in Form eines Blockschaltbilds eine grundsätzlich an sich bekannte Blitzleuchte 10 mit einer Blitzröhre 12 als lichtgebendes Element. Die Blitzleuchte 10 ist über eine Leitung 14 von einer Zentrale (nicht gezeigt) und eine Abzweigleitung (Zuleitung) 16 an eine Versorgungsspannung angeschlossen. Die Abzweigleitung 16 und der Teil der Leitung 14 bis zur Abzweigleitung 16 bilden die Zuleitung der Blitzleuchte 10 und die zugeführte Versorgungsspannung liegt als Speisespannung an der Blitzleuchte 10 an.
Die Blitzleuchte 10 umfasst ein Filter 18, mit dem verhindert wird, dass Störungen aus der von der Blitzleuchte 10 umfass- ten Schaltung auf die Leitung 14 gelangen können. Im An- schluss an das Filter 18 umfasst die Blitzleuchte 10 einen Spannungswandler 20, insbesondere einen Spannungswandler 20 in Form eines Aufwärtswandlers. Mittels des Spannungswandlers 20 wird beim Betrieb der Blitzleuchte 10 ein ausgangsseitig an den Spannungswandler 20 angeschlossener und als Zwischen- speicher/Energiespeicher fungierender Speicherkondensator 22 geladen. Die Blitzröhre 12 wird mit der Spannung des Spei¬ cherkondensators 22 betrieben und die Ausgabe eines Lichtsig¬ nals (Blitz) wird mittels einer Auslösespannung ausgelöst. Dies erfolgt mittels eines Zündtransformators 24, mit dem ei- ne hohe Spannung an die Blitzröhre 12 angelegt wird, um diese zu zünden. Mittels einer Steuereinheit 26 werden zur Ansteue- rung des Spannungswandlers 20 wie auch zur Ansteuerung des Zündtransformators 24 benötigte Steuersignale erzeugt und dem Spannungswandler 20 und dem Zündtransformator 24 beim Betrieb zugeführt .
Wenn anstelle einer Blitzröhre 12 LEDs 12' als lichtgebende Elemente verwendet werden und entsprechend eine LED oder eine Gruppe von LEDs als lichtgebendes Element fungiert, ist eine zum Teil andersartige Schaltung der Blitzleuchte 10 notwen¬ dig. Diese ist in Form eines Blockschaltbilds in FIG 2 ge¬ zeigt und die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf die wesentlichen Unterschiede zu der Schaltung in FIG 1. Die Filterung mittels des Filters 18, die Spannungswandlung mittels des Spannungswandlers 20 und die Funktion des Speicherkonden¬ sators 22 als Energiespeicher entspricht dem, was zuvor im Zusammenhang mit FIG 1 beschrieben wurde, so dass zur Vermei- dung unnötiger Wiederholungen auf die entsprechende Beschrei¬ bung dort verwiesen wird.
Im Gegensatz zu einer Blitzröhre 12 sind LEDs 12' deutlich empfindlichere Bauteile, die nur innerhalb enger Grenzen be- trieben werden dürfen. Wenn beispielsweise eine Gruppe von zehn in Serie geschalteter LEDs 12' verwendet wird, beträgt die gesamte Flussspannung der LED-Gruppe etwa 34 V. Diese ist in geringem Umfang von der Temperatur und dem Strom abhängig, ist aber im Wesentlichen gegeben. Der Strom wird bei etwa 300 mA liegen, so dass die von den LEDs 12' aufgenommene Leistung 10,2 W beträgt.
Ein zulässiger Strom darf nicht überschritten werden, weil ansonsten die LEDs 12' beschädigt oder sogar zerstört werden können. Der Strom muss aber erreicht werden, um die geforderte Helligkeit zu erzielen. Als lichtgebende Elemente einer Blitzleuchte 10 fungierende LEDs 12' werden deshalb üblicher¬ weise mit einer elektronischen Stromquelle 28 betrieben. Sie wird aus dem Speicherkondensator 22 mit einer Spannung ge- speist, welche deutlich über der Flussspannung der LEDs 12' liegt. Die Stromquelle 28 gibt den geforderten Strom bei der Spannung ab, die von den LEDs 12' im vorliegenden Betriebszustand gefordert wird. Eine solche Stromquelle 28 wird übli- cherweise mit Hilfe einer integrierten Schaltung aufgebaut. Hierzu ist die Schaltung LM3421 des Unternehmens Texas In¬ struments gut geeignet. Wenn zwischen dem Speicherkondensator 22 und den LEDs 12' eine Stromquelle 28 vorhanden ist, kann die Ladespannung grund¬ sätzlich beliebig hoch gewählt werden. Eine hohe Spannung ist vorteilhaft, weil ein Speicherkondensator 22 in Form eines Elektrolytkondensators mit einer hohen Nennspannung bei gege- benem Volumen - und damit auch bei einem bestimmten Preis - mehr Energie speichern kann. Die Ladespannung ist aber nach oben durch die zulässige Spannung der Stromquelle 28 be¬ schränkt. Im Fall einer mittels der Schaltung LM3421 reali¬ sierten Stromquelle 28 ist sie auf etwa 60 V beschränkt. Die minimal erforderliche Spannung ist durch die LEDs 12' gege¬ ben. Im erwähnten Beispiel muss sie am Eingang der Stromquelle 28 deutlich über der Flussspannung der LEDs 12' von 34 V liegen. Es kann somit von einer minimalen Ladespannung im Bereich von etwa 40 V ausgegangen werden.
Ein typischer Wert für die Kapazität des Speicherkondensators 22 ist 1*000 yF. Wenn der Speicherkondensator 22 auf 60 V aufgeladen wird, ist die Energie 1,8 Ws . Wenn der Speicherkondensator 22 auf 40 V entladen wird, verbleiben 0,8 Ws, so dass an die Stromquelle 28 1,0 Ws abgegeben werden kann. Das ist deutlich weniger als im Beispiel der Blitzröhre 12 mit 4,375 Ws . Weil LEDs 12' allerdings einen wesentlich höheren Wirkungsgrad haben als eine Blitzröhre 12, kann die kleinere Energiemenge zulässig sein.
