WO2017195264A1 - 永久磁石型モータ - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a permanent magnet type motor provided with a permanent magnet for constituting a field pole, and more particularly to a permanent magnet type motor having a permanent magnet for constituting a field pole incorporated in a rotor.
- IPM Interior Permanent Magnet
- SPM Surface Permanent Magnet
- Patent Document 1 discloses a permanent SPM motor having a multi-phase armature winding in which multiplexed armature windings share a magnetic path with an air gap between a field pole and an armature.
- a magnet type motor is disclosed.
- multiplexed armature windings are magnetically coupled by sharing a magnetic path.
- the conventional permanent magnet type motor disclosed in Patent Document 1 is configured to reduce not only torque ripple but also cogging torque by controlling the phase difference of the multiplexed armature windings.
- Patent Document 2 discloses an SPM motor having multiple multi-phase armature windings configured such that multiplexed armature windings do not share a magnetic path with an air gap between a field pole and an armature.
- a permanent magnet type motor is disclosed.
- the conventional permanent magnet type motor disclosed in Patent Document 2 is configured and multiplexed so as to reduce not only torque ripple but also cogging torque by controlling the phase difference of the multiplexed armature windings. Further, it is possible to suppress the generation of the interference voltage generated in the armature winding and to reduce not only the torque ripple but also the cogging torque.
- Patent Document 3 discloses a multi-phase electric machine that includes multiplexed armature windings and reduces the mutual inductance of the multiplexed armature windings by providing slits on the surface of the rotor core.
- a permanent magnet type motor as an IPM motor having a child winding is disclosed.
- the conventional permanent magnet type motor disclosed in Patent Document 3 is configured and multiplexed so as to reduce not only torque ripple but also cogging torque by controlling the phase difference of the multiplexed armature windings. Further, it is possible to suppress the generation of the interference voltage generated in the armature winding and to reduce not only the torque ripple but also the cogging torque.
- the conventional permanent magnet type motor disclosed in Patent Document 3 is provided with a slit on the surface of the rotor core, the mutual inductance that couples the surface of the rotor core across the circumferential direction of the rotor core can be reduced by the slit, so that multiplexing is performed. It is possible to suppress the generation of interference voltage generated in the armature winding, but on the other hand, the amount of permanent magnets embedded in the rotor core is increased to increase the magnetomotive force of the rotor In the permanent magnet type motor, the magnetic path is narrowed by the presence of slits on the surface of the rotor core, so that magnetic saturation is likely to occur, and torque ripple is generated due to harmonics superimposed on the magnetomotive force of the rotor. There is a problem that the vibration and noise of the sound increases.
- JP 2012-157236 A Japanese Patent No. 50212247 International Publication WO2014 / 136258A1
- the conventional permanent magnet type motor equipped with multiple multi-phase armature windings generates interference voltage between multiple armature windings due to mutual inductance between the multiplexed armature windings.
- the aforementioned interference voltage acts as a disturbance to the current control system that performs vector control of the permanent magnet type motor, and the disturbance is suppressed by the feedback system, the higher the response frequency, the higher the current differential value.
- the interference voltage proportional to the current becomes large, and the current becomes difficult to converge with respect to the target value.Therefore, the feedback response frequency for canceling the motor current pulsation cannot be made high speed, so the torque ripple due to the current pulsation cannot be reduced and the motor There was a problem that the vibration and noise of the sound increased.
- the present invention has been made to solve the above-mentioned problems in the conventional permanent magnet type motor, and reduces the mutual inductance between the multiplexed armature windings and suppresses the interference voltage.
- An object of the present invention is to provide a permanent magnet type motor capable of achieving the above.
- the permanent magnet type motor is: A stator core including a plurality of teeth and a plurality of slots, and a stator including an armature winding including a plurality of multiphase windings wound around the teeth and housed in the slots; A rotor core that opposes the stator core via a predetermined air gap, a rotor having a plurality of permanent magnets embedded in the rotor core, and a plurality of field poles; A permanent magnet motor with The plurality of permanent magnets constitute a plurality of permanent magnet pairs arranged so that the end faces of different polarities substantially face each other, Each of the permanent magnet pairs is constituted by a pair of permanent magnets arranged in a V shape so that the interval facing the outer side in the radial direction of the rotor core is smaller than the interval facing the inner side in the radial direction of the rotor core. And The field pole is constituted by a part of the rotor core that exists between adjacent permanent magnet pairs. It is characterized by that.
- a plurality of permanent magnet pairs arranged so that the end faces of different polarities are substantially opposed to each other are constituted by the plurality of permanent magnets.
- FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining a circuit configuration of the q axis of the permanent magnet type motor according to the first embodiment. It is sectional drawing of the axial direction in the permanent magnet type motor by Embodiment 2 of this invention. It is explanatory drawing of the permanent magnet type motor by Embodiment 2 of this invention. It is explanatory drawing of the conventional permanent magnet type
- FIG. 1 is an axial sectional view of a permanent magnet type motor according to Embodiment 1 of the present invention.
- the permanent magnet type motor shown in FIG. 1 is used, for example, in an electric power steering device for a vehicle.
- a permanent magnet type motor (hereinafter simply referred to as a motor) 2 shown in FIG. 1 is an IPM motor, and can be broadly divided into a cylindrical motor case 25 and an inner peripheral surface of the motor case 25.
- the stator 22 fixed to the rotor 22, the rotor 23 disposed so that the outer peripheral surface faces the inner peripheral surface of the stator 22 with a predetermined gap, the rotor shaft 40 to which the rotor 23 is fixed, and the motor case
- the frame 28 is disposed so as to close one end portion 251 in the axial direction of the opened motor case 25, and the outer peripheral surface is in contact with the inner peripheral surface of the motor case 25 and is fixed to the motor case 25.
- the first bearing 51 is inserted into a through hole 282 provided in the central portion in the radial direction of the frame 28 and is held by the frame 28.
- a wall 253 that closes the other end 252 of the motor case 25 is formed integrally with the motor case 25.
- the second bearing 52 is inserted into a through hole 254 provided at the radial center portion of the wall portion 253 of the motor case 25 and held by the wall portion 253.
- One end portion 41 in the axial direction of the rotor shaft 40 is rotatably supported by the first bearing 51, and the other end portion 42 in the axial direction of the rotor shaft 40 is freely rotatable by the second bearing 52. It is supported.
- the output shaft 21 is fixed to the other axial end portion 42 of the rotor shaft 40 and is connected to, for example, a speed reduction mechanism (not shown).
- the stator 22 includes a stator core 22a configured by laminating a large number of electromagnetic steel plates in the axial direction, and an armature winding 24 attached to the stator core 22a as described later.
- the armature winding 24 is constituted by two sets of three-phase windings having substantially the same configuration.
- the rotor 23 includes a rotor core 23a configured by laminating a large number of electromagnetic steel plates in the axial direction, and a multi-pole pair permanent magnet, which will be described later, embedded in the rotor core 23a.
- the rotor 23 is fixed to the rotor shaft 40 by passing through the rotor shaft 40 at the center in the radial direction.
