WO2017117818A1 - 一种信号处理方法及发送端设备 - Google Patents

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WO2017117818A1
WO2017117818A1 PCT/CN2016/070526 CN2016070526W WO2017117818A1 WO 2017117818 A1 WO2017117818 A1 WO 2017117818A1 CN 2016070526 W CN2016070526 W CN 2016070526W WO 2017117818 A1 WO2017117818 A1 WO 2017117818A1
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WO
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ofdm
signal
domain signal
bipolar
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PCT/CN2016/070526
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English (en)
French (fr)
Inventor
殷慧
孙方林
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华为技术有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/11—Arrangements specific to free-space transmission, i.e. transmission through air or vacuum
    • H04B10/114—Indoor or close-range type systems
    • H04B10/116—Visible light communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications technologies, and in particular, to a signal processing method and a transmitting end device.
  • Visible Light Communication (VLC) technology is a wireless communication technology that modulates data signals onto optical devices while transmitting visible light as a carrier while using visible light illumination.
  • the multi-carrier modulation mode is selected to make the transmission rate of visible light communication higher.
  • Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is one of multi-carrier modulation methods.
  • the modulating signal is used to drive the optical device, and the optical device requires that the current driving it be only a forward current. Therefore, the OFDM signal needs to be unipolarized and can be cleared by a negative direction. The signals of the OFDM signal in the negative direction are cleared to zero, so that a non-negative OFDM unipolar signal can be obtained.
  • the pre-processing of the single-polarization method using the negative-negative clearing method is that the bipolar signal before processing must have some symmetry (for example: center Symmetric, antisymmetric).
  • the Asymmetrically Clipped Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing (ACO-OFDM) algorithm uses only odd subcarriers to carry information in the frequency domain, and the even subcarriers are 0.
  • IFFT Inverse Fast Four
  • the embodiment of the invention discloses a signal processing method and a transmitting end device, which can improve the spectrum utilization rate of the system.
  • a first aspect of the embodiments of the present invention discloses a signal processing method, including:
  • the processing may include negative clear processing; if the time domain points of each time domain signal Different, for example, the time domain of the first time domain signal is N, the time domain of the second time domain signal is N/2, and the time domain of the third time domain signal is N/4, etc.
  • the processing may include a negative clear processing, a multiplication coefficient processing, and a copy processing.
  • the OFDM unipolar time domain signals of the M channels are superimposed to obtain a synthesized OFDM unipolar time domain signal.
  • multi-path processing makes it possible to use as many subcarriers as possible to carry data, thereby improving the spectrum utilization of the system.
  • the serial processing of the serial OFDM bipolar time domain signal is performed to obtain each path.
  • OFDM unipolar time domain signals including:
  • this processing is to perform copy processing first, then multiply coefficient processing, and finally perform negative clear processing.
  • the serial OFDM bipolar time domain signal is processed to obtain each path OFDM unipolar time domain signals, including:
  • the processing is to perform the negative clear processing first, then the multiplication coefficient processing, and finally the copy processing.
  • the serial OFDM bipolar time domain signal is processed to obtain each path OFDM unipolar time domain signals, including:
  • this processing is to first multiply the coefficient processing, then perform the negative clear processing, and finally Copy processing.
  • the modulation modes used in each channel are orthogonal amplitudes.
  • Modulation QAM the QAM modulation order used by each channel is the same or different, and the coding mapping rules used by each channel are the same or different.
  • the method further includes:
  • the optical signal converted into the OFDM analog signal by the optical device processing is sent to the receiving end device.
  • a second aspect of the embodiments of the present invention discloses a transmitting end device, where the transmitting end device includes a functional unit for performing some or all of the steps of any one of the first aspects of the embodiments of the present invention.
  • the transmitting end device can improve the spectrum utilization rate of the system when performing some or all of the steps of any of the methods.
  • a third aspect of the embodiments of the present invention discloses a transmitting end device, where the transmitting end device includes: a processor, an input device, an output device, and a memory, the memory is configured to store an instruction, and the processor is configured to use The instructions are executed by the processor to perform some or all of the steps of any of the first aspects of the embodiments of the present invention.
  • the transmitting end device can improve the spectrum utilization rate of the system when performing some or all of the steps of any of the methods.
  • a fourth aspect of the embodiments of the present invention discloses a computer storage medium storing a program, the program specifically comprising instructions for performing some or all of the steps of any of the first aspects of the embodiments of the present invention.
  • the receiving end device may adopt a step demodulation method for demodulating each OFDM frequency domain signal separately, thereby improving the accuracy of data demodulation.
  • data carried on odd subcarriers may be demodulated from odd subcarriers, and then shear noise generated from odd subcarriers may be subtracted from subcarriers that cannot be divisible by 4. Can't get On the subcarriers divisible by 4, only the data carried on the subcarriers that cannot be divisible by 4 is left, and the clipping noise generated from the odd subcarriers is not included, so that the subcarriers which cannot be divisible by 4 can be directly used.
  • the carried data is demodulated.
  • the receiving device can provide two different demodulation circuits for demodulation of the even portion.
  • the first is to directly demodulate the data carried on the even subcarriers that cannot be divisible by 4, and multiply by 2 to obtain the original data.
  • the second is to demodulate the values on the subcarriers that cannot be divisible by 4, and then Demodulate the value on the subcarrier that can be divisible by 4, perform IFFT processing on both values, and regenerate the signal, and then FFT the regenerated signal to obtain the original data.
  • the transmitting device may determine the M-channel sub-carrier set from the N sub-carriers according to the preset condition, acquire the M-channel parallel data, and modulate each of the M-channel parallel data in the M-channel sub-carrier set.
  • the M channel OFDM frequency domain signal is obtained; further, the transmitting end device can convert each OFDM frequency domain signal into a serial OFDM bipolar time domain signal; further, the transmitting device pairs each channel
  • the serial OFDM bipolar time domain signal is processed to obtain each OFDM unipolar time domain signal, and the transmitting device superimposes the M OFDM unipolar time domain signal to obtain the synthesized OFDM unipolar time. Domain signal. It can be seen that, by using the embodiment of the present invention, the transmitting device can use multiple subcarriers to carry information as much as possible, instead of using only one odd subcarrier to carry information, thereby improving the spectrum utilization of the system.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a network architecture of an optical communication system based on orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) technology according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a schematic flow chart of a signal processing method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2.1 is a time domain signal with symmetry disclosed in an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2.2 is an ACO-OFDM signal disclosed in an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2.3 is another time domain signal with symmetry disclosed in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 2.4 is another time domain signal with symmetry disclosed in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 2.5 is a schematic diagram of a synthesized OFDM unipolar time domain signal generation according to an embodiment of the present invention.
  • 2.6 is a schematic diagram of another synthesized OFDM unipolar time domain signal generation according to an embodiment of the present invention.
  • 2.7 is a schematic diagram of another synthesized OFDM unipolar time domain signal generation according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic flow chart of another signal processing method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3.1 is a diagram of a receiving link of a receiving end device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3.2 is a demodulation circuit of an even part according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3.3 is another demodulation circuit of an even part disclosed in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic structural diagram of a device at a transmitting end according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic structural diagram of another device at a transmitting end according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6 is a schematic structural diagram of another device at a transmitting end according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a schematic structural diagram of another device at a transmitting end according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a schematic structural diagram of another device at a transmitting end according to an embodiment of the present invention.
  • the embodiment of the invention discloses a signal processing method and a transmitting end device, which can improve the spectrum utilization rate of the system. The details are described below separately.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a network architecture of an optical communication system based on orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) technology according to an embodiment of the present invention.
  • the optical communication system includes a transmitting end device and a plurality of receiving end devices, wherein the transmitting end device may include a signal processing device and an optical device, and the signal processing device is configured to process the input data, and The processed data is modulated on the optical device, and the light emitted by the optical device may be visible light or invisible light, and the optical device is used to transmit the modulated data to the free space by using the light as a carrier, and the receiving end device may have A device or a user terminal that receives a signal function and a signal processing function, wherein the user terminal can include, but is not limited to, a smart phone, a notebook computer, a personal computer (PC), a personal digital assistant (PDA), a mobile device.
  • the user terminal can include, but is not limited to, a smart phone, a notebook computer, a personal
  • MID Internet device
  • smart wearable devices such as smart watches, smart bracelets
  • other user terminals MID
  • MID Internet device
  • smart wearable devices such as smart watches, smart bracelets
  • other user terminals other user terminals.
  • MID Internet device
  • the receiving end device is only used to indicate that there are multiple, but does not constitute a limitation on the embodiment of the present invention, and may include more or less receiving end devices than illustrated.
  • FIG. 2 is a schematic flowchart of a signal processing method according to an embodiment of the present invention, where The signal processing method is applied to the transmitting device shown in FIG. 1.
  • the signal processing method may include the following steps:
  • the transmitting device determines, according to a preset condition, an M-channel subcarrier set from the N subcarriers.
  • Optical communication technology is a wireless communication technology that modulates a data signal on an optical device and transmits data using visible light or invisible light as a carrier.
  • the multi-carrier modulation mode can be selected to make the transmission rate of optical communication higher.
  • Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is one of multi-carrier modulation methods.
  • the OFDM signal needs to be subjected to single polarization processing to obtain a non-negative OFDM unipolar signal, and the signal of the OFDM signal in the negative direction can be cleared to zero by the method of negative clearing.
  • the pre-processing of the single-polarization method using the negative-negative clearing method is that the bipolar signal before processing must have some symmetry (for example: center Symmetric, antisymmetric).
  • the Asymmetrically Clipped Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing (ACO-OFDM) algorithm uses only odd subcarriers to carry information in the frequency domain, and the even subcarriers are 0.
  • the obtained time domain signal is obtained.
  • x(n) is the value of the nth time domain point of the ACO-OFDM bipolar time domain signal
  • N is the number of subcarriers included in the optical communication system.
  • the unipolar signal generated after the negative clear processing of x(n) is x clip (n), and x clip (n) can be expressed as:
  • X(k) is data carried by the kth subcarrier in the frequency domain
  • k is an index value of the subcarrier
  • FIG. 2.1 is a time domain signal with symmetry disclosed in the embodiment of the present invention
  • FIG. 2.2 is an ACO-OFDM signal disclosed in the embodiment of the present invention.