Der Entladevorgang des Speicherkondensators 22 kann im Falle einer Blitzleuchte 10 mit LEDs 12' sehr einfach beendet wer¬ den. Die integrierte Schaltung LM3421 besitzt dafür einen Steuereingang, mittels dessen die Stromquelle ein- und ausge- schaltet werden kann.
Man wird den Speicherkondensator 22 unabhängig von der gewünschten Helligkeit vorzugsweise auf die höchstmögliche Spannung aufladen, da so der Wirkungsgrad der Stromquelle 28 am besten ist.
In der Darstellung in FIG 3 ist der Spannungswandler 20 in einer Ausführungsform als Aufwärtswandler zusammen mit dem ausgangsseitig angeschlossenen Speicherkondensator 22 ohne die restlichen Funktionseinheiten der Blitzleuchte 10 (FIG 1, FIG 2) als Vierpol gezeigt. Ein Aufwärtswandler verwendet üb¬ licherweise eine Induktivität 30 als zentrales Element. Er funktioniert in zwei Phasen. In einer ersten Phase ist die Induktivität 30 durch Schließen eines Schalters 32 (unter Kontrolle der Steuereinheit 26) mit der Eingangsspannung ver¬ bunden. Es fließt ein Strom, der ungefähr linear mit der Zeit ansteigt, und zwar mit di/dt = U /L. U ist die angelegte Spannung und somit die Spannung an der Zuleitung 16 abzüglich von möglicherweise vorhandenen Verlusten. Die Energie in der Induktivität 30 ist am Ende des Ladevorgangs E = LI2/2. Übli¬ cherweise wird eine Induktivität 30 mit einem Ferritkern ver¬ wendet. Dieser Kern geht bei einem bestimmten Strom - und da- mit einem bestimmten resultierenden Magnetfeld - in die Sättigung. Die magnetische Feldstärke kann nicht über die Sätti¬ gungsfeldstärke ansteigen. Wenn der Strom weiter erhöht wird, wird die zugeführte Leistung in Wärme umgewandelt und ist verloren. Für die Induktivität 30 ist somit der Strom, bei dem Sättigung eintritt, von großer Bedeutung. Die Wicklung der Induktivität 30 ist üblicherweise so dimensioniert, dass sie dauernd mit diesem Strom belastet werden kann. Die Be¬ lastbarkeit der Wicklung ist aber im Allgemeinen von geringerer Bedeutung, da der Strom nicht dauernd fließt.
Für einen optimierten Betrieb einer Blitzleuchte 10 wird man bestrebt sein, den Strom in der Induktivität 30 so groß zu machen, dass beinahe Sättigung eintritt. In diesem Fall wird die Induktivität 30 bestmöglich ausgenutzt und ein in dieser Weise betriebener Spannungswandler 20 ist mit einer vergleichsweise kleinen Induktivität 30, insbesondere einer kleinstmöglichen Induktivität 30, und damit preisgünstigen bzw. preisgünstigsten Induktivität 30 realisierbar. Nachdem der maximale Strom in der Induktivität 30 erreicht wurde und somit das Magnetfeld seine maximale Stärke erreicht hat, wird der Schalter 32 aufgrund eines entsprechenden Steuersignals von der Steuereinheit 26 geöffnet. Gemäß der Bezie- hung U = L di/dt, die das Verhalten der Induktivität 30 be¬ schreibt, kann der Strom nicht augenblicklich auf Null zurückgehen, da ansonsten die Spannung unendlich groß würde. Vielmehr wird sich eine Spannung aufgrund der Umstände einstellen und der Strom entsprechend dieser Spannung abfallen. In einem Aufwärtswandler gibt man der Induktivität 30 die
Möglichkeit, über eine Diode 34 Strom in eine Last, im Falle einer Blitzleuchte 10 in den Speicherkondensator 22, fließen zu lassen.
Ein typischer Wert der Induktivität 30 ist 100 μΗ und ein ty¬ pischer zulässiger Strom ist 1,0 A. Bei einer Eingangsspannung von 24 V steigt der Strom mit di/dt = U/L = 24 V/100 μΗ = 240 A/ms an. Der maximal zulässige Wert ist nach 4,2 ys er¬ reicht. Die Energie in der Induktivität 30 beträgt dann
50 yWs . Mit dem Öffnen des Schalters 32 wird die Energie von der Induktivität 30 in den Speicherkondensator 22 verlagert. Die momentane Spannung über dem Speicherkondensator 22 (und der Induktivität 30) betrage in dem hier betrachteten Be¬ triebszustand 200 V. Der nach dem Öffnen des Schalters 32 von der Induktivität 30 getriebene Strom fällt mit di/dt = U/L = 200 V/100 μΗ = 2 '000 A/ms ab. Der Strom wird somit nach
0,5 ys Null sein. Theoretisch könnte somit nach 5,2 ys ein neuer Ladevorgang beginnen. In der Praxis lässt man aber der Induktivität 30 noch etwas Zeit, um auszuschwingen . Im ange¬ gebenen Beispiel kann eine Schaltfrequenz von 100 kHz gewählt werden, so dass der nächste Ladevorgang nach 10 ys beginnt. Die aufgenommene Leistung ist 100 kHz · 50 yWs = 5 W. Die ab¬ gegebene Leistung ist aufgrund der Verluste etwas kleiner. Bezüglich der nachfolgend skizzierten Abschätzung der zu erwartenden Verluste beim Betrieb der Blitzleuchte 10 zeigt die Darstellung in FIG 4 die wesentlichen Elemente des als Aufwärtswandler ausgeführten Spannungswandlers 20 sowie die da- mit jeweils verbundenen, Verluste verursachenden parasitären Elemente .
Die Induktivität 30 umfasst eine ideale, verlustfrei angenom- mene Induktivität 36, in Serie dazu einen Widerstand 38 sowie parallel zu dieser Serienschaltung einen Kondensator 40. Der Widerstand 38 bildet zumindest den ohmschen Widerstand der Wicklung der Induktivität 30 nach. Es gibt aber weitere Ver¬ lustquellen, die ebenfalls in diesem Widerstand 38 zusammen- gefasst werden können. Die Kapazität des Kondensators 40 ergibt sich, weil in der Wicklung viele Drähte vorhanden sind, welche nahe beieinander liegen und nur durch dünne Die¬ lektrika getrennt sind. Es sind somit gewissermaßen viele kleine Kondensatoren vorhanden, die im Kondensator 40 zusam- mengefasst werden.