- the rotor core 23a is composed of a first rotor core 23a1 and a second rotor core 23a2 having the same configuration, and the first rotor core 23a1 and the second rotor core 23a2 are coupled in series in the axial direction and are angular positions with respect to the shaft center. And a so-called two-stage skew configuration.
- first rotor core 23a1 and the second rotor core 23a2 having the same configuration have a two-stage skew configuration in which the angular position with respect to the shaft center is shifted by a mechanical angle “3.75” degrees and coupled in the axial direction,
- the 12th-order component of the electrical angle of the ripple can be reduced, and a permanent magnet type motor with a small torque ripple can be obtained.
- connection ring 27 includes a holder 271 configured in an annular shape by an insulator, and a plurality of annular connection conductors 272 inserted into a concave groove formed in the holder 271 and fixed to the holder 271.
- the connection ring 27 is disposed in the immediate vicinity of the armature winding 24, and is fixed to a support body 60 fixed to one axial end of the stator 22.
- the support 60 made of an insulator is fixed to both ends of the stator 24 in the axial direction, and supports the end of the armature winding 24 in the axial direction.
- the two sets of three-phase armature windings constituting the armature winding 24 are respectively connected to a three-phase ⁇ connection or a three-phase Y connection by a connection ring 27.
- the first winding end portion 26 a made of three conductors is connected to each phase winding of one of the three-phase armature windings of the two sets of three-phase armature windings via the connection conductor 272 of the connection ring 27.
- One end is connected to the wire, and the other end is connected to the connector 30 via a first through hole 28a of the frame 28 and a through hole (not shown) of the bracket 29.
- the second winding end portion 26 b made of three conductors is connected to each phase winding of the other three-phase armature winding of the two sets of three-phase armature windings via the connection conductor 272 of the connection ring 27.
- One end is connected to the wire, and the other end is connected to the connector 30 via the second through hole 28b of the frame 28 and the through hole (not shown) of the bracket 29.
- the connector 30 is fixed to the bracket 29, and connects the first winding end portion 26a and the second winding end portion 26b to a power conversion device (not shown) such as an inverter via the cable 31. To do.
- FIG. 2 is an explanatory diagram of a control unit in the permanent magnet type motor according to Embodiment 1 of the present invention.
- the control unit 1 includes a power source / input circuit 5, a CPU (central processing unit) 4 that calculates a control amount, and an output circuit 3.
- the power source / input circuit 5 is connected to an external power source 6 such as a battery mounted on a vehicle or the like, and supplies power from the external power source 6 to the UPU 4 and the output circuit 3, and various types provided in the vehicle or the like. And an input circuit connected to the sensor 7.
- an external power source 6 such as a battery mounted on a vehicle or the like
- an input circuit connected to the sensor 7.
- the CPU 4 calculates and outputs a control amount for controlling the output of the output circuit based on various information input from the various sensors 7 via the power source / input circuit 5, for example, information such as vehicle speed and steering torque. This is given to the circuit 3.
- the output circuit 3 includes, for example, a power conversion circuit composed of a three-phase bridge circuit composed of a plurality of switching elements and the like. A three-phase output current controlled based on the controlled amount is generated.
- the output current output from the output circuit 3 of the control unit 1 is supplied to the cable 31 shown in FIG.
- the output current from the output circuit 3 supplied to the cable 31 is supplied to one three-phase armature winding constituting the armature winding 24 via the connector 30 and the first winding end portion 26a. .
- the output current from the output circuit 3 supplied to the cable 31 passes through the connector 30 and the other three-phase armature winding constituting the armature winding 24 via the second winding end portion 26b. Supplied.
- the control unit 1 transmits various information from the sensors 7 to the CPU 4 via the power source / input circuit 5, calculates a control amount and outputs it to the output circuit 3.
- a three-phase current is supplied to the armature winding 24.
- a phase current having a phase difference of 120 degrees is supplied to each of the three-phase armature windings constituting the armature winding 24 and the other three-phase armature windings.
- a three-phase current having a phase shifted by, for example, 30 electrical degrees is supplied to one three-phase armature winding and the other three-phase armature winding.
- the control unit 1 controls the driving of the output circuit 3 based on the control amount calculated by the CPU 4, thereby controlling various motors such as the control of the rotational speed of the output shaft 21 of the motor 2 and the control of the output torque. It can be carried out.
- FIG. 3 is a cross-sectional view perpendicular to the axial direction in the permanent magnet type motor according to Embodiment 1 of the present invention.
- the armature winding 24 mounted on the stator 22 is composed of a first armature winding and a second armature winding.
- insulating paper or the like is inserted between the winding conductor 24a constituting the armature winding 24 and the stator core 22a, so that electrical insulation between the stator core 22a and the winding conductor 24a is achieved. It is secured.
- 48 teeth 22c are formed in total, and therefore, the number of slots 22b is also 48.
- Four winding conductors 24a of armature windings are stored in each slot 22b.
- the first armature winding is composed of a U1-phase, V1-phase, and W1-phase three-phase winding
- the second armature winding 12 is composed of a U2-phase, V2-phase, and W2-phase three-phase winding. It is configured.
- Arrangement of the armature winding 24 is U1 phase, U2 phase, W1 phase, W2 phase, V1 phase, V2 phase in order from the first slot, and the U1 phase, U2 phase, W1 after the seventh slot. Phases, W2 phase, V1 phase, V2 phase are arranged in this order, and the 48th phase is arranged in the same order.
- the U1 phase of the first slot and the U1 phase of the seventh slot are arranged so that the current directions are opposite to each other. That is, it has a configuration of distributed winding wound from the first slot to the seventh slot, and the armature winding straddles a total of six teeth. This corresponds to an electrical angle of 180 degrees and the short-pitch coefficient is “1”. Further, since the first armature winding and the second armature winding are driven with a phase difference different from each other by an electrical angle of 30 degrees, the distributed winding coefficient is “1”. As a result, the winding coefficient is “1”. Therefore, there is an effect that a small and high torque motor can be obtained and the cost can be reduced with a small amount of permanent magnet used compared with a motor having a small winding coefficient.
- the rotor core 23a is configured by laminating a large number of electromagnetic steel plates in the axial direction, and is disposed so as to be symmetrically inclined at a predetermined angle with respect to the radial line X that intersects the axis O of the rotor core 23a.
- Eight pairs of through-hole pairs 231 formed of the first through-holes 23b and the second through-holes 23c are arranged at intervals of 45 degrees around the axis.
- Each of the eight through-hole pairs 231 is arranged in a V shape so that the interval facing the outer side in the radial direction of the rotor core 23a is smaller than the interval facing the inner side in the radial direction of the rotor core 23a.
- Each through-hole has a substantially rectangular cross-sectional shape having a pair of long sides facing each other and a pair of short sides facing each other.
- Permanent magnets (not shown) each having a substantially rectangular cross section are inserted into the first through hole 23b and the second through hole 23c in the eight through hole pairs 231, respectively. Yes.
- This permanent magnet is made of, for example, a neodymium rare earth permanent magnet having a flat cross section.