  • the signal of Figure 2.1 can be regarded as the x(n) signal in the above, that is, the x(n) signal is only 1 in the index value k of the subcarrier.
  • Figure 2.2 can be regarded as the signal obtained after the negative clearing process of the x(n) signal in Figure 2.1, that is, the ACO-OFDM signal, and the receiving end device can put the ACO-OFDM signal in the negative direction according to the antisymmetric property. The signal is recovered, so it does not affect the demodulation of the receiving device.
  • the ACO-OFDM algorithm uses only one subcarrier (ie, odd subcarrier) in the frequency domain to carry information, so that optical communication The spectrum utilization of the system is low.
  • the transmitting device may determine the M-channel sub-carrier set from the N sub-carriers according to a preset condition.
  • the transmitting device determines each set of subcarriers according to the preset condition, and carries information on each determined set of subcarriers, and the obtained time domain signal has a certain symmetry, so that the method of negative clearing can be used for performing single Polarization is processed.
  • the transmitting device needs to determine each subcarrier set for performing 2-way processing.
  • the index value k of the subcarrier can be divisible by 1 but cannot be divisible by 2.
  • the first set of subcarriers is an odd subcarrier set.
  • the obtained time domain signal has antisymmetry.
  • the principle is the same as the principle of the ACO-OFDM signal. This will not be repeated here.
  • the domain signal z(m) is:
  • the time domain signal has the following two properties:
  • Such z(m) can be done in the negative clearing process. After the signal of z(m) in the negative direction is cleared to zero, the original z(m) can be recovered according to the properties 1 and 2.
  • FIG. 2.3 is another time domain signal with symmetry disclosed in the embodiment of the present invention.
  • the signal in FIG. 2.3 can be regarded as the z(m) signal in the above, that is, the z(m) signal carries information only on the subcarriers whose subcarrier index value k can be divisible by 2 but cannot be divisible by 4.
  • the time domain signal obtained at the time, as can be seen from Figure 2.3, the z(m) signal is partially antisymmetric.
  • the transmitting device needs to determine each subcarrier set for performing 3-way processing.
  • the preset condition is that the index value k of the subcarrier can be divisible by 2 but cannot be divisible by 4.
  • the first set of subcarriers and the second set of subcarriers are the same as described above, and are not described here. In the following, it will be deduced that "in the frequency domain, if only the index value k of the subcarrier can be divisible by 4 but cannot be 8
  • the divisible subcarriers ie, the third set of subcarriers
  • carry information, and the resulting time domain signal has partial antisymmetry.
  • the derivation process is as follows:
  • the time domain signal has the following three properties:
  • Such z(m) can be done in the negative clearing process. After the signal of z(m) in the negative direction is cleared to zero, the original z(m) can be recovered according to the property i, the property ii, and the property iii.
  • FIG. 2.4 is another time domain signal with symmetry disclosed in the embodiment of the present invention.
  • the signal in FIG. 2.4 can be regarded as the z(m) signal in the above, that is, the z(m) signal carries information only on the subcarriers whose subcarrier index value k can be divisible by 4 but cannot be divisible by 8.
  • the time domain signal obtained at the time can be seen from Fig. 2.4, and the z(m) signal has partial antisymmetry.
  • the time domain signal obtained when the index value k of the subcarrier can be divisible by 8 but cannot be divisible by 16 is also partially antisymmetric.
  • the above determines the correctness of the subcarrier theory according to preset conditions.
  • the algorithm provided by the embodiment of the present invention can also be applied to a set of more subcarriers to increase spectrum utilization until the spectrum utilization rate approaches 1.
  • the transmitting device acquires M parallel data, and modulates each data of the M parallel data in a different set of subcarriers in the M subcarrier set to obtain an M OFDM frequency domain signal.
  • the manner in which the transmitting end device acquires the M parallel data is specifically:
  • the transmitting device receives the input M parallel data; or,
  • the transmitting device receives one input serial data and converts the serial data into M parallel data.
  • the transmitting end device converts one serial data into M parallel data, and converts the input high-speed serial data (binary data) into multiple relatively low-speed parallel data, and modulates on multiple subcarriers to obtain OFDM. Frequency domain signal. Among them, high speed and low speed are relatively speaking, and the transmission rate of one serial serial data is high speed with respect to the transmission rate of each data in the converted multiple parallel data.
  • the transmitting device may first encode each parallel data, and then modulate each data of the encoded M parallel data into different sets of subcarriers in the M subcarrier set. Obtain an M-channel OFDM frequency domain signal.
  • the modulation method used in each channel is Quadrature Amplitude Modulation (QAM), and the QAM modulation order used in each channel is the same or different, and the coding mapping rules used in each channel are the same or different.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • 202 performs modulation mapping first, and then performs serial/parallel conversion.
  • 202 may also perform serial/parallel conversion first, and then perform modulation mapping.
  • the transmitting device converts each OFDM frequency domain signal into a serial OFDM bipolar time domain signal.
  • the transmitting end device sequentially performs serial/parallel conversion, conjugate symmetric processing, and fast inverse Fourier transform (IFFT) on each OFDM frequency domain signal to obtain an OFDM bipolar time domain signal, and further, the transmitting end device pairs
  • the OFDM bipolar time domain signal is parallel/serial converted so that a serial OFDM bipolar time domain signal can be obtained.
  • the modulated signals are processed in parallel, so serial/parallel conversion is required.
  • O-OFDM optical-Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • X(k) FFT[x(n)]
  • N is the number of points of x(n) and X(k).
  • the last N/2 points in the frequency domain can be constructed so that they have the conjugate symmetry property with the former N/2, and the x(n) is true.
  • Signal requirements Then, the conjugate symmetrically processed signal is subjected to an inverse fast Fourier transform (IFFT) to obtain an OFDM bipolar time domain signal.
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the transmitting device processes each serial OFDM bipolar time domain signal to obtain each OFDM unipolar time domain signal.
  • the processing may include negative clear processing; if each time domain signal The number of time domain points is different.
  • the time domain of the first time domain signal is N
  • the time domain of the second time domain signal is N/2
  • the time domain of the third time domain signal is N/. 4, etc.
  • the processing may include negative clear processing, multiplication coefficient processing, and copy processing. Among them, the order of these three processing operations can be arbitrary.
  • the sending end device processes each serial OFDM bipolar time domain signal, and the manner of obtaining each OFDM unipolar time domain signal is specifically as follows:
  • each serial OFDM bipolar time domain signal determines whether the time domain point of the serial OFDM bipolar time domain signal is N; if not, the time domain of the serial OFDM bipolar time domain signal The number of points is copied m times so that the number of time domain points of the copied OFDM bipolar time domain signal is N; the copied OFDM bipolar time domain signal is multiplied by the weighting coefficient 1/(m+1), and The multiplied OFDM bipolar time domain signal is subjected to negative clear processing to obtain each OFDM unipolar time domain signal.
  • the copy processing is performed first, then the multiplication coefficient processing is performed, and finally the negative clear processing is performed.
  • the manner in which the transmitting end device processes each serial OFDM bipolar time domain signal to obtain each OFDM unipolar time domain signal is specifically:
  • the negative clear processing is performed first, then the multiplication coefficient processing is performed, and finally the copy processing is performed.
  • the manner in which the transmitting end device processes each serial OFDM bipolar time domain signal to obtain each OFDM unipolar time domain signal is specifically:
  • the multiplication coefficient processing is performed first, then the negative clear processing is performed, and finally the copy processing is performed.
  • each serial OFDM bipolar time domain signal processes each serial OFDM bipolar time domain signal, and the processing manner of obtaining each OFDM unipolar time domain signal is not limited to the above three modes, and other deformation processing manners. Or calculations are within the scope of the invention.
  • the transmitting device superimposes the M-channel OFDM unipolar time domain signal to obtain a synthesized OFDM unipolar time domain signal.
  • the transmitting end device processes each serial OFDM bipolar time domain signal, and after obtaining each OFDM unipolar time domain signal, the transmitting end device can perform the M OFDM unipolar time.
  • the domain signals are superimposed so that a synthesized OFDM unipolar time domain signal can be obtained.
  • FIG. 2.5 is a schematic diagram of a synthesized OFDM unipolar time domain signal generation according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2.6 is a schematic diagram of the present invention.
  • Figure 2.5 and Figure 2.6 are processed by dividing into two sub-carriers.
  • the first sub-carrier is a sub-carrier whose sub-carrier index value k can be divisible by 1 but cannot be divisible by 2 (ie, odd sub-carrier), and the second sub-carrier set is The subcarrier whose index value k of the subcarrier can be divisible by 2 but cannot be divisible by 4.
  • the time domain points of each time domain signal in Figure 2.5 are the same (all N), only need to do negative clear processing, and in Figure 2.6, the time domain of the first time domain signal is N, and the time domain of the second time domain signal is N/2, and the time domain points of the second time domain signal need to be copied, that is, once copied, twice as many as the original number, N/ After the two points are copied once, they become N points.
  • time domain points of the second time domain signal in Figure 2.6 are compared with those before the simplification (that is, the time domain points of the second time domain signal in Figure 2.5). Consistently, at the same time, in order to ensure that the energy of the time domain signal is consistent with that before the simplification, multiplication coefficient processing is required, that is, multiplied by a weighting coefficient of 0.5.
  • the order of the three processing modules in the preset processing of the second path in FIG. 2.6 may be interchanged arbitrarily, wherein the second path in FIG. 2.6 is to modulate data in N/2 carriers. On odd subcarriers.
  • FIG. 2.7 is a schematic diagram of another synthesized OFDM unipolar time domain signal generation according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2.8 is another synthesized OFDM disclosed in the embodiment of the present invention. Schematic diagram of unipolar time domain signal generation, wherein Figure 2.8 is a simplification of Figure 2.7.
  • Figure 2.7 and Figure 2.8 are processed by dividing into three subcarriers, the first subcarrier is a subcarrier whose subcarrier offset value k can be divisible by 1 but cannot be divisible by 2 (ie, odd subcarrier), and the second subcarrier set is sub
  • the carrier value of the carrier can be divisible by 2 but cannot be divisible by 4
  • the third set of subcarriers is a subcarrier whose index value k of the subcarrier can be divisible by 4 but cannot be divisible by 8.