Als Induktivität 30 kommt für die Blitzleuchte 10 eine Induk¬ tivität 30 des Typs RLB9012-101KL des Unternehmens Bourns Inc. in Betracht. Diese hat nach Datenblatt folgende Eigen- schaffen:
Induktivität: 100 μΗ ± 10 %
Ohmscher Widerstand: 0.28 Ω max
Resonanzfrequenz: 3.70 MHz min
Parasitäre Kapazität: 18.5 pF
Gleichstrombelastbarkeit: 1.4 A max
Der zulässige Strom ist mit 1,4 A höher als der weiter oben angegebene typische Wert von 1,0 A. In der Folge werden die Induktivität 30 größer und die Kosten höher sein, aber der Wirkungsgrad wird besser.
Der Wert der Kapazität des Kondensators 40 kann aus der Reso¬ nanzfrequenz f leicht berechnet werden
(C = 1/4 n 2 f 2 L) .
Als Schalter 32 zum Betreiben des Spannungswandlers 20 wird zum Beispiel ein im Folgenden mitunter nur kurz als Transis- tor 42 bezeichneter N-Kanal MOS-FET verwendet. Eine Verwendung anderer Transistoren ist ebenso denkbar. Der jeweilige Transistor 42 weist einen Serienwiderstand 44 und eine Paral¬ lelkapazität 46 auf. Ein als Schalter 32 fungierender MOS-FET des Typs FET IRF740 hat die folgenden Eigenschaften:
Widerstand zwischen Drain und Source im eingeschalteten Zustand: 0.55 Ω max
Kapazität zwischen Drain und Source: 170 pF typ
Drainstrom: 10 A max
Spannung zwischen Drain und Source: 400 V max
Der zulässige Strom beträgt 10 A und ist damit sehr viel grö¬ ßer als dies aufgrund des tatsächlichen maximalen Stromes nö- tig zu sein scheint. Der Transistor 42 ist aber keineswegs überdimensioniert. Wenn ein weniger leistungsfähiger Transistor 42 verwendet wird, sind zwar die Kosten geringer, der Wirkungsgrad ist aber ebenfalls deutlich reduziert. Bei der Diode 34 am Ausgang des Spannungswandlers 20 handelt es sich zum Beispiel um eine Schottky-Diode . Die Verluste in der Diode 34 sind verhältnismäßig gering und werden hier nicht berücksichtigt. Wenn allerdings eine ungeeignete Diode 34 verwendet wird, können die Verluste sehr groß werden.
In der Abschätzung der Verluste wird angenommen, dass der Widerstand 38 der Induktivität 30 und der Widerstand 44 des Schalters 32 in Serie geschaltet sind. Ebenfalls wird ange¬ nommen, dass die Kapazität 40 der Induktivität 30 und die Ka- pazität 46 des Schalters 32 parallel geschaltet sind, obwohl die eine Kapazität 40 auf die positive Eingangsspannung und die andere Kapazität 46 auf die Masse bezogen sind.
Der Verlust im resultierenden Gesamtwiderstand R als Funktion des momentanen Stroms I±nst ist:
P = T 2 · P.
rRinst inst Der von der Eingangsspannung Uin abhängige momentane Strom ist :
!inst = t · Uin/L
Die für den Ladevorgang benötigte Zeit ist: T = Imax / di/dt = L · Imax / Uin
Der aufgrund des Gesamtwiderstands resultierende Energiever¬ lust ist:
ER = PLinst dt = !inst2 " R dt = J0 T t2 R Uin L* dt
Des Weiteren gilt: 0 t2 · R · Uin 2/L2 dt = 1/3 3 · R · Uin 2/L2 = ER
Die meisten Verluste werden in der Ladephase entstehen. In der Entladephase sind die Ströme ähnlich. Die Entladephase dauert aber wesentlich weniger lange. Somit können die Verluste in der Entladephase vernachlässigt werden.
Am Ende der Ladephase verbleibt eine Ladung auf der parasitä¬ ren Kapazität 40. Die entsprechende Energie könnte mit einer geeigneten Schaltung teilweise zurückgewonnen werden. Weil der Aufwand verhältnismäßig groß ist, wird man in kleinen Aufwärtswandlern darauf verzichten. Die verbleibende, und so¬ mit verlorene Energie ist:
Ec = ^ Uout 2 · C
Die Verluste hängen vom Betriebszustand ab. Es wird angenom¬ men, dass dieser besonders ungünstig ist, indem die Eingangs¬ spannung Uin lediglich 12 V beträgt. Die Ladezeit T beträgt bei 12 V Eingangsspannung 8,33 ys, statt 4,2 ys bei 24 V, der gesamte Widerstand R ist 0,28 Ω + 0,55 Ω = 0,83 Ω. Wir erin¬ nern uns, dass die Induktivität 100 μΗ ist. Die momentane Ausgangsspannung Uout des Aufwärtswandlers und damit die am Speicherkondensator 22 anliegende Spannung sei 200 V. Die ge- samte Kapazität ist 18,5 pF + 170 pF = 185,5 pF. Der Strom, der am Ende des Ladezyklus erreicht werden soll, beträgt 1, 0 A.