- the permanent magnet motor according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 3 is provided with two permanent magnets facing each other in a V shape for each field pole 23d, and a total of 16 permanent magnets are arranged.
- This is a permanent magnet type motor as an 8-pole IPM motor.
- the permanent magnet 41 is embedded in the rotor core 23 a with the circumferential direction of the rotor 22 as the long side and the radial direction as the short side, and the end surface portion constituting the magnetic pole of each permanent magnet 41 is
- This is a permanent magnet type motor as an IPM motor arranged to face the air gap between the stator 22 and the rotor 23.
- the permanent magnet type motor according to the first embodiment of the present invention is identical in that both end surfaces constituting the long side are magnetized so as to have N and S poles.
- the volume of the field pole 23d of the permanent magnet type motor according to Embodiment 1 of the present invention is larger than the volume of the field pole 23d of the conventional permanent magnet type motor shown in FIG. A torque motor can be obtained.
- the rotor core 23a is not formed in a perfect circle having a uniform radius with respect to the axis 0, the radius of the field pole 23d is minimum, and the radius of the central portion in the circumferential direction of the field pole 23d is maximum. It has a so-called flower circle shape. Therefore, the q-axis direction air gap gq, which is an air gap between the outer peripheral surface of the boundary portion between the adjacent field poles 23d and the tip end portion of the teeth 22c in the stator core 22a, is the central portion in the circumferential direction of the field pole 23d. Is larger than the d-axis direction air gap gd, which is an air gap between the outer peripheral surface of the stator and the tip of the teeth 22c in the stator core 22a.
- the cross-sectional shape of the rotor core 23a is not a perfect circle but a flower circle shape, torque ripple can be reduced, and a permanent magnet motor with small torque ripple can be obtained.
- the rotor core 23a has a configuration in which rotor cores having the same configuration are connected in series in the axial direction and connected with a shifted angular position with respect to the shaft center, that is, a so-called two-stage skew configuration.
- a so-called two-stage skew configuration For example, when the rotor core having the same configuration has a two-stage skew configuration in which the angular position with respect to the shaft center is shifted by a mechanical angle of “3.75” in the axial direction, the electrical angle twelfth component of the torque ripple is reduced.
- a permanent magnet motor with a small torque ripple can be obtained.
- FIG. 4 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of the armature winding of the permanent magnet type motor according to the first embodiment of the present invention, and is a triple-phase winding of ⁇ connection or Y connection arranged in a duplicated manner.
- an equivalent circuit of the winding U1 of the first armature winding and the winding U2 of the second winding set is shown.
- vu1 is a terminal voltage
- iu1 is a current
- R1 is a resistor
- ve1 is an induced voltage
- lm1 is a leakage inductance.
- vu2 is a terminal voltage
- iu2 is a current
- R2 is a resistance
- ve2 is an induced voltage
- lm2 is a leakage inductance
- M12 is the mutual inductance
- n is the turn ratio of the windings U1 and U2.
- the leakage inductances lm1 and lm2 and M12 indicate the inductances between multiple two phases arranged in parallel, unlike the values used in normal motor control.
- FIG. 5 shows the equivalent circuit of the q axis in the form of a block diagram, which is the same as the equivalent circuit.
- FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the q-axis circuit configuration of the permanent magnet type motor according to Embodiment 1 of the present invention.
- vq1 and vq2 are q-axis voltages of the first winding set and the second winding set, respectively, and iq1 and iq2 are the first winding set and the second winding set, respectively.
- the q-axis currents, Lq1 and Lq2 are q-axis components of the self-inductance of the first winding set and the second winding set, respectively, and Ra1 and Ra2 are the first winding set and the second winding set, respectively.
- the resistance component Mq12 of each winding is a q-axis component of mutual inductance representing interference between the windings of the first winding set and the second winding set.
- the self-inductance is the sum of leakage inductance and mutual inductance.
- FIG. 5 shows an equivalent circuit on the q-axis of the field pole, but as can be seen from the above description, the equivalent circuit on the d-axis of the field pole has the same configuration as in FIG.
- the vector control of the AC motor performs current control independently on the d-axis and q-axis of the field pole, respectively.
- a multi-phase winding AC motor having multiplexed windings the above-described interference voltage interacts and acts as a disturbance on the current control system.
- this interference voltage is proportional to the differential value of each winding current, and therefore has a property of increasing as the current responds at high speed, compared with the current control of a conventional single winding motor.
- the response of the current control system cannot be increased, and for this reason, a pulsation component is generated in the current and torque pulsation occurs.
- the permanent magnet type motor as the multiplex multiphase AC winding motor according to Embodiment 1 of the present invention can solve the problem of such multiplex multiphase winding.
- the permanent magnet type motor according to Embodiment 1 of the present invention is controlled using vector control, and is independently provided on the field pole dq axis for each of the first armature winding and the second armature winding. Current controlled.
- the interference voltage interacts with each other as described above, and acts as disturbance values iq11 and iq21 on the current control system.
- the disturbance values iq11 and iq21 are expressed by the following equations (1) and (2) from the block diagram of the equivalent circuit of the q axis in FIG.
- iq1 and iq2 are q-axis currents of the respective windings of the first winding group and the second winding group
- Ra1 and Ra2 are the respective windings of the first winding group and the second winding group.
- the resistance values of the windings, Lq1 and Lq2 are q-axis components of the self-inductances of the respective sets of the first winding group and the second winding group
- Mq12 is the first winding group and the second winding. It is a q-axis component of mutual inductance representing interference of windings in a group of wire groups.
- the Laplace transform differential operator s is increased, and the disturbance values iq11 and iq21 are substantially equal to the magnetic coupling component Mq12 / from Equations (1) and (2). Obviously, it depends on Lq1 and the magnetic coupling component Mq12 / Lq2.
- the disturbance values iq11 and iq21 increase, and the disturbance of the current control system increases.
- the response of the current control system cannot be increased, and a pulsating component is generated in the current, and torque pulsation is generated.
- the permanent magnet type motor as the IPM motor according to the first embodiment of the present invention shown in the figure since [gd ⁇ gq], the magnetic resistance in the q-axis direction increases and the magnetic flux does not easily flow. Accordingly, the mutual inductance Mq in the q-axis direction is smaller than that of the conventional IPM motor.
- the leakage and leakage inductance does not change, the self-inductance Lq does not decrease as much as the mutual inductance Mq. As a result, Mq / Lq can be reduced and torque pulsation can be reduced.
- the permanent magnet type motor according to the first embodiment of the present invention which is an IPM motor in which the shape of the rotor is the so-called flower circle shape as described above and the permanent magnets are arranged in a V shape, the air in the q-axis direction Since the mutual inductance Mq can be reduced by both the gap and the magnetic saturation of the rotor, particularly Mq / Lq can be reduced and torque pulsation can be reduced.
- FIG. FIG. 6 is a sectional view of a motor according to Embodiment 2 of the present invention.
- the tips of adjacent teeth 22c of the stator core 22a are connected to each other.
- Other configurations are the same as those in the first embodiment. Since the tip portions of adjacent teeth 22c are connected to each other, magnetic flux flows in the stator core 23a through the connecting portion, so that the mutual inductance increases and the torque ripple due to the increased interference voltage is likely to deteriorate.