  • the time domain points of each time domain signal in Figure 2.7 are the same (all N), only need to do negative clear processing, and in Figure 2.8, the time domain points of the first time domain signal are N, and the time domain of the second time domain signal is N/2, and the time domain points of the second time domain signal need to be copied, that is, once copied, twice as many as the original number, N/ After the two points are copied once, they become N points.
  • the time domain points of the second time domain signal in Figure 2.8 are compared with those before the simplification (that is, the time domain points of the second time domain signal in Figure 2.7).
  • time domain point of the third time domain signal is N/4, and the third path is required.
  • the time domain points of the domain signal are copied, that is, three times of copying, which is three times more than the original number of points. After N/4 points are copied three times, it becomes N points.
  • the third road in Figure 2.8 The time domain points of the time domain signal are consistent with the number of time domain points before the simplification (ie, the time domain signal of the third channel in Figure 2.7), and at the same time, in order to ensure Energy domain signal coincides with the front simplification, the coefficient multiplication processing is required, i.e., multiplied by the weighting factor 0.25.
  • the order of the three processing modules in the second processing and the third processing in FIG. 2.8 can be arbitrarily interchanged, wherein the second path in FIG. 2.8 is to modulate the data in N/2. On the odd subcarriers in the carriers, the third way in Figure 2.8 is to modulate the data on odd subcarriers in N/4 carriers.
  • the method may further include the following steps:
  • the transmitting end device sequentially performs cyclic prefix processing and digital/analog conversion on the synthesized OFDM unipolar time domain signal to obtain an OFDM analog signal;
  • the transmitting end device sends the OFDM analog signal to the receiving end device by the optical signal converted by the optical device.
  • the transmitting end device sequentially performs cyclic prefix processing and digital/analog conversion on the synthesized OFDM unipolar time domain signal, and obtains an OFDM analog signal, and then converts the OFDM analog signal into an optical device for processing.
  • the generated optical signal is sent to the receiving device, and the data is sent. Send the process.
  • the receiving end device After receiving the optical signal, the receiving end device converts the optical signal into an OFDM analog signal through a photoelectric converter, converts it into an OFDM digital signal through an analog/digital converter, removes a cyclic prefix in the OFDM digital signal, and performs serial/parallel After the conversion, the OFDM parallel digital signal can be obtained. Further, by performing fast Fourier transform FFT on the OFDM parallel digital signal, the OFDM frequency domain signal can be obtained, and further, the receiving end device demodulates the OFDM frequency domain signal. The data carried on the subcarriers can be obtained, thus completing the data receiving process.
  • the transmitting device may determine the M-channel subcarrier set from the N subcarriers according to a preset condition, acquire the M-channel parallel data, and modulate each of the M-channel parallel data in the M-channel subcarrier.
  • An M-channel OFDM frequency domain signal is obtained on the different sets of subcarriers in the set; further, the transmitting end device can convert each OFDM frequency domain signal into a serial OFDM bipolar time domain signal; further, the transmitting end The device processes each serial OFDM bipolar time domain signal to obtain each OFDM unipolar time domain signal, and the transmitting device superimposes the M OFDM unipolar time domain signal to obtain the synthesized OFDM. Unipolar time domain signal. It can be seen that, by using the embodiment of the present invention, the transmitting device can use multiple subcarriers to carry information as much as possible, instead of using only one odd subcarrier to carry information, thereby improving the spectrum utilization of the system.
  • FIG. 3 is a schematic flowchart diagram of another signal processing method according to an embodiment of the present invention.
  • the signal processing method is applied to the receiving device shown in FIG. 1.
  • the signal processing method may include the following steps:
  • the receiving end device converts the photoelectrically converted OFDM analog signal into an OFDM digital signal.
  • the receiving end device removes a cyclic prefix in the OFDM digital signal, and performs serial/parallel conversion to obtain an OFDM parallel digital signal.
  • the receiving end device performs fast Fourier transform FFT on the OFDM parallel digital signal to obtain an OFDM frequency domain signal.
  • 301 to 303 are well-known prior art, and are not described too much herein.
  • the receiving end device demodulates the OFDM frequency domain signal to obtain the number carried on the subcarrier. according to.
  • the transmitting end device generates shear noise when performing the negative clear processing.
  • the receiving end device since the receiving end device needs to separately demodulate the multi-channel OFDM frequency domain signals, the receiving end device needs to demodulate the data carried on the odd subcarriers, and also needs to demodulate the bearer on the even subcarriers.
  • the data This part of the even subcarriers to transmit the terminal equipment in accordance with a preset condition to determine the subcarrier set, i.e. subcarrier index k, but can not be divided by 2 i 2 i + 1 subcarriers divisible.
  • the distribution of the shear noise of the second set of subcarriers is derived.
  • the derivation process is as follows:
  • the subcarriers divisible by 4 have shear noise generated from odd subcarriers and shear noise generated on subcarriers that cannot be divisible by 4.
  • FIG. 3.1 is a diagram of a receiving link of a receiving end device according to an embodiment of the present invention, wherein FIG. 3.1 is a operation for performing two-way negative clear processing in the transmitting end device in advance.
  • the receiving device also needs to perform two corresponding processing operations.
  • the receiving end device performs fast Fourier transform FFT on the OFDM digital signal, and after obtaining the OFDM frequency domain signal, based on the conclusion of 1), the receiving end device can directly perform odd partial demodulation from the odd number.
  • the subcarriers demodulate the data carried on the odd subcarriers, because they are not interfered by the clipping noise, so the result of direct demodulation is relatively accurate. Further, based on the conclusion of 2), the receiving device cannot directly The data on the subcarriers divided by 4 is demodulated because these subcarriers have clipping noise generated from odd subcarriers. If directly demodulated, they will be affected by shear noise, and the demodulation result will be inaccurate. . In order to solve this problem, the receiving end device can subtract the clipping noise generated from the odd subcarriers from the subcarriers that cannot be divisible by 4, wherein the clipping noise generated from the odd subcarriers can be solved by the odd subcarriers. The value of the tone is calculated.
  • the thus obtained subcarriers which are not divisible by 4 have only data carried on subcarriers which cannot be divisible by 4, and do not include clipping noise generated from odd subcarriers, so that they can be directly divisible by 4
  • the data carried on the subcarriers is demodulated, that is, the demodulation of the even portion is performed.
  • FIG. 3.2 is an even-numbered partial demodulation circuit disclosed in the embodiment of the present invention
  • FIG. 3.3 is an embodiment of the present invention. Another even part of the demodulation circuit.
  • the data carried on the subcarriers that cannot be divisible by 4 is X.
  • X becomes the time domain signal x
  • the obtained unipolar time domain signal is 0.5* ( x+
  • the first part of 0.5*x is FFT transformed to obtain 0.5*X, and in the frequency domain this signal falls on subcarriers that cannot be divisible by 4.
  • is FFT transformed to obtain 0.5*FFT(
  • the demodulation circuit shown in FIG. 3.2 can directly demodulate the data carried on the even subcarriers that cannot be divisible by 4 by using the first part, that is, obtain 0.5*X, and multiply by 2 to obtain X.
  • the demodulation circuit shown in Fig. 3.2 multiplication by 2 will amplify the signal while amplifying the channel noise.
  • the demodulation circuit shown in Figure 3.3 can combine the first part and the second part.
  • demodulate the value on the subcarrier that cannot be divisible by 4 get 0.5*X
  • the values are all IFFT processed and get 0.5*x and 0.5*
  • the demodulation circuit shown in Figure 3.3 can improve the demodulation performance compared to the demodulation circuit shown in Figure 3.2.
  • the receiving end device can separately demodulate the data carried on each subcarrier by step demodulation, thereby improving the accuracy of demodulation.
  • FIG. 4 is a schematic structural diagram of a device at a transmitting end according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitting device shown in FIG. 4 can be used to perform the signal processing method described in FIG. 2.
  • the source device may include:
  • the modulation method used in each channel is Quadrature Amplitude Modulation (QAM), and the QAM modulation order used in each channel is the same or different, and the coding mapping rules used in each channel are the same or different.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the converting unit 403 is configured to convert each of the OFDM frequency domain signals into a serial OFDM bipolar time domain signal
  • the processing unit 404 is configured to process each of the serial OFDM bipolar time domain signals to obtain each OFDM unipolar time domain signal;
  • the superimposing unit 405 is configured to superimpose the OFDM unipolar time domain signals of the M channels to obtain a synthesized OFDM unipolar time domain signal.
  • FIG. 5 is a schematic structural diagram of another device according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitting device shown in FIG. 5 can be used to perform the signal processing method described in FIG. 2.
  • the transmitting device shown in FIG. 5 is further optimized on the basis of the transmitting device shown in FIG.
  • the processing unit 404 may include: in addition to all the units of the transmitting end device shown in FIG. 5, the processing unit 404 may include:
  • the first determining subunit 4401 is configured to determine, for each of the serial OFDM bipolar time domain signals, whether the time domain point number of the serial OFDM bipolar time domain signal is the N;
  • a first replicating subunit 4402 configured to: when the first determining subunit determines that the number of time domain points of the serial OFDM bipolar time domain signal is not the N, the serial OFDM bipolar The time domain points of the time domain signal are copied m times, so that the time domain points of the copied OFDM bipolar time domain signal are the N;
  • a first multiplication coefficient sub-unit 4403 configured to multiply the copied OFDM bipolar time domain signal by a weighting coefficient 1/(m+1);
  • the first processing sub-unit 4404 is configured to perform a negative clear processing on the multiplied OFDM bipolar time domain signal to obtain each OFDM unipolar time domain signal.
  • the sender device 400 shown in FIG. 5 may further include:
  • the processing conversion unit 406 is configured to sequentially perform cyclic prefix processing and digital/analog conversion on the synthesized OFDM unipolar time domain signal to obtain an OFDM analog signal.
  • the sending unit 407 is configured to send the OFDM analog signal to an optical signal converted into an optical device and then send the optical signal to the receiving end device.