Somit können die Verluste innerhalb eines Ladezyklus wie folgt berechnet werden:
T 8.33 ys
R 0.83 Ω
Um 12 V
L 100 μΗ
ER 2,3 yWs
U0ut 200 V
c 188 pF
EC 3.8 yWs
Figure imgf000016_0001
Man wird sich erinnern, dass am Ende des Ladezyklus 50 yWs Energie in der Induktivität 30 vorhanden sind. Die abge¬ schätzten Verluste sind etwas mehr als 12 % davon, allerdings bei einem ungünstigen Betriebszustand. Die tatsächlichen Verluste werden noch etwas höher sein, weil einige Ursachen nicht berücksichtigt wurden. Beispielsweise werden durch die Ummagnetisierung im Ferrit weitere Verluste auftreten. Die Verluste in den parasitären Widerständen 38, 44 und in den parasitären Kapazitäten 40, 46 sind in einem zweckmäßig dimensionierten Spannungswandler 20 jeweils ähnlich groß. Man wird annehmen können, dass der Spannungswandler 20 in der gezeigten Dimensionierung nicht allzu weit vom Optimum entfernt ist. Wenn als Schalter 32 ein kleinerer FET 42 verwendet wird, ist dessen parasitäre Kapazität 46 kleiner, so dass die darin verbleibende Energie kleiner wird. Der parasitäre Wi¬ derstand 44 des FETs 42 wird aber größer, so dass die hier entstehenden Verluste größer sind. Es ist somit anzunehmen, dass die Schaltung noch etwas weniger Verluste aufweist, wenn ein im Vergleich zum IRF740 etwas kleinerer FET 42 verwendet wird .
Bei dem hier beschriebenen Ansatz wird für den optimierten Betrieb der Blitzleuchte 10 davon ausgegangen, dass der Spannungswandler 20 so dimensioniert wurde, dass in einem typi¬ schen Betriebszustand annähernd die bestmöglichen Eigenschaf- ten erreicht werden. Auf dieser Basis wird hier aufgezeigt, wie der Wirkungsgrad verbessert werden kann, wenn der Spannungswandler 20 ausserhalb des typischen Betriebszustandes betrieben wird. Die Darstellung in FIG 5 zeigt den zeitlichen Spannungsverlauf über dem Speicherkondensator 22. Es wird angenommen, dass die Blitzleuchte 10 als lichtgebendes Element eine
Blitzröhre 12 verwendet, dass der Speicherkondensator 22 auf 300 V geladen wird und dass der Lichtbogen in der Blitzröhre 12 erlischt, wenn die Spannung unterhalb von 50 V fällt.
Der zeitliche Ablauf kann in vier Phasen unterteilt werden. In einer ersten Phase TL wird der Speicherkondensator 22 geladen (der Schalter 32 ist während der ersten Phase (Ladepha- se) TL periodisch mit der Schaltfrequenz f des Spannungswandlers 20 und der Einschaltdauer ED geschlossen und wird bei jeder weiteren ersten Phase TL wieder periodisch geschlossen) . Es besteht keine völlige Gewissheit, wann diese Phase beendet wird. Somit wird zwischen dem Ende dieser ersten Pha- se TL und dem Zünden des Blitzes als zweite Phase TW1 eine Wartephase angefügt. In einer dritten Phase TB wird die
Blitzröhre 12 gezündet und der Speicherkondensator 22 wird in kurzer Zeit entladen. Danach wird in einer weiteren, vierten Phase TW2 gewartet, bis sich die Spannungen stabilisiert ha- ben. Es wäre falsch, bereits während des Blitzes oder unmit¬ telbar danach den Spannungswandler 20 wieder einzuschalten (den Schalter 32 periodisch zu schließen) , da in der Folge sogenannter Afterglow entstehen kann, das heisst, dass als Folge der in der Blitzröhre 12 immer noch vorhandenen Ladungsträger ein unerwünschter Strom fließen kann. Der Schalter 32 ist also in den drei Phasen TW1, TB, und TW2 dauernd offen .
Die gesamte Zeit zwischen zwei aufeinander folgenden Blitzen entspricht der Summe der vier Phasen TL, TW1, TB, TW2. Im Falle der üblichen Blitzfrequenz von 1 Hz ist diese Zeit 1.0 sec (eine Sekunde) .
Die zweite Phase TW1 und die vierte Phase TW2 sollten mög¬ lichst kurz gehalten werden, da während dieser Zeit kein Strom aus der Leitung 14 bezogen wird. Die Leitung 14 wird somit nicht in der bestmöglichen Weise ausgenutzt. Die Dauer der dritten Phase TB ergibt sich aus den Eigenschaften der Blitzröhre 12 und ist üblicherweise deutlich kleiner als 1 ms. Die Dauer der ersten Phase TL sollte so lang wie mög¬ lich gemacht werden, um die Leitung 14 möglichst gut auszu¬ nutzen .
Man beachte, dass der Spannungswandler 20 nur über den Eingang des FETs 42 beeinflusst wird (mittels Steuersignalen von der Steuereinheit 26) und nicht über eine Messung des Stroms in der Induktivität 30, so wie dies in der US 4,687,081 ge- zeigt ist und häufig angewendet wird. Die Einflussmöglichkeit zur Optimierung ist demnach darauf beschränkt, den FET 42 über dessen Gate-Anschluss in bestmöglicher Weise anzusteuern . Wenn ein Spannungswandler 20 für die Verwendung in einer
Blitzleuchte 10 mit höchstmöglichem Wirkungsgrad gebaut wer¬ den soll, müssen einige Parameter bekannt sein, nämlich insbesondere die Eingangsspannung, die Spannung am Ausgang und damit über dem Speicherkondensator 22, und die abzugebende Energiemenge. Es ist auch nötig, die Eigenschaften der Bau¬ teile zu kennen, wobei die Induktivität 30 und der üblicher¬ weise als Schalter 32 verwendete N-Kanal MOS-FET 42 von be¬ sonderer Bedeutung sind. Wenn alle gewünschten Informationen vorliegen, kann festgelegt werden, mit welcher Wiederholfrequenz der Transistor 42 zum Leiten gebracht wird und wie lange er leitet und so das Magnetfeld in der Induktivität 30 aufgebaut wird. Die Entladephase, also die Zeit, in der das Magnetfeld wieder abgebaut und die Energie in den Speicher¬ kondensator 22 übergeleitet wird, kann dagegen nicht beein- flusst werden.