- the rotor 23 has the same rotor configuration as the rotor 23 of the first embodiment shown in FIG. 3, the magnetic coupling can be reduced even with a high-torque high-power motor, so the torque ripple is large. The effect of not becoming.
- the rotor core 23 a is configured by laminating a large number of electromagnetic steel plates in the axial direction, and symmetrically with respect to the radial straight line X intersecting the axis O of the rotor core 23 a at a predetermined angle.
- Eight pairs of through-hole pairs 231 including first through-holes 23b and second through-holes 23c arranged in an inclined manner are arranged around the axis O at intervals of 45 degrees.
- Each of the eight through-hole pairs 231 is arranged in a V shape so that the interval facing the outer side in the radial direction of the rotor core 23a is smaller than the interval facing the inner side in the radial direction of the rotor core 23a.
- Each through-hole has a substantially rectangular cross-sectional shape having a pair of long sides facing each other and a pair of short sides facing each other.
- Permanent magnets (not shown) each having a substantially rectangular cross section are inserted into the first through hole 23b and the second through hole 23c in the eight through hole pairs 231, respectively. Yes.
- the permanent magnet motor according to the second embodiment of the present invention shown in FIG. 6 is provided with two permanent magnets facing each other in a V shape for each field pole 23d, and a total of 16 permanent magnets are arranged.
- This is a permanent magnet type motor as an 8-pole IPM motor.
- FIG. 7 is an explanatory diagram of a permanent magnet type motor according to Embodiment 2 of the present invention.
- the outer circumferential length of the rotor core 23a is R [mm]
- the maximum circumferential width of the rotor at the field pole 23d is Wc [mm]
- the axial length of the permanent magnet is Lc [mm].
- the length of the permanent magnet in the direction orthogonal to the axial direction is Wm [mm]
- the total weight of the permanent magnet for forming one field pole 23d is W [g].
- [W magnet width ⁇ Wm ⁇ 2 ⁇ Lc ⁇ magnet density].
- the magnet width means the length in the direction orthogonal to Lc.
- the vertical axis indicates [Wc ⁇ R / Wm]
- the horizontal axis indicates [W / Lc].
- a motor can be realized.
- [Wc ⁇ R / Wm] [ ⁇ 30.3 ⁇ W / Lc + ⁇ 89 ⁇ 1.3 ⁇ ].
- the present invention is not limited to the permanent magnet type motors according to the first and second embodiments described above, and the configurations of the first and second embodiments may be combined as appropriate without departing from the spirit of the present invention. It is possible to add a part of the configuration or to omit a part of the configuration.
- the permanent magnet type motor according to the present invention can be used in the field of electric power steering devices used for vehicles such as automobiles, and in the automobile industry.
- 2 permanent magnet type motor 21 output shaft, 22 stator, 22a stator core, 22b slot, 22c teeth, 23 rotor, 23a rotor core, 23b first through hole, 23c second through hole, 23b1, 23b2 through hole, 23d field Magnetic pole, 23e bridge part, 23f opposing surface part, 23g through hole enlarged part, 23j inner diameter side through hole, 23k through hole enlarged width part, 231 through hole pair, 41 permanent magnet, 41a first permanent magnet, 41b second permanent Magnet, 410 first permanent magnet pair, 411 second permanent magnet pair, 24 armature coil, 24a coil conductor, 25 motor case, 28 frame, 29 bracket, 40 rotor shaft, 51 first bearing, 52nd 2 bearings.
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Abstract
複数の永久磁石対は、ロータコアの径方向の外側で対向する間隔がロータコアの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置された一対の永久磁石により構成され、界磁極は、隣接する前記永久磁石対の間に存在する前記ロータコアの一部により構成されている。