  • FIG. 6 is a schematic structural diagram of another device according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitting device shown in FIG. 6 can be used to perform the signal processing method described in FIG. 2.
  • the transmitting device shown in FIG. 6 is further optimized on the basis of the transmitting device shown in FIG. 4 is shown
  • the processing unit 404 may include: in addition to all the units of the transmitting device shown in FIG. 6 , the processing unit 404 may include:
  • a second processing sub-unit 4405 configured to perform a negative clearing process on each of the serial OFDM bipolar time domain signals
  • the second determining subunit 4406 is configured to determine, for each signal after the negative clear processing, whether the time domain point of the signal is the N;
  • a first determining subunit 4407 configured to: when the second determining subunit determines that the number of time domain points of the signal is not the N, determining a ratio p of the time domain point of the signal to the N;
  • the second replicating subunit 4409 is configured to copy (1/p)-1 times the time domain points of the multiplied signals to obtain each OFDM unipolar time domain signal.
  • the sender device 400 shown in FIG. 6 may further include:
  • the processing conversion unit 406 is configured to sequentially perform cyclic prefix processing and digital/analog conversion on the synthesized OFDM unipolar time domain signal to obtain an OFDM analog signal.
  • the sending unit 407 is configured to send the OFDM analog signal to an optical signal converted into an optical device and then send the optical signal to the receiving end device.
  • FIG. 7 is a schematic structural diagram of another device according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitting device shown in FIG. 7 can be used to perform the signal processing method described in FIG. 2.
  • the transmitting device shown in FIG. 7 is further optimized on the basis of the transmitting device shown in FIG.
  • the processing unit 404 may include: in addition to all the units of the transmitting end device shown in FIG. 7 , the processing unit 404 may include:
  • the third determining sub-unit 4410 is configured to determine, for each of the serial OFDM bipolar time domain signals, whether the time domain points of the serial OFDM bipolar time domain signal are the N;
  • a second determining subunit 4411 configured to determine, when the third determining subunit determines that the number of time domain points of the serial OFDM bipolar time domain signal is not the N, determining the serial OFDM bipolar The ratio of the time domain points of the sexual time domain signal to the N;
  • a third multiplication coefficient sub-unit 4412 configured to multiply the serial OFDM bipolar time domain signal by a weighting coefficient q;
  • a third processing sub-unit 4413 configured to perform a negative clear processing on the multiplied OFDM bipolar time domain signal
  • the third replicating sub-unit 4414 is configured to copy (1/q)-1 times the time domain points of the signal after the negative clear processing to obtain each OFDM unipolar time domain signal.
  • the sender device 400 shown in FIG. 7 may further include:
  • the processing conversion unit 406 is configured to sequentially perform cyclic prefix processing and digital/analog conversion on the synthesized OFDM unipolar time domain signal to obtain an OFDM analog signal.
  • the sending unit 407 is configured to send the OFDM analog signal to an optical signal converted into an optical device and then send the optical signal to the receiving end device.
  • multiple subcarriers can be used to carry information as much as possible, instead of using only one odd subcarrier to carry information, thereby improving the spectrum utilization of the system.
  • FIG. 8 is a schematic structural diagram of another device at the transmitting end according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitting device shown in FIG. 8 can be used to perform the signal processing method described in FIG. 2.
  • the transmitting device 800 may include at least one processor 801, such as a CPU (Central Processing Unit), at least one input device 802, at least one output device 803, a memory 804, and a communication bus 805. .
  • the communication bus 805 is used to implement a communication connection between these components.
  • the memory may be a high speed RAM memory or a non-volatile memory. It can be understood by those skilled in the art that the structure of the transmitting device 800 shown in FIG. 8 does not constitute a limitation of the present invention, and it may be a bus-shaped structure or a star-shaped structure, and may also include FIG. More or fewer parts, or some parts, or different parts.
  • the processor 801 is a control center of the transmitting device 800, and may be a central processing unit (CPU).
  • the processor 801 connects the entire device by using various interfaces and lines.
  • the various portions of the delivery device 800, by running or executing software programs and/or modules stored in the memory 804, and invoking program code stored in the memory 804, are used to perform the following operations:
  • the OFDM unipolar time domain signals of the M channels are superposed to obtain a synthesized OFDM unipolar time domain signal.
  • the processor 801 processes each of the serial OFDM bipolar time domain signals to obtain a OFDM unipolar time domain signal.
  • the processor 801 processes each of the serial OFDM bipolar time domain signals, and obtains each OFDM unipolar time domain signal by:
  • the processor 801 processes each of the serial OFDM bipolar time domain signals, and obtains each OFDM unipolar time domain signal by:
  • the modulation mode used by each channel is Quadrature Amplitude Modulation (QAM), and the QAM modulation order used by each channel is the same or different, and the coding mapping rules used by each channel are the same or different.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the processor 801 is further configured to invoke program code stored in the memory 804, to perform the following steps:
  • the OFDM analog signal is processed by the output device 803 into an optical signal converted into an optical device and then transmitted to the receiving device.
  • the units in the apparatus of the embodiment of the present invention may be combined, divided, and deleted according to actual needs.
  • the program may be stored in a computer readable storage medium, and the storage medium may include: Flash disk, Read-Only Memory (ROM), Random Access Memory (RAM), disk or optical disk.

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Abstract

本发明实施例公开了一种信号处理方法及发送端设备，其中，该方法包括：从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合；获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据调制在M路所述子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号；将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成的OFDM单极性时域信号。本发明实施例可以提高***的频谱利用率。

Description

一种信号处理方法及发送端设备 技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种信号处理方法及发送端设备。
背景技术
可见光通信(Visible Light Communication，VLC)技术是一种在利用可见光照明的同时，将数据信号调制在光器件上，以可见光作为载体来传输数据的无线通信技术。通常，在调制方式上，选择多载波调制方式可以使得可见光通信的传输速率更高。其中，正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是多载波调制方式中的一种。
在VLC***中，调制信号是用来驱动光器件的，而光器件要求驱动它的电流只能是正向电流，因此需要对OFDM信号进行单极化处理，可以通过负向清零的方法，将OFDM信号在负方向上的信号都清成零，这样就可以得到非负的OFDM单极性信号。