Im einfachsten Fall sind die drei Parameter, nämlich Ein- gangsspannung, Ausgangsspannung und abgegebene Energiemenge, konstant. Es ist nun möglich, die Ansteuerung des Transistors 42 festzulegen und zu optimieren, wobei rechnerische und ex¬ perimentelle Methoden möglich sind. Bei einem Spannungswand¬ ler 20 zur Verwendung in einer Blitzleuchte 10 ist diese Vo- raussetzung aber nicht gegeben. Zum einen ist einer der Parameter, nämlich die abzugebende Energiemenge, von der ge¬ wünschten Helligkeit abhängig und kann eingestellt werden. Zum anderen ergibt sich der zweite Parameter, nämlich die Spannung am Eingang des Spannungswandlers 20, durch die Um- stände und ist nur im günstigsten Fall während der ganzen
Ladezeit konstant. Schließlich verändert sich der dritte Pa¬ rameter, nämlich die Spannung am Ausgang und damit am Speicherkondensator 22, während des Ladevorgangs von einem minimalen zu einem maximalen Wert.
Viele Spannungswandler 20 arbeiten mit einer konstanten Frequenz des Signals, mit dem der Transistor 42 mittels der Steuereinheit 26 angesteuert wird. Solche Spannungswandler 20 berücksichtigen eine sich verändernde Eingangsspannung, indem sie die Einschaltdauer so anpassen, dass die Energie in der Induktivität 30 gerade den maximal zulässigen Wert erreicht und somit keine Sättigung eintritt. Ein Spannungswandler 20 dieses Typs muss so dimensioniert werden, dass er die größt¬ mögliche benötigte Leistung abgeben kann, so dass der Spei- cherkondensator 22 innerhalb der zulässigen Zeit zwischen zwei Blitzen vollständig aufgeladen wird. Wenn eine kleinere Intensität der Blitzleuchte 10 eingestellt wird, ist die be¬ nötigte Energie zwar kleiner, die abgegebene Leistung bleibt aber gleich, so dass der Speicherkondensator 22 in kürzerer Zeit aufgeladen wird. Die Folge ist, dass die Leitung 14, über welche die Energie zugeführt wird, nicht gleichmäßig be¬ lastet wird, so dass deren Übertragungskapazität nicht in bestmöglicher Art ausgenutzt wird.
Es ist möglich, die gewünschte Intensität des von der Blitz¬ leuchte 10 abgegebenen Lichtsignals und damit die abgegebene Leistung zu berücksichtigen, indem entweder die Einschaltdau- er reduziert wird, so dass in jedem Zyklus eine kleinere
Energiemenge in der Induktivität 30 gespeichert wird, oder indem die Frequenz des Spannungswandlers 20 verringert wird.
Der Wirkungsgrad ist ebenfalls von der Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 abhängig, die sich aber während des La¬ devorgangs dauernd verändert. Es ist kein Spannungswandler 20 bekannt, welcher die momentane Spannung an seinem Ausgang berücksichtigt. Ebenso ist kein Spannungswandler 20 bekannt, welcher die drei Parameter Eingangsspannung, momentane Aus- gangsspannung und abzugebende Energiemenge gleichzeitig be¬ rücksichtigt, um die Schaltfrequenz und die Einschaltdauer des Spannungswandlers 20 in bestmöglicher Weise festzulegen.
Mit der hier vorgelegten Beschreibung wird ein Spannungswand- 1er 20 vorgeschlagen, welcher die drei erwähnten Parameter
(Eingangsspannung, momentane Ausgangsspannung und abzugebende Energiemenge) berücksichtigt, insbesondere ein Spannungswand¬ ler 20, welcher regelmäßig, insbesondere in jedem
Wandlerzyklus, die Schaltfrequenz f sowie eine Einschaltdauer ED des Transistors 42 in bestmöglicher Weise festlegt. Ein Wandlerzyklus beginnt, wenn der Transistor 42 eingeschaltet wird, und endet, wenn der gleiche Transistor 42 am Beginn des nächstfolgenden Wandlerzyklus wieder eingeschaltet wird. Die Länge des Wandlerzyklus ist somit der Kehrwert der
Wandlerfrequenz. Unter Annahme einer typischen
Wandlerfrequnez von 100 kHz ist die Länge des Wandlerzyklus 10 ys . Die Länge eines typischen Wandlerzyklus wurde früher zu 4,2 ms berechnet, so dass in einem Ladezyklus 420 Wandlerzyklen stattfinden. Wenn in jedem Wandlerzyklus die Parameter f und ED neu berechnet werden, sind somit in einem Ladezyklus 420 Rechenvorgänge nötig. Es kann aber auch genü¬ gen, innerhalb eines Ladezyklus mehrmals die bestmöglichen Parameter zu bestimmen, so dass die Parameter während einiger aufeinander folgender Wandlerzyklen gleich bleiben.
Spannungswandler in der üblichen Bauform, jedoch ohne die obenstehend beschriebene Optimierung der Parameter, müssen die Eingangsspannung, die Spannung über dem Speicherkondensator und die abzugebende Energiemenge kennen, um in zweckmäßi¬ ger Form funktionieren zu können. Die vorgeschlagene Optimie¬ rung der Parameter ergibt somit keinen zusätzlichen Aufwand an Hardware. Allerdings steigt der während der Ladephase er- forderliche Rechenaufwand an. Zeitgemäße Steuerrechner sind aber so leistungsfähig, dass dieser zusätzliche Aufwand nicht von Bedeutung ist.
Grundsätzlich besteht die Möglichkeit, aufgrund der drei er- wähnten Parameter sowie der Eigenschaften der Induktivität 30 und des Transistors 42 die Schaltfrequenz f und die Ein¬ schaltdauer ED zu berechnen. Diese Rechnung ist aber extrem aufwändig. Erschwerend kommt hinzu, dass die Eigenschaften der Bauteile nur mit ungenügender Genauigkeit bekannt sind. Auch im Rahmen einer grundsätzlich möglichen Simulation, welche die Funktion des Spannungswandlers 20 nachbildet, ist die angestrebte Optimierung kaum möglich, denn die Genauigkeit einer solchen Simulation ist begrenzt und der Aufwand ist sehr hoch.
In einem wirtschaftlich herzustellenden Spannungswandler 20 sind vereinfachte Methoden zur Bestimmung der optimalen
Schaltfrequenz f und Einschaltdauer ED nötig. Hierzu werden drei grundsätzlich gleichwertige Methoden vorgeschlagen.