Description
この発明は、界磁極を構成するための永久磁石を備えた永久磁石型モータ、特に、界磁極を構成するための永久磁石をロータに内蔵した永久磁石型モータに関するものである。
周知のように、永久磁石型モータのうち、界磁極を構成する永久磁石をロータの内部にに埋設した永久磁石型モータは、IPM(Interior Permanent Magnet)モータと称され、界磁極を構成する永久磁石をロータの外周面に露出して配置した永久磁石型モータは、SPM(Surface Permanent Magnet)モータと称される。
特許文献1には、多重化された電機子巻線が界磁極と電機子との間のエアギャップで磁路を共用するようにした多重多相電機子巻線を備えたSPMモータとしての永久磁石型モータが開示されている。この特許文献1に開示された永久磁石型モータは、多重化された電機子巻線が磁路を共用して磁気的に結合している。特許文献1に開示された従来の永久磁石型モータは、多重化された電機子巻線を位相差制御することにより、トルクリップルのみならずコギングトルクをも低減するように構成されている。
特許文献1に開示された従来の永久磁石型モータは、多重化された電機子巻線のうちの一部の電機子巻線に通電することによって発生する磁束が他の電機子巻線に鎖交するため、大きな相互インダクタンスにより他の電機子巻線に干渉電圧が発生しやすくなる。このように干渉電圧が多重化された電機子巻線同士に夫々発生するので、前述の干渉電圧が永久磁石型モータのベクトル制御を行う電流制御系に対して外乱として作用する。外乱をフィードバック系で抑制するモータ電流制御系では、応答周波数が高速になればなるほど、電流微分値に比例する干渉電圧が大きくなり、目標値に対して電流が収束にくくなる。そのため、モータの電流脈動を打ち消すためのフィードバック応答周波数を高速にできないので、電流脈動によるトルクリップルが低減できずにモータの振動や騒音が大きくなる課題があった。
特許文献2には、多重化された電機子巻線が界磁極と電機子との間のエアギャップで磁路を共用しないように構成された多重多相電機子巻線を備えたSPMモータとしての永久磁石型モータが開示されている。特許文献2に開示された従来の永久磁石型モータは、多重化された電機子巻線を位相差制御することにより、トルクリップルのみならずコギングトルクをも低減するように構成され、多重化された電機子巻線に発生する干渉電圧の発生を抑制することができると共に、トルクリップルのみならずコギングトルクをも低減するように構成されている。
特許文献2に開示された従来の永久磁石型モータは、多重化された電機子巻線同士の相互インダクタンスが小さくなるが、その一方で、例えば多重化された電機子巻線に電気角で30度異なる位相で電流を通電した場合に、電気角で6次成分のトルクリップルを相殺することができないので、モータの振動や騒音が大きくなるという課題が存在する。
更に、特許文献3には、多重化された電機子巻線を備え、ロータコアの表面にスリットを設けることで、多重化された電機子巻線の相互インダクタンスを低減するようにした多重多相電機子巻線を備えたIPMモータとしての永久磁石型モータが開示されている。特許文献3に開示された従来の永久磁石型モータは、多重化された電機子巻線を位相差制御することにより、トルクリップルのみならずコギングトルクをも低減するように構成され、多重化された電機子巻線に発生する干渉電圧の発生を抑制することができると共に、トルクリップルのみならずコギングトルクをも低減するように構成されている。
特許文献3に開示された従来の永久磁石型モータは、ロータコアの表面にスリットが設けられているので、ロータコアの表面をロータコアの周方向に横切って結合する相互インダクタンスがスリットによって低減できるので多重化された電機子巻線に発生する干渉電圧の発生を抑制することが可能であるが、その一方で、ロータコアに埋設する永久磁石の量を増加させてロータの起磁力を増加させるようにした構成の永久磁石型モータでは、ロータコアの表面がスリットが存在する分だけ磁路が狭まくなることで磁気飽和しやすく、ロータの起磁力に高調波が重畳されることによるトルクリップルが発生し、モータの振動や騒音が大きくなるという課題が存在する。
多重多相電機子巻線を備えた従来の永久磁石型モータは、前述のように、多重化された電機子巻線間の相互インダクタンスにより多重電機子巻線同士に干渉電圧が発生するので、前述の干渉電圧が永久磁石型モータのベクトル制御を行う電流制御系に対して外乱として作用し、外乱をフィードバック系で抑制するモータ電流制御系では、応答周波数が高速になればなるほど、電流微分値に比例する干渉電圧が大きくなり、目標値に対して電流が収束にくくなり、そのため、モータの電流脈動を打ち消すためのフィードバック応答周波数を高速にできないので、電流脈動によるトルクリップルが低減できずにモータの振動や騒音が大きくなる課題があった。
この発明は、従来の永久磁石型モータに於ける前述のような課題を解決するためになされたもので、多重化された電機子巻線間の相互インダクタンスを低減し、干渉電圧を抑制することができる永久磁石型モータを提供することを目的とする。
この発明による永久磁石型モータは、
複数のティースと複数のスロットを備えたステータコアと、前記ティースに巻回され前記スロットに収納された複数の多相巻線を備えた電機子巻線とを備えたステータと、
前記ステータコアに対して所定のエアギャップを介して対抗するロータコアと、前記ロータコアに埋設された複数の永久磁石と、複数の界磁極とを備えたロータと、
を備えた永久磁石型モータであって、
前記複数の永久磁石により、異極性の端面部同士が実質的に対向するように配置された複数の永久磁石対が構成され、
前記夫々の永久磁石対は、前記ロータコアの径方向の外側で対向する間隔が前記ロータコアの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置された一対の永久磁石により構成され、
前記界磁極は、隣接する前記永久磁石対の間に存在する前記ロータコアの一部により構成されている、
ことを特徴とする。
複数のティースと複数のスロットを備えたステータコアと、前記ティースに巻回され前記スロットに収納された複数の多相巻線を備えた電機子巻線とを備えたステータと、
前記ステータコアに対して所定のエアギャップを介して対抗するロータコアと、前記ロータコアに埋設された複数の永久磁石と、複数の界磁極とを備えたロータと、
を備えた永久磁石型モータであって、
前記複数の永久磁石により、異極性の端面部同士が実質的に対向するように配置された複数の永久磁石対が構成され、
前記夫々の永久磁石対は、前記ロータコアの径方向の外側で対向する間隔が前記ロータコアの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置された一対の永久磁石により構成され、
前記界磁極は、隣接する前記永久磁石対の間に存在する前記ロータコアの一部により構成されている、
ことを特徴とする。
この発明による永久磁石型モータによれば、複数の永久磁石により、異極性の端面部同士が実質的に対向するように配置された複数の永久磁石対が構成され、前記夫々の永久磁石対は、前記ロータコアの径方向の外側で対向する間隔が前記ロータコアの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置された一対の永久磁石により構成され、前記界磁極は、隣接する前記永久磁石対の間に存在する前記ロータコアの一部により構成されているので、高出力かつ振動や騒音の小さな電動パワーステアリング用の多重多相巻線永久磁石モータを提供することができる。
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータを図に基づいて詳細に説明する。図1は、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータに於ける軸方向の断面図である。図1に示される永久磁石型モータは、例えば車両の電動パワーステアリング装置に使用される。
以下、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータを図に基づいて詳細に説明する。図1は、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータに於ける軸方向の断面図である。図1に示される永久磁石型モータは、例えば車両の電動パワーステアリング装置に使用される。
図1に示される永久磁石型モータ(以下、単に、モータと称する)2は、IPMモータであって、大別すれば、円筒形に形成されたモータケース25と、モータケース25の内周面に固定されたステータ22と、ステータ22の内周面に対して所定の間隙を介して外周面が対向するように配置されたロータ23と、ロータ23を固定した回転子軸40と、モータケース25の軸方向の一端部251の内周面に外周面が当接してモータケース25に固定されたフレーム28と、フレーム28の軸方向の一端面281に当接し、モータケース25の軸方向の一端部251に固定されたブラケット29と、を備えている。