然而，为了不影响接收端设备的解调便于将原始数据恢复出来，采用负向清零的方法进行单极化处理的前提是处理前的双极性信号必须具有某种对称性(比如：中心对称、反对称)。为了构造对称性，非对称性限幅光正交频分复用(Asymmetrically Clipped Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing，ACO-OFDM)算法在频域上只使用奇数子载波承载信息，偶数子载波为0，这样的ACO-OFDM频域信号经过快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)处理后得到的双极性时域信号就具有反对称性，表达式为：x(n)＝-x(n+N/2),n＝0,1,2,...,N/2-1，其中，x(n)为OFDM双极性时域信号第n个时域点的值，N为***包括的子载波的数量，x(n)在频域上的表达式为：X(k)＝FFT[x(n)],k＝0,1,2,...,N-1，其中，X(k)为频域上第k个子载波承载的数据，k为子载波的索引值。可见，ACO-OFDM算法在频域上不能使用全部的子载波承载信息，只能使用部分子载波承载信息，而其他的子载波为0，***的频谱利用率较低。
发明内容
本发明实施例公开了一种信号处理方法及发送端设备，能够提高***的频谱利用率。
本发明实施例第一方面公开了一种信号处理方法，包括：
从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，所述预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，其中，所述k＝{0，1，2...，N-1}，所述i＝{0，1，2...，M-1}且所述2i+1小于所述N，所述M为正整数且所述M大于等于2且2M小于所述N；
获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据调制在所述M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；
将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；
对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号；
其中，若每路时域信号的时域点数相同，比如：每路时域信号的时域点数均为N，则该处理可以包括负向清零处理；若每路时域信号的时域点数不相同，比如：第一路时域信号的时域点数为N，第二路时域信号的时域点数为N/2，第三路时域信号的时域点数为N/4等，则该处理可以包括负向清零处理、乘系数处理以及复制处理。
将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成的OFDM单极性时域信号。
其中，通过多路处理使得尽可能多的利用***的子载波来承载数据，从而可以提高***的频谱利用率。
结合本发明实施例第一方面，在本发明实施例第一方面的第一种可能的实现方式中，所述对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，包括：
针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双 极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，将所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为所述N；将所述复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘，并将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
其中，这种处理是先进行复制处理，然后进行乘系数处理，最后进行负向清零处理。
结合本发明实施例第一方面，在本发明实施例第一方面的第二种可能的实现方式中，所述对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，包括：
对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p，并将所述信号与加权系数p相乘，以及将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
其中，这种处理是先进行负向清零处理，然后进行乘系数处理，最后进行复制处理。
结合本发明实施例第一方面，在本发明实施例第一方面的第三种可能的实现方式中，所述对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，包括：
针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与所述N的比值q，并将所述串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，并将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
其中，这种处理是先进行乘系数处理，然后进行负向清零处理，最后进行 复制处理。
结合本发明实施例第一方面至第一方面的第三种可能的实现方式，在本发明实施例第一方面的第四种可能的实现方式中，每路使用的调制方式均为正交振幅调制QAM，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
结合本发明实施例第一方面至第一方面的第三种可能的实现方式，在本发明实施例第一方面的第五种可能的实现方式中，所述方法还包括：
将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号发送至接收端设备。
本发明实施例第二方面公开了一种发送端设备，所述发送端设备包括用于执行本发明实施例第一方面任一方法的部分或全部步骤的功能单元。其中，该发送端设备执行第一方面任一方法的部分或全部步骤时能够提高***的频谱利用率。
本发明实施例第三方面公开了一种发送端设备，所述发送端设备包括：处理器、输入装置、输出装置以及存储器，所述存储器被配置用于存储指令，所述处理器被配置用于运行所述指令，所述处理器运行所述指令以执行本发明实施例第一方面任一方法的部分或全部步骤。其中，该发送端设备执行第一方面任一方法的部分或全部步骤时能够提高***的频谱利用率。
本发明实施例第四方面公开了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有程序，所述程序具体包括用于执行本发明实施例第一方面任一方法的部分或全部步骤的指令。
在一些可行的实施方式中，接收端设备对每路OFDM频域信号分别进行解调时可以采用分步解调的方法，可以提高数据解调的准确性。具体的，以两路为例，可以先从奇数子载波中解调出奇数子载波上承载的数据，然后从不能被4整除的子载波上减掉来自奇数子载波上产生的剪切噪声，这样得到的不能 被4整除的子载波上就只剩下不能被4整除的子载波上承载的数据而不包括来自奇数子载波上产生的剪切噪声了，这样就可以直接将不能被4整除的子载波上承载的数据解调出来。
在一些可行的实施方式中，以两路为例，接收端设备可以针对偶数部分的解调提供两种不同的解调电路。第一种是直接解调不能被4整除的偶数子载波上承载的数据，再乘以2就可以得到原始数据了，第二种是先解调不能被4整除的子载波上的值，然后解调能被4整除的子载波上的值，对这两个值都做IFFT处理，并重新生成信号，再把重新生成的这个信号进行FFT后就能得到原始数据了。
本发明实施例中，发送端设备可以从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，获取M路并行数据，并将M路并行数据的每路数据调制在M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；进一步地，发送端设备可以将每路OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；更进一步地，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，发送端设备将M路OFDM单极性时域信号进行叠加，就可以获得合成的OFDM单极性时域信号。可见，通过本发明实施例，发送端设备可以尽可能地使用多路子载波来承载信息，而不只是使用一路的奇数子载波来承载信息，从而能够提高***的频谱利用率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例公开的一种基于正交频分复用OFDM技术的光通信***的网络架构示意图；
图2是本发明实施例公开的一种信号处理方法的流程示意图；
图2.1是本发明实施例公开的一种具备对称性的时域信号；
图2.2是本发明实施例公开的一种ACO-OFDM信号；
图2.3是本发明实施例公开的另一种具备对称性的时域信号；
图2.4是本发明实施例公开的另一种具备对称性的时域信号；
图2.5是本发明实施例公开的一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图；
图2.6是本发明实施例公开的另一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图；
图2.7是本发明实施例公开的另一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图；
图2.8是本发明实施例公开的另一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图；
图3是本发明实施例公开的另一种信号处理方法的流程示意图；
图3.1是本发明实施例公开的一种接收端设备的接收链路图；
图3.2是本发明实施例公开的一种偶数部分的解调电路；
图3.3是本发明实施例公开的另一种偶数部分的解调电路；
图4是本发明实施例公开的一种发送端设备的结构示意图；
图5是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图；
图6是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图；
图7是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图；
图8是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”和“第三”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、***、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
本发明实施例公开了一种信号处理方法及发送端设备，能够提高***的频谱利用率。以下分别进行详细说明。
为了更好的理解本发明实施例，下面先对本发明实施例公开的一种光通信***的网络架构示意图进行描述。
请参阅图1，图1是本发明实施例公开的一种基于正交频分复用OFDM技术的光通信***的网络架构示意图。如图1所示，该光通信***包括发送端设备以及多个接收端设备，其中，该发送端设备可以包括信号处理装置以及光器件，该信号处理装置用于对输入的数据进行处理，并将处理后的数据调制在光器件上，光器件发射的光可以为可见光，也可以为不可见光，该光器件用于以光作为载体将调制的数据发射到自由空间，接收端设备可以为具备接收信号功能以及信号处理功能的装置或者用户终端，其中，用户终端可以包括但不限于如智能手机、笔记本电脑、个人计算机(Personal Computer，PC)、个人数字助理(Personal Digital Assistant,PDA)、移动互联网设备(Mobile Internet Device，MID)、智能穿戴设备(如智能手表、智能手环)等各类用户终端。另外，本领域技术人员可以理解，虽然图1中只示出了一个发送端设备，但并不构成对本发明实施例的限定，可以包括比图示更多的发送端设备，图1中示出的接收端设备只是用于表示有多个，但并不构成对本发明实施例的限定，可以包括比图示更多或更少的接收端设备。
基于图1所示的网络架构，本发明实施例公开了一种信号处理方法。请参阅图2，图2是本发明实施例公开的一种信号处理方法的流程示意图，其中，该 信号处理方法应用于图1所示的发送端设备中。如图2所示，该信号处理方法可以包括以下步骤：
201、发送端设备从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合。
光通信技术是一种将数据信号调制在光器件上，以可见光或不可见光作为载体来传输数据的无线通信技术。通常，在调制方式上，选择多载波调制方式可以使得光通信的传输速率更高。其中，正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是多载波调制方式中的一种。在光通信***中，需要对OFDM信号进行单极化处理，得到非负的OFDM单极性信号，可以通过负向清零的方法，将OFDM信号在负方向上的信号都清成零。
然而，为了不影响接收端设备的解调便于将原始数据恢复出来，采用负向清零的方法进行单极化处理的前提是处理前的双极性信号必须具有某种对称性(比如：中心对称、反对称)。而非对称性限幅光正交频分复用(Asymmetrically Clipped Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing，ACO-OFDM)算法在频域上只使用奇数子载波承载信息，偶数子载波为0，得到的时域信号的表达式为：
x(n)＝-x(n+N/2),n＝0,1,2,...,N/2-1   (1)
其中，x(n)为ACO-OFDM双极性时域信号第n个时域点的值，N为光通信***包括的子载波的数量。
对x(n)进行负向清零处理后产生的单极性信号为xclip(n)，xclip(n)可表示为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000001
x(n)在频域上的表达式为：
X(k)＝FFT[x(n)],k＝0,1,2,...,N-1    (3)
其中，X(k)为频域上第k个子载波承载的数据，k为子载波的索引值。
请一并参阅图2.1～图2.2，图2.1是本发明实施例公开的一种具备对称性的时域信号，图2.2是本发明实施例公开的一种ACO-OFDM信号。其中，图2.1的信号可以看作是上述中的x(n)信号，即x(n)信号是只在子载波的索引值k能被1 整除但不能被2整除的子载波上承载信息时所得到的时域信号，从图2.1中可以看出，该x(n)信号具备反对称性。图2.2可以看作是对图2.1中的x(n)信号进行负向清零处理后得到的信号，即ACO-OFDM信号，接收端设备根据反对称性质可以将ACO-OFDM信号在负方向上的信号恢复出来，故不会影响接收端设备的解调。
虽然通过上述方法得到的x(n)双极性时域信号具有反对称性，但是，ACO-OFDM算法在频域上只使用了一路子载波(即奇数子载波)来承载信息，使得光通信***的频谱利用率较低。
本发明实施例中，为了提高频谱利用率，发送端设备可以从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合。其中，该预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，k＝{0，1，2...，N-1}，i＝{0，1，2...，M-1且2i+1小于N，M为正整数且M大于等于2且2M小于N。发送端设备根据该预设条件确定每路子载波集合，在该确定的每路子载波集合上承载信息，得到的时域信号就具有某种对称性，这样就可以采用负向清零的方法进行单极化处理了。
为了证明上述根据预设条件来确定子载波理论的正确性，下面进行举例说明并推导。
举例来说，假设M＝2，则发送端设备需要确定进行2路处理的每路子载波集合，此时，M＝2，i＝{0，1}，当i＝0时，预设条件为子载波的索引值k能被1整除但不能被2整除，发送端设备可以确定第一路子载波集合为子载波的索引值k能被1整除但不能被2整除的子载波(即奇数子载波)；当i＝1时，预设条件为子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除，发送端设备可以确定第二路子载波集合为子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除的子载波。
其中，第一路子载波集合为奇数子载波集合，在频域上，若只有奇数子载波集合承载信息，那么得到的时域信号具有反对称性，该原理与ACO-OFDM信号的原理一样，在此不再赘述。
下面将推导“在频域上，若只有子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除的子载波(即第二路子载波集合)承载信息，那么得到的时域信号具有部分 反对称性”。推导过程如下：
假设第二路子载波的频域用Z(k),k＝0,1,2,...,N-1表示，Z(k)＝a(k)+jb(k)，其中a(k)和b(k)分别是Z(k)的实部和虚部。令Z(0)＝Z(N/2)＝0。z(m),m＝0,1,2,...,N-1是相应的时域信号，则Z(k)和z(m)的关系为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000002