In einer ersten Ausführungsform wird ein Prototyp des Spannungswandlers 20 aufgebaut und der Wirkungsgrad durch Verän¬ dern der Schaltfrequenz f und der Einschaltdauer ED opti- miert. Die drei Parameter Eingangsspannung, Ausgangsspannung und abzugebende Energiemenge werden in systematischer Weise verändert und für jede Kombination die bestmögliche Schalt¬ frequenz f und Einschaltdauer ED bestimmt. Für jeden der zwei Parameter Eingangsspannung und Ausgangsspannung werden zum Beispiel sechzehn Werte aufgenommen, so dass sich 256 Kombi¬ nationen (162) ergeben. Für den Parameter abzugebende Energiemenge genügen in einer Blitzleuchte der üblichen Art vier Werte, so dass schließlich 162 · 4 = 1'024 Kombinationen mög- lieh sind. Der Vorgang der Ermittlung dieser Werte kann automatisiert werden, so dass sich der Umstand, dass die Ermitt¬ lung zeitaufwändig ist, relativiert. Zudem muss die Ermitt¬ lung dieser Werte nur einmal ausgeführt werden. Das Ergebnis wird in einer Festwerttabelle (Lookup-Tabelle) , zum Beispiel einer Festwerttabelle mit 1'024 Einträgen zu 8 oder 16 bit, oder dergleichen in der Steuereinheit 26 der Blitzleuchte 10 abgelegt .
Dazu zeigt die Darstellung in FIG 6 in symbolischer Form den Inhalt einer solchen Tabelle 48. Mit Uin(l) bis Uin(k), Uout(l) bis U0ut (m) sowie E (1) bis E (n) sind die angenommenen Werte für die Eingangsspannung υ±η, die Ausgangsspannung Uout und die jeweils vorgegebene abzugebende Energiemenge zum Erhalt der gewünschten Lichtleistung der Blitzleuchte 10 bezeichnet. Zu jedem aufgenommenen Werttupel gehört eine in der Tabelle 48 in derselben Zeile gespeicherte bestmögliche Schaltfre¬ quenz f und Einschaltdauer ED. Die Tabelle 48 ist zum Beispiel in einem Speicher (nicht gezeigt) der Steuereinheit 26 hinterlegt. Beim Betrieb der Blitzleuchte 10 wird anhand der jeweiligen tatsächlichen Werte für die Eingangsspannung υ±η, die Ausgangsspannung Uout sowie die jeweils vorgegebene ge¬ wünschte Lichtleistung die Zeile der Tabelle 48 mit den nächstliegenden Werten ermittelt und dort wird die für diese Werte der Parameter hinterlegte Schaltfrequenz f und Ein- schaltdauer ED ausgelesen. Die Steuereinheit 26 erzeugt da¬ raufhin ein Steuersignal zur Ansteuerung des Schalters 32 des Spannungswandlers 20 mit dieser Schaltfrequenz f und einer Pulsbreite entsprechend der Einschaltdauer ED. Die Steuerein- heit 26 gibt dieses Steuersignal an den Schalter 32 des Span¬ nungswandlers 20 aus und beaufschlagt entsprechend den Span¬ nungswandler 20 mit der jeweils ausgelesenen Schaltfrequenz f und der ebenfalls ausgelesenen Einschaltdauer ED.
In einer zweiten Ausführungsform werden die bestmöglichen Werte für die Schaltfrequenz f und Einschaltdauer ED bestimmt, wenn die drei Parameter ihre Grenzwerte annehmen oder in der Nähe der Grenzwerte liegen. Es sind insgesamt acht Kombinationen möglich. Wenn die Parameter innerhalb dieses
Bereichs liegen, wird die Schaltfrequenz f und die Einschalt¬ dauer ED durch eine mittels der Steuereinheit 26 durchgeführte lineare Interpolation bestimmt. Dazu zeigt die Darstellung in FIG 7 in symbolischer Form den Inhalt einer solchen Tabelle 48. Mit UiNmin und UiNmax, U0uTmin und UouTmax sowie Emin und Emax sind die jeweiligen Minimal- und Maximalwerte für die Eingangsspannung υ±η, die Ausgangsspan¬ nung Uout und die jeweils zum Erhalt der gewünschten Licht- leistung der Blitzleuchte 10 vorgegebene abzugebende Energie¬ menge bezeichnet. Zu jedem Werttupel gehören in der Tabelle 48 in derselben Zeile gespeicherte Werte für die Schaltfre¬ quenz f und die Einschaltdauer ED. Diese Werte können beispielsweise als fmin/min/min/ EDmin/min/min, fmax/min/min usw. bezeichnet werden
Auch eine solche Tabelle 48 ist zum Beispiel in einem Spei¬ cher der Steuereinheit 26 hinterlegt.
Beim Betrieb der Blitzleuchte 10 werden anhand der jeweiligen tatsächlichen Werte für die Eingangsspannung υ±η, die Aus¬ gangsspannung Uout sowie die jeweils vorgegebene abzugebende gewünschte Energiemenge die Werte der Schaltfrequenz f und der Einschaltdauer ED mit linearer Interpolation bestimmt.
Die Interpolation kann in der Weise durchgeführt werden, die sich bestmöglich für das Rechenwerk des verwendeten Steuer- rechners der Steuereinheit 26 eignet. Beispielsweise kann die Interpolation in folgender Weise ausgeführt werden.
1. Schritt
Die Ausgangsgröße f wird gleich dem optimalen Wert für die minimalen Werte von Eingangsspannung, Ausgangsspannung und abzugebender Energiemenge gesetzt, so dass gilt:
f — fmin/min/min
2. Schritt
Die Abhängigkeit von der Eingangsspannung wird berücksichtigt, indem zuerst die Steigung bestimmt wird:
( fmax/min/min fmin/min/min ) / ( u INmax U INmin I
Die optimale Schaltfrequenz wird durch die Multiplikation der Eingangssspannung Um mit der Steigung bestimmt und zu der Schaltfrequenz fmin/min/min hinzugefügt, so dass sich ergibt: f — fmin/min/min
+ Uin ( fmax/min/min fmin/min/min ) / ( u INmax U INmin I
Es ist zu beachten dass die Steigung auch negativ sein kann.