フレーム28は、開口されたモータケース25の軸方向の一端部251を閉塞するように配置され、外周面がモータケース25の内周面に当接してモータケース25に固定されている。第1の軸受51は、フレーム28の径方向の中央部に設けられた貫通孔282に挿入されてフレーム28に保持されている。モータケース25の他端部252を閉塞する壁部253は、モータケース25と一体に形成されている。第2の軸受52は、モータケース25の壁部253の径方向の中央部に設けられた貫通孔254に挿入されて壁部253に保持されている。
回転子軸40の軸方向の一端部41は、第1の軸受51に回動自在に支持され、回転子軸40の軸方向の他端部42は、第2の軸受52により回動自在に支持されている。出力軸21は、回転子軸40の軸方向の他端部42に固定され、例えば減速機構(図示せず)に連結される。
ステータ22は、多数の電磁鋼板が軸方向に積層されて構成されたステータコア22aと、ステータコア22aに後述するように装着された電機子巻線24とを備えている。電機子巻線24は、実質的に同一構成の2組の3相巻線組により構成されている。ロータ23は、多数の電磁鋼板が軸方向に積層されて構成されたロータコア23aと、このロータコア23aに埋設された後述する複数極対の永久磁石を備えている。ロータ23は、径方向中央部が回転子軸40に貫通されて回転子軸40に固定されている。又、ロータコア23aは、同一構成の第1のロータコア23a1と第2のロータコア23a2とからなり、第1のロータコア23a1と第2のロータコア23a2は、軸方向に直列に結合され且つ軸心に対する角度位置をずらせて結合された構成、即ち、いわゆる2段スキューの構成を備えている。例えば、同一構成の第1のロータコア23a1と第2のロータコア23a2が、軸心に対する角度位置が機械角「3.75」度ずらせて軸方向に結合された2段スキューの構成とした場合、トルクリップルの電気角12次成分を小さくすることができ、トルクリップルの小さな永久磁石型モータを得ることができる。
接続リング27は、絶縁物により環状に構成されたホルダ271と、ホルダ271に形成された凹溝に挿入されてホルダ271に固定された複数の環状の接続導体272とを備えている。接続リング27は、電機子巻線24の直近に配置され、ステータ22の一方の軸方向の端部に固定された支持体60に固定されている。
絶縁物により構成された支持体60は、ステータ24の軸方向の両端部に夫々固定され、電機子巻線24の軸方向の端部を支持している。電機子巻線24を構成する2組の3相の電機子巻線は、夫々、接続リング27により3相Δ結線、若しくは3相Y結線されている。
3本の導体からなる第1の巻線端部26aは、接続リング27の接続導体272を介して2組の3相電機子巻線のうちの一方の3相電機子巻線の各相巻線に一端が接続され、他端がフレーム28の第1の貫通孔28a及びブラケット29の貫通孔(図示せず)を介してコネクタ30に接続されている。
3本の導体からなる第2の巻線端部26bは、接続リング27の接続導体272を介して2組の3相電機子巻線のうちの他方の3相電機子巻線の各相巻線に一端が接続され、他端がフレーム28の第2の貫通孔28b及びブラケット29の貫通孔(図示せず)を介してコネクタ30に接続されている。コネクタ30は、ブラケット29に固定されており、第1の巻線端部26aと第2の巻線端部26bとを、ケーブル31を介してインバータ等の電力変換装置(図示せず)に接続する。
次に、以上のように構成された永久磁石型モータを制御する制御ユニットについて説明する。図2は、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータに於ける制御ユニットの説明図である。図2に於いて、制御ユニット1は、電源・入力回路5と、制御量を算出するCPU(central processing unit)4と、出力回路3とを備えている。
電源・入力回路5は、車両等に搭載されたバッテリ等の外部電源6に接続され、外部電源6からの電力をUPU4及び出力回路3に供給する電源回路と、車両等に設けられている各種センサ7に接続される入力回路とを備えている。
CPU4は、電源・入力回路5を介して各種センサ類7から入力される各種情報、例えば車速や操舵トルク等の情報に基づいて、出力回路の出力を制御するための制御量を演算して出力回路3に与える。出力回路3は、例えば、複数個のスイッチング素子等により構成された3相ブリッジ回路からなる電力変換回路を備え、電源・入力回路5を介して外部電源6から電力の供給を受け、CPU4により演算された制御量に基づいて制御された3相の出力電流を発生する。
制御ユニット1の出力回路3から出力された出力電流は、ハーネス8を介して図1に示すケーブル31に供給される。ケーブル31に供給された出力回路3からの出力電流は、コネクタ30、及び第1の巻線端部26aを介して電機子巻線24を構成する一方の3相電機子巻線に供給される。同様に、ケーブル31に供給された出力回路3からの出力電流は、コネクタ30、及び第2の巻線端部26bを介して電機子巻線24を構成する他方の3相電機子巻線に供給される。
制御ユニット1は、前述のようにセンサ類7からの各種情報を電源・入力回路5を介してCPU4に伝達し、制御量を算出して出力回路3へ出力し、出力回路3からモータ2の電機子巻線24へ3相電流を供給する。その際、電機子巻線24を構成する一方の3相電機子巻線と他方の3相電機子巻線に於ける各相の巻線には夫々120度の位相差を有する相電流が供給され、更に、一方の3相電機子巻線と他方の3相電機子巻線には互いに位相が例えば電気角30度ずれた3相電流が供給される。制御ユニット1は、CPU4により算出する制御量に基づいて出力回路3を駆動を制御することで、モータ2の出力軸21の回転速度の制御や、出力トルクの制御等、様々なモータの制御を行うことができる。
図3は、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータに於ける軸方向に対して垂直方向の断面図である。図3に於いて、ステータ22に装着された電機子巻線24は、第1の電機子巻線と、第2の電機子巻線とにより構成されている。図示していないが、電機子巻線24を構成する巻線導体24aとステータコア22aとの間には絶縁紙等が挿入されており、ステータコア22aと巻線導体24aとの間の電気的絶縁が確保されている。後述するように、ティース22cは、全部で48個形成されており、従ってスロット22bも48個となっている。1つのスロット22bには電機子巻線の巻線導体24aが4本ずつ納められている。
第1の電機子巻線は、U1相、V1相、W1相の3相巻線から構成され、第2の電機子巻線12は、U2相、V2相、W2相の3相巻線から構成されている。電機子巻線24の配置は、1番目のスロットから順にU1相、U2相、W1相、W2相、V1相、V2相となっており、7番目のスロット以降もU1相、U2相、W1相、W2相、V1相、V2相の順に配置されていて、48番目まで同様の順に配置されている。
但し、例えば1番目のスロットのU1相と7番目のスロットのU1相は、電流の向きが互いに逆になるように配置されている。即ち、1番目のスロットから7番目のスロットに巻かれた分布巻の構成となっており、電機子巻線は、計6個のティースを跨っている。これは電気角180度に相当し、短節巻係数が「1」となる。更に、第1の電機子巻線と第2の電機子巻線は、互いに電気角30度異なる位相差で駆動されるので、分布巻係数が「1」となる結果、巻線係数は「1」となるため、小型高トルクのモータが得られ、巻線係数が小さいモータに比べて、永久磁石の使用量の少ない低コスト化が実現できるという効果がある。
ロータコア23aは、前述のように多数の電磁鋼板が軸方向に積層されて構成されており、ロータコア23aの軸心Oと交わる径方向の直線Xに対して対称的に所定角度で傾斜して配置された第1の貫通孔23bと第2の貫通孔23cからなる貫通孔対231が、軸心の周りに45度の間隔で8対配置されている。8つの貫通孔対231の夫々は、ロータコア23aの径方向の外側で対向する間隔が、ロータコア23aの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置されている。夫々の貫通孔は、互いに対向する一対の長辺部と互いに対向する一対の短辺部とを有する実質的に長方形の断面形状を備えている。8つの貫通孔対231に於ける第1の貫通孔23bと第2の貫通孔23cには、夫々、断面が実質的に長方形に形成された永久磁石(図示せず)が個々に挿入されている。この永久磁石は、断面が平板形状の例えばネオジウム希土類永久磁石により構成されている。