Z(k)的奇数子载波不承载信息，即Z(2k1+1)＝0。Z(k)的偶数子载波表示为Z(2k1)＝a(k1)+jb(k1)，其中k1＝0,1,2,...,N/2-1，则时域信号z(m)为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000003
由于z(m)是实信号，上式可简化为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000004
根据共轭对称性，b(k1)＝-b(N/2-k1)，b(0)＝b(N/4)＝0，a(k1)＝a(N/2-k1)，a(0)＝a(N/4)＝0，则(6)可以进一步简化为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000005
令z(m1)和z(m2)分别表示z(m)的N/2个点，
Figure PCTCN2016070526-appb-000006
Figure PCTCN2016070526-appb-000007
Figure PCTCN2016070526-appb-000008
Figure PCTCN2016070526-appb-000009
由(8)和(9)可见，z(m1)＝z(m2)。令
Figure PCTCN2016070526-appb-000010
和
Figure PCTCN2016070526-appb-000011
分别表示z(m1)的N/4个点，
Figure PCTCN2016070526-appb-000012
则：
Figure PCTCN2016070526-appb-000013
Figure PCTCN2016070526-appb-000014
由于Z(k)只在能被2整除但不能被4整除的子载波上承载信息，因此当k1为偶数时，b(k1)＝a(k1)＝0，而当k1为奇数时，由(10)和(11)可见，
Figure PCTCN2016070526-appb-000015
综上可以推导出，当频域上只有能被2整除但不能被4整除的子载波上承载信息时，其时域信号具有如下两个性质：
1)性质1：z(m1)＝z(m2)，即时域信号的后N/2个点是前N/2点的复制；
2)性质2：
Figure PCTCN2016070526-appb-000016
即时域信号的前N/2点具有反对称性。
这样的z(m)可以做负向清零处理。将z(m)在负方向上的信号清成零以后，根据性质1和性质2就可以将原始的z(m)恢复出来。
请一并参阅图2.3，图2.3是本发明实施例公开的另一种具备对称性的时域信号。其中，图2.3中的信号可以看作是上述中的z(m)信号，即z(m)信号是只在子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除的子载波上承载信息时所得到的时域信号，从图2.3中可以看出，该z(m)信号具备部分反对称性。
又举例来说，假设M＝3，则发送端设备需要确定进行3路处理的每路子载波集合，此时，M＝3，i＝{0，1，2}，当i＝0时，预设条件为子载波的索引值k 能被1整除但不能被2整除，发送端设备可以确定第一路子载波集合为子载波的索引值k能被1整除但不能被2整除的子载波(即奇数子载波)；当i＝1时，预设条件为子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除，发送端设备可以确定第二路子载波集合为子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除的子载波；当i＝2时，预设条件为子载波的索引值k能被4整除但不能被8整除，发送端设备可以确定第三路子载波集合为子载波的索引值k能被4整除但不能被8整除的子载波。
其中，第一路子载波集合以及第二路子载波集合与上文描述相同，在此不再赘述，下面将推导“在频域上，若只有子载波的索引值k能被4整除但不能被8整除的子载波(即第三路子载波集合)承载信息，那么得到的时域信号具有部分反对称性”。推导过程如下：
上文推导中公式(10)和(11)为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000017
Figure PCTCN2016070526-appb-000018
其中
Figure PCTCN2016070526-appb-000019
和
Figure PCTCN2016070526-appb-000020
分别表示z(m1)的N/4个点，
Figure PCTCN2016070526-appb-000021
Figure PCTCN2016070526-appb-000022
当k1为偶数时，有
Figure PCTCN2016070526-appb-000023
设k1＝2k2，则k2＝1,...,N/8-1，那么
Figure PCTCN2016070526-appb-000024
可表达为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000025
设
Figure PCTCN2016070526-appb-000026
和
Figure PCTCN2016070526-appb-000027
分别表示
Figure PCTCN2016070526-appb-000028
的N/8个点，
Figure PCTCN2016070526-appb-000029
Figure PCTCN2016070526-appb-000030
则：
Figure PCTCN2016070526-appb-000031
Figure PCTCN2016070526-appb-000032
由于Z(k)只在能被4整除但不能被8整除的子载波上承载数据，因此k2为奇数，则
Figure PCTCN2016070526-appb-000033
为：
Figure PCTCN2016070526-appb-000034
根据(13)和(15)，有
Figure PCTCN2016070526-appb-000035
综上可以推导出，当频域上只有能被4整除但不能被8整除的子载波上承载信息时，其时域信号具有如下三个性质：
1)性质i：z(m1)＝z(m2)，即时域信号的后N/2个点是前N/2点的复制；
2)性质ii：
Figure PCTCN2016070526-appb-000036
即时域信号的前N/2点的后N/4点是前N/4点的复制；
3)性质iii：
Figure PCTCN2016070526-appb-000037
即时域信号的前N/4点具有反对称性。
这样的z(m)可以做负向清零处理。将z(m)在负方向上的信号清成零以后，根据性质i、性质ii以及性质iii就可以将原始的z(m)恢复出来。
请一并参阅图2.4，图2.4是本发明实施例公开的另一种具备对称性的时域信号。其中，图2.4中的信号可以看作是上述中的z(m)信号，即z(m)信号是只在子载波的索引值k能被4整除但不能被8整除的子载波上承载信息时所得到的时域信号，从图2.4中可以看出，该z(m)信号具备部分反对称性。
由上述的推导过程中，可以推断“在子载波的索引值k能被8整除但不能被16整除的子载波上承载信息时所得到的时域信号也具有部分反对称特性”，故可以证明上述根据预设条件来确定子载波理论的正确性。本发明实施例所提供的算法还可以应用于更多路的子载波集合中，以增加频谱利用率，直到频谱利用率趋于1。
202、发送端设备获取M路并行数据，并将M路并行数据的每路数据调制在M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号。
本发明实施例中，发送端设备获取M路并行数据的方式具体为：
发送端设备接收输入的M路并行数据；或，
发送端设备接收输入的一路串行数据，并将该一路串行数据转换为M路并行数据。
具体的，发送端设备将一路串行数据转换为M路并行数据是将输入的高速串行的数据(二进制数据)转换成多路相对低速的并行数据，并调制在多个子载波上，获得OFDM频域信号。其中，高速和低速是相对而言的，一路串行的数据的传输速率相对于转换后的多路并行数据中的每路数据的传输速率是高速的。
举例来说，假设一路100Gbit的串行数据为“......1101 0111 0100 1010 0111 1101 1100 1010......”，将该串行的数据转化为2路50Gbit的并行数据：第一路为“...1101 0100 0111 1100...”，第二路为：“...0111 1010 1101 1010”，那么传输速率为100Gbit的数据相对于传输速率为50Gbit的数据而言是高速数据，而传输速率为50Gbit的数据相对于传输速率为100Gbit的数据而言是低速数据。
可选的，发送端设备获取M路并行数据之后，可以先对每路并行数据进行编码，再将编码后的M路并行数据的每路数据调制在M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号。
其中，每路使用的调制方式均为正交振幅调制(Quadrature amplitude modulation，QAM)，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
本发明实施例中，202中是先进行调制映射，然后进行串/并转换，可选的，202也可以是先进行串/并转换，然后进行调制映射。
203、发送端设备将每路OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号。
具体的，发送端设备对每路OFDM频域信号依次进行串/并转换、共轭对称处理以及快速傅里叶逆变换IFFT，获得OFDM双极性时域信号，进一步地，发送端设备对每路OFDM双极性时域信号进行并/串转换，这样就可以获得串行的OFDM双极性时域信号了。
本发明实施例中，调制后的信号是并行处理的，故需要进行串/并转换。
由于光正交频分复用(Optical-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，O-OFDM)信号是用来驱动光器件的，而光器件要求，驱动它的电流只能是正向电流。因此，O-OFDM信号必须是非负的实信号。
设x(n),n＝0,1,2,...,N-1是O-OFDM信号的时域信号,X(k)＝FFT[x(n)],k＝0,1,2,...,N-1是x(n)的频域表达，N是x(n)和X(k)的点数。为了使x(n)是实信号，X(k)必须满足共轭对称性，即X(k)＝X*(N-k),k＝1,2,...,N/2-1，其中X*(k)是X(k)的共轭。
因此，将串/并转换后的信号进行共轭对称处理，就可以构造频域上的后N/2个点，使它们跟前N/2具有共轭对称的性质，满足x(n)是实信号的要求。再将共轭对称处理后的信号进行快速傅里叶逆变换IFFT，就可以获得OFDM双极性时域信号。
204、发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
本发明实施例中，若每路时域信号的时域点数相同，比如：每路时域信号的时域点数均为N，则该处理可以包括负向清零处理；若每路时域信号的时域点数不相同，比如：第一路时域信号的时域点数为N，第二路时域信号的时域点数为N/2，第三路时域信号的时域点数为N/4等，则该处理可以包括负向清零处理、乘系数处理以及复制处理。其中，这三种处理操作的顺序可以任意。
作为一种可选的实施方式，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
针对每路串行的OFDM双极性时域信号，判断串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为N；若否，将串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为N；将复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘，并将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
在该可选的实施方式中，先进行复制处理，然后进行乘系数处理，最后进行负向清零处理。
作为另一种可选的实施方式，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
对每路串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p，并将所述信号与加权系数p相乘，以及将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
在该可选的实施方式中，先进行负向清零处理，然后进行乘系数处理，最后进行复制处理。
作为另一种可选的实施方式，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
针对每路串行的OFDM双极性时域信号，判断串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为N；若否，确定串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与N的比值q，并将串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，并将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
在该可选的实施方式中，先进行乘系数处理，然后进行负向清零处理，最后进行复制处理。
需要说明的是，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的处理方式不局限于上述三种方式，其他变形的处理方式或者计算都属于本发明的保护范围内。
205、发送端设备将M路OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成的OFDM单极性时域信号。
本发明实施例中，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号之后，发送端设备就可以将M路OFDM单极性时域信号进行叠加，这样就可以获得合成的OFDM单极性时域信号了。
为了更形象的理解上述所描述的步骤，请一并参阅图2.5～图2.6，图2.5是本发明实施例公开的一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图，图2.6是本发明实施例公开的另一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图，其中，图2.6是对图2.5的一种简化。图2.5以及图2.6均是分成2路子载波进行处理，第一路子载波为子载波的索引值k能被1整除但不能被2整除的子载波(即奇数子载波)，第二路子载波集合为子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除的子载波。其中，图2.5中的每路时域信号的时域点数相同(均为N)，只需要做负向清零处理就可以了，而图2.6中，第一路时域信号的时域点数为N，而第二路时域信号的时域点数为N/2，需要将第二路时域信号的时域点数进行复制处理，即复制一次，就比原来的点数多了一倍，N/2个点复制一次后就变成了N个点，这样，图2.6中第二路的时域信号的时域点数跟简化前(即图2.5中第二路的时域信号的时域点数)一致，同时，为了保证时域信号的能量跟简化前一致，需要进行乘系数处理，即乘以加权系数0.5。
需要说明的是，图2.6中的第二路的预设处理中的三个处理模块的顺序可以任意互换，其中，图2.6中的第二路是把数据调制在N/2个载波中的奇数子载波上。
请一并参阅图2.7～图2.8，图2.7是本发明实施例公开的另一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图，图2.8是本发明实施例公开的另一种合成的OFDM单极性时域信号生成原理图，其中，图2.8是对图2.7的一种简化。图 2.7以及图2.8均是分成3路子载波进行处理，第一路子载波为子载波的索引值k能被1整除但不能被2整除的子载波(即奇数子载波)，第二路子载波集合为子载波的索引值k能被2整除但不能被4整除的子载波，第三路子载波集合为子载波的索引值k能被4整除但不能被8整除的子载波。其中，图2.7中的每路时域信号的时域点数相同(均为N)，只需要做负向清零处理就可以了，而图2.8中，第一路时域信号的时域点数为N，而第二路时域信号的时域点数为N/2，需要将第二路时域信号的时域点数进行复制处理，即复制一次，就比原来的点数多了一倍，N/2个点复制一次后就变成了N个点，这样，图2.8中第二路的时域信号的时域点数跟简化前(即图2.7中第二路的时域信号的时域点数)一致，同时，为了保证时域信号的能量跟简化前一致，需要进行乘系数处理，即乘以加权系数0.5，第三路时域信号的时域点数为N/4，需要将第三路时域信号的时域点数进行复制处理，即复制3次，就比原来的点数多了三倍，N/4个点复制3次后就变成了N个点，这样，图2.8中第三路的时域信号的时域点数跟简化前(即图2.7中第三路的时域信号的时域点数)一致，同时，为了保证时域信号的能量跟简化前一致，需要进行乘系数处理，即乘以加权系数0.25。