3. Schritt
Die Abhängigkeit von der Ausgangsspannung wird berücksichtigt, indem wiederum die Steigung berechnet wird:
( fmin/max/min — fmin/min/min ) / ( Uouimax —Uouimin )
Die Ausgangsspannung wird mit der Steigung multipliziert und zu dem vorher berechneten Wert der Schaltfrequenz hinzuge- fügt : f — fmin/min/min
+ Uin ( fmax/min/min fmin/min/min ) / ( u INmax U INmin I Uout ( fmin/max/min fmin/min/min ) / ( UOUT ':max
4. Schritt Die gewünschte abzugebende Energiemenge E wird in gleicharti¬ ger Weise berücksichtigt: f = f min/min/min +
Figure imgf000025_0001
Es sind auch andere, gleichwertige Rechenverfahren möglich, insbesondere wenn der Wunsch besteht, auf Divisionen zu ver- ziehten.
5. Schritt
Die optimale Einschaltdauer ED wird in gleichartiger Weise wie die optimale Schaltfrequenz f bestimmt.
Wenn die Werte der optimalen Schaltfrequenz f und Einschaltdauer ED in stark nichtlinearer Weise von den Eingangsgrößen abhängen, kann die lineare Interpolation zu großen Fehlern führen. Eine Interpolation höherer Ordnung führt zu besseren Ergebnissen. Allerdings genügt es nun nicht mehr, lediglich die optimalen Parameter bei den Extremwerten oder in der Nähe der Extremwerte der Eingangsgrößen anzugeben, sondern es sind auch Stützstellen innerhalb des Wertebereichs nötig. Es ist somit eine Tabelle erforderlich, die derjenigen ähnelt, die in FIG 6 gezeigt wird, die aber weniger Werte enthält.
Die zu verwendenden Verfahren sind wesentlich komplizierter als im Falle der linearen Interpolation. Es ist nicht nötig, sie hier in allen Einzelheiten zu beschreiben, da sie dem Fachmann grundsätzlich bekannt sind.
Mit den bestimmten optimalen Werten für die Schaltfrequenz f und die Einschaltdauer ED erzeugt die Steuereinheit 26 da¬ raufhin ein Steuersignal zur Ansteuerung des Schalters 32 des Spannungswandlers 20 mit dieser Schaltfrequenz f und einer Pulsbreite entsprechend der Einschaltdauer ED. Die Steuerein- heit 26 gibt dieses Steuersignal an den Schalter 32 des Span¬ nungswandlers 20 aus und beaufschlagt entsprechend den Span¬ nungswandler 20 mit der jeweils ausgelesenen Schaltfrequenz f und der ebenfalls ausgelesenen Einschaltdauer ED. In einer dritten Ausführungsform wird ein vollständiges oder vereinfachtes Gleichungssystem zur Bestimmung der optimalen Schaltfrequenz f und Einschaltdauer ED in Abhängigkeit von den drei Parametern verwendet. Dieses Gleichungssystem wird genügend häufig mittels der Steuereinheit 26 gelöst, insbe- sondere in jedem Zyklus des Spannungswandlers 20 oder wenigs¬ tens in einigen wenigen Zyklen neu gelöst. Das Gleichungssys¬ tem ist zusammen mit einer Funktionalität zum Lösen des Glei¬ chungssystems zum Beispiel in einem Speicher der Steuereinheit 26 hinterlegt. Beim Betrieb der Blitzleuchte 10 wird an- hand der jeweiligen tatsächlichen Werte für die Eingangsspannung Uin, die Ausgangsspannung Uout sowie die jeweils vorgege¬ bene gewünschte Lichtleistung das Gleichungssystem gelöst, woraufhin die Steuereinheit 26 ein Steuersignal zur Ansteue¬ rung des Schalters 32 des Spannungswandlers 20 mit der je- weils resultierenden Schaltfrequenz f und einer Pulsbreite entsprechend der resultierenden Einschaltdauer ED erzeugt. Die Steuereinheit 26 gibt dieses Steuersignal an den Schalter 32 des Spannungswandlers 20 aus und beaufschlagt entsprechend den Spannungswandler 20 mit der jeweils berechneten Schalt- frequenz f und der ebenfalls berechneten Einschaltdauer ED.
Die drei angegebenen Verfahren legen die Schaltfrequenz f des Spannungswandlers 20 und die Einschaltdauer ED des Transis¬ tors 42 in bestmöglicher Weise so fest, dass der Speicherkon- densator 22 gerade am Ende der zulässigen Zeit die erforderliche Spannung aufweist. Der Spannungswandler 20 wird mittels der Steuereinheit 26 mit den jeweils resultierenden Werten beaufschlagt, indem die Steuereinheit 26 zur Ansteuerung des Schalters 32 des Spannungswandlers 20 ein Steuersignal mit der jeweiligen Schaltfrequenz f und einer die Einschaltdauer ED des Schalters 32 festlegenden Pulsbreite ausgibt. Es ist nicht zu verkennen, dass die drei vorgeschlagenen Verfahren eine notwendig beschränkte Genauigkeit aufweisen. Es ist daher möglich, dass der Speicherkondensator 22 bereits vor dem Ende der zulässigen Zeit aufgeladen ist oder dass er innerhalb dieser Zeit nicht vollständig aufgeladen wird.
Bei einer speziellen Realisierung des hier vorgeschlagenen Ansatzes kann daher bei jeder der drei beschriebenen Ausführungsformen eine zusätzliche Einrichtung vorgesehen sein, welche feststellt, ob der Speicherkondensator 22 innerhalb der dafür vorgesehenen Zeit, also innerhalb der Ladephase TL, vollständig aufgeladen wird. Falls dies nicht der Fall ist und der Ladevorgang entweder zu früh oder zu spät beendet wird, wird ein Korrekturwert berechnet. Dieser wird in einer Regelschleife verwendet, um beispielsweise den Wert der ge- wünschten Energie und in der Folge die Berechnung der Schalt¬ frequenz f und der Einschaltdauer ED so zu beeinflussen, dass der Speicherkondensator 22 möglichst genau zum Ende der Ladephase TL vollständig geladen ist. Die Berechnung des Korrek¬ turwerts erfolgt zum Beispiel mittels der Steuereinheit 26.