図3に示すこの発明の実施の形態1による永久磁石型モータは、1極の界磁極23dにつき、V字状に対向する2つの永久磁石が設けられ、全体で16個の永久磁石が配置された8極IPMモータとしての永久磁石型モータである。
図8に示す従来の永久磁石型モータは、永久磁石41を、ロータ22の周方向を長辺とし径方向を短辺としてロータコア23aに埋設し、各永久磁石41の磁極を構成する端面部がステータ22とロータ23との間のエアギャップに対向するように配置されたIPMモータとしての永久磁石型モータである。図8に示す従来の永久磁石型モータに対し、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータは、長辺を構成する両端面部がN極とS極となるように着磁された同一の永久磁石を用いた場合、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータの界磁極23dの体積が、図8に示す従来の永久磁石型モータの界磁極23dの体積より大きくなるので、より高トルクのモータを得ることができる。
ロータコア23aは、軸心0に対して均一の半径を有する真円に形成されてはおらず、界磁極23dの半径が最小であり、界磁極23dの周方向の中央部の半径が最大となる、いわゆる花丸形状に構成されている。従って、隣接する界磁極23dとの境界部の外周面とステータコア22aに於けるティース22cの先端部との間のエアギャップであるq軸方向エアギャップgqは、界磁極23dの周方向の中央部の外周面とステータコア22aに於けるティース22cの先端部との間のエアギャップであるd軸方向エアギャップgdよりも大きくなる。このように、ロータコア23aの断面形状が真円ではなく花丸形状に構成されていることで、トルクリップルを低減することができ、トルクリップルの小さな永久磁石型モータを得ることができる。
又、前述のように、ロータコア23aは、同一構成のロータコアが、軸方向に直列に結合され且つ軸心に対する角度位置をずらせて結合された構成、即ち、いわゆる2段スキューの構成を備えており、例えば、同一構成のロータコアが、軸心に対する角度位置が機械角「3.75」度ずらせて軸方向に結合された2段スキューの構成とした場合、トルクリップルの電気角12次成分を小さくすることができ、トルクリップルの小さな永久磁石型モータを得ることができる。
ここで、電機子巻線24の構成について説明する。図4は、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータの電機子巻線の等価回路を示す説明図であって、2重化して配置されたΔ結線又はY結線の三相子巻線のうち、第1の電機子巻線の巻線U1と、第2の巻線組の巻線U2との等価回路を示している。図3に示す巻線U1に於いて、vu1は端子電圧、iu1は電流、R1は抵抗、ve1は誘起電圧、lm1は漏れインダクタンスである。又、巻線U2に於いて、vu2は端子電圧、iu2は電流、R2は抵抗、ve2は誘起電圧、lm2は漏れインダクタンスである。M12は相互インダクタンス、nは巻線U1と巻線U2の巻数比である。このように、2重化して配置されたΔ結線又はY結線の三相巻線のうち、第1の巻線組の巻線U1と、第2の巻線組の巻線U2の等価回路は、トランスの等価回路と同等となる。
尚、図4に示す各値のうち、特に漏れインダクタンスlm1、lm2と、M12は、通常のモータ制御で用いる値とは異なり、並列して配置された多重の二相間のインダクタンスを示す。又、一般には、多重巻線を有する多重多相巻線交流モータでは、並列する巻線の巻数は同じであるので、[n=1]である。更に、巻線V1と巻線V2、巻線W1と巻線W2、巻線U1と巻線V2、巻線U1相と巻線W2、巻線V1と巻線U2、巻線V1と巻線W2、巻線W1と巻線U2、巻線W1と巻線V2の等価回路も図3と同じであるので、三相の特性が等しい場合、三相のU相、V相、W相から界磁極d軸、q軸上に座標変換を行っても、このd軸とq軸での等価回路は図3に示した等価回路と同じである。
このように、多重巻線を有する多重多相巻線交流モータの複数の組の巻線は、通常、磁気的に結合しているので、相互に干渉電圧が生じる。U相、V相、W相を有する三相の多重巻線モータの等価回路を界磁極d軸とq軸に座標変換したとき、それぞれの相の等価回路の構成は前述のように図4の等価回路と同じであるが、そのq軸の等価回路をブロック図形式で表したものが図5である。
即ち、図5は、この発明の実施の形態1による永久磁石型モータのq軸の回路構成を説明するための説明図である。図5に於いて、vq1とvq2は、夫々第1の巻線組と第2の巻線組のq軸電圧、iq1とiq2は、夫々第1の巻線組と第2の巻線組のq軸電流、Lq1とLq2は、夫々第1の巻線組と第2の巻線組の自己インダクタンスのq軸成分、Ra1とRa2は、夫々第1の巻線組と第2の巻線組の巻線の抵抗成分、Mq12は、夫々第1の巻線組と第2の巻線組の巻線間の干渉を表す相互インダクタンスのq軸成分である。尚、自己インダクタンスは、漏れインダクタンスと相互インダクタンスの和である。
又、図5に於いて、vq12、vq21で表される電圧が、他の組の巻線からの干渉電圧を示している。尚、図中のsは、ラプラス変換の微分演算子を表す。図5は界磁極のq軸上の等価回路を示したものであるが、以上の説明より分かるように界磁極のd軸上の等価回路も図4と同様の構成である。
ここで通常、交流モータのベクトル制御は、界磁極のd軸、q軸上で夫々独立して電流制御を行うが、前述のように多重化された巻線を有する多重多相巻線交流モータでは、前述した干渉電圧が相互に作用して、電流制御系に対して外乱として作用する。この干渉電圧は、図5から明らかなように、各巻線電流の微分値に比例するため、電流を高速に応答させるほど大きくなる性質を持ち、従来の単一巻線モータの電流制御と比べて電流制御系の応答を高くすることができず、又、このため電流に脈動成分が生じ、トルク脈動が発生するという課題がある。しかし、この発明の実施の形態1による多重多相交流巻線モータとしての永久磁石型モータは、このような多重多相巻線の課題を解消することができる。
この発明の実施の形態1による永久磁石型モータは、ベクトル制御を用いて制御され、第1の電機子巻線と第2の電機子巻線毎に、界磁極dq軸上で夫々独立して電流制御される。しかし、多重化された巻線を有する多重多相巻線交流モータでは前述したように干渉電圧が相互に作用して、電流制御系に対して外乱値iq11、iq21として作用する。外乱値iq11、iq21は、図5のq軸の等価回路のブロック図から、下記の式(1)、式(2)のように表される。
ここで、iq1、iq2は第1巻線群、第2巻線群それぞれの群の巻線のq軸電流であり、Ra1、Ra2は第1巻線群、第2巻線群それぞれの群の巻線の抵抗値であり、Lq1、Lq2は第1巻線群、第2巻線群それぞれの組の巻線の自己インダクタンスのq軸成分であり、Mq12は第1巻線群、第2巻線組群の巻線の干渉を表す相互インダクタンスのq軸成分である。従って、電流制御の周波数が高くなった場合、ラプラス変換の微分演算子sが大きくなり、又、式(1)、式(2)から、外乱値iq11、iq21は、ほぼ磁気カップリング成分Mq12/Lq1、磁気カップリング成分Mq12/Lq2に夫々依存することは明らかである。これ等の磁気カップリング成分が大きくなった場合、外乱値iq11、iq21が大きくなり、電流制御系の外乱が大きくなる。外乱が大きくなると電流制御系の応答を高くすることが出来ず、又、このため電流に脈動成分が生じ、トルク脈動が発生する。
前述のd軸方向エアギャップgdとq軸方向エアギャップgqは、図8に示す前述の従来のIPMモータとしての永久磁石型モータでは、[gd=gq]であるのに対して、図3に示すこの発明の実施の形態1によるIPMモータとしての永久磁石型モータの場合は、[gd<gq]であるので、q軸方向の磁気抵抗が大きくなり、磁束が流れにくくなる。従って、q軸方向の相互インダクタンスMqは、従来のIPMモータの場合よりも小さくなる。一方で、漏れ漏れインダクタンスは変わらないので、自己インダクタンスLqは相互インダクタンスMqほど低下しないので、結果、Mq/Lqが低減でき、トルク脈動を小さくすることができる。
又、前述のように、永久磁石をV字状に配置しているので、界磁極の体積が大きくなりロータコアの磁気飽和の値が大きくなり、エアギャップを介してロータコアに回る相互インダクタンスMqも低減することができる。従って、ロータの形状を前述のようにいわゆる花丸形状とし、永久磁石をV字状に配置したIPMモータであるこの発明の実施の形態1による永久磁石型モータによれば、q軸方向のエアギャップと、回転子の磁気飽和の両方で、相互インダクタンスMqが低減できるので、特にMq/Lqが低減でき、トルク脈動を小さくすることができる。
実施の形態2.