需要说明的是，图2.8中的第二路以及第三路的预设处理中的三个处理模块的顺序可以任意互换，其中，图2.8中的第二路是把数据调制在N/2个载波中的奇数子载波上，图2.8中的第三路是把数据调制在N/4个载波中的奇数子载波上。
作为一种可选的实施方式，在205之后，所述方法还可以包括以下步骤：
11)发送端设备将合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
12)发送端设备将OFDM模拟信号经过光器件处理后转化成的光信号发送至接收端设备。
在该可选的实施方式中，发送端设备将合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号之后，将OFDM模拟信号经过光器件处理后转化成的光信号发送至接收端设备，就完成了数据的发 送流程。
接收端设备接收到该光信号之后之后，经过光电转换器将光信号转换成OFDM模拟信号，再经模/数转换器转换成OFDM数字信号，去除OFDM数字信号中的循环前缀并进行串/并转换后就可以得到OFDM并行数字信号，进一步地，对OFDM并行数字信号进行快速傅里叶变换FFT，就可以获得OFDM频域信号，更进一步地，接收端设备对OFDM频域信号进行解调，就可以获得在子载波上承载的数据，这样就完成了数据的接收流程。
在图2所描述的方法流程中，发送端设备可以从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，获取M路并行数据，并将M路并行数据的每路数据调制在M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；进一步地，发送端设备可以将每路OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；更进一步地，发送端设备对每路串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，发送端设备将M路OFDM单极性时域信号进行叠加，就可以获得合成的OFDM单极性时域信号。可见，通过本发明实施例，发送端设备可以尽可能地使用多路子载波来承载信息，而不只是使用一路的奇数子载波来承载信息，从而能够提高***的频谱利用率。
请参阅图3，图3是本发明实施例公开的另一种信号处理方法的流程示意图。其中，该信号处理方法应用于图1所示的接收端设备中。如图3所示，该信号处理方法可以包括以下步骤：
301、接收端设备将经光电转换的OFDM模拟信号转换为OFDM数字信号。
302、接收端设备去除OFDM数字信号中的循环前缀，并进行串/并转换，获得OFDM并行数字信号。
303、接收端设备对OFDM并行数字信号进行快速傅里叶变换FFT，获得OFDM频域信号。
本发明实施例中，301～303为公知的现有技术，在此不作过多的描述。
304、接收端设备对OFDM频域信号进行解调，获得在子载波上承载的数 据。
本发明实施例中，发送端设备在进行负向清零处理时会产生剪切噪声。其中，ACO-OFDM算法在频域上只使用奇数子载波承载信息，偶数子载波为0，如上文中的(1)式，即x(n)＝-x(n+N/2)，n＝0,1,2,...,N/2-1，对x(n)进行负向清零处理后产生的单极性信号为xclip(n)如上文中的(2)式，即
Figure PCTCN2016070526-appb-000038
设Xclip(k)＝FFT[xclip(n)]是xclip(n)信号的频域表达，则：
Figure PCTCN2016070526-appb-000039
我们称1/2FFT[|x(n)|]为剪切噪声，它是由负向清零处理的操作产生的。ACO-OFDM信号的剪切噪声在频域上只在偶数子载波上有非0值，在奇数子载波上为0。因此，剪切噪声不会影响接收端设备对信息的解调，接收端设备只要解调奇数子载波上承载的数据即可。
本发明实施例中，由于接收端设备需要对多路OFDM频域信号分别进行解调，因此接收端设备需要解调奇数子载波上承载的数据，同时，还需要解调部分偶数子载波上承载的数据。这部分偶数子载波为发送端设备按照预设条件确定的子载波集合，即子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除的子载波。
举例来说，假设在发送端设备中进行了两路负向清零处理的操作，一路将承载在奇数子载波上的信号做了负向清零处理(这样产生的剪切噪声在频域上会落在偶数子载波上)，另一路将承载在子载波的索引值k能被2整除不能被4整除的子载波上的信号做了负向清零处理(这样产生的剪切噪声在频域上会落在能被4整除的子载波上)。
下面将以第二路子载波集合为例，推导第二路子载波集合的剪切噪声的分布情况。推导过程如下：
由公式(12)可知，剪切噪声等于
Figure PCTCN2016070526-appb-000040
为不失一般性，令 Z′(k)＝FFT[|z(m)|]，推导Z′(k)的分布情况：
Figure PCTCN2016070526-appb-000041
由性质1可知，z(m1)＝z(m1+N/2)，则：
Figure PCTCN2016070526-appb-000042
公式(14)中，当k为奇数时，Z′(k)＝0。当k为偶数时，有：
Figure PCTCN2016070526-appb-000043
由性质2可知，
Figure PCTCN2016070526-appb-000044
则
Figure PCTCN2016070526-appb-000045
当k为不能被4整除的偶数时，Z′(k)＝0。当k为能被4整除的偶数时：
Figure PCTCN2016070526-appb-000046
即剪切噪声只出现在能被4整除的偶数子载波上。
综上所述，可知：
1)在奇数子载波上的剪切噪声为0；
2)不能被4整除的子载波上有来自奇数子载波上产生的剪切噪声；
3)能被4整除的子载波上有来自奇数子载波上产生的剪切噪声以及不能被4整除的子载波上产生的剪切噪声。
基于1)2)3)，本发明实施例提出分步解调的方法，可以使得解调的结果较准确。请一并参阅图3.1，图3.1是本发明实施例公开的一种接收端设备的接收链路图，其中，图3.1为预先在发送端设备中进行了两路负向清零处理的操 作，接收端设备也需要进行两路相应地处理操作。具体的，如图3.1所示，接收端设备对OFDM数字信号进行快速傅里叶变换FFT，获得OFDM频域信号之后，基于1)的结论，接收端设备可以直接进行奇数部分解调，从奇数子载波中解调出奇数子载波上承载的数据，因为它们没有受到剪切噪声的干扰，所以直接解调的结果是比较准确的，进一步地，基于2)的结论，接收端设备不能直接将不能被4整除的子载波上的数据解调出来，因为这些子载波上有来自奇数子载波上产生的剪切噪声，如果直接解调的话会受到剪切噪声的影响，解调的结果会不准确。为了解决该问题，接收端设备可以从不能被4整除的子载波上减掉来自奇数子载波上产生的剪切噪声，其中，来自奇数子载波上产生的剪切噪声可以通过奇数子载波上解调的值计算出来。这样得到的不能被4整除的子载波上就只剩下不能被4整除的子载波上承载的数据而不包括来自奇数子载波上产生的剪切噪声了，这样就可以直接将不能被4整除的子载波上承载的数据解调出来，即进行偶数部分的解调。
其中，偶数部分的解调电路可以有2种，请一并参阅图3.2以及图3.3，图3.2是本发明实施例公开的一种偶数部分的解调电路，图3.3是本发明实施例公开的另一种偶数部分的解调电路。
假设在不能被4整除的子载波上承载的数据为X，经过IFFT变换后，X变成时域信号x，再经过负向清零处理后，得到的单极性时域信号为0.5*(x+|x|)，将0.5*(x+|x|)分成两个部分：即第一部分0.5*x和第二部分0.5*|x|。第一部分0.5*x经过FFT变换后得到0.5*X,在频域上这个信号落在不能被4整除的子载波上。第二部分0.5*|x|经过FFT变换后得到0.5*FFT(|x|)，在频域上这个信号落在能被4整除的子载波上。
基于上述的假设分析，图3.2所示的解调电路可以利用第一部分直接解调不能被4整除的偶数子载波上承载的数据，即得到0.5*X，再乘以2就可以得到X。其中，图3.2所示的解调电路中，乘以2的操作会将信号放大的同时将信道噪声也一起放大。
基于上述的假设分析，图3.3所示的解调电路可以结合第一部分和第二部 分，首先，解调不能被4整除的子载波上的值，得到0.5*X，然后解调能被4整除的子载波上的值，得到0.5*FFT(|x|)，接着对这两个值都做IFFT处理后分别得到0.5*x和0.5*|x|，这里x是双极性的，而|x|是单极性的，需要根据x的符号将|x|也变成双极性的信号，这样就重新生成了信号，即第二部分也得到了0.5*x。将第一部分和第二部分进行叠加的结果就是0.5*x+0.5*x＝x，再把这个信号进行FFT后就能得到X了。图3.3所示的解调电路相比图3.2所示的解调电路能够提升解调性能。
在图3所描述的方法流程中，接收端设备可以通过分步解调的方法分别解调出每路子载波上承载的数据，从而提高解调的准确性。
请参阅图4，图4是本发明实施例公开的一种发送端设备的结构示意图。其中，图4所示的发送端设备可以用于执行图2所描述的信号处理方法。如图4所示，该发送端设备可以包括：
确定单元401，用于从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，所述预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，其中，所述k＝{0，1，2...，N-1}，所述i＝{0，1，2...，M-1}且所述2i+1小于所述N，所述M为正整数且所述M大于等于2且2M小于所述N；
获取调制单元402，用于获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据调制在M路所述子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；
其中，每路使用的调制方式均为正交振幅调制(Quadrature amplitude modulation，QAM)，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
转换单元403，用于将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；
处理单元404，用于对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号；
叠加单元405，用于将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成的OFDM单极性时域信号。
请参阅图5，图5是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图。其中，图5所示的发送端设备可以用于执行图2所描述的信号处理方法，图5所示的发送端设备是在图4所示的发送端设备的基础上进一步优化的，与图4所示的发送端设备相比，图5所示的发送端设备除了包括图所示的发送端设备的所有单元外，处理单元404可以包括：
第一判断子单元4401，用于针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；
第一复制子单元4402，用于当所述第一判断子单元判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数不为所述N时，将所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为所述N；
第一乘系数子单元4403，用于将所述复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘；
第一处理子单元4404，用于将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
可选的，图5所示的发送端设备400还可以包括：
处理转换单元406，用于将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
发送单元407，用于将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号后发送至接收端设备。
请参阅图6，图6是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图。其中，图6所示的发送端设备可以用于执行图2所描述的信号处理方法，图6所示的发送端设备是在图4所示的发送端设备的基础上进一步优化的，与图4所示 的发送端设备相比，图6所示的发送端设备除了包括图所示的发送端设备的所有单元外，处理单元404可以包括：
第二处理子单元4405，用于对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
第二判断子单元4406，用于针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N；
第一确定子单元4407，用于当所述第二判断子单元判断所述信号的时域点数不为所述N时，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p；
第二乘系数子单元4408，用于将所述信号与加权系数p相乘；
第二复制子单元4409，用于将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
可选的，图6所示的发送端设备400还可以包括：
处理转换单元406，用于将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
发送单元407，用于将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号后发送至接收端设备。
请参阅图7，图7是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图。其中，图7所示的发送端设备可以用于执行图2所描述的信号处理方法，图7所示的发送端设备是在图4所示的发送端设备的基础上进一步优化的，与图4所示的发送端设备相比，图7所示的发送端设备除了包括图所示的发送端设备的所有单元外，处理单元404可以包括：
第三判断子单元4410，用于针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；
第二确定子单元4411，用于当所述第三判断子单元判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数不为所述N时，确定所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与所述N的比值q；
第三乘系数子单元4412，用于将所述串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；
第三处理子单元4413，用于将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
第三复制子单元4414，用于将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
可选的，图7所示的发送端设备400还可以包括：
处理转换单元406，用于将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
发送单元407，用于将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号后发送至接收端设备。
在图4～图7所描述的发送端设备400中，可以尽可能地使用多路子载波来承载信息，而不只是使用一路的奇数子载波来承载信息，从而能够提高***的频谱利用率。
请参阅图8，图8是本发明实施例公开的另一种发送端设备的结构示意图。其中，图8所示的发送端设备可以用于执行图2所描述的信号处理方法。如图8所示，该发送端设备800可以包括：至少一个处理器801，例如CPU(Central Processing Unit，中央处理器)，至少一个输入装置802，至少一个输出装置803，存储器804以及通信总线805。其中，通信总线805用于实现这些组件之间的通信连接。存储器可以是高速RAM存储器，也可以是非易失性的存储器(non-volatile memory)。本领域技术人员可以理解，图8中示出的发送端设备800的结构并不构成对本发明的限定，它既可以是总线形结构，也可以是星型结构，还可以包括比图8所示的更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。
其中，处理器801为发送端设备800的控制中心，可以是中央处理器(Central Processing Unit，CPU)，处理器801利用各种接口和线路连接整个发 送端设备800的各个部分，通过运行或执行存储在存储器804内的软件程序和/或模块，以及调用存储在存储器804内存储的程序代码，用于执行以下操作：
从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，所述预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，其中，所述k＝{0，1，2...，N-1}，所述i＝{0，1，2...，M-1}且所述2i+1小于所述N，所述M为正整数且所述M大于等于2且2M小于所述N；