Obwohl die Erfindung im Detail durch das Ausführungsbeispiel näher illustriert und beschrieben wurde, -s-θ- ist die Erfindung nicht durch das oder die offenbarten Beispiele eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.

Claims

2 b Patentansprüche
1. Verfahren zum Betrieb einer Blitzleuchte (10), welche ein lichtgebendes Element (12, 12'), einen Spannungswandler (20) und ausgangsseitig des Spannungswandlers (20) einen als Ener¬ giespeicher fungierenden Speicherkondensator (22) umfasst, wobei zur optimierten Festlegung einer Schaltfrequenz und einer Einschaltdauer des Spannungswandlers (20) eine am Span¬ nungswandler (20) anliegende Eingangsspannung, eine am Aus- gang des Spannungswandlers (20) und damit die über dem Spei¬ cherkondensator (22) anliegende Spannung sowie schließlich eine vorgegebene oder vorgebbare abzugebende Energiemenge be¬ rücksichtigt werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zur optimierten Festlegung einer Schaltfrequenz und einer Einschaltdauer des Spannungswandlers (20) ein Prototyp oder ein Modell des Span¬ nungswandlers (20) verwendet wird,
- wobei die drei Parameter Eingangsspannung, Ausgangsspannung und abzugebende Energiemenge in systematischer Weise verän¬ dert werden und für jede Kombination die bestmögliche
Schaltfrequenz und Einschaltdauer bestimmt wird,
- wobei für jeden der drei Parameter eine vorgegebene oder vorgebbare Anzahl von Werten aufgenommen und in einer automatisch auswertbaren Tabelle (48) abgespeichert werden und
- wobei beim Betrieb der Blitzleuchte (10) anhand der jewei¬ ligen tatsächlichen Eingangsspannung, Ausgangsspannung sowie der vorgegebenen oder vorgebbaren abzugebenden Energiemenge anhand der Tabelle (48) die jeweils bestmögliche Schaltfrequenz und Einschaltdauer ausgewählt und der Spannungswandler (20) damit beaufschlagt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zur optimierten Festlegung einer Schaltfrequenz und einer Einschaltdauer des Span- nungswandlers (20) die bestmöglichen Werte für die Schaltfre¬ quenz und die Einschaltdauer bestimmt werden, wenn die drei Parameter Eingangsspannung, Ausgangsspannung und abgegebene Energiemenge ihre Grenzwerte annehmen oder in der Nähe der Grenzwerte liegen, und die resultierenden Werte in einer automatisch auswertbaren Tabelle (48) abgespeichert werden, und gegebenenfalls auch Stützwerte innerhalb dieses Bereichs ab¬ gespeichert werden, wobei beim Betrieb der Blitzleuchte (10) anhand einer jeweiligen tatsächlichen Eingangsspannung, Ausgangsspannung sowie der vorgegebenen oder vorgebbaren Leistung sowie anhand der Tabelle (48) durch Interpolation die jeweils bestmögliche Schaltfrequenz und Einschaltdauer ausge¬ wählt und der Spannungswandler (20) damit beaufschlagt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zur optimierten Festlegung einer Schaltfrequenz und einer Einschaltdauer des Spannungswandlers (20) ein vollständiges oder vereinfachtes Glei¬ chungssystem zur Bestimmung der optimalen Schaltfrequenz und Einschaltdauer in Abhängigkeit von den drei Parametern verwendet wird und wobei das Gleichungssystem beim Betrieb der Blitzleuchte (10) auf Basis der jeweiligen tatsächlichen Eingangsspannung, Ausgangsspannung sowie der vorgegebenen oder vorgebbaren Leistung zum Erhalt der jeweils bestmöglichen Schaltfrequenz und Einschaltdauer gelöst wird und der Spannungswandler (20) mit den resultierenden Werten beaufschlagt wird .
5. Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, wobei die bestmögli- che Schaltfrequenz und Einschaltdauer regelmäßig, insbesonde¬ re in jedem Wandlerzyklus oder in wenigstens einem Ladezyklus mehrmals, neu bestimmt wird
6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche,
- wobei ermittelt wird, ob der Speicherkondensator (22) innerhalb der Einschaltdauer vollständig aufgeladen wird,
- wobei ein Korrekturwert berechnet wird, wenn der Ladevor¬ gang entweder zu früh oder zu spät beendet wird,
- wobei die Berechnung der Schaltfrequenz und der Einschalt- dauer mittels des Korrekturwerts so beeinflusst wird oder die ermittelte Schaltfrequenz und die ermittelte Einschalt¬ dauer mittels des Korrekturwerts so beeinflusst werden, dass der Speicherkondensator (22) möglichst genau zum Ende der Einschaltdauer vollständig geladen ist.
7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Beeinflussung mittels einer Regelschleife erfolgt.
8. Blitzleuchte (10) mit Mitteln (20, 26) zur Ausführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 7.
9. Blitzleuchte (10) nach Anspruch 8 zur Ausführung des Ver- fahrens nach einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei die Steuer¬ einheit (26) als Mittel zur Ermittlung der jeweils bestmögli¬ chen Schaltfrequenz und Einschaltdauer sowie als Mittel zur Beaufschlagung des Spannungswandlers (20) mit dieser Schalt¬ frequenz und dieser Einschaltdauer fungiert.
10. Blitzleuchte (10) nach Anspruch 9 zur Ausführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 6 oder 7, wobei die Steuer¬ einheit (26) als Mittel zur Beeinflussung der Berechnung der Schaltfrequenz und der Einschaltdauer anhand des Korrektur- werts oder als Mittel zur Beeinflussung der ermittelten
Schaltfrequenz und der ermittelten Einschaltdauer anhand des Korrekturwerts fungiert.
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US4687081A (en) 1983-10-26 1987-08-18 Zahnradfabrik Friedrichshaffen Ag Locking synchronization for gear shift
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