図6は、この発明の実施の形態2によるモータの断面図である。図6に於いて、ステータコア22aの隣接するティース22cの先端部が互いに連結されている。その他の構成は、実施の形態1の場合と同様である。隣接するティース22cの先端部が互いに連結されているので、その接続部を介してステータコア23a内に磁束が流れるため、相互インダクタンスが大きくなり、干渉電圧が大きくなることによるトルクリップルが悪化しやすくなるが、ロータ23を前述の図3に示す実施の形態1のロータ23と同様のロータ構成としているので、高トルクの高出力モータであっても、磁気カップリングを低減できるので、トルクリップルが大きくならないという効果が得られる。
図6は、この発明の実施の形態2によるモータの断面図である。図6に於いて、ステータコア22aの隣接するティース22cの先端部が互いに連結されている。その他の構成は、実施の形態1の場合と同様である。隣接するティース22cの先端部が互いに連結されているので、その接続部を介してステータコア23a内に磁束が流れるため、相互インダクタンスが大きくなり、干渉電圧が大きくなることによるトルクリップルが悪化しやすくなるが、ロータ23を前述の図3に示す実施の形態1のロータ23と同様のロータ構成としているので、高トルクの高出力モータであっても、磁気カップリングを低減できるので、トルクリップルが大きくならないという効果が得られる。
即ち、図6に於いて、ロータコア23aは、多数の電磁鋼板が軸方向に積層されて構成されており、ロータコア23aの軸心Oと交わる径方向の直線Xに対して対称的に所定角度で傾斜して配置された第1の貫通孔23bと第2の貫通孔23cからなる貫通孔対231が、軸心Oの周りに45度の間隔で8対配置されている。8つの貫通孔対231の夫々は、ロータコア23aの径方向の外側で対向する間隔が、ロータコア23aの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置されている。夫々の貫通孔は、互いに対向する一対の長辺部と互いに対向する一対の短辺部とを有する実質的に長方形の断面形状を備えている。8つの貫通孔対231に於ける第1の貫通孔23bと第2の貫通孔23cには、夫々、断面が実質的に長方形に形成された永久磁石(図示せず)が個々に挿入されている。
図6に示すこの発明の実施の形態2による永久磁石型モータは、1極の界磁極23dにつき、V字状に対向する2つの永久磁石が設けられ、全体で16個の永久磁石が配置された8極IPMモータとしての永久磁石型モータである。
図7は、この発明の実施の形態2による永久磁石型モータの説明図である。ここで、ロータコア23aの外周の長さをR[mm]、前記界磁極23dに於けるロータの周方向の最大幅をWc[mm]、永久磁石に於ける軸方向の長さをLc[mm]、永久磁石の軸方向に対して直交する方向の長さをWm[mm]、1個の界磁極23dを構成するための永久磁石の総重量をW[g]とする。この実施の形態2の場合、1個の界磁極23d当たり2個の永久磁石が設けられているので、[W=磁石幅×Wm×2×Lc×磁石密度]となる。尚、磁石幅とは、Lcに対して直交する方向の長さを意味する。図7に於いて縦軸は[Wc×R/Wm]、横軸は[W/Lc]を示している。
図7に示すように、[W/Lc]に対して、トルクリップルが0.5[%]以下となる[Wc×R/Wm]は、反比例の関係で分布することを見い出した。即ち、[Wc×R/Wm]=[-30.3×W/Lc+89]を中心として、[Wc×R/Wm]は、[-30.3×W/Lc+{89±1.3}]の範囲に分布する。このことから、ロータコア23aの形状を、[Wc×R/Wm]=[-30.3×W/Lc+{89±1.3}]を満たす形状とすることで、トルクリップルの小さな永久磁石型モータを実現することができる。
尚、前述の実施の形態1による永久磁石型モータに於いて、ロータコアの形状を、[Wc×R/Wm]=[-30.3×W/Lc+{89±1.3}]を満たす形状としてもよいことは勿論である。
尚、この発明は前述の実施の形態1及び2による永久磁石型モータに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態1及び2の構成を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。
この発明による永久磁石型モータは、例えば自動車等の車両に用いられる電動パワーステアリング装置の分野、ひいては自動車産業の分野に利用することができる。
2 永久磁石型モータ、21 出力軸、22 ステータ、22a ステータコア、22bスロット、22c ティース、23 ロータ、23a ロータコア、23b 第1の貫通孔、23c 第2の貫通孔、23b1、23b2 貫通孔、23d 界磁極、23e ブリッジ部、23f 対向面部、23g 貫通孔拡大部、23j 内径側貫通孔、23k 貫通孔拡大幅部、231 貫通孔対、41 永久磁石、41a 第1の永久磁石、41b 第2の永久磁石、410 第1の永久磁石対、411 第2の永久磁石対、24 電機子コイル、24a コイル導体、25 モータケース、28 フレーム、29 ブラケット、40 回転子軸、51 第1の軸受、52 第2の軸受。
Claims (3)
- 複数のティースと複数のスロットを備えたステータコアと、前記ティースに巻回され前記スロットに収納された複数の多相巻線を備えた電機子巻線とを備えたステータと、
前記ステータコアに対して所定のエアギャップを介して対抗するロータコアと、前記ロータコアに埋設された複数の永久磁石と、複数の界磁極とを備えたロータと、
を備えた永久磁石型モータであって、
前記複数の永久磁石により、異極性の端面部同士が実質的に対向するように配置された複数の永久磁石対が構成され、
前記夫々の永久磁石対は、前記ロータコアの径方向の外側で対向する間隔が前記ロータコアの径方向の内側で対向する間隔よりも小さくなるようにV字状に配置された一対の永久磁石により構成され、
前記界磁極は、隣接する前記永久磁石対の間に存在する前記ロータコアの一部により構成されている、
ことを特徴とする永久磁石型モータ。 - 前記複数のティースのうちの少なくとも一部は、前記ステータの径方向の中心部側の端部に於いて隣接するティースと連結される、
ことを特徴とする請求項1に記載の永久磁石型モータ。 - 前記ロータコアの外周の長さをR、前記界磁極に於ける前記ロータの周方向の最大幅をWc、前記永久磁石に於ける軸方向の長さをLc、前記永久磁石の前記軸方向に対して直交する方向の長さをWm、1個の前記界磁極を構成するための前記永久磁石の総重量をWとしたとき、
前記ロータは、
[―30.3×W/Lc+89-1.3]
≦[Wc×R/Wm≦―30.3×W/Lc+89+1.3]
の関係を満たすように構成されている、
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の永久磁石型モータ。
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