将通过所述输入装置802获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据调制在所述M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；
将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；
对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路的OFDM单极性时域信号；；
将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成OFDM单极性时域信号。
作为一种可选的实施方式，所述处理器801对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，将所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为所述N；将所述复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘，并将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
作为另一种可选的实施方式，所述处理器801对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得M路子OFDM单极性时域信号；
针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N； 若否，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p，并将所述信号与加权系数p相乘，以及将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
作为另一种可选的实施方式，所述处理器801对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与所述N的比值q，并将所述串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，并将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
可选的，每路使用的调制方式均为正交振幅调制(Quadrature amplitude modulation，QAM)，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
作为一种可选的实施方式，所述处理器801还用于调用所述存储器804中存储的程序代码，用于执行以下步骤：
将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
通过所述输出装置803将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号后发送至接收端设备。
需要说明的是，对于前述的各个方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本申请，某一些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本申请所必须的。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详细描述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
本发明实施例方法中的步骤可以根据实际需要进行顺序调整、合并和删减。
本发明实施例装置中的单元可以根据实际需要进行合并、划分和删减。
本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：闪存盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取器(Random Access Memory，RAM)、磁盘或光盘等。
以上对本发明实施例所提供的信号处理方法及发送端设备进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (18)

  1. 一种信号处理方法，其特征在于，包括：
    从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，所述预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，其中，所述k＝{0，1，2...，N-1}，所述i＝{0，1，2...，M-1}且所述2i+1小于所述N，所述M为正整数且所述M大于等于2且2M小于所述N；
    获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据调制在所述M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；
    将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；
    对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号；
    将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成的OFDM单极性时域信号。
  2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，包括：
    针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，将所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为所述N；将所述复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘，并将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
  3. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，包括：
    对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
    针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p，并将所述信号与加权系数p相乘，以及将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极 性时域信号。
  4. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号，包括：
    针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与所述N的比值q，并将所述串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，并将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
  5. 根据权利要求1～4任一项所述的方法，其特征在于，每路使用的调制方式均为正交振幅调制QAM，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
  6. 根据权利要求1～4任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
    将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
    将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号发送至接收端设备。
  7. 一种发送端设备，其特征在于，包括：
    确定单元，用于从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，所述预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，其中，所述k＝{0，1，2...，N-1}，所述i＝{0，1，2...，M-1}且所述2i+1小于所述N，所述M为正整数且所述M大于等于2且2M小于所述N；
    获取调制单元，用于获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据调制在所述M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；
    转换单元，用于将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；
    处理单元，用于对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号；
    叠加单元，用于将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成的OFDM单极性时域信号。
  8. 根据权利要求7所述的发送端设备，其特征在于，所述处理单元包括：
    第一判断子单元，用于针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；
    第一复制子单元，用于当所述第一判断子单元判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数不为所述N时，将所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为所述N；
    第一乘系数子单元，用于将所述复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘；
    第一处理子单元，用于将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
  9. 根据权利要求7所述的发送端设备，其特征在于，所述处理单元包括：
    第二处理子单元，用于对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
    第二判断子单元，用于针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N；
    第一确定子单元，用于当所述第二判断子单元判断所述信号的时域点数不为所述N时，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p；
    第二乘系数子单元，用于将所述信号与加权系数p相乘；
    第二复制子单元，用于将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
  10. 根据权利要求7所述的发送端设备，其特征在于，所述处理单元包括：
    第三判断子单元，用于针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；
    第二确定子单元，用于当所述第三判断子单元判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数不为所述N时，确定所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与所述N的比值q；
    第三乘系数子单元，用于将所述串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；
    第三处理子单元，用于将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
    第三复制子单元，用于将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
  11. 根据权利要求7～10任一项所述的发送端设备，其特征在于，每路使用的调制方式均为正交振幅调制QAM，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
  12. 根据权利要求7～10任一项所述的发送端设备，其特征在于，所述发送端设备还包括：
    处理转换单元，用于将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
    发送单元，用于将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号发送至接收端设备。
  13. 一种发送端设备，其特征在于，包括：处理器、输入装置、输出装置以及存储器，其中，所述处理器、输入装置、输出装置以及存储器分别连接通信总线，所述存储器中存储一组程序代码，且所述处理器用于调用所述存储器中存储的程序代码，用于执行以下步骤：
    从N个子载波中按照预设条件确定M路子载波集合，所述预设条件为子载波的索引值k能被2i整除但不能被2i+1整除，其中，所述k＝{0，1，2...，N-1}，所述i＝{0，1，2...，M-1}且所述2i+1小于所述N，所述M为正整数且所述M大于等于2且2M小于所述N；
    通过所述输入装置获取M路并行数据，并将所述M路并行数据的每路数据 调制在所述M路子载波集合中的不同路子载波集合上，获得M路OFDM频域信号；
    将每路所述OFDM频域信号转换为串行的OFDM双极性时域信号；
    对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路的OFDM单极性时域信号；
    将M路所述OFDM单极性时域信号进行叠加，获得合成OFDM单极性时域信号。
  14. 根据权利要求13所述的发送端设备，其特征在于，所述处理器对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
    针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，将所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数复制m次，以使复制后的OFDM双极性时域信号的时域点数为所述N；将所述复制后的OFDM双极性时域信号与加权系数1/(m+1)相乘，并将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，获得每路OFDM单极性时域信号。
  15. 根据权利要求13所述的发送端设备，其特征在于，所述处理器对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号的方式具体为：
    对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理；
    针对负向清零处理后的每路信号，判断所述信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述信号的时域点数与所述N的比值p，并将所述信号与加权系数p相乘，以及将相乘后的信号的时域点数复制(1/p)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
  16. 根据权利要求13所述的发送端设备，其特征在于，所述处理器对每路所述串行的OFDM双极性时域信号进行处理，获得每路OFDM单极性时域信号 的方式具体为：
    针对每路所述串行的OFDM双极性时域信号，判断所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数是否为所述N；若否，确定所述串行的OFDM双极性时域信号的时域点数与所述N的比值q，并将所述串行的OFDM双极性时域信号与加权系数q相乘；将相乘后的OFDM双极性时域信号进行负向清零处理，并将负向清零处理后的信号的时域点数复制(1/q)-1次，获得每路OFDM单极性时域信号。
  17. 根据权利要求13～16任一项所述的发送端设备，其特征在于，每路使用的调制方式均为正交振幅调制QAM，每路使用的QAM调制阶数相同或者不同，每路使用的编码映射规则相同或者不同。
  18. 根据权利要求13～16任一项所述的发送端设备，其特征在于，所述处理器还用于调用所述存储器中存储的程序代码，用于执行以下步骤：
    将所述合成的OFDM单极性时域信号依次进行加循环前缀处理以及数/模转换，获得OFDM模拟信号；
    通过所述输出装置将所述OFDM模拟信号经过光器件处理转化成的光信号发送至接收端设备。